JPH04140068A

JPH04140068A - 電源回路

Info

Publication number: JPH04140068A
Application number: JP2261834A
Authority: JP
Inventors: Keiichi Shimizu; 恵一清水; Kazuyuki Uratani; 浦谷　和幸
Original assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Current assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Priority date: 1990-09-30
Filing date: 1990-09-30
Publication date: 1992-05-14
Also published as: KR920007507A; EP0479196A1; EP0479196B1; KR940003774B1; DE69114982D1; DE69114982T2; CA2052345A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は、放電灯点灯装置などに用いられる電源回路に
関し、特にチョッパ回路とインバータ回路とを複合させ
た複合電力変換回路を構成する電源回路に関する。

（従来の技術）直流電圧を上昇させるチョッパ作用と上昇させた直流電
圧を高周波交流に変換して負荷に電力供給するインバー
タ作用とを兼ね備えた複合型の電源回路が、従来より知
られている。第１２図にこの種の電源回路の例を示す。

この図で、単相交流電源（商用ＡＣ電源）１は、ダイオ
ードブリッジ２によって整流され、このダイオードブリ
ッジ２のプラス側整流出力端にインダクタ３と電源往路
側に順方向を向くダイオード５との直列回路の一端が接
続され、ダイオードブリッジ２のマイナス側ｌＩ流出力
端にはインダクタ４と電源側に順方向を向くダイオード
６との直列回路の一端が接続される。またこのダイオー
ドブリッジ２の出力端間には、コンデンサ７．８の直列
回路が接続される。

交互に高周波でオン・オフするスイッチ素子のＦＥＴ　
（電界効果トランジスタ＞９．１０は直列に接続され、
一方のＦＥＴ９のドレーンにダイオード５のカンード（
インダクタ３とダイオード５の直列回路の他端）が接続
されるとともに、他方のＦＥＴ１０のソースにダイオー
ド６のアノード（インダクタ４とダイオード６の直列回
路の他端）が接続される。

コンデンサ７．８の接続点とＦＥＴ９，１０の接続点と
が接続され、各ＦＥＴ９，１０には並列に逆導通用のダ
イオード１１．１２がそれぞれ接続される。

ＦＥＴ９とダイオード１１およびＦＥＴ１０とダイオー
ド１２は、逆導通型のスイッチ素子をそれぞれ構成する
。

またＦＥＴ９のドレーンとＦＥＴ１０のソースとの間に
は、平滑コンデンサ１３が接続される。

この構成の電源回路では、ＦＥＴ９，１０の接続点であ
る出力端と平滑コンデンサ１３の両端に接続されるコン
デンサ１４．１５の直列回路の接続点との間に、インダ
クタを備えた放電灯などの負荷１６が接続され、ＦＥＴ
９，１０が駆動回路１７．１８からの駆動制御信号を受
けて交互にオン・オフされることで、負荷１６となるた
とえば放電灯に高周波交流の電力を供給することができ
、この放電灯を高周波点灯することができる。

すなわちこの電源回路では、ダイオード１１．１２を並
列接続したＦＥＴ９，１０を交互にスイッチング動作さ
せて、ダイオードブリッジ２の整流出力端間に直列に接
続されたコンデンサ７．８の蓄積電荷を一時的にインダ
クタ３．４に交互に蓄積するとともに、インダクタ３．
４の蓄積エネルギを平滑コンデンサ１３に交互に放出す
ることで２組の昇圧型チョッパとして動作させるととも
に、ＦＥＴ９，１０と平滑コンデンサ１３とによってハ
ーフブリッジインバータとして動作させ、負荷１６に高
周波電力を供給している。

また第１３図に示す他の電源回路では、グイオ−ドブリ
ッジ２のプラス側整流出力端とＦＥＴ９のドレーンとの
間をダイオード５で接続し、ＦＥＴ１０のソースとダイ
オードブリッジ２のマイナス側整流出力端との間をダイ
オード６で接続するとともに、コンデンサ７．８の接続
点とＦＥＴ９゜１０の接続点との間にチョッパ作用を担
うインダクタ１９を接続している。

また第１４図に示す他の例の電源回路では、ダイオード
ブリッジ２のプラス側整流端とＦＥＴ９゜１０の接続点
との間にコンデンサ７とチョッパ作用を担うインダクタ
１９を接続している。

これら構成の電源回路では、ダイオード１１．１２を並
列に持つＦＥＴ９，１０を交互にスイッチング動作させ
て、コンデンサ１４．１５または７の蓄積電荷をインダ
クタ１９に蓄積するとともに、インダクタ１９の蓄積エ
ネルギを平滑コンデンサ１３に放出することで昇圧型チ
ョッパとして動作させ、ＦＥＴ９．１０と平滑コンデン
サ１３とによるハーフブリッジインバータによって負荷
１６に高周波電力を供給している。

（発明が解決しようとする課題）上述した第１２図に示す従来の電源回路では、入力の電
源ラインにサージが印加されるなどで、平滑コンデンサ
１３の両端電圧ＶＣよりも入力電源電圧Ｖ、の瞬時値が
高くなったときに、図中、矢印Ｐで示す経路でｔ源から
直接的に平滑コンデンサ１３を充電する大電流が流れる
。このときＦＥＴ９または１０がオンしていれば、イン
ダクタ３または４に保存された電流が、ＦＥＴ９または
１０に過大電流として流れる。このときのｔ源は条件に
もよるが、定常を流の１０倍に達し、ＦＥＴ９，１０を
破壊する。

本発明の第１の目的は、入力電源電圧Ｖａが瞬時的に高
くなっても、スイッチ素子（ＦＥＴ９゜１０）が破壊す
ることがない電源回路を提供することにある。

また従来の電源回路では、負荷１６が軽負荷となって、
負荷１６での消費電力が少なくなったときに、余剰電力
が平滑コンデンサ１３に充電されてゆくため、コンデン
サ１３両端の直流電圧ＶＣが過電圧になるという欠点が
ある。

本発明の第２の目的は、負荷が軽いときに直流電圧ＶＣ
が、過電圧となるのを防止できる電源回路を提供するこ
とにある。

また第１３図および第１４図に示す従来の電源回路では
、負荷１６に供給される入力電流が、第１５図（ｂ）に
示すように正弦波ではない頭がつぶれた電流波形となる
という欠点がある。このような電流波形には、第１５図
（ｃ）に示すように正弦波の基本波の他に第３次高調波
底分が含まれており、この高調波成分が交流電源の電源
ラインから漏れ出て、他の電子機器などに悪影響を与え
るという問題が生じる。なお、第１５図（ａ）は、電圧
波形を示す。

本発明の第３の目的は、負荷に流れる入力電流の波形を
正弦波に近付けるけることができる電源回路を提供する
ことにある。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）上記目的を達成するために本発明は、交流電源を全波整
流して入力直流電源を得る全波整流回路と、この全波整
流回路の整流出力端間に接続される直列接続の２つのコ
ンデンサと、上記全波整流回路のプラス側整流出力端に
一端が接続され、第１のインダクタと整流出力に対して
順方向を向く第１のダイオードとからなる第１の直列回
路と、上記全波整流回路のマイナス側整流出力端に一端
が接続され、第２のインダクタと整流出力に対して順方
向を向く第２のダイオードとからなる第２の直列回路と
、上記第１の直列回路の他端と上記第２の直列回路の他
端との間に接続される平滑コンデンサと、この平滑コン
デンサの両端に接続される直列接続の２つの逆導通型ス
イッチ素子と、上記直列接続の２つのコンデンサの接続
点と上記直列接続の２つの逆導通型スイッチ素子の接続
点とを接続する電源回路において、上記全波整流回路か
ら供給される入力電圧と上記平滑コンデンサの両端電圧
とを実質的に比較する電圧比較手段と、この電圧比較手
段の比較出力に基づき、上記入力電圧が上記平滑コンデ
ンサの両端電圧に比べて上昇したときに、上記逆導通型
のスイッチ素子のスイッチング動作を停止させる制御手
段とを備えることを特徴とする。

また本発明は、入力直流電源に、コンデンサと、このコ
ンデンサに蓄えられた電力を一時的に蓄積するチョッパ
用のインダクタと、平滑コンデンサが並列接続された２
つのスイッチ素子の直列回路とを、これら２つのスイッ
チ素子の交互のオン・オフに応じて上記インダクタの蓄
積電力を上記平滑コンデンサに供給できるように接続し
て、直流電圧を昇圧させるチョッパ動作と、昇圧させた
直流電力を高周波交流電力に変換するインバータ動作と
を行なわせる複合型の電源回路において、上記インダク
タに２次側巻線を設け、上記平滑コンデンサに蓄積され
た余剰電力が上記入力直流電源に帰還されるように、こ
の２次側巻線と上記直流電源とをダイオードを介して接
続したことを特徴とする。

また本発明は、入力画７Ｘ電源に、コンデンサと、この
コンデンサに蓄えられた電力を一時的に蓄積するチョッ
パ用のインダクタと、平滑コンデンサが並列接続された
２つのスイッチ素子の直列回路とを、これら２つのスイ
ッチ素子の交互のオンオフに応じて上記インダクタの蓄
積電力を上記平滑コンデンサに供給できるように接続し
て、直流電圧を昇圧させるチョッパ動作と、昇圧させた
直流電力を高周波交流電力に変換するインバータ動作と
を行なわせる複合型の電源回路において、上記チョッパ
用のインダクタの一部または全部に動作電流のピークに
おいて飽和領域で動作する可飽和インダクタを用いたこ
とを特徴とする。

（作用）上述した請求項（１）に対応した構成によれば、入力電
圧の瞬時値が平滑コンデンサの両端電圧よりも上昇した
ときに、スイッチ素子の動作を停止できる。

また請求項（２）に対応した構成によれば、軽負荷時に
平滑コンテンサ両端の直′ｆＬ電圧が過電圧となったと
きに、チョッパ作用を担うインダクタの２次側巻線から
余剰の電力を電源側に帰還することができる。

また請求項（３）に対応した構成によれば、チョッパ作
用を担うインダクタの可飽和特性により、入力電流が大
きい部分で飽和し、入力電流波形の頭がつぶれた部分が
正弦波に近付く。

（実施例）以下、本発明の実施例を図面に基づき詳細に説明する。

なお、説明にあたっては従来例のものと同様部分に同一
符号を付して、重複する部分の説明を一部省略する。

第１図は、請求項（１）に対応した構成に基づく電源回
路の一実施例を示す。

この図、入力電圧ＶＢを検出するための抵抗Ｒ１Ｒ２の
直列回路からなる分圧回路が、ダイオードブリッジ２の
プラス側の整流出力端とコンデンサ７．８の直列回路の
接続点と間に接続される。この分圧回路には、入力電圧
■、の瞬時値の１／２が加えられる。分圧出力が得られ
る抵抗７，８の接続点は、比較回路ＩＣＩの一方の入力
端子に接続される。なお、コンデンサ７．８の直列回路
はダイオードブリッジ２の整流出力端間に接続され、こ
れらコンデンサ７．８の接続点は接続ラインｎによって
スイッチ素子であるＦＥＴ９，１０の接続点に接続され
ている。

また平滑コンデンサ１３の両端電圧■。を検出するため
に、コンデンサ１３をアノードとするダイオードＤ１と
コンデンサＣ１との直列回路が、平滑コンデンサ１３の
プラス側端と接続ラインｎ間に接続される。ダイオード
Ｄ１とコンデンサＣ１の接続点には、分圧回路を構成す
る抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路の一端に接続され、この直
列回路の他端は接続ラインｎに接続される。この分圧回
路には、平滑コンデンサ１３の両端電圧■。が加わる。

分圧出力を得る抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点は、比較回路Ｊ
ＣＩの他方の入力端子に接続される。

比較回路ＩＣＩの出力端子は、制御回路ＩＣ２の入力端
子に接続され、この制御回路ＩＣ２の制御信号かＦＥＴ
の駆動回＃Ｉｉ７．ｉａにそれぞれ供給される。

この構成からなる電源回路では、抵抗口、Ｒ２の直列回
路および抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路からなる分圧回路の
分圧比をそれぞれ適切に設定しておけば、電源ラインに
サージが乗るなどして入力電圧ＶＢの瞬時値が平滑コン
デンサ１３の両端電圧■。を越えたときに、比較回路Ｉ
ＣＩが反転し、このときの比較出力が制御回路ＩＣ２に
送出されるようになる。

制御回路ＩＣ２からは、この比較出力に基づき、ＦＥＴ
９．１０の動作を停止させるための制御信号を駆動回路
１７．１８に出力するので、駆動回Ｆ＃１１７，１Ｂか
らはゲートに入力される駆動用パルスが出力されなくな
り、ＦＥＴ９．１０のスイッチング動作が停止する。こ
れにより過大電流からＦＥＴ９゜１０を保護することが
できる。

つぎに、第２図に示す他の実施例の電源回路を説明する
。

この図で、ダイオードブリッジ２の整流出力端間には、
入力電圧■８を検出するために抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回
路からなる分圧回路が接続される。分圧出力を得る抵抗
Ｒ５，Ｒ６の接続点は、微分回ＢＤＦ１を介して比較回
路ＩＣＩの一方の入力端子に接続される。比較回路ＩＣ
Ｉの他方の入力端子には、基準電圧源８１（電圧もＢ１
とする）が接続される。この比較回路ＴＣＩの出力端子
は、制御回路ＩＣ２の入力端子に接続され、この制御回
＃ｌＩＣ２の制御出力によって駆動回路１７．１８が制
御される。

この構成の電源回路では、分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６による入
力電圧■、の検出出力が、微分回路ＤＦＩによって微分
されたあとに、比較回路ＩＣ１に供給され、基準電圧Ｂ
１と比較されるので、入力電圧■、の電圧上昇率が所定
値を越えたときに、比較回ｎ　ＩＣＩの比較出力に基づ
いて制御回路ＩＣ２から、ＦＥＴ９．１０のスイッチン
グ動作を停止するための制御信号が駆動回路１７．　ｉ
ａに出力される。これによりは、ＦＥＴ９，１０は動作
を停止するため、過大電流から回路を保護することがで
きる。

つぎに、請求項（２）に対応する構成の電源回路の一実
施例を第３図に基づき説明する。

二の図で、チョッパ作用を行なうための一時的エネルギ
蓄積用のインダクタＬ１．Ｌ２には、それそＦｔり・ツ
ブが設（すられており、ダイオードブリ・ソジ２のプラ
ス側整流出力端がインダクタＬ１のタップに接続され、
ダイオードブリッジ２のマイナス側整流出力端がインダ
クタ［２のタップに接続される。

インダクタ［１の一端は、マイナス側をアノードとする
ダイオードＤ３を介してダイオードブリッジ２のマイナ
ス側整流出力端に接続され、インダクタし１の他端はダ
イオード５を介してＦＥＴ９のドレーンに接続される。

またインダクタ［２の一端は、プラス側をカソードとす
るダイオードＤ４を介してダイオードブリッジ２のプラ
ス側整流出力端に接続され、インダクタ［２の他端はダ
イオード６を介してＦＥＴｌ０のソースに接続される。

この構成の電源回路では、負荷１６が軽負荷となり、平
滑コンデンサ１３両端の直流電圧■。が上昇して、イン
ダクタＬｌ、１２のタップとインダクタ１１、Ｌ２一端
間の２次側に現れる電圧が、入力電圧ＶＢよりも高くな
ったときに、余剰の電力がダイオードＤ３．　Ｄ４を介
して電源１側に帰還されるようになっており、軽負荷時
の過電圧を防止できるものである。

つぎに、第４図に示す他の実施例の電源回路を説明する
。

二の図で、ダイオードブリッジ２のプラス側整流出力端
は、コンデンサＣ３とインダクタ［３の１次巻線Ｌ３ａ
を介してＦＥＴ９．１０の接続点に接続される。ダイオ
ードブリッジ２の整流出力端間には、コンデンサＣ２と
ダイオードブリッジＤＢが並列に接続され、このダイオ
ードＤＢの交流接続端間に、インダクタ［３の２次巻線
Ｌ３ｂが接続される。

またＦＥＴ９．１０の接続端（出力端）と平滑コンデン
サ１３のプラス端には、負荷１６とコンデンサ１４の直
列回路が接続される。

この構成の電源回路では、負荷１６が軽負荷となり、直
流電圧Ｖｃが上昇して、２次巻線Ｌ３ｂに現れる電圧が
、入力電圧ＶＢよりも高くなったときに、余剰の電力が
電源１側に帰還されるため、軽負荷時の過電圧が防止で
きる。

つぎに、第５図に示すさらに他の実施例の電源回路を説
明する。

この図で、ダイオードブリッジ２の整流出力端間にはコ
ンデンサＣ４が接続され、プラス側整流出力端がインダ
クタ［４のタップに接続される。インダクタ［４の一端
は、マイナス側にアノードが向くダイオードによってダ
イオードブリッジ２のマイナス側整流出力端に接続され
る。インダクタ［４の他端は、ＦＥＴ９，１０の接続点
に接続される。

またＦＥＴ９，１０の接続端（出力端）と平滑コンデン
サ１３のマイナス端には、負荷１６とコンデンサ１５の
直列回路が接続される。

この構成の電源回路では、負荷１６が軽負荷となり、直
ｉｆ圧Ｖｃが上昇して、インダクタＬ４のり・／ズとイ
ンダクタＬ４の一端間に現れる電圧が、入力電圧ＶＢよ
りも高くなったときに、余剰の電力がダイオードＤ５を
介して電源１側に帰還されるので、軽負荷時の過電圧を
防止できる。

つぎに、第６図に示すさらに他の実施例の電源回路を説
明する。

この実ｍ例では、第３図に示すものとは異なり、ダイオ
ードブリッジ２の整流出力端間にコンデンサＣ５が接続
され、マイナス１則整流出力端とＦＥ、７９．１０の接
続点間にコンデンサｃ６が接続される。

また平滑コンデンサ１３の両端には、負荷１６Ａが接続
される。

この構成の電源回路でも、同様に軽負荷時に余剰電力が
インダクタＬ５，１６からダイオードＤ６．　Ｄ７を介
し電源１側に帰還され、過電圧を防止できる。

なお、第３図乃至第６図に示した電源回路で、交流電源
１とダイオードブリッジ２を直流電源Ｂ（第３図に仮想
線で示す）に置き換え、この直流電源Ｂから直流電力を
供給すれば、直流電力から高周波交流電力Ｉ＼の変換回
路を構成できる。

つぎに、請求項（３）に対応する構成の電源回路の一実
施例を第７図に基づき説明する。

二の図で、チョッパ作用を担うチョークコイルＣＣは、
インダクタ［７と可飽和インダクタ［８の直列回路で構
成され、この直列回路が、ダイオードブリ・ソジ２の整
流出力端間に接続されたコンデンサ７．８の接続点とＦ
ＥＴ９，１０の接続点との間に接続される。

第８図は、１つのチョークコイルＣＣ−でインダクタ［
７と可飽和インダクタＬ８の作用を持たせたものであり
、巻線Ｔが巻かれるコアの上端部に飽和しやすいように
段付きのギャップＧが形成されている。

この構成では、インダクタ［７に可飽和インダクタ［８
を直列に接続したことにより、入力を流の大きい部分で
コアが飽和し、頭がつぶれた入力電流波形（第９図（ａ
）に示す波形）に、可飽和インダクタ［８による第９図
（ｂ）に示す電流波形が重なり、頭がつぶれた部分のｔ
流が増加するので、第９図（ｃ）に示すように入力電流
の波形が正弦波に近付くようになる。この動作により、
入力電流から高調波成分を低減できる。

つぎに、第１０図に示す他の実施例の電源回路をを説明
する。

この図で、ダイオードブリッジ２のプラス側整流出力端
とＦＥＴ９，１０の接続点との間には、コンデンサ７と
可飽和インダクタ［９との直列回路が接続され、ＦＥＴ
９．１０の接続点（出力端）と平滑コンデンサ１３のプ
ラス端との間には、負荷１６とコンデンサ１４の直列回
路が接続されている。

この構成においても、可飽和インダクタ［９の働きで入
力電流を正弦波に近付けることができ、高調波成分を低
減できる。

第１１図（ａ＞、（ｂ）は負荷１６の例を示しており、
第１１図（ａ＞では限流用のインダクタ［９放電灯ＬＭ
ＰＩを直列に接続し、放電灯ＬＨＰ１のフィラメント間
にコンデンサＣ７を接続したものである。

また第１１図（ｂ）では１次巻線［１１ａと２次巻線Ｌ
ｌｌｂ、　Ｌｌｌｃを有する出カドランス［１１を用い
て２つの放電灯ＵＰ２．　Ｌ）ｌＰ３を点灯させるよう
にしたものであり、放電灯ＩＪＩＰ２．１１（Ｐ３のフ
ィラメント間にコンデンサＣ８か接続されている。

Ｊ発明の効果〕以上説明したように本発明によれば、っぎのような効果
がある。

ます、請求項（１）に対応した構成によれば、入力電圧
が上昇したときに、スイッチ素子のスイッチング動作を
停止するようにしたので、スイッチ素子を過電流から保
護することができる。

これによりスイッチ素子に定格の小さな素子を使用でき
るようになる。

また電圧を検出することで、過電流を防止できるので、
複雑になりがちな電流検出回路を必要としないという利
点がある。

本発明によりｔ流的に回路を保護することができ、平滑
コンデンサにより電圧的に回路が保護されるので、本発
明の電源回路は外来サージに強く、信頼性が高いので、
高力率、低歪の交流・直流（交流・高周波）変換装置と
して優れている。

また、請求項（２）に対応した構成によれば、軽負荷時
の余剰電力を電源側に帰すようにしたので、軽負荷時の
過電圧から回路を保護することかて゛きる。

また、請求項（３）に対応した構成によれば、チョッパ
作用を担うインダクタ（チョークコイル〉に可飽和特性
を持たせたので、入力電流波形から高調波成分を低減す
ることができ、従来のように電源ラインから漏れ出た高
調波成分によって他の電子機器などに悪影響を与えるこ
とがない。

またチョークコイルの磁束密度を高く設計てきるので、
チョークコイルの小形化、コストの低減を図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の請求項（１）対応した電源回路の一実
施例を示す回路図、第２図は他の実施例の電源回路を示
す回路図、第３図は本発明の請求項（２）対応した電源
回路の一実施例を示す回路図、第４図は他の実施例の電
源回路を示す回路図、第５図はさらに他の実施例の電源
回路を示す回路図、第６図はさらに他の実施例の電源回
路を示す回路図、第７図は本発明の請求項（３）対応し
た電源回路の一実施例を示す回路図、第８図は可飽和チ
ョークの例を示す説明図、第９図は第７図の電源回路の
動作を説明するための波形図、第１０図は他の実施例の
電源回路を示す回路図、第１１図は負荷の例を示す回路
図、第１２図は従来の電源回路を示す回路図、第１３図
は他の従来の電源回路を示す回路図、第１４図はさらに
他の従来の電源回路を示す回路図、第１５図は従来の電
源回路の問題点を説明するための波形図である。１・・・商用ＡＣ電源２、ＤＢ・・・ダイオードブリ・ンジ３．４．１７・・・インダクタＬｌ　１２　Ｌ４，１５．１６・・・中間タップを持つ
インダクタ［３・・・２次巻線を持つインダクタＬ８．　Ｌ９・・・可飽和インダクタＣＣＣＣ−・・・チョークコイル５、６．１１．１２・・・ダイオードＤＩ、　Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７・・・ダイオー
ド７、８．１４．１５・・・コンデンサＣＩ　　Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６・・・コンデン
サ９　１０・・・スイッチング動作用のＦＥＴ１３・・
・平滑コンデンサ１６、１６Ａ・・・負荷１７、１８・・・駆動回路ＲＩ　　Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６・・・分圧用の
抵抗Ｂ１・・・基準電圧源叶・・・微分回路ＩＣ１・・・比較回路ＩＣ２・・・制御回路 ■ 第８図第９図（ａ）（ｂ）１１１１図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電源を全波整流して入力直流電源を得る全波
整流回路と、この全波整流回路の整流出力端間に接続される直列接続
の２つのコンデンサと、上記全波整流回路のプラス側整流出力端に一端が接続さ
れ、第１のインダクタと整流出力に対して順方向を向く
第１のダイオードとからなる第１の直列回路と、上記全波整流回路のマイナス側整流出力端に一端が接続
され、第２のインダクタと整流出力に対して順方向を向
く第２のダイオードとからなる第２の直列回路と、上記第１の直列回路の他端と上記第２の直列回路の他端
との間に接続される平滑コンデンサと、この平滑コンデ
ンサの両端に接続される直列接続の２つの逆導通型スイ
ッチ素子と、上記直列接続の２つのコンデンサの接続点と上記直列接
続の２つの逆導通型スイッチ素子の接続点とを接続する
電源回路において、上記全波整流回路から供給される入力電圧と上記平滑コ
ンデンサの両端電圧とを実質的に比較する電圧比較手段
と、この電圧比較手段の比較出力に基づき、上記入力電圧が
上記平滑コンデンサの両端電圧に比べて上昇したときに
、上記逆導通型のスイッチ素子のスイッチング動作を停
止させる制御手段とを備えることを特徴とする電源回路
。
（２）入力直流電源に、コンデンサと、このコンデンサ
に蓄えられた電力を一時的に蓄積するチョッパ用のイン
ダクタと、平滑コンデンサが並列接続された２つのスイ
ッチ素子の直列回路とを、これら２つのスイッチ素子の
交互のオン・オフに応じて上記インダクタの蓄積電力を
上記平滑コンデンサに供給できるように接続して、直流
電圧を昇圧させるチョッパ動作と、昇圧させた直流電力
を高周波交流電力に変換するインバータ動作とを行なわ
せる複合型の電源回路において、上記インダクタに２次側巻線を設け、上記平滑コンデン
サに蓄積された余剰電力が上記入力直流電源に帰還され
るように、この２次側巻線と上記直流電源とをダイオー
ドを介して接続したことを特徴とする電源回路。
（３）入力直流電源に、コンデンサと、このコンデンサ
に蓄えられた電力を一時的に蓄積するチョッパ用のイン
ダクタと、平滑コンデンサが並列接続された２つのスイ
ッチ素子の直列回路とを、これら２つのスイッチ素子の
交互のオン・オフに応じて上記インダクタの蓄積電力を
上記平滑コンデンサに供給できるように接続して、直流
電圧を昇圧させるチョッパ動作と、昇圧させた直流電力
を高周波交流電力に変換するインバータ動作とを行なわ
せる複合型の電源回路において、上記チョッパ用のインダクタの一部または全部に動作電
流のピークにおいて飽和領域で動作する可飽和インダク
タを用いたことを特徴とする電源回路。