DE69726664T2

DE69726664T2 - Doppeldurchflussumwandler mit sanfter PWM Umschaltung

Info

Publication number: DE69726664T2
Application number: DE69726664T
Authority: DE
Inventors: F. Dong Tan
Original assignee: Northrop Grumman Corp
Current assignee: Northrop Grumman Systems Corp
Priority date: 1996-08-29
Filing date: 1997-08-29
Publication date: 2004-06-09
Anticipated expiration: 2017-08-30
Also published as: KR19980019214A; TW352485B; US5973939A; CN1063883C; JPH10108458A; EP0827263A3; DE69726664D1; KR100281158B1; CN1176522A; EP0827263B1; EP0827263A2

Description

1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen DC-DC-Wandlerschaltkreis und insbesondere einen doppelten Vorwärts-DC-DC-Wandlerschaltkreis mit sanften PWM-Schaltvorgängen, der einen Hauptschalter, einen Hilfsschalter, Gleichrichterdioden und einen Transformator aufweist, um Energie einer Primärwicklung des Transformators zu einer Sekundärwicklung zu übertragen, wenn sich der Hauptschalter unter Steuerung eines PWM-Schaltkreises befindet. Der DC-DC-Wandlerschaltkreis weist eine Schaltkreisanordnung zum automatischen Rücksetzen der in der Transformatorwicklung gespeicherten Energie ohne die Möglichkeit, blockiert zu werden, wenn der Hauptschalter abgeschaltet ist, sowie eine Schaltkreisanordnung auf, um die Gleichrichterdioden sanft zu schalten, um Sperrverzögerungsverluste zu beseitigen, die mit den mit der Transformatorsekundärwicklung verbundenen Gleichrichterdioden verknüpft sind. Die Haupt- und Hilfsschalter werden beide bei einer Spannung von Null eingeschaltet, wobei Dämpfungskondensatoren vorgesehen sind, um Abschaltverluste zu minimieren.
2. Beschreibung der bekannten Technik
DC-DC-Wandler werden verwendet, um eine nicht geregelte DC-Leistungsquelle in eine Quelle konstanter Spannung zur Verwendung bei verschiedenen Anwendungen umzuwandeln. Derartige DC-Wandler weisen normalerweise einen Transformator mit Primär- und Sekundärwicklungen auf. Ein Schalter, beispielsweise ein Festkörperschalter, ist mit der Primärwicklung verbunden, um die Energieübertragung von der Primärseite zu der sekundären Wicklung zu steuern. Bei PWM-gesteuerten Wandlern befindet sich der Schalter normalerweise unter Steuerung eines Pulsbreitenmodulator-(PWM)-Schaltkreises, der den Schaltzyklus variiert, der als Einschaltzeit über einer Schaltperiode definiert ist.
Mit dem Anstieg der Schaltfrequenz, um die Größe und das Gewicht zu reduzieren, wie es bei Luft- und Raumfahrtanwendungen und militärischen Anwendungen regelmäßig erforderlich ist, steigen die Schaltverluste schnell an. Um damit umzugehen, wenden Konstrukteure von DC-DC-Leistungswandlern verschiedene Schemata an, um die mit Schaltvorgängen bei Festkörperschaltern verknüpften Verluste zu beseitigen oder zu minimieren. Diese Schemata werden im Allgemeinen als verschiedene Verfahren zum sanften Schalten bezeichnet. Unter allen möglichen Schemata zum sanften Schalten sind die vielversprechendsten diejenigen, die Schaltvorgänge mit einem Strom von Null oder einer Spannung von Null bei Einschalt- und Ausschaltübergängen aufweisen, während die Spannungs- und Strombelastungen vergleichbar zu denjenigen bei einem (hart geschalteten) PWM-Wandler gehalten werden. Dies ist der Fall, weil Belastungspegel für Schaltspannung und -strom vergleichbar zu denjenigen bei (hart geschalteten) PWM-Wandlern sind, die den best möglichsten Wirkungsgrad bei einer Leistungsübertragung an den Tag legen. Diese Gruppe von sanften Schaltvorgängen kann als sanftes PWM-Schalten bezeichnet werden.
Jüngere Entwicklungen des weit verbreiteten Phasenschieberschemas zum sanften Schalten kommen nahe heran, um sanfte PWM-Wellenformen zu realisieren. Ihre Anwendungen sind ist jedoch auf doppelseitige Wandler, wie z. B. Halbbrücken- und Vollbrückenwandler, beschränkt. Jüngste Entwicklungen von Schemata zum sanften Schalten für einseitige Wandler, wie z. B. Vorwärts- und Rücklauf-(Wandler), verwenden eine Technik, die als Stromspiegel bekannt ist, um den Transformator automatisch rückzusetzen. Beispiele einer derartigen Schaltkreisanordnung sind in den U.S.-Patenten mit den Nummern offenbart: 4,441,146; 4,809,148; 4,959,764 und 5,126,931. Beispiele einer derartigen Schaltkreisanordnung sind auch in den folgenden Veröffentlichungen offenbart: Constant frequency ZVS converter with integrated magnetics, von J. A. Bassett, Veröffentlichungs-Nr. 0-7803-0485-3/92, 1992, IEEE, Seiten 709–716; Hiah frequency, soft transitions converter, von I. D. Jitaru, IEEE-Veröffentlichungs-Nr. 0-7803-0982-0/93, 1993, IEEE, Seiten 880–887; Switched snubber for high frequency switching, von K. Harada und N. Sakamoto, IEEE-Veröffentlichungs-Nr. CH2873-8/90/0000-0181, 1990, IEEE, Seiten 181–187 und Desian techniaues for transformer active resets circuits at high frequencies and power levels, von B. Carsten, HFPC-Proceedings Mai 1990, Seiten 235–245. Derartige Schaltkreise weisen typischerweise einen zweiten Festkörperschalter und eine Kapazität auf, um den in der Transformatorwicklung gespeicherten Magnetisierungsstrom zu übertragen, wenn der Festkörperhauptschalter geöffnet ist, wobei Energie zurück zu der DC-Spannungsquelle zurückgeführt wird, die mit der Transformatorprimärwicklung verbunden ist. Eine derartige Schaltkreisanordnung bewirkt, dass die Haupt- und Hilfsschalter bei einer Spannung von Null eingeschaltet werden, und weist einen verlustlosen Dämpfer auf, normalerweise einen parallel zu dem Schalter angeschlossenen Kondensator. Der Dämpfer wird verwendet, um die Spannungsbelastung und – verluste zu minimieren, wenn der Schalter abgeschaltet wird. Zusätzlich sind derartige Schaltkreise ausgeführt, um den Dämpfungskondensator vor einem Schließen des Schalters zu entladen, um den Einschaltverlust zu beseitigen und um die Spannungsbelastung über dem Schalter zu minimieren, wenn der Schalter eingeschaltet wird. Beispiele einer derartigen Schaltkreisanordnung sind in den U.S.-Patenten mit den Nummern 4,959,764, 5,126,931 und 5,231,563 offenbart.
Es ist zu beachten, dass das Verfahren des Stromspiegels, das bei den zitierten Patenten verwendet wird, bewirken kann, dass der Schaltkreis in einem Modus arbeitet, der auf eine subharmonische Frequenz festgelegt ist. Der festgelegte Betriebsmodus zwingt die Ausgangsspannung dazu, dass sie aus der Regelung läuft, und kann möglicherweise die Schaltelemente beschädigen. Ein zusätrlicher Schutzschaltkreis wird verwendet, um einen sicheren Betrieb des Wandlers zu gewährleisten.
Wie in den U.S.-Patenten mit den Nummern 4,809,148, 4,441,146, 4,959,764 und 5,126,931 offenbart, weisen DC-DC-Wandler normalerweise eine oder mehrere Gleichrichterdioden auf, die mit der Transformatorsekundärwicklung verbunden sind. Typischerweise ist eine Gleichrichterdiode parallel zu der Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen, während eine zweite Gleichrichterdiode in Reihe mit der Last angeschlossen ist. Bei einigen Schaltwandlern sind die Gleichrichterdioden etwas unterworfen, was als Sperrverzögerungsverluste bekannt ist, die sich ergeben, wenn sich die Vorspannung über der Diode schnell umkehrt. Es sind verschiedene Verfahren bekannt, um die Sperrverzögerungsverluste der Gleichrichterdioden zu minimieren, beispielsweise wie in Hiah frequency, soff transitions converter, von I. E. Jitaru, Veröffentlichungs-Nr. 0-7803-0982-0/93, 1993, IEEE, Seiten 880–887 (und in U.S.-Patent Nr. 5,434,768) offenbart. Diese Technologie, wie der Autor jedoch feststellt, "beseitigt nicht vollständig den Sperrverzögerungsverlust der Dioden".
Kurzum, vorhandene Wandlerschaltkreise leiden, auch wenn sie sanfte Schaltvorgänge wirksam implementieren, unter zwei Hauptmängeln: dem gefährlichen festgelegten Modus, der Teile zerstören kann, und den übermäßigen Sperrverzögerungsverlusten von Dioden, die den Leistungsumwandlungswirkungsgrad beeinträchtigen.
EP 0 610 158 A1 offenbart einen Wandler fester Frequenz, der einen Hauptschalter und einen Hilfsschalter aufweist. Ein Kondensator ist parallel zu dem Hauptschalter elektrisch angeschlossen, während eine Diode parallel zu dem Hilfsschalter elektrisch angeschlossen ist. Ein Rücksetrkondensator ist zwischen dem Hauptschalter und dem Hilfsschalter angeschlossen. Diese Anordnung ermöglicht es, in dem Wandler mit fester Frequenz gespeicherte Energie zurück zu einer Spannungsquelle zu übertragen, die mit diesem verbunden ist, wenn der Hauptschalter abgeschaltet ist. Als weiteres Ergebnis kann der Hauptschalter bei einer Spannung von Null eingeschaltet werden.
Außerdem umfasst dieser Wandler mit fester Frequenz eine Sekundärwicklung mit Abgriff und eine dritte Schalteinrichtung (Sättigungsdrossel, Induktivität), die mit einem Abschnitt der Sekundärwicklung mit Abgriff in Reihe verbunden ist, sowie eine erste Gleichrichtereinrichtung, die mit der dritten Schalteinrichtung in Reihe verbun den ist, und eine zweite Gleichrichtereinrichtung, die zwischen dem anderen Abschnitt der Sekundärwicklung mit Abgriff und der ersten Gleichrichtereinrichtung angeschlossen ist. Diese Anordnung ermöglicht es, Energie über den Wandler mit fester Frequenz sowohl während der Einschalt- als auch der Ausschaltzeit des Hauptschalters zu übertragen.
EP 0 471 421 A2 offenbart eine Vorrichtung zum Stabilisieren einer Leistungsquelle, die eine Primärwicklung, eine erste und eine zweite Sekundärwicklung umfasst. Ein erster Schalter ist in Reihe mit einem Ende der Primärwicklung verbunden und ein zweiter Schalter ist in Reihe mit dem anderen Ende der Primärwicklung verbunden, wodurch die Schalter auch in Reihe zu einem Kondensator angeschlossen sind, der parallel zu der Primärwicklung angeschlossen ist. Eine erste Sättigungsdrossel ist mit der ersten Sekundärwicklung verbunden und ein erster Gleichrichterschaltkreis ist in Reihe mit der ersten Sättigungsdrossel angeschlossen. Eine zweite Sättigungsdrossel ist mit der zweiten Wicklung verbunden und ein zweiter Gleichrichterschaltkreis ist in Reihe mit der zweiten Sättigungsdrossel verbunden. Die Auslegung der Sekundärseite der Vorrichtung zum Stabilisieren einer Leistungsquelle sorgt für eine Verringerung der Schaltverluste.
EP 0 474 471 offenbart einen einseitigen Vorwärtswandler.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen DC-DC-Wandlerschaltkreis bereitzustellen, der diese mit der bekannten Technik verbundenen Probleme löst.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen DC-DC-Wandlerschaltkreis bereitzustellen, der Sperrverzögerungsverluste von Gleichrichterdioden beseitigt.
Es eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen DC-DC-Wandlerschaltkreis bereitzustellen, der einen Transformator, einen Hauptschalter und eine Schaltkreisanordnung aufweist, um die in der Transformatorwicklung gespeicherte Energie zurück zu der Spannungsquelle zu übertragen, die mit der Primärseite des Transformators verbunden ist, wenn der Hauptschalter abgeschaltet ist.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein DC-DC-Wandlersystem mit sanften PWM-Schaltvorgängen bereitzustellen, das einen Hauptschalter und einen Hilfsschalter mit verlustlosen Dämpfern aufweist, um die Schaltverluste der Festkörperschalter zu minimieren.
Kurz gesagt, betrifft die vorliegende Erfindung einen neuen Vorwärts-DC-DC-Wandler mit sanften PWM-Schaltvorgängen. Der Wandler liefert dem Ausgangstief passfilter innerhalb eines Schaltzyklus zwei Pulse. Daraus folgt, dass in einem Schaltzyklus des Wandlers Leistung zweimal zu dem Ausgang weitergeleitet wird (doppelt vorwärts). Der doppelte Vorwärts-DC-DC-Wandler weist einen Transformator mit einer einzelnen Primärwicklung und zwei Sekundärwicklungen auf. Ein Hauptschalter unter der Steuerung eines PWM-Steuerschaltkreises ist mit der Primärwicklung in Reihe verbunden. Ein Hilfsschalter ist mittels eines Resonanzkondensators über dem Hauptschalter angeschlossen. Der Resonanzkondensator und der Hilfsschalter werden verwendet, um in der Transformatorwicklung gespeicherte Energie automatisch zurück zu der mit der Transformatorprimärseite verbundenen Spannungsquelle zu übertragen, so lange der Hauptschalter abgeschaltet ist. Eine Diode und ein Dämpfungskondensator sind über den Drain-Source-Anschlüssen sowohl der Haupt- als auch der Hilfsschalter angeschlossen, um Schaltverluste zu minimieren. Auf den sogenannten Stromspiegel wird hier durch eine intelligente Auslegung des Schaltkreises verzichtet. Daraus folgt, dass der notorische festgelegte Betriebsmodus vermieden wird.
Die Sekundärwicklungen des Transformators sind mit einem Paar von Sättigungsdrosseln verbunden, die wiederum mit Gleichrichterdioden verbunden sind. Eine Freilaufdiode ist über der Sekundärwicklung angeschlossen und wirkt mit den Sättigungsdrosseln zusammen, um den Laststrom für die Sekundärseite des Wandlers während den Übergängen der Haupt- und Hilfsschalter zu begrenzen. Diese Konfiguration sorgt für den benötigten Mechanismus, um die Sperrverzögerungsverluste der Gleichrichterdioden zu beseitigen.
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Diese und andere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung und die beigefügten Zeichnungen auf einfache Weise verständlich, in denen:
1 eine schematische Darstellung eines doppelten Vorwärts-DC-DC-Wandlerschalterkreises mit sanften PWM-Schaltvorgängen gemäß der vorliegenden Erfindung ist.
2A–2M die wesentlichen Wellenformen der Spannung und des Stroms als Funktion der Zeit verschiedener Schaltkreiselemente in dem in 1 veranschaulichten DC-DC-Wandlerschaltkreis wiedergeben.
3A–3E die Hauptbetriebsstadien des doppelten Vorwärts-DC-DC-Wandlerschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung wiedergeben, wobei die Richtung des Stromflusses während jedes Stadiums durch Pfeile angegeben ist.
4 die schematische Darstellung einer alternativen Implementierung der vorliegenden Erfindung ist, wo der Magnetisierungsstrom des XFRM weg von der Eingangs- oder Spannungsquelle geleitet wird. Daraus folgt, dass die rezyklierte Energie reduziert wird.
5 die schematische Darstellung einer anderen alternativen Implementierung der vorliegenden Erfindung ist, insbesondere für Anwendungen geeignet, wo synchrone Gleichrichter gegenüber herkömmlichen Gleichrichterdioden bevorzugt sind.
6 die schematische Darstellung der vorliegenden Erfindung für Anwendungen ist, wo mehrere Ausgangsspannungen benötigt werden.
EINE DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Zwei wichtige Überlegungen bei allen Leistungsumwandlungstypen sind der Wirkungsgrad und die Leistungsdichte. DC-DC-Wandlerschaltkreise mit sanften Schaltvorgängen sind dafür bekannt, dass sie für relativ bessere Ergebnisse als herkömmliche PWM-Schaltleistungsversorgungen sorgen. Der doppelte Vorwärts-DC-DC-Wandler mit sanften PWM-Schaltvorgängen gemäß der vorliegenden Erfindung weist eine Schaltkreisanordnung auf, um Schaltverluste der Schaltvorrichtungen zu minimieren, und beseitigt auch mit den Gleichrichterdioden verknüpfte Sperrverzögerungsverluste. Ein wichtiges Merkmal des doppelten Vorwärts-DC-DC-Wandlerschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass Schalt- und Sperrverzögerungsverluste bei minimaler Schaltkreiskomplexität und einer minimalen Einführung von Verlusten aufgrund der zusätzlichen Schaltkreisanordnung beseitigt werden.
Der doppelte Vorwärts-DC-DC-Wandlerschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung ist in 1 veranschaulicht und im Ganzen mit dem Bezugszeichen 20 angegeben. Der Vorwärts-DC-DC-Wandlerschaltkreis 20 weist einen Transformator XFRM auf, der eine einzelne Primärwicklung mit n₁ Windungen und zwei Sekundärwicklungen jeweils mit gleichen Windungen n₂ aufweist. Die Polaritäten der Primär- und Sekundärwicklungen sind durch die Punkte in 1 angegeben. Ein Hauptschalter M₁, beispielsweise ein Festkörperschalter, wie z. B. ein MOSFET mit Gate-, Drain- und Source-Anschlüssen, wird verwendet, um den Energiefluss in der Primärwicklung zu steuern. Insbesondere sind die Drain- und Source-Anschlüsse des Hauptschalters M₁ in Reihe mit der Primärwicklung angeschlossen. Ein Paar Eingangsanschlüsse ist mit der Primärwicklung und dem Hauptschalter M₁ verbunden. Eine DC-Spannungsquelle ist mit den Eingangsanschlüssen verbunden.
Ein Hilfsschalter M₂, beispielsweise ein Festkörperschalter, wie z. B. ein MOS-FET mit Gate-, Drain- und Source-Anschlüssen, ist mit seinen Drain- und Source-Anschlüssen elektrisch über den Drain- und Source-Anschlüssen des Hauptschalters M₁ angeschlossen. Der Hilfsschalter M₂ in Kombination mit einem Resonanzkondensator C_R wird verwendet, um den Transformatorkern rückzusetzen und Schaltvorgänge bei einer Spannung von Null sowohl für den Hauptschalter M₁ als auch den Hilfsschalter M₂ zu ermöglichen. Der Resonanzkondensator C_R ist, wie gezeigt, zwischen den zwei Schaltern M₁ und M₂ angeschlossen. Die Gate-Anschlüsse sowohl des Hauptschalters M₁ als auch des Hilfsschalters M₂ sind mit einer Steuerlogik verbunden, so dass beide Schalter M₁ und M₂ in komplementärer Weise betrieben werden, wobei beide Schalter nicht gleichzeitig eingeschaltet sind. Die Steuerschaltkreisanordnung ist auch derart, dass eine vorbestimmte Totzeit vorgesehen ist, nachdem der Hauptschalter M₁ abgeschaltet und bevor der Hilfsschalter M₂ eingeschaltet ist. Es ist auch eine Totzeit ausgehend von dem Zeitpunkt vorgesehen, an dem der Hilfsschalter M₂ abgeschaltet wird, bevor der Hauptschalter M₁ wieder eingeschaltet wird. Die Totzeiten sind unten detaillierter diskutiert.
Verlustlose Dämpfer C₁ und C₂ sind parallel zu den Drain- und Source-Anschlüssen des Hauptschalters M₁ bzw. des Hilfsschalters M₂ angeschlossen. Diese verlustlosen Dämpfer C₁ und C₂ reduzieren, wie unten detaillierter diskutiert, die Abschaltverluste des Hauptschalters M₁ und des Hilfsschalters M₂, indem die Spannung über den Schaltern M₁ und M₂ auf die Spannung V_CR über dem Resonanzkondensator C_R begrenzt wird. Die Dämpfer C₁ und C₂ können als einzelne Kondensatoren, den den Schaltern M₁ und M₂ zugeordneten Streukapazitäten oder eine Kombination von beidem implementiert sein.
Die Dioden D₁ und D₂ sind über den Drain- und Source-Anschlüssen der Schalter M₁ bzw. M₂ verbunden. Wie unten detaillierter diskutiert, werden die Dioden D₁ und D₂ zusammen mit dem Resonanzkondensator C_R und der magnetisierenden Induktivität des Transformators XFRM verwendet, um Einschaltverluste der Schalter M₁ und M₂ zu minimieren. Wenn die Schalter M₁ und M₂ als MOSFETS implementiert sind, können die Sustratdioden der MOSFETS für die Dioden D₁ und D₂ verwendet werden. Alternativ können aus diskrete Dioden für D₁ und D₂ verwendet werden.
Ein Resonanzkondensator C_R ist zwischen den entsprechenden Drain- oder Source-Anschlüssen der Haupt- und Hilfsschalter D₁ und M₂ angeschlossen. Der Resonanzkondensator C_R in Kombination mit der magnetisierenden Induktivität und den Schaltern M₁ und M₂ überträgt automatisch die in der Transformatorwicklung gespeicherte Energie zurück der DC-Spannungsquelle, die mit der Transformatorprimärwicklung verbunden ist, wenn der Hauptschalter M₁ abgeschaltet ist, und ermöglicht auch, die Schalter M₁ und M₂ bei einer Spannung von Null einzuschalten. Insbeson dere lädt die in dem Transformatorkern gespeicherte Energie den Resonanzkondensator C_R auf, sobald der Hauptschalter M₁ abgeschaltet ist, wobei die Diode D₂ über dem Hilfsschalter M₂ in Vorwärtsrichtung unter Vorspannung gesetzt wird, um es zu ermöglichen, den Hilfsschalter M₂ einzuschalten, während die Diode D₂ leitet, was es wiederum ermöglicht, den Hilfsschalter M₂ bei einer Spannung von Null einzuschalten. Sobald der Hilfsschalter M₂ eingeschaltet ist, wird die in der Transformatorwicklung gespeicherte Energie automatisch zu einer DC-Spannungsquelle zurückgeführt, die mit der Primärwicklung des Transformators XFRM verbunden ist. Der Resonanzkondensator C_R setzt die Diode D₁ ebenfalls in Vorwärtsrichtung unter Vorspannung, um es zu ermöglichen, den Hauptschalter M₁ einzuschalten, während die Diode D₁ leitet, wodurch es ermöglicht wird, den Hauptschalter M₁ bei Null Volt einzuschalten. Wie unten detaillierter diskutiert, wird die Spannungsbelastung beim Abschalten über den Haupt- und Hilfsschaltern M₁ und M₂ auf die Spannung V_CR über dem Resonanzkondensator C_R begrenzt. V_CR entspricht typischerweise 1,5 V₉.
Wie oben erwähnt, weist der Transformator XFRM doppelte Sekundärwicklungen auf, die jeweils eine gleiche Windungsanzahl n₂ aufweisen. Ein Paar Gleichrichterdioden D₃ und D₄ sind mit den Sekundärwicklungen in Reihe verbunden. Um Sperrverzögerungsverluste der Gleichrichterdioden D₃ und D₄ zu beseitigen, wird ein Paar Sättigungsdrosseln SR₃ und SR₄ verwendet. Insbesondere ist eine Sättigungsdrossel SR₃ (SR₄) in Reihe mit jeder Gleichrichterdiode D₃ (D₄) verbunden. Eine Freilaufdiode D₅ ist über dem Eingang des Tiefpassfilters angeschlossen. Die Freilaufdiode D₅ in Kombination mit den Sättigungsdrosseln SR₃ und SR₄ hält den Laststrom aufrecht, der während der Übergangszeit des Hauptschalters M₁ und des Hilfsschalters M₂ zu der Sekundärseite fließt.
Ausgangsanschlüsse sind über der Freilaufdiode D₅ definiert. Ein aus einer Induktivität und einem Kondensator C bestehender. Filter kann über den Ausgangsanschlüssen angeschlossen sein.
Um den Betrieb des doppelten Vorwärts-DC-DC-Wandlerschaltkreises 20 gemäß der vorliegenden Erfindung am besten zu verstehen, wird auf 3A–3E Bezug genommen, die die vier Betriebsstadien des Schaltkreises zeigen: Vorwärtsmodus (3A), linearer sanfter Übergangsmodus (3B), "flyback"/Vorwärtsmodus ( 3C/3D) und resonanter sanfter Übergangsmodus (3E), während 2A–2Midealisierte Wellenformen von Spannungen und Strömen für verschiedene Komponenten in dem Schaltkreis veranschaulichen.
Zuerst Bezug nehmend auf 3A ist ein Vorwärtsbetriebsmodus des Wandlers veranschaulicht. In diesem Modus wird der Hauptschalter M₁ mittels eines PWM-Steuerschaltkreises 22 eingeschaltet, während, wie unten detaillierter diskutiert, die Diode D₁ leitet. Derartige PWM-Steuerschaltkreise sind auf dem Gebiet bekannt und allgemein verfügbar. Beispielsweise ist ein integrierter PWM-Schaltkreis Modell Nr. SG1843, wie von Silicon General hergestellt, für eine derartige Anwendung geeignet.
Sobald der Hauptschalter M₁ eingeschaltet ist, fließt elektrischer Strom von der positiven Schiene der DC-Spannungsquelle durch die Primärwicklung des Transformators XFRM, die Drain- und Source-Anschlüsse des Hauptschalters M₁ und zurück zu der negativen Schiene der DC-Spannungsquelle. Wie unten detaillierter diskutiert, wird der Hauptschalter M₁ eingeschaltet, während die Diode D₁ leitet, was zu einem Einschalten des Hauptschalters M₁, wie in 2I gezeigt, bei einer Spannung von im Wesentlichen Null führt, wodurch Schaltverluste, die mit dem Einschalten des Hauptschalters M₁ verbunden sind, minimiert, wenn nicht beseitigt werden. Nachdem der Hauptschalter M₁ eingeschaltet ist, steigt der elektrische Strom durch die Primärwicklung des Transformators XFRM linear als Funktion der magnetisierenden Induktivität L_m der Transformatorwicklung und der DC-Eingangsspannung V₉ an.
Während dieses Modus wird Energie von der Primärwicklung zu der Sekundärwicklung übertragen und wiederum zu der über dem Kondensator C angeschlossenen Last. Dieser Betriebsmodus ist mit dem eines Vorwärtswandlers identisch. Während des Vorwärtsmodus wird die Sättigungsdrossel SR₃ gesättigt und somit eingeschaltet, wobei es ermöglicht wird, dass Strom durch die Diode D₃, die Induktivität L, die Last und zurück zu der Sekundärwicklung des Transformators XFRM fließt. Während dieses Zustandes blockiert die Sättigungsdrossel SR₄.
Unmittelbar nachdem der Hauptschalter M₁ abgeschaltet ist, gelangt die Schaltkreisanordnung, wie in 3B veranschaulicht, in einen sanften Übergangsmodus. In diesem Modus ermöglichen die Sättigungsdrossel SR₃ und SR₄ sowie die Freilaufdiode, ein sanften Schalten der Gleichrichterdiode D₃. Insbesondere unmittelbar nachdem der Hauptschalter M₁ abgeschaltet ist (während der Totzeit bevor der Hilfsschalter M₂ eingeschaltet ist) geht die Spannung V_pr über der Primärwicklung von einem positiven Wert auf einen negativen Wert, wie in 2C veranschaulicht, über. Während dieser Zeitdauer ist der elektrische Strom I_pr durch die Primärwicklung des Transformators XFRM, wie in 2C veranschaulicht, positiv. Dieser elektrische Strom I_pr durch die Primärwicklung lädt den Resonanzkondensator C_R, der wiederum die Diode D₂ in Vorwärtsrichtung unter Vorspannung setzt, die über dem Hilfsschalter M₂ angeschlossen ist, was ermöglicht, dass der elektrische Strom I_p _r durch die Diode D₂ fließt. Während dieses Modus wird der über den Drain- und Source-Anschlüssen des Hauptschalters M₁ angeschlossene Dämpfungskondensator C₁ langsam auf einen Wert V_CR, wie in 2I gezeigt, geladen, der der Spannung über dem Resonanzkon densator C_R entspricht, wodurch die mit dem Abschalten des Hauptschalters M₁ verbundene Spannungsbelastung begrenzt wird.
Während die Spannung über der Primärwicklung größer als Null ist, leitet die Drosselspule SR₃, wodurch die Gleichrichtdiode D₃ unter Vorspannung gesetzt wird, was bewirkt, dass Strom von der Sekundärwicklung durch die Sättigungsdrossel SR₃, die Diode D₃, die Induktivität L durch die Last und zurück zu der Sekundärwicklung fließt. Sobald die Spannung über der Primärwicklung unter Null abfällt, bewirkt die Freilaufdiode D₅, dass elektrischer Strom durch die Diode D₅, die Induktivität L, die Last und zurück zu der Diode D₅ zirkuliert. Der Strom wird von D₃ zu D₅ umgeleitet (die Umleitungsrate wird von der Sekundärstreuung bestimmt). Wenn sich der Strom i_D3 in der Diode D₃ Null nähert, nimmt die Sättigungsspule SR₃ ihre hohe Impedanz wieder an, wobei Sperrverzögerungsverluste für die Diode D₃, wie in 2F angegeben, beseitigt werden. Da die Sättigungsdrossel SR₄ weiterhin blockiert, sieht SR₃ während des Übergangs keine Spannung. Daher wird die sanft geschaltet. Dies gilt auch für die Diode D₃.
Sobald der Hilfsschalter M₂ einschaltet, schwingt der bipolare Magnetisierungsstrom i_mg durch die Transformatorwicklung von einer maximalen Spitze zu einer flachen negativen Spitze. Während der Magnetisierungsstrom i_mg positiv ist, arbeitet, wie in 3C veranschaulicht, der DC-Wandlerschaltkreis 20 in einem "flyback"-Modus. Sobald der Magnetisierungsstrom i_mg von einem positiven Wert auf einen negativen Wert geht, ist der Hilfsschalter M₂ geschlossen. Wenn der Magnetisierungsstrom negativ wird, arbeitet der Schaltkreis, wie in 3D angegeben, in einem Vorwärtsmodus.
Zurückverweisend auf 3C wird der Magnetisierungsstrom i_mg in dem "flyback"-Modus von der positiven Schiene der DC-Spannungsquelle durch die Primärwicklung, den Resonanzkondensator C_R, die Diode D₂, die Drain- und Source-Anschlüsse des Hilfsschalters M₂ und zurück zu der negativen Schiene der DC-Spannungsquelle zirkuliert. Der Hilfsschalter M₂ wird eingeschaltet, während die Diode D₂ leitet, wobei ein Schaltvorgang des Hilfsschalters M₂ bei einer Spannung von Null realisiert wird. Da die Spannung V_pr über der Primärwicklung während dieses Zeitraums negativ ist, blockiert die Sättigungsdrossel SR₃, während die Sättigungsdrossel SR₄ leitet. Während eines solchen Zustandes ist die Diode D₄ in Vorwärtsrichtung unter Vorspannung gesetzt, was es ermöglicht, dass elektrischer Strom von der Sekundärwicklung durch die Sättigungsdrossel SR₄, die Diode D₄, die Induktivität L durch die Last und zurück zu der Sekundärwicklung fließt. Es ist zu beachten, dass die der Last bereitgestellte Energie von dem Transformator stammt. Dies ist mit einem Flyback-Wandler vergleichbar. Die Spannung V_pr über dem Transformator wird jedoch nicht, wie bei einem Flyback-Wandler, durch die Ausgangsspannung bestimmt. Viel mehr wird die Spannung V_pr, durch die Spannung über dem Resonanzkondensator V_cr bestimmt, der mit einem Vorwärtswandler vergleichbar ist. Um diesen Unterschied anzugeben, befindet sich flyback in Anführungszeichen. Es ist auch zu beachten, dass, da auf den Stromspiegel verzichtet wird, die Dauer dieses "flyback"-Modus viel kürzer als der beim Stand der Technik ist. Dies ist erforderlich, um zu verhindern, dass der festgelegte Modus einsetzt.
Sobald der Magnetisierungsstrom i_mg negativ ist, arbeitet der DC-DC-Wandlerschaltkreis 20, wie in 2D veranschaulicht, in einem Vorwärtsmodus, was bewirkt, dass der Magnetisierungsstrom i_mg von der negativen Schiene der DC-Spannungsquelle durch den Hilfsschalter M₂, den Resonanzkondensator C_R durch die Primärwicklung und zurück zu der positiven Schiene der DC-Spannungsquelle zirkuliert. Da die Spannung über der Primärwicklung während dieses Zustandes negativ ist, blockiert die Sättigungsdrossel SR₃, während die Sättigungsdrossel SR₄ leitet, was bewirkt, dass Strom durch die Sättigungsdrossel SR₄, die Diode D₄, durch die Induktivität L, durch die Last und zurück zu der Sekundärwicklung zirkuliert. Es ist zu beachten, dass die der Last bereitgestellte Energie von dem Resonanzkondensator C_R stammt. Dieser Energieübertragungsvorgang ist mit einem Vorwärtswandler vergleichbar.
Während des "flyback"/Vorwärts-Intervalls stellt die dem Tiefpassfilter bereitgestellte Spannung, wie in 2M angegeben, einen zweiten Spannungspuls während eines Schaltzyklus des Hauptschalters M₁ dar. Die Amplitude des Pulses ist durch (V_g – V_CR)/n gegeben. Dies ist eine bedeutsame Abweichung von dem herkömmlichen Vorwärtswandler (Bei einem herkömmlichen Vorwärtswandler wird lediglich ein Spannungspuls dem Tiefpassfilter bereitgestellt.) Daher kann die vorliegende Erfindung in passender Weise als doppelter Vorwärtswandler bezeichnet werden. Tatsächlich ergibt eine einfache Analyse dass das Spannumsumwandlungsverhältnis durch
gegeben ist, was genau das Doppelte des Werts eines Vorwärtswandlers ist, wo
Das Merkmal, doppelt weiterzuleiten, hat seine Fähigkeit gezeigt, anwendungsabhängig den Wirkungsgrad überall zwischen 2–10% zu verbessern, gezeigt. Dieser Wirkungsgradzuwachs wird erreicht, indem ein maximales Auslastungsverhältnis nahe eins, verglichen mit 50% bei einem herkömmlichen Vorwärtswandler, realisiert wird.
Nachdem der Hilfsschalter M₂ abgeschaltet ist, gelangt, wie in 3E veranschaulicht, der DC-DC-Wandlerschaltkreis 20 in den zweiten Übergangsmodus. Wie oben diskutiert, gibt es zwischen dem Abschalten des Hilfsschalters M₂ und dem Ein schalten des Hauptschalters M₁ eine Totreit. Wie in 2C gezeigt, steigt während dieser Totreit die Spannung V_pr an der Primärwicklung linear zu einem positiven, der Quellenspannung V₉ entsprechenden Wert an. Unmittelbar nachdem der Hilfsschalter M₂ abgeschaltet ist, fließt weiterhin elektrischer Strom von der negativen Schiene der DC-Spannungsquelle durch den Hilfsschalter M₂, den Resonanzkondensator C_R durch die Primärwicklung und zurück zu der positiven Schiene der DC-Spannungsquelle. Elektrischer Strom fließt auch von der negativen Schiene der DC-Spannungsquelle durch den Dämpfungskondensator C₁, wodurch der Dämpfungskondensator C₁ entladen wird, um es zu ermöglichen, die Diode D₁ einzuschalten, was es wiederum ermöglicht, den Hilfsschalter M₁ während des nächsten Zyklus bei einer Spannung von Null einzuschalten. Sobald der Hilfsschalter M₂ abgeschaltet ist, begrenzt der Dämpfer C₂ die Spannung über dem Hilfsschalter M₂ auf eine Spannung V_CR, der Spannung über dem Resonanzkondensator C_R. Es ist zu beachten, dass der negative Strom in dem Hauptschalter M₁ so ausgelegt sein muss, dass er klein ist. Daraus folgt, dass wegen zusätrlichem Leitungsverlust keine bedeutsame Einbuße bewirkt wird. Ein kleiner negativer Strom ist auch mit der Vermeidung des festgelegten Modus konsistent.
Nachdem der Hilfsschalter M₂ abgeschaltet ist, leitet die Sättigungsdrossel SR₄, wobei die Diode D₄ in Vorwärtsrichtung unter Vorspannung gesetzt wird, um es zu ermöglichen, dass sie leitet, wenn die Primärspannung V_pr kleiner als Null ist. Sobald die Primärspannung V_pr auf über Null ansteigt, beginnt die Freilaufdiode D₅ zu leiten, um es zu ermöglichen, Strom durch die Induktivität L, durch die Last und zurück zu der Freilaufdiode D₅ zu zirkulieren, während sich die Sättigungsdrossel SR₃ in einem blockierenden Modus befindet, wodurch für einen sanften Übergang der Gleichrichterdiode D₄ gesorgt wird, wobei Sperrverzögerungsverluste für die Diode D₄ beseitigt werden. Der Übergang des Laststroms von D₄ auf D₅ führt keine Schaltverluste ein, da die Sättigungsdrossel SR₃ blockiert.
Es ist auch zu beachten, dass während zwei Zeitdauern für sanfte Übergänge die Freilaufdiode D₅ den Laststrom zu der Sekundärseite des Wandlers begrenzt. Dieses Merkmal ermöglicht es nicht nur, dass der Primärübergang ordnungsgemäß abläuft, sondern begrenzt auch die zirkulierende Energie auf ein Minimum (daraus folgt ein verbesserter Wirkungsgrad).
Eine weitere bedeutsame Verbesserung der vorliegenden Eifindung besteht in ihrer Fähigkeit, den unerwünschten festgelegten Modus zu vermeiden. Dabei wird keine zusätrliche Schaltkreisanordnung benötigt. Eine geeignete Auslegung der Parameter der Primärseite erlaubt es, dass der Schaltkreis, wie in 2L angegeben, in einem anderen Modus arbeitet. Die Stromwellenform ist nicht länger symmetrisch und es wird auf den Stromspiegel verzichtet. Dem Resonanzkondensator wird zum Rücksetzen mehr Zeit gegeben. Daraus folgt, dass dieser Schaltkreis gegenüber Übergangszuständen ohne die Möglichkeit widerstandsfähig ist, festgelegt zu werden. Folglich ist die Zuverlässigkeit des Wandlers stark verbessert.
Alternative Ausführungsformen der Erfindung sind in 4, 5 und 6 veranschaulicht. Der Einfachheit halber sind gleiche Komponenten mit gleichen Bezugszeichen angegeben. Strichindizes, doppelte Strichindizes etc. sind verwendet, um zwischen den unterschiedlichen Ausführungsformen zu unterscheiden. Alle drei Ausführungsformen arbeiten auf eine Weise vergleichbar zu der in 1 veranschaulichten Ausführungsform.
Alle drei Ausführungsformen beinhalten eine Rückkopplung von dem Ausgangsanschluss des Wandlers zu dem PWM-Steuerschaltkreis. Andere Unterschiede zwischen jeder der Ausführungsformen relativ zu 1 sind unten diskutiert.
4 ist abgesehen von der Anordnung des Hilfsschalters M₂ mit 1 vergleichbar. Bei dieser Ausführungsform ist der Hilfsschalter M₂ über der Primärwicklung n₁ des Transformators XFRM angeschlossen. Insbesondere ist der Hilfsschalter M₂ als MOSFET implementiert, der Gate-, Drain- und Source-Anschlüsse aufweist. Die Drain- und Source-Anschlüsse sind über der Primärwicklung elektrisch angeschlossen. Ein Resonanzkondensator CR ist zwischen dem Hauptschalter M₁ und dem Hilfsschalter M₂ angeschlossen.
5 gibt eine weitere alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wieder. Diese Ausführungsform ist insbesondere für Anwendungen geeignet, wo synchrone Gleichrichter gegenüber herkömmlichen Gleichrichterdioden bevorzugt sind. Diese Ausführungsform ist abgesehen davon ebenfalls mit der in 1 veranschaulichten Ausführungsform vergleichbar, dass die Gleichrichterdioden D₃ und D₄ durch synchrone Gleichrichter SD₃ und SD₄ ersetzt sind.
6 ist eine weitere alternative Ausführungsform der Erfindung, die mehrere Ausgänge bereitstellt. Bei dieser Ausführungsform ist der Transformator XFRM mit einer Mehrzahl unabhängiger Sekundärwicklungen ausgestattet. In 6 sind beispielsweise drei unabhängige Sekundärwicklungen veranschaulicht. Wie dargestellt, weist jeder unabhängige Satz von Sekundärwicklungen zwei Wicklungen wie in 1 auf. Die Schaltkreisanordnung ist ansonsten mit der in 1 veranschaulichten Ausführungsform vergleichbar.

Claims

DC-DC-Wandlerschaltkreis (20), mit: – einem Transformator mit einer Primärwicklung (n1) und doppelten Sekundärwicklungen (n2), wobei die Primärwicklung (n1) ausgelegt ist, mit einer DC-Spannungsquelle (V_g) verbunden zu werden, – einem Hauptschalter (M1), der mit der Primärwicklung (n1) und der DC-Spannungsquelle (V_g) elektrisch verbunden ist, wobei der Hauptschalter (M1) ausgelegt ist, von einem Pulsbreitenmodulationsschaltkreis gesteuert zu werden, – einem Paar Eingangsanschlüsse (+, –), die mit der Primärwicklung (n1) und dem Hauptschalter (M1) elektrisch verbunden sind, – einem ersten Kondensator (C1), der parallel über dem Hauptschalter (M1) angeschlossen ist, – einem Rücksetzschaltkreis, der mit der Primärwicklung (n1) und der DC-Spannungsquelle (V_g) elektrisch verbunden ist, um Magnetisierungsstrom zu der DC-Spannungsquelle (V_g) automatisch zurückzuführen, wenn der Hauptschalter (M1) abgeschaltet ist, wobei der Rücksetzschaltkreis einen Hilfsschalter (M2), der mit der Primärwicklung (n1) und dem Anschluß (–) der DC-Spannungsquelle (V_g) elektrisch verbunden ist, und eine zweite Diode (D2) umfasst, die parallel über dem Hilfsschalter (M2) angeschlossen ist, – einem Resonanzkondensator (C_R), der zwischen den Haupt- und Hilfsschaltern (M1, M2) elektrisch angeschlossen ist, – einer ersten Sättigungsdrossel (S_R3), die elektrisch mit einer der doppelten Sekundärwicklungen (n2) und in Reihe mit einer ersten Gleichrichtervorrichtung (D3) verbunden ist, – einer zweiten Sättigungsdrossel (S_R4), die elektrisch mit der anderen der doppelten Sekundärwicklungen (n2) und in Reihe mit einer zweiten Gleichrichtervorrichtung (D4) verbunden ist, und – einer Freilaufdiode (D5), die zwischen dem Mittelpunkt der doppelten Sekundärwicklungen (n2) und einer der ersten und zweiten Gleichrichtervorrichtungen (D3, D4) elektrisch angeschlossen ist, gekennzeichnet durch – eine erste Diode (D1), die über dem Hauptschalter (M1) parallel angeschlossen ist, und – einen zweiten Kondensator (C2), der parallel über dem Hilfsschalter (M2) angeschlossen ist.
DC-DC-Wandlerschaltkreis nach Anspruch 1, mit: – wenigstens einer weiteren doppelten Sekundärwicklungen (n21, n22, n23), – einer ersten Sättigungsdrossel (S_R31, S_R32, S_R33), die entsprechend mit einer der wenigstens einen weiteren doppelten Sekundärwicklungen (n21, n22, n23) elektrisch und mit einer entsprechenden ersten Gleichrichtervorrichtung (D31, D32, D33) in Reihe verbunden ist, und – einer zweiten Sättigungsdrossel (S_R41, S_R42, S_R43), die entsprechend der anderen der wenigstens einen weiteren doppelten Sekundärwicklungen (n1, n22, n23) elektrisch und mit einer entsprechenden zweiten Gleichrichtervorrichtung (D41, D42, D43) in Reihe verbunden ist, und – einer entsprechenden Freilaufdiode (D51, D52, D53), die zwischen dem Mittelpunkt der wenigstens einen doppelten Sekundärwicklungen (n21, n22, n23) und einer der entsprechenden ersten und zweiten Gleichrichtervorrichtungen (D31, D32, D33, D41, D42, D43) elektrisch angeschlossen ist.
DC-DC-Wandlerschaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Hauptschalter (M1) und/oder der Hilfsschalter (M2) Festkörperschalter sind.
DC-DC-Wandlerschaltkreis nach Anspruch 3, bei dem der Festkörperschalter (M1, M2) ein MOSFET mit Gate-Drain- und Source-Anschlüssen ist.
DC-DC-Wandlerschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem der erste Kondensator (C1) und/oder der zweite Kondensator (C2) Dämpfungskondensatoren sind.
DC-DC-Wandlerschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die doppelten Sekundärwicklungen (n2) die gleiche Windungsanzahl aufweisen.
DC-DC-Wandlerschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die ersten und zweiten Gleichrichtervorrichtungen (D3, D4) phasenempfindliche Gleichrichter sind.
DC-DC-Wandlerschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die ersten und zweiten Gleichrichtervorrichtungen (D3, D4) Gleichrichterdioden sind.
DC-DC-Wandlerschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem – ein Paar Ausgangsanschlüsse über der Freilaufdiode (D5) definiert ist, und – ein Filterschaltkreis elektrisch mit dem Paar Ausgangsanschlüsse verbunden ist.
DC-DC-Wandlerschaltkreis nach Anspruch 9, bei dem der Filterschaltkreis eine Induktionsspule (L) und eine Kondensator (C) umfasst.