JP3400951B2 - スイッチ式リラクタンスモータ及びその駆動回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチ式リラクタ
ンスモータに関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチ式リラクタンスモータは、ロー
タとステータの両者に突極を設けて、ステータの突極に
巻回された巻線に励磁電流を流すことによってステータ
の突極を励磁し、ステータの突極に生じる磁気吸引力に
よってロータの突極を引き寄せ回転力を発生し、励磁す
る巻線をスイッチにより順次切り替えることによってロ
ータを所定の速度で回転させるものである。

【０００３】図１１は３相のスイッチ式リラクタンスモ
ータの回転方法を説明する図である。図１１の（ａ）に
示すようなロータ２１とステータ２０の位置関係でＡ相
の巻線を励磁すると、Ａ相の近くにあるロータ２１の突
極２１ａがＡ相の突極に引き寄せられ、ロータ２１は反
時計方向に回転を開始する。次に、図１１の（ｂ）に示
すようにＡ相の突極とロータ突極２１ａとが完全に対向
した位置関係でＢ相の巻線を励磁すると、Ｂ相の近くに
ある別のロータ突極２１ｂがＢ相の突極に引き寄せられ
てロータ２１は反時計方向に回転する。

【０００４】さらに、図１１の（ｃ）に示すようにＢ相
の突極とロータ突極２１ｂとが完全に対向した位置関係
でＣ相の巻線を励磁すると、Ｃ相の近くにあるロータ突
極２１ａがＣ相の突極に引き寄せられてロータ２１は反
時計方向に回転する。このように、スイッチにより励磁
する巻線を順次切り替えることによって所定の速度でロ
ータ２１が回転する。

【０００５】また、図１１の（ａ）に示すロータ２１と
ステータ２０の位置関係でＢ相の巻線を励磁すると、ロ
ータ突極２１ａがＢ相の突極に引き寄せられてロータ２
１は時計方向に回転する。そして、図１１の（ｃ）に示
すロータ２１とステータ２０の位置関係でＡ相の巻線を
励磁し、図１１の（ｂ）に示すロータ２１とステータ２
０の位置関係でＣ相の巻線を励磁すると、ロータ２１は
時計方向に回転する。したがって、ステータ２０の巻線
に流す励磁電流の向きに関係なく、ロータ２１とステー
タ２０の位置関係で、すなわちロータ２１の電気角に応
じて通電する巻線の相を決定すればよい。

【０００６】図１２はスイッチ式リラクタンスモータの
トルクを説明する図である。図１２から分かるように、
ステータ突極２０Ａに対してロータ突極２１ａが対向を
開始する位置から突極２０Ａに巻回されたＡ相巻線に励
磁電流を流せばステータ２０のＡ相の突極２０Ａはロー
タ突極２１ａを吸引し、ロータ２１を図１２の（ａ）に
おいて反時計方向に回転させるトルクを発生する。そし
て、図１２の（ｂ）に示すようにステータ２０のＡ相の
突極２０Ａとロータ突極２１ａが完全に対向する位置ま
でＡ相の巻線に励磁電流を流せば反時計方向トルクを発
生する。

【０００７】しかし、図１２の（ｂ）に示すロータ２１
の位置よりさらにロータ２１が反時計方向に回転した位
置にまでＡ相の巻線に励磁電流を流すと逆に時計方向へ
のトルクが発生する。このように、一般にステータ突極
とロータ突極が対向を開始する位置から完全に対向する
までの間に巻線に励磁電流を流せばロータ回転方向のト
ルクが発生する。すなわち、トルクは常に磁気抵抗を減
少させる方向に発生する。

【０００８】そこで、図１２の（ａ）に示すようにＡ相
のステータ突極２０Ａとロータ２１の１つの突極がまっ
たく対向せず、ステータ突極２０Ａの巻線に励磁電流を
流してもロータ突極２１ａに全く回転力が生じない位置
を電気角０度とする。そして、図１２の（ｂ）に示すよ
うにステータ突極２０Ａとロータ突極２１ａが完全に対
向した位置を電気角１８０度とする。

【０００９】図１２の（ａ）において、ロータ突極２１
ａと反時計方向側に隣接するロータ突極２１ｂがステー
タ突極２０Ａと全く対向しないロータ位置を電気角３６
０度とする。このとき、電気角０度から１８０度の間に
通電すると反時計方向のトルクが発生し、電気角１８０
度から３６０度の間に通電すると時計方向のトルクが発
生する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】図１３は励磁開始角を
θ₀、励磁終了角をθｃとしたときの電流波形とステー
タとロータの間に働く吸引力の大きさを示したものであ
る。このように、スイッチ式リラクタンスモータでは、
ステータの相の励磁によりロータには回転力だけでなく
吸引力も発生する。この吸引力の大きさは励磁電流の大
きさに比例しており、さらにロータ突極の位置がステー
タ突極の位置に近いほど大きくなる。

【００１１】今、励磁終了角θｃでの振る舞いに注目す
ると、励磁終了角θｃで励磁が終了してから電気角θｑ
までの短い期間に励磁電流が急激に減少して０となるの
で吸引力の急激な減少が見られ、これによりモータの中
心方向に引き付けられていたステータに放射方向に開放
される加速度が発生し、ステータに振動が起こる。これ
がモータの振動音となり問題となっている。

【００１２】また、モータの運転状況が低速で大負荷で
あった場合、図１４に示すように励磁電流が大きくな
り、モータの磁気経路において磁束の飽和現象が起こ
る。これは特にステータ突極とロータ突極とが完全に対
向する角度θｃに近づくにつれて顕著に現れることが知
られている。このような条件では図１４に示すように、
励磁終了角θｃで励磁電流が一旦急激に上昇してから急
減に励磁電流が０となる。この場合、励磁終了角θｃで
の吸引力の減少の度合いがさらに顕著になり、振動も大
きくなる。また、大きな励磁電流も流れるので消費電力
の効率の面でも不利である。

【００１３】また、図１５は図１２に示すスイッチ式リ
ラクタンスモータにおいて各相の巻線に供給される励磁
電流とそれによってロータに発生するトルクの関係を示
す波形図である。上述のように励磁終了角θｃで励磁電
流が供給されていた相の励磁電流が急激に減少し、別の
相では励磁が開始されて励磁電流が上昇してくる。例え
ば、点線９９で示す励磁終了角θｃでは、Ａ相の励磁が
終了するためにＡ相の励磁電流が急激に減少するととも
に、Ｂ相の励磁が開始されて励磁電流が上昇を開始す
る。

【００１４】このとき、Ａ相とＢ相の励磁電流によって
発生するトルクは図１５の（ｂ）に示すように励磁終了
角θｃの直後から急激に小さくなり、その後、一定の底
値をとった後にＢ相の励磁電流が安定するに従って回復
するようになる。このように、励磁終了角θｃごとに発
生トルクの大きな減少が見られる。このため、トルク変
動特有の異音等の問題が生じる。

【００１５】このように、従来のスイッチ式リラクタン
スモータでは、種々の原因によって振動や騒音が発生す
るという問題があった。

【００１６】本発明はこのような問題を解決するもので
あり、振動や騒音を抑制したスイッチ式リラクタンスモ
ータを提供することを目的とする。また、大負荷、低速
時でも電力の効率がよいスイッチ式リラクタンスモータ
を提供することも目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１では、突極を有するロータと、巻
線が巻回された複数の突極を有するステータと、前記巻
線に励磁電流を与える励磁回路とを備え、前記励磁電流
を与える相を一定の順序で切り替えることによって前記
ロータが回転するとともに、前記励磁電流の切り替え時
に前記励磁電流が流れていた相の巻線の前記励磁電流を
緩やかに減少させるスイッチ式リラクタンスモータを駆
動する回路において、前記突極に巻回された巻線はその
一端が第１スイッチング素子を介して電源ラインに接続
され他端が第２スイッチング素子を介してグランドに接
続されているとともに、前記一端がアノードをクランド
に接続された第１ダイオードのカソードに接続され、他
端がカソードを電源ラインに接続された第２ダイオード
のアノードに接続されており、前記励磁電流の切り替え
時に第２スイッチング素子をオンにした状態で第１スイ
チング素子をデューティ比が徐々に小さくなるＰＷＭ信
号でオン、オフ制御する第１の期間と、この第１の期間
の後に第２スイッチング素子をオフにした状態で第１ス
イッチング素子をデューティ比が徐々に小さくなるＰＷ
Ｍ信号でオン、オフ制御する第２期間とが設けられてい
る。

【００１８】このような構成によると、スイッチ式リラ
クタンスモータの駆動回路は励磁電流の切り替え時に巻
線に流れる励磁電流を緩やかに減少させて励磁電流の切
り替えを行う。これによって励磁電流の切り替え時にス
テータがロータを吸引する力の開放が緩やかになるので
ステータの振動が低減される。

【００１９】

【００２０】

【００２１】また、本発明の請求項２では、請求項１に
おいて、前記励磁電流を検出して前記励磁電流を前記ロ
ータの位置に応じて定められた電流指令値に一致させる
とともに、前記励磁電流の切り替え時には前記電流指令
値を徐々に小さくしている。

【００２２】このような構成によると、励磁回路は電流
検出器によって励磁電流を検出しているので電流指令値
に応じた励磁電流を前記巻線に与えることができる。そ
して、励磁電流の切り替え時には電流指令値によって励
磁電流を緩やかに減少させる。

【００２３】また、本発明の請求項３では、請求項１又
は２において、前記ロータの電気角が次の相の励磁開始
角（励磁切り替え角）に達する前から前記デューティ比
を徐々に小さくしている。

【００２４】大負荷、低速条件で運転を行う場合には励
磁切り替え角付近において磁束の飽和現象により励磁電
流が急激に増大するという現象が起こりやすいが、請求
項４の構成によりスイッチ式リラクタンスモータは励磁
切り替え角以前から徐々にデューティ比を小さくするこ
とによって励磁電流の異常な跳ね上がりを抑える。

【００２５】また、本発明の請求項４では、請求項１〜
３のいずれかにおいて、前記励磁回路は励磁電流の切り
替え時に少なくとも２つの相の巻線に同時に励磁電流を
与える。

【００２６】このような構成によると、スイッチ式リラ
クタンスモータの駆動回路は励磁電流の切り替え時に励
磁電流が流れていた相で励磁終了にともなって急激に小
さくなるトルクを同時に別の相の巻線に励磁電流を流す
ことによって補っているので、全体としてトルクの変動
が削減される。

【００２７】また、本発明の請求項５では、請求項１〜
４のいずれかにおいて、ステータは巻線が巻回された相
数が奇数で該相数の２倍の数の突極を有し、且つ隣接す
る巻線の巻回の方向は互いに逆方向となっている。

【００２８】このような構成によると、スイッチ式リラ
クタンスモータの相数が奇数でステータ突極の数がその
相数の２倍となっているときに、ステータの巻線の巻回
の方向は隣接する巻線の巻回の方向と互いに逆方向とな
っているので、どの巻線も隣接する突極に巻回された巻
線との電磁気的な関係が同じとなる。そのため、互いの
相間の相互作用が等しくなる。これによって相によって
生ずるトルクの変動を低減することができる。

【００２９】

【発明の実施の形態】＜第１の実施形態＞以下、本発明
の実施形態について詳細に説明する。図１は第１の実施
形態のスイッチ式リラクタンスモータとそのスイッチ式
リラクタンスモータを駆動する回路の回路図である。第
１の実施形態はスイッチ式リラクタンスモータの制御方
式として最も代表的な３相のシングルパルス運転を行う
ものである。シングルパルス運転は後述のようにＰＷＭ
信号に応じてスイッチ式リラクタンスモータの巻線の両
端に印加する電圧を制御する方式である。また、ロータ
とステータの機械的な構造は図１１と図１２に示すもの
と同一である。

【００３０】図１において、入力端子１には正の直流電
源が入力される。入力端子２にはグランドレベルＧＮＤ
が入力される。コンデンサ３は一方の極が入力端子１に
接続され、他方の極が入力端子２に接続されている。第
１相の励磁回路４、第２相の励磁回路５と第３相の励磁
回路６はコンデンサ３によって平滑された直流電圧＋Ｖ
を受けて動作する。

【００３１】第１相の励磁回路４では、ＮＰＮ型のチョ
ッピングトランジスタ７はコレクタが入力端子１に接続
され、エミッタが第１相の巻線９の一方の端子３２に接
続されている。トランジスタ７のベースにはハイレベル
かローレベルの信号が入力されてトランジスタ７はオン
／オフ制御される。

【００３２】ＮＰＮ型の整流トランジスタ８はコレクタ
が巻線９の他方の端子３３に接続され、エミッタが入力
端子２に接続されている。トランジスタ８のベースには
ハイレベルかローレベルの信号が入力されてトランジス
タ８はオン／オフ制御される。整流ダイオード１０はア
ノードが巻線９の端子３３に接続され、カソードが入力
端子１に接続されている。チョッピングダイオード１１
はアノードが入力端子２に接続され、カソードが巻線９
の端子３２に接続されている。

【００３３】第２相の励磁回路５では、ＮＰＮ型のチョ
ッピングトランジスタ１２はコレクタが入力端子１に接
続され、エミッタが第２相の巻線１４の一方の端子３４
に接続されている。トランジスタ１２のベースにはハイ
レベルがローレベルの信号が入力されてトランジスタ１
２はオン／オフ制御される。

【００３４】ＮＰＮ型の整流トランジスタ１３はコレク
タが巻線１４の他方の端子３５に接続され、エミッタが
入力端子２に接続されている。トランジスタ１３のベー
スにはハイレベルかローレベルの信号が入力されてトラ
ンジスタ１３はオン／オフ制御される。整流ダイオード
１５はアノードが巻線１４の端子３５に接続され、カソ
ードが入力端子１に接続されている。チョッピングダイ
オード１６はアノードが入力端子２に接続され、カソー
ドが巻線１４の端子３４に接続されている。

【００３５】第３相の励磁回路６では、ＮＰＮ型のチョ
ッピングトランジスタ１７はコレクタが入力端子１に接
続され、エミッタが第３相の巻線１９の一方の端子３６
に接続されている。トランジスタ１７のベースにはハイ
レベルかローレベルの信号が入力されてトランジスタ１
７はオン／オフ制御される。

【００３６】ＮＰＮ型の整流トランジスタ１８はコレク
タが巻線１９の他方の端子３７に接続され、エミッタが
入力端子２に接続されている。トランジスタ１８のベー
スにはハイレベルかローレベルの信号が入力されてトラ
ンジスタ１８はオン／オフ制御される。整流ダイオード
３０はアノードが巻線１９の端子３７に接続され、カソ
ードが入力端子１に接続されている。チョッピングダイ
オード３１はアノードが入力端子２に接続され、カソー
ドが巻線１９の端子３６に接続されている。このよう
に、励磁回路４、５、６は内部構成が一致している。

【００３７】マイクロコンピュータ３８は６個のトラン
ジスタ７、８、１２、１３、１７、１８をそれぞれオン
／オフ制御するため６ビットの信号を出力する。ドライ
バー回路３９はマイクロコンピュータ３８から出力され
る６ビットの信号をそれぞれ増幅器で増幅してトランジ
スタ７、８、１２、１３、１７、１８の各ベースに供給
する。マイクロコンピュータ３８とドライバー回路３９
はスイッチ式リラクタンスモータを駆動する回路であ
る。

【００３８】励磁回路４、５、６の１つの相に着目する
と、電流経路の違いにより４つの電流導通モードが存在
する。図２はその４つの電流導通モードを示す図であ
る。図２では１つの相の励磁回路に着目しており、１つ
の相の励磁回路はチョッピングトランジスタＱ１と巻線
Ｌと整流トランジスタＱ２と整流ダイオードＤ１とチョ
ッピングダイオードＤ２とから構成されている。

【００３９】図２の（ａ）に示す第１の電流導通モード
では、トランジスタＱ１とＱ２が共にオンしている。こ
のとき、矢印４０に示すように、電流が直流電圧＋Ｖか
らトランジスタＱ１、巻線Ｌ、トランジスタＱ２を通っ
てグランドレベルＧＮＤに流れる。図２の（ｂ）に示す
第２の電流導通モードでは、トランジスタＱ１がオフ、
トランジスタＱ２がオンしている。このとき、矢印４１
に示すように、巻線Ｌを流れる電流がトランジスタＱ２
とダイオードＤ２を通って再び巻線Ｌに戻る。

【００４０】図２の（ｃ）に示す第３の電流導通モード
では、トランジスタＱ１、Ｑ２が共にオフしている。こ
のとき、矢印４２に示すように電流がグランドレベルＧ
ＮＤからダイオードＤ２、巻線Ｌ、ダイオードＤ１を通
って直流電圧＋Ｖに回生する。図２の（ｄ）に示す第４
の電流導通モードでは、トランジスタＱ１がオン、トラ
ンジスタＱ２がオフしている。このとき、矢印４３に示
すように、巻線Ｌに流れる電流はダイオードＤ１とトラ
ンジスタＱ１を通って再び巻線Ｌに戻る。

【００４１】ここで、従来のスイッチ式リラクタンスモ
ータのシングルパルス運転について説明する。図３は各
相の励磁回路（図２）によるＰＷＭ波形と供給電圧及び
励磁電流を示した波形図である。図３の（ａ）はチョッ
ピングトランジスタＱ１（図２参照）のベースに入力さ
れる信号である。この信号がハイレベルであるときにト
ランジスタＱ１はオンし、ローレベルであるときにトラ
ンジスタＱ１はオフする。

【００４２】図３の（ｂ）は整流トランジスタＱ２（図
２参照）のベースに入力される信号である。この信号が
ハイレベルであるときにトランジスタＱ２はオンし、ロ
ーレベルであるときにトランジスタＱ２はオフする。図
３の（ｃ）はトランジスタＱ１、Ｑ２のオン／オフによ
って巻線Ｌ（図２参照）の両端に疑似的に与えられる供
給電圧である。図３の（ｄ）は巻線Ｌに流れる励磁電流
である。

【００４３】ロータの位置が励磁開始角θ₀から励磁切
り替え角θｃまでは（ａ）に示す信号によってトランジ
スタＱ１を適当な一定のパルス幅のＰＷＭ信号でチョッ
ピングし、（ｂ）に示す信号をハイレベルとする。これ
により、トランジスタＱ１は一定の周期でオンとオフを
繰り返し、トランジスタＱ２はオンとなる。したがっ
て、この期間では図２の（ａ）に示す第１の電流導通モ
ードと図２の（ｂ）に示す第２の電流導通モードが切り
替えられ、巻線Ｌには適当な一定の電圧Ｖｓが印加され
る。巻線Ｌに流れる励磁電流は励磁開始角θ₀より増加
し始め、一定の電流値で安定するようになる。

【００４４】励磁切り替え角θｃ以降は図３の（ａ）に
示す信号と（ｂ）に示す信号はともにローレベルとな
り、トランジスタＱ１、Ｑ２は共にオフされる。これに
より、図２の（ｃ）に示す第３の電流導通モードとなり
励磁電流が直流電圧＋Ｖに回生する。これにより、図３
の（ｄ）に示すように巻線Ｌに流れる電流が急速に減衰
してロータ位置が電気角Ｑｑとなると０となる。また、
電気角θｃからθｑまでの期間は図３の（ｃ）に示すよ
うに供給電圧は負となる。

【００４５】これに対して、本発明の第１の実施形態で
は図４に示すように動作させている。図４の（ａ）はチ
ョッピングトランジスタＱ１（図２参照）のベースに入
力される信号である。この信号がハイレベルであるとき
にトランジスタＱ１はオンし、ローレベルであるときに
トランジスタＱ１はオフする。図４の（ｂ）は整流トラ
ンジスタＱ２（図２参照）のベースに入力される信号で
ある。この信号がハイレベルであるときにトランジスタ
Ｑ２がオンし、ローレベルであるときにトランジスタＱ
２がオフする。図４の（ｃ）はトランジスタＱ１、Ｑ２
のオン／オフによって巻線Ｌ（図２参照）の両端に疑似
的に与えられる供給電圧である。図４の（ｄ）は巻線Ｌ
に流れる励磁電流である。

【００４６】ロータの位置が励磁開始角θ₀から励磁切
り替え角θｃまでの期間は図３に示す従来のスイッチ式
リラクタンスモータと動作は同一であるので説明を省略
する。本実施形態では励磁切り替え角θｃ以降、図３に
示すようにすぐさまトランジスタＱ１、Ｑ２を共にオフ
して第３の電流導通モードにするのでなく、期間５０で
の図４の（ａ）と（ｂ）に示す波形のように、（ｂ）に
示す信号をハイレベルとしてトランジスタＱ２をオンし
たまま、ロータの電気角を検出する手段（図示せず）に
よって検出される角度検出信号の単位角度毎に図４の
（ａ）に示す信号のパルス幅のデューティ比を徐々に小
さくする。これにより、図４の（ｃ）に示すように供給
電圧は連続的に低下して負の値となり、図４の（ｄ）に
示すように巻線Ｌに流れる電流は緩やかに減少する。

【００４７】そして、図４の（ａ）に示す信号のパルス
幅が０となってから、期間５１での波形のように図４の
（ｂ）に示す信号をローレベルとし、図４の（ａ）に示
す信号のパルス幅をデューティ比１００％から徐々に小
さくしていく制御を行う。これにより、トランジスタＱ
１はオンとオフを繰り返しながら、しだいにオンされる
期間が短くなり、一方、トランジスタＱ２はオフとな
る。したがって、第４の電流導通モードと第３の電流導
通モードが切り替え制御される。

【００４８】期間５１では第４の電流導通モードと第３
の電流導通モードとが切り替えられるので、電流変化が
滑らかにかつ速やかに減衰されるようになる。これによ
り、電流が回転方向とは逆のトルクが発生する領域まで
励磁電流が多く残ってしまう現象が避けられる。期間５
１では図２の（ｄ）に示す第４の電流導通モードを利用
することにより供給電圧の負の領域にまで制御できるよ
うになる。そして、トランジスタＱ１、Ｑ２は共にオフ
し、ロータ位置が電気角θｑとなったときに励磁電流は
０となり、このとき同時に供給電圧も０となる。

【００４９】このように本実施形態では各相で図４に示
すようなシングルパルス運転を行っているので励磁切り
替え角θｃ付近で励磁電流の減少が緩やかとなり、ステ
ータがロータを吸引する力の急激な開放が軽減される。
そのため、モータの振動が小さくなり、振動音が小さく
なる。なお、実施形態では３相のスイッチ式リラクタン
スモータであったが、本発明は相数を特に３相に制限す
るものではない。

【００５０】＜第２の実施形態＞次に、本発明の第２の
実施形態について説明する。上記第１の実施形態で説明
したシングルパルス運転では大負荷で低速条件である場
合、図４に示すように励磁開始角θ₀から励磁切り替え
角θｃまでを一定のパルス幅でチョッピングを行うと、
図１４に示すように励磁電流が励磁切り替え角θｃ付近
で急激に大きくなり、振動が大きくなるという問題や消
費電力が大きくなるという問題がある。

【００５１】そこで、第２の実施形態では、大負荷で低
速条件で運転を行うときには、励磁切り替え角θｃに達
する前からステータとロータが対向する角度に近づくに
つれて単位角度当たり徐々にパルス幅を狭めていき、巻
線間の供給電圧を下げていく制御を上記第１の実施形態
にさらに持たせる。この様子を図５に示す。それ以外に
ついては上記第１の実施形態と同様であるので説明を省
略する。

【００５２】励磁開始角θ₀から電気角θｐ（ただし、
θ₀＜θｐ＜θｃ）までの期間５５では（ａ）に示す信
号によってトランジスタＱ１を適当な一定のパルス幅の
ＰＷＭ信号でチョッピングし、（ｂ）に示す信号をハイ
レベルとする。これにより、トランジスタＱ２はオンと
なり、トランジスタＱ１はベースに入力される信号の周
期でオンとオフを繰り返す。

【００５３】したがって、この期間５５では第１の電流
導通モードと第２の電流導通モードが繰り返される。こ
れにより、（ｃ）に示すように供給電圧Ｖｓは一定の電
圧Ｖｓとなるが、大負荷かつ低速運転の条件では励磁電
流は（ｄ）に示すように大きくなる。

【００５４】次に、ロータ位置が電気角θｐから励磁切
り替え角θｃまでの期間５６は（ｂ）に示す信号をハイ
レベルとしたまま、ロータの電気角を検出する手段（図
示せず）によって検出される角度検出信号の単位角度毎
に図５の（ａ）に示す信号のパルス幅のデューティ比を
徐々に小さくする。これにより、図５の（ｃ）に示すよ
うに供給電圧は連続的に低下して負の値となり、（ｄ）
に示すように励磁電流は緩やかに減少する。

【００５５】次に、励磁切り替え角θｃになると、期間
５７での波形のように図５の（ｂ）に示す信号をローレ
ベルとし、図５の（ａ）に示す信号のパルス幅をデュー
ティ比１００％から徐々に小さくする制御を行う。これ
により、トランジスタＱ１はオンとオフ繰り返しなが
ら、しだいにオンされる期間が短くなり、一方、トラン
ジスタＱ２はオフとなる。これにより、期間５７での図
５の（ｄ）に示すように励磁電流は滑らかにかつ速やか
に減衰させられる。そして、ロータ位置が電気角θｑと
なると、供給電圧と励磁電流は０となる。

【００５６】したがって、大負荷かつ低速運転時には図
１４に示すように励磁切り替え角θｃの付近で生ずる励
磁電流の異常な跳ね上がりが本実施形態では励磁電流を
減衰させる制御を行っているので抑制されることにな
る。これにより、励磁切り替え角θｃで不必要に大きく
なった励磁電流を小さくすることができ、吸引力の急激
な開放現象にともなう振動加速度を抑えることができ
る。これにより、スイッチ式リラクタンスモータの騒音
が小さくなる。また、モータの消費電流も削減できるの
で効率が良くなる。

【００５７】＜第３の実施形態＞図６は第３の実施形態
のスイッチ式リラクタンスモータの動作を説明する波形
図である。従来のスイッチ式リラクタンスモータのシン
グルパルス運転では各相の切り替えを図１５の（ａ）に
示すように行っていたので図１５の（ｂ）に示すように
発生トルクの変動が大きくなり、トルク変動に特有の異
音が生ずる等の問題が生じていた。

【００５８】そこで、第３の実施形態ではシングルパル
ス運転において新たな相で励磁を開始する励磁切り替え
角θｃからΔθの数度の間、励磁電流を供給していた相
のチョッピングパルス幅を変えないで励磁切り替え角θ
ｃ以前と同じく励磁電流を保つようにする。その後、上
記第１の実施形態で説明した図４に示すＰＷＭ制御によ
って元の相の励磁電流を緩やかに減少させる。これによ
り、励磁の切り替え角θｃの付近では、隣接する２つの
相が同時に励磁される。なお、励磁切り替え角θｃはス
テータの突極とロータ突極が完全に対向する以前の位置
にある。

【００５９】このように２相同時に励磁されたとき、図
６の（ｂ）に示すように２相分の発生トルクは各々の相
で単独に励磁されたときに発生するトルクの和であるこ
とが知られていて、従来のスイッチ式リラクタンスモー
タで発生するトルク図１５の（ｂ）に比べて発生トルク
の変動が小さくなる。これにより、トルク変動にともな
う異音が小さくなり、騒音が低減される。

【００６０】＜第４の実施形態＞次に、本発明の第４の
実施形態のスイッチ式リラクタンスモータについて説明
する。図７の（ａ）は本実施形態の３相６極ステータ８
０の励磁巻線の巻回の方向を示した図であり、図７の
（ｂ）は本実施形態の比較例を示した図である。

【００６１】図７の（ａ）において、例えばＡ相の突極
６０には励磁回路によって供給される励磁電流が矢印６
２、６３に流れるように巻線が巻回されている。これに
より、突極６０では励磁電流が流れるとロータに対向す
る側がＮ極となる。突極６０に隣接するＢ相の突極６４
では励磁電流が流れると励磁電流が矢印６５、６６に流
れるように巻線が巻回されている。これによって、突極
６４ではロータに対向する側がＳ極となる。また、突極
６０に隣接するもう１つのＣ相の突極６７では励磁電流
が矢印６８、６９に流れるように巻線が巻回されてい
る。これによって、突極６７ではロータに対向する側が
Ｓ極となる。

【００６２】このように、矢印６３に示す突極６０の突
極６４に近い側の巻線方向と、矢印６５に示す突極６４
の突極６０に近い側の巻線方向とが同一となっている。
また、矢印６２に示す突極６０の突極６７に近い側の巻
線方向と、矢印６９に示す突極６７の突極６０に近い側
の巻線方向が同一となっている。このような関係はすべ
ての突極について成り立っており、ステータの隣接する
巻線の巻回の方向は互いに逆方向となっている。

【００６３】本実施形態のスイッチ式リラクタンスモー
タが例えば上記第３の実施形態のように２相同時に励磁
された場合、励磁電流は隣接する相互インダクタンスの
影響を受けることが確認されている。図７の（ａ）に示
すような関係で巻線が巻回されていれば、Ａ相とＢ相が
同時に励磁されたときにＡ相の励磁電流に加わる影響
と、Ａ相とＣ相が同時に励磁されたときにＡ相の励磁電
流に加わる影響とが一致するようになる。これにより、
相互インダクタンスの影響による励磁電流の変動を小さ
くすることができる。

【００６４】図７の（ｂ）に実施形態と比較する比較例
を示す。図７の（ｂ）に示すように、ステータ８１のＡ
相の突極７０には矢印７２、７３に励磁電流が流れるよ
うに巻線が巻回されている。これにより、突極７０に励
磁電流が流れるとロータと対向する側がＮ極となる。突
極７０と隣接するＢ相の突極７４には矢印７５、７６に
励磁電流が流れるように巻線が巻回されている。これに
より、突極７４に励磁電流が流れるとロータと対向する
側がＮ極となる。矢印７３に示す突極７０の突極７４に
近い側の巻線方向と、矢印７５に示す突極７４の突極７
０に近い側の巻線方向が反平行となっている。

【００６５】一方、突極７０と隣接するもう１つのＣ相
の突極７７では、矢印７８、７９に励磁電流が流れるよ
うに巻線が巻回されている。これにより、突極７７に励
磁電流が流れるとロータと対向する側がＳ極となる。矢
印７２に示す突極７０の突極７７に近い側の巻線方向
と、矢印７９に示すように突極７７の突極７０に近い側
の巻線方向とは同一となっている。このように、Ａ相の
巻線と隣接する突極間の巻線の関係が図７の（ａ）に示
すスイッチ式リラクタンスモータのステータ８０とは異
なる。

【００６６】そのため、相互インダクタンスによるＡ相
の励磁電流への影響は、Ａ相とＢ相が同時に励磁された
ときとＣ相とＡ相が同時に励磁されたときとでは大きく
違ってくる。これにより励磁する相によってトルク変動
が生じてしまい、モータが振動する原因となる。

【００６７】したがって、図７の（ａ）に示すように第
４の実施形態の構成とすることによってトルクの変動を
抑制することができる。これによってもトルク変動を小
さくして騒音の抑制が可能となっている。このように、
相数が奇数でステータ突極の数が相数の２倍である場
合、どの突極についても巻線の巻回の方向はそれと隣接
する突極に巻回された巻線の巻回の方向と逆方向となる
ようにすることが可能である。これにより、相互インダ
クタンスによる励磁電流の差が現れないので、第３の実
施形態のように２相を同時に励磁するときに特に有効で
ある。なお、一般に本実施形態のスイッチ式リラクタン
スモータでは励磁の方法に関係なくトルク変動が小さく
なり、安定して回転するという特性をもつ。

【００６８】＜第５の実施形態＞次に、本発明の第５の
実施形態について説明する。第５の実施形態のスイッチ
式リラクタンスモータの制御方式は３相の電流レギュレ
ータ運転によるものである。電流レギュレータ運転はス
イッチ式リラクタンスモータの巻線に流れる電流を電流
指令値に基づいて制御する方式である。図８はスイッチ
式リラクタンスモータの電流レギュレータ運転時の回路
ブロック図である。

【００６９】図８において、電流制御部８４は電流指令
値９０とスイッチ式リラクタンスモータ８５の各相の巻
線に流れる電流値９３を入力して、電流値９３を電流指
令値９０と一致させるようにＰＷＭ信号９１を出力す
る。ドライバー回路３９は電流制御部８４から出力され
るＰＷＭ信号９１を増幅してスイッチ式リラクタンスモ
ータ８５に供給する。

【００７０】図９は第５の実施形態の回路図である。図
９において、入力端子１には正の直流電源が入力され
る。入力端子２にはグランドレベルＧＮＤが入力され
る。コンデンサ３は一方の極が入力端子１に接続され、
他方の極が入力端子２に接続されている。第１相の励磁
回路４、第２相の励磁回路５と第３相の励磁回路６はコ
ンデンサ３によって平滑された直流電圧＋Ｖを受けて動
作する。

【００７１】第１相の励磁回路４では、ＮＰＮ型のチョ
ッピングトランジスタ７はコレクタが入力端子１に接続
され、エミッタが第１相の巻線９の一方の端子３２に接
続されている。トランジスタ７のベースにはハイレベル
かローレベルの信号が入力されてトランジスタ７はオン
／オフ制御される。

【００７２】ＮＰＮ型の整流トランジスタ８はコレクタ
が巻線９の他方の端子３３に接続され、エミッタが電流
検出器８６を介して入力端子２に接続されている。トラ
ンジスタ８のベースにはハイレベルかローレベルの信号
が入力されてトランジスタ８はオン／オフ制御される。
電流検出器８６はトランジスタ８のエミッタに流れる電
流値を検出する。整流ダイオード１０はアノードが巻線
９の端子３３に接続され、カソードが入力端子１に接続
されている。チョッピングダイオード１１はアノードが
入力端子２に接続され、カソードが巻線９の端子３２に
接続されている。

【００７３】第２相の励磁回路５では、ＮＰＮ型のチョ
ッピングトランジスタ１２はコレクタが入力端子１に接
続され、エミッタが第２相の巻線１４の一方の端子３４
に接続されている。トランジスタ１２のベースにはハイ
レベルがローレベルの信号が入力されてトランジスタ１
２はオン／オフ制御される。

【００７４】ＮＰＮ型の整流トランジスタ１３はコレク
タが巻線１４の他方の端子３５に接続され、エミッタが
電流検出器８７を介して入力端子２に接続されている。
トランジスタ１３のベースにはハイレベルかローレベル
の信号が入力されてトランジスタ１３はオン／オフ制御
される。電流検出器８７はトランジスタ１３のエミッタ
に流れる電流値を検出する。整流ダイオード１５はアノ
ードが巻線１４の端子３５に接続され、カソードが入力
端子１に接続されている。チョッピングダイオード１６
はアノードが入力端子２に接続され、カソードが巻線１
４の端子３４に接続されている。

【００７５】第３相の励磁回路６では、ＮＰＮ型のチョ
ッピングトランジスタ１７はコレクタが入力端子１に接
続され、エミッタが第３相の巻線１９の一方の端子３６
に接続されている。トランジスタ１７のベースにはハイ
レベルかローレベルの信号が入力されてトランジスタ１
７はオン／オフ制御される。

【００７６】ＮＰＮ型の整流トランジスタ１８はコレク
タが巻線１９の他方の端子３７に接続され、エミッタが
電流検出器８８を介して入力端子２に接続されている。
トランジスタ１８のベースにはハイレベルかローレベル
の信号が入力されてトランジスタ１８はオン／オフ制御
される。電流検出器８８はトランジスタ１８のエミッタ
に流れる電流値を検出する。

【００７７】整流ダイオード３０はアノードが巻線１９
の端子３７に接続され、カソードが入力端子１に接続さ
れている。チョッピングダイオード３１はアノードが入
力端子２に接続され、カソードが巻線１９の端子３６に
接続されている。このように、励磁回路４、５、６は内
部構成が一致している。

【００７８】電流検出器８６、８７、８８で検出される
電流値は後述するように励磁されている相の巻線に流れ
る電流値である。マイクロコンピュータ３８は電流制御
部８４（図８参照）を含み、電流検出器８６、８７、８
８で検出された各相の巻線９、１４、１９に流れる電流
値を入力し、ＰＷＭのデューティ比を制御することによ
って巻線９、１４、１９に流れる電流を電流指令値９０
（図８参照）と一致させるようにする。

【００７９】マイクロコンピュータ３８は６個のトラン
ジスタ７、８、１２、１３、１７、１８をそれぞれオン
／オフ制御するため６ビットの信号を出力する。ドライ
バー回路３９はマイクロコンピュータ３８から出力され
る６ビットの信号をそれぞれ増幅してトランジスタ７、
８、１２、１３、１７、１８の各ベースに供給する。

【００８０】励磁されている相では、図３の（ａ）に示
すようにチョッピングトランジスタＱ１（図２参照）の
ベースにＰＷＭされた一定のデューティ比の信号が入力
され、図３の（ｂ）に示すように整流トランジスタＱ２
のベースにハイレベルの信号が入力される。これによ
り、図３の（ｄ）に示すように巻線Ｌ（図２参照）に流
れる励磁電流は一定値になる。この励磁電流の電流値は
第１相では電流検出器８６で、第２相では電流検出器８
７で、第３相では電流検出器８８でそれぞれ検出され
る。

【００８１】図３の（ａ）に示すＰＷＭされた信号のデ
ューティ比を大きくすると図２の（ａ）に示す第１の電
流導通モードの期間が増大するので励磁電流が増大し、
逆にデューティ比を小さくすると励磁電流が減少する。
このようにして、電流制御部８４は励磁電流を電流指令
値と一致するように制御することができる。なお、電流
指令値９０はメモリ８９にロータの位置に応じた値とし
て記憶されている。

【００８２】図１０は第５の実施形態の動作を示す波形
図である。図１０の（ａ）は１相分の電流指令値であ
る。図１０の（ｂ）は電流指令値によって与えられる励
磁電流である。ロータの位置が励磁開始角θ₀から励磁
切り替え角θｃまでは（ａ）に示すように電流指令値は
一定であるので一定の励磁電流が供給される。

【００８３】励磁切り替え角θｃ以降はすぐに電流指令
値を０とするのでなく、励磁切り替え角θｃからθｑま
での期間５９を設けて（ａ）に示すように緩やかに電流
指令値を０に変化させる。これにより、（ｂ）に示す励
磁電流のように急に電流が０となることがないようにな
っているので励磁切り替え角θｃでのステータがロータ
を吸引する力の急速な開放が抑制される。これにより、
急激な吸引力開放にともなう振動が軽減されて騒音が小
さくなる。

【００８４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
励磁電流の切り替え時に励磁電流が流れていた相の巻線
に流れる励磁電流を緩やかに減少させているので、励磁
電流が流れていた相では吸引力開放による振動が軽減さ
れる。これにより、モータの振動音が小さくなり、騒音
が小さくなる。特に、本発明では、第１、第２期間を通
して印加される電圧の減衰が滑らかであり、その結果流
れる電流が滑らかに減衰し、且つ確実に零まで減衰し、
むやみに時間がかかることもない。また、第１、第２期
間のいずれにおいても、それぞれ第１スイッチング素子
のオン時とオフ時での巻線に印加される電圧差が小さ
く、結果的に流れる電流のリップルも生じにくいという
効果もある。さらに、第２スイッチング素子へのＰＷＭ
信号も必要なく、より単純なマイクロコンピュータ等に
より制御可能となる効果もある。

【００８５】また、大負荷で低速条件でシングルパルス
運転を行う場合には励磁切り替え角での不必要に大きな
励磁電流をＰＷＭのデューティ比を徐々に小さくするこ
とによって減少させることができる。これにより、吸引
力の急激な開放現象による振動加速度を抑えることがで
きる。また、励磁切り替え角付近での急激な励磁電流が
増大するのが防止されているので消費電力が削減できて
効率も良くなる。

【００８６】また、本発明の請求項４では、励磁切り替
え時に少なくとも２相が同時に励磁されるので励磁が終
了する相で急激に減少するトルクを同時に励磁させた相
で補い、全体のトルクの減少を抑えることができる。こ
れにより、トルク変動が低減されてリラクタンスモータ
は安定した動作をする。

【００８７】また、本発明の請求項５によれば、相数が
奇数でステータの突極がその相数の２倍であるときにス
テータの隣接する巻線の巻回の方向は互いに逆方向とな
っているので、隣接する突極に巻回された巻線との相互
作用が一致し、互いの相で相互インダクタンスにより受
ける影響が同一となる。これによって各相で生じる励磁
電流に変動が生じないようになっている。そのため、相
間にトルク変動が生じることがなく安定して動作する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータとその駆動回路の回路図。

【図２】 そのスイッチ式リラクタンスモータのシング
ルパルス運転における各相での電流導通モードを示した
図。

【図３】 従来のシングルパルス運転時のＰＷＭ波形と
供給電圧及び励磁電流を示した波形図。

【図４】 本発明の第１の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータの動作を説明する波形図。

【図５】 本発明の第２の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータの動作を説明する波形図。

【図６】 本発明の第３の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータの動作を説明する波形図。

【図７】 本発明の第４の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータの構成を示す図。

【図８】 本発明の第５の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータの回路ブロック図。

【図９】 そのスイッチ式リラクタンスモータとその駆
動回路の回路図。

【図１０】 そのスイッチ式リラクタンスモータの動作
を示す波形図。

【図１１】 スイッチ式リラクタンスモータの回転方法
を説明する図。

【図１２】 そのスイッチ式リラクタンスモータのトル
クを説明する図。

【図１３】 従来のスイッチ式リラクタンスモータの励
磁電流波形とステータ、ロータ間に働く吸引力の大きさ
を示す図。

【図１４】 スイッチ式リラクタンスモータのシングル
パルス運転で低速、大負荷トルク時の励磁電流波形を示
した図。

【図１５】 従来のスイッチ式リラクタンスモータの各
相励磁電流と発生したトルクを示した図。

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ 入力端子 ３ コンデンサ ４ 第１相の励磁回路 ５ 第２相の励磁回路 ６ 第３相の励磁回路 ７ ＮＰＮ型のチョッピングトランジスタ ８ ＮＰＮ型の整流トランジスタ ９ 第１相の巻線 １０ 整流ダイオード １１ チョッピングダイオード １２ ＮＰＮ型のチョッピングトランジスタ １３ ＮＰＮ型の整流トランジスタ １４ 第２相の巻線 １５ 整流ダイオード １６ チョッピングダイオード １７ ＮＰＮ型のチョッピングトランジスタ １８ ＮＰＮ型の整流トランジスタ １９ 第３相の巻線 ３０ 整流ダイオード ３１ チョッピングダイオード ３８ マイクロコンピュータ ３９ ドライバー回路 ８４ 電流制御部 ８５ スイッチ式リラクタンスモータ ８６、８７、８８ 電流検出器 ９０ 電流指令値 ９１ ＰＷＭ信号 ９３ 各相巻線電流値

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 7/05

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 突極を有するロータと、巻線が巻回され
   た複数の突極を有するステータと、前記巻線に励磁電流
   を与える励磁回路とを備え、前記励磁電流を与える相を
   一定の順序で切り替えることによって前記ロータが回転
   するとともに、前記励磁電流の切り替え時に前記励磁電
   流が流れていた相の巻線の前記励磁電流を緩やかに減少
   させるスイッチ式リラクタンスモータを駆動する回路に
   おいて、 前記突極に巻回された巻線はその一端が第１スイッチン
   グ素子を介して電源ラインに接続され他端が第２スイッ
   チング素子を介してグランドに接続されているととも
   に、前記一端がアノードをクランドに接続された第１ダ
   イオードのカソードに接続され、他端がカソードを電源
   ラインに接続された第２ダイオードのアノードに接続さ
   れており、 前記励磁電流の切り替え時に第２スイッチング素子をオ
   ンにした状態で第１スイチング素子をデューティ比が徐
   々に小さくなるＰＷＭ信号でオン、オフ制御する第１の
   期間と、この第１の期間の後に第２スイッチング素子を
   オフにした状態で第１スイッチング素子をデューティ比
   が徐々に小さくなるＰＷＭ信号でオン、オフ制御する第
   ２期間とが設けられている ことを特徴とするスイッチ式
   リラクタンスモータを駆動する回路。
2. 【請求項２】 前記励磁電流を検出して前記励磁電流を
   前記ロータの位置に応じて定められた電流指令値に一致
   させるとともに、前記励磁電流の切り替え時には前記電
   流指令値を徐々に小さくすることを特徴とする請求項１
   に記載のスイッチ式リラクタンスモータを駆動する回
   路。
3. 【請求項３】 前記ロータの電気角が次の相の励磁開始
   角（励磁切り替え角）に達する前から前記デューティ比
   を徐々に小さくすることを特徴とする請求項１又は２に
   記載のスイッチ式リラクタンスモータを駆動する回路。
4. 【請求項４】 前記励磁電流の切り替え時に少なくとも
   ２つの相の前記巻線に励磁電流を与えることを特徴とす
   る請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチ式リラクタ
   ンスモータを駆動する回路。
5. 【請求項５】 ステータは巻線が巻回された相数が奇数
   で該相数の２倍の数の突極を有し、且つ隣接する巻線の
   巻回の方向は互いに逆方向となっていることを 特徴とす
   る請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチ式リラクタ
   ンスモータ。