ES2229348T3 - Metodo y aparato mejorado para controlar una maquina de reluctancia conmutada. - Google Patents

Abstract

PROCEDIMIENTO Y APARATO PARA CONTROLAR LE TENSION MEDIA APLICADA A UN DEVANADO DE FASE DE UNA MAQUINA DE RELUCTANCIA DURANTE UN PERIODO DE INCREMENTO DE LA CORRIENTE, QUE CONTROLA LA CORRIENTE CUANDO SE ALCANZA LA CORRIENTE DESEADA Y QUE CONTROLA LA TENSION APLICADA, DURANTE UN PERIODO DE DISMINUCION DE CORRIENTE, PARA MEJORAR EL RENDIMIENTO DE LA MAQUINA Y CON ELLO REDUCIR EL RUIDO ACUSTICO PRODUCIDO POR LA MAQUINA ASI COMO UNA VIBRACION NO DESEADA. EL APARATO INCLUYE CIRCUITERIA Y ELEMENTOS ASOCIADOS QUE SON ACCIONABLES PARA CONMUTAR EL DEVANADO DE LA FASE EN CIRCUITOS QUE SE APLICAN BIEN A UNA TENSION DE CC POSITIVA, UNA TENSION CERO O UNA TENSION DE CC NEGATIVA, PARA AUMENTAR, MANTENER O DISMINUIR LA CORRIENTE EN EL BOBINADO. LA TEMPORIZACION Y EL REGIMEN DE CONMUTACION SE CONTROLA COMO UNA FUNCION DE LA POSICION ANGULAR Y LA VELOCIDAD DEL ROTOR DE LA MAQUINA DE RELUCTANCIA, LA SALIDA DEL PAR DE APRIETE DE LA MAQUINA Y LA VELOCIDAD DESEADA O EL PAR. SE PROPORCIONA UN PROCEDIMIENTO POR EL CUAL UN CICLO DE SERVICIO CORRESPONDIENTE A UNA MAQUINA DE RELUCTANCIA ESPECIFICA, ASI COMO A ARAMETROS OPERATIVOS ESPECIFICOS DE LA MAQUINA EN UNA POSICION DADA DEL ROTOR Y EL PAR SE CALCULAN POR EL CONTROLADOR PARA APLICAR TENSION AL DEVANADO DE FASE DURANTE EL PERIODO DE INCREMENTO DE CORRIENTE PARA AUMENTAR LA CORRIENTE DESDE O CERCA DEL CERO A UNA CORRIENTE DE PICO DESEADA. ASIMISMO, SE PROPORCIONA UN PROCEDIMIENTO PARA CALCULAR UN CICLO DE SERVICIO PARA EL TIEMPO EN EL QUE LA FASE ESTA DESACTIVADA, CORRESPONDIENTE A UNA MAQUINA DE RELUCTANCIA ESPECIFICA, Y A PARAMETROS OPERATIVOS ESPECIFICOS DE LA MAQUINA EN UNA POSICION DADA DEL ROTOR, VELOCIDAD Y PAR DE FUERZA ASI COMO UN PROCEDIMIENTO PARA CAMBIAR EL CICLO DE SERVICIO PARA LLEVAR LA CORRIENTE EN EL DEVANADO A CERO O CERCA DEL CERO. EL CALCULO DEL CICLO DE SERVICIO APROPIADO PARA LAS CONDICIONES OPERATIVAS ESPECIFICAS DE LA MAQUINA DE RELUCTANCIA CONTROLA LA TENSION MEDIA NETA APLICADA, QUE SE HA ENCONTRADO QUE REDUCE LOS CAMBIOSBRUSCOS DE CORRIENTE. ESTA REDUCCION ESTA EN CORRELACION CON LOS CAMBIOS BRUSCOS REDUCIDOS EN EL FLUJO MAGNETICO, QUE DA LUGAR A UN RUIDO ACUSTICO REDUCIDO Y UNA VIBRACION NO DESEADA.

Description

Método y aparato mejorados para controlar una máquina de reluctancia conmutada.

Antecedentes de la invención

En general, una máquina de reluctancia es una máquina eléctrica en la que el par torsor se produce por la tendencia de su parte móvil a moverse hacia una posición en la que la reluctancia de un arrollamiento excitado está minimizada (es decir, la inductancia está maximizada).

En un tipo de máquina de reluctancia, la excitación de los arrollamientos de fase se produce a una frecuencia controlada. Estas máquinas se conocen en general como máquinas de reluctancia síncrona. En un segundo tipo de máquina de reluctancia, se proporciona circuitería para detectar la posición angular del rotor y excitar los arrollamientos de fase en función de la posición del rotor. Este segundo tipo de máquina de reluctancia se conoce en general como máquina de reluctancia conmutada. Aunque la descripción de la presente invención está en el contexto de una máquina de reluctancia conmutada, la presente invención es aplicable a todas las formas de máquinas de reluctancia, incluyendo los motores de reluctancia síncrona y conmutada, los generadores de reluctancia síncrona y conmutada, así como también otras máquinas que tienen disposiciones de arrollamientos de fase similares a los de las máquinas de reluctancia conmutada.

La teoría general de diseño y funcionamiento de las máquinas de reluctancia conmutada, es bien conocida y está bien discutida, por ejemplo, en The Characteristics, Design and Applications of Switched Reluctance Motors and Drives, de Stephenson y Blake, y fue presentada en la Conferencia y Exhibición PCIM'93 de Nuremberg, Alemania, los días 21-24 de Junio de 1993.

Cuando una máquina de reluctancia conmutada se está moviendo, incluyendo velocidades bajas o una parada, el par torsor (y otros parámetros de comportamiento de la máquina) pueden ser ajustados mediante la monitorización de la posición del rotor, excitando uno o más arrollamientos de fase cuando el rotor está en una primera posición angular, conocida como "ángulo de conexión (T_{CONECT}.)", y desexcitando a continuación los arrollamientos excitados cuando el rotor gira hasta una segunda posición angular, conocida como "ángulo de desconexión (T_{DESCONEC})". La distancia angular entre el ángulo de conexión y el ángulo de desconexión se conoce con frecuencia como "ángulo de conducción".

En parada y a velocidades bajas, el par torsor de una máquina de reluctancia conmutada puede ser controlado mediante la variación de la magnitud de la corriente en los arrollamientos de fase excitados durante el período definido por T_{CONECT.} y T_{DESCONECT.} Ese control de corriente puede ser logrado mediante corte de la corriente, utilizando una referencia de corriente con realimentación de corriente de fase. Dicho control de corriente se utiliza como control de corriente de "modo corte". Alternativamente, se puede utilizar control de tensión por modulación de impulsos en anchura (PWM).

Según se incrementa la velocidad angular del motor, se alcanza un punto en el que la cantidad de corriente que puede ser suministrada a un arrollamiento de fase durante cada período de fase, está limitada por la inductancia rápidamente creciente y la fuerza contraelectromotriz asociada al arrollamiento. A tales velocidades, las estrategias de corte o de modulación de impulso en anchura son menos deseables, y el par torsor de la máquina se controla normalmente mediante el control de la duración del impulso de tensión aplicado al arrollamiento durante el período de fase con respecto a la posición del rotor. Puesto que se aplica un impulso único de tensión durante cada período de fase, esta forma de control se conoce normalmente como "control de impulso único".

Según funciona un motor (o generador) de reluctancia conmutada, el flujo magnético es continuamente creciente y decreciente en diferentes partes de la máquina. Este flujo cambiante se producirá tanto en control de corriente de impulso único como en modo de corte. El flujo cambiante da como resultado fuerzas magnéticas fluctuantes que son aplicadas a las partes ferromagnéticas de la máquina. Estas fuerzas pueden producir ruido y vibración indeseados. Un mecanismo importante mediante el que estas fuerzas pueden crear ruido, consiste en la ovalización del estator provocada por fuerzas magnéticas normales al entrehierro. En general, según se incrementa el flujo magnético a lo largo de un diámetro dado del estator, el estator se ve empujado hacia una configuración oval por parte de las fuerzas magnéticas. Según disminuye el flujo magnético, el estator se estira o recupera de nuevo su configuración no deformada. Esta ovalización y recuperación del estator producirá un ruido audible y puede provocar vibración indeseada.

Además de las deformaciones del estator por las fuerzas magnéticas ovalizantes, se puede producir también ruido acústico y vibración no deseada por cambios bruscos en las fuerzas magnéticas del motor. Estos cambios bruscos en el gradiente del flujo magnético (es decir, la velocidad de cambio del flujo con el tiempo), se conocen como "golpes de martillo", debido a que el efecto sobre el estator es similar al de un golpe de martillo. Al igual que un golpe de martillo puede provocar que el estator vibre a una o más frecuencias naturales (determinadas por la masa y la elasticidad del estator), la aplicación o retirada brusca de fuerza magnética puede provocar que el estator vibre a una o más de sus frecuencias naturales. En general, la frecuencia natural más baja (o fundamental) domina la vibración, aunque se pueden destacar armónicos más altos por excitación repetida a la frecuencia apropiada.

Adicionalmente a las deformaciones de estator resultantes de los fenómenos de ovalización y de golpe de martillo descritos anteriormente, las fuerzas magnéticas fluctuantes en el motor pueden deformar el estator de otras maneras, así como también deformar el rotor y otras partes del sistema de la máquina. Por ejemplo, las deformaciones en el motor pueden causar resonancia de los apantallamientos extremos del rotor. Estas deformaciones adicionales constituyen otra fuente potencial de vibración y ruido indeseados.

Aunque se ha reconocido el problema del ruido y la vibración acústicos indeseados, los sistemas de control conocidos para los motores de reluctancia no resuelven adecuadamente el problema. Por ejemplo, el problema general del ruido acústico en sistemas de motor de reluctancia conmutada ha sido discutido por C.Y. Wu y C. Pollock en "Analysis and Reduction of Vibration and Acustic Noise in the Switched Reluctance Drive", Proceedings of the IAS '93 pp. 106-113 (1993). En general, el método sugerido por Wu y Pollock incluye el control de la corriente en el arrollamiento de fase, de tal modo que la corriente se controla en dos etapas de conmutación sucesivas, ocurriendo la segunda etapa de conmutación aproximadamente medio ciclo resonante después de la primera, donde el ciclo resonante está definido por la frecuencia natural de la máquina. Esta alternativa está implementada normalmente por la desconexión de uno de los dispositivos de potencia en un primer punto en el tiempo para provocar una primera reducción escalonada en la tensión aplicada, y desconectando después el segundo dispositivo de potencia. Entre el instante en que el primer dispositivo de conmutación es desconectado y el segundo dispositivo de conmutación es desconectado, se permite que la corriente marche libre a través de un diodo de paso libre y del segundo dispositivo de conmutación.

La alternativa de reducción de tensión, de dos etapas, para la reducción del ruido en motores de reluctancia conmutada que se ha expuesto anteriormente, adolece de varias limitaciones y desventajas. Una limitación de este tipo consiste en que, en muchos casos, la alternativa de reducción de tensión de dos etapas requiere una conmutación precisa de los dispositivos de conmutación dentro del intervalo definido por los ángulos de conexión y de desconexión (es decir, el intervalo angular durante el que está excitado el arrollamiento de fase). Aún más, la alternativa de reducción de tensión de dos etapas limita la flexibilidad a ajustar dinámicamente el período de marcha libre para cada ciclo de fase. Según se ha expuesto anteriormente, en la alternativa de reducción de tensión de dos etapas, la duración del período de paso libre se optimiza para reducir el ruido producido por el sistema a una única frecuencia fundamental. Existen muchos casos en los que sería deseable optimizar la duración de marcha libre según otros criterios.

Una limitación adicional de la alternativa de reducción de tensión en dos etapas, y de otras alternativas que utilizan marcha libre para reducir el ruido, consiste en que, debido a que normalmente sólo existe un período de marcha libre por ciclo de excitación de fase, el paso libre reduce en general el ruido producido por una única frecuencia del sistema motor. La marcha libre para reducir el ruido a una frecuencia, no reduce el ruido producido a otras frecuencias, en los sistemas motores que tienen múltiples frecuencias resonantes. En consecuencia, tales alternativas no reducen muchas fuentes de ruido indeseado. Una desventaja adicional asociada a las alternativas de marcha libre consiste en que existen diversos sistemas de control de motor (por ejemplo, circuitos H con condensador de corte, circuitos de tercer carril, circuitos en anillo y similares), que simplemente no permite el paso libre. Estos sistemas no pueden utilizar marcha libre para reducir el ruido.

La presente invención subsana muchas de las limitaciones y desventajas asociadas a los sistemas conocidos, y proporciona un método y aparato únicos para controlar la tensión de fase y las corrientes de arrollamiento de fase en un arrollamiento de fase de una máquina de reluctancia conmutada para, por ejemplo, reducir las vibraciones y el ruido de máquina indeseados.

El documento US 5446359 describe un método de reducción de ruido en una máquina de reluctancia conmutada, en el que se controla la extinción de la corriente en la parte inactiva de cada fase.

El documento US-A-5 461 295 describe un método de reducción de ruido en un motor de reluctancia conmutada mediante la manipulación de perfil de corriente, en el que se controla la transición en el perfil de la corriente cuando una fase conmuta desde activa a inactiva, de modo que sea moderada.

La presente invención está definida en la reivindicación 1 que se acompaña. Algunas características preferidas se encuentran expuestas en las reivindicaciones 2-9 dependientes.

Sumario de la invención

Un aspecto de la presente invención está relacionado con un método y un aparato para controlar la tensión media aplicada a un arrollamiento de fase de una máquina, en particular una máquina de reluctancia, durante un período de incremento de corriente, y un período de reducción de corriente, para mejorar el comportamiento de la máquina por reducción de los cambios bruscos en la corriente de fase y el flujo magnético asociado a la fase o a una o más fases excitadas adyacentes. Un aspecto de este comportamiento mejorado consiste en una reducción de la vibración y el ruido audible generados por la máquina. La vibración y el ruido audible son generados en una máquina de reluctancia en parte como resultado de los cambios rápidos del flujo magnético que tienden a deformar u ovalizar las partes de la máquina. Controlando la velocidad de cambio de la tensión y de la corriente en los arrollamientos de fase durante los períodos en que se excita un arrollamiento desde un estado de tensión cero o casi cero hasta un estado de tensión máxima, o desde un estado de tensión máxima hasta un estado de tensión cero o casi cero, puede dar como resultado un cambio menos rápido en el flujo magnético, reduciendo con ello la vibración y el ruido audible.

Un ejemplo de aparato de la presente invención, se refiere a un controlador y a la circuitería asociada. El método de la presente invención se refiere a una serie de etapas realizadas por el controlador, que gobiernan el ciclo de trabajo de los impulsos de tensión aplicados a un arrollamiento de fase durante el incremento de corriente y la reducción de corriente, en función de la velocidad y de la salida de par torsor, y de los requisitos de la máquina de reluctancia.

El controlador contiene circuitería que puede funcionar en diversos modos distintos. Los diferentes modos pueden seleccionarse basándose en los requisitos de salida del sistema, por ejemplo los requisitos de velocidad o de par torsor. El controlador puede funcionar en un modo único, o puede ser programado para cambiar de modos según las características de funcionamiento real de la máquina. Los diferentes modos definen las posiciones angulares óptimas del rotor en las que se excitan y desexcitan los arrollamientos de fase, según el comportamiento en cuanto a velocidad y/o par torsor deseados de la máquina. El controlador contiene también circuitería que controla la tensión aplicada a la fase en el instante en que son excitados los arrollamientos, hasta que se alcanza una corriente máxima deseada. La circuitería puede incluir un microprocesador que determine la corriente máxima deseada en el arrollamiento de fase en base a señales de realimentación que presenten la velocidad y el par torsor reales de la máquina.

En un ejemplo de realización, desde el momento en que la fase es excitada, hasta el momento en que se alcanza la corriente máxima en la fase, la tensión media aplicada al arrollamiento se controla con la utilización de técnicas de corte suave, es decir, conmutando el arrollamiento de fase entre un circuito que aplica una tensión de CC positiva y un circuito que aplica una tensión cero, permitiendo con ello que la corriente del arrollamiento de fase marche libre y disminuya lentamente. En esta realización, el ciclo de trabajo de corte suave se calcula como una función de la velocidad angular del rotor y del par torsor generado por la máquina, y de la velocidad o par torsor deseados de la máquina. Como resultado, el gradiente de la corriente creciente en el arrollamiento de fase variará con la velocidad y el par torsor de la máquina.

En otra realización, desde el instante en que la fase está a su máxima corriente deseada, hasta el instante en que la fase está desexcitada, se siguen las técnicas de corte suave para mantener la corriente al nivel deseado. Se pueden aplicar métodos alternativos de control del nivel de corriente, tales como técnicas de corte brusco, con lo que la fase es conmutada entre un circuito que aplica una tensión de CC positiva, y un circuito que aplica una tensión de CC negativa, induciendo con ello rápidamente la corriente en el arrollamiento a que sea cero.

En un ejemplo de realización, en el instante en que la fase se desexcita, hasta el instante en que la corriente de la fase es, o está próxima a, cero, la tensión media aplicada al arrollamiento está controlada por la utilización de técnicas de corte brusco. Un aspecto de esta realización consiste en calcular un ciclo de trabajo inicial para los impulsos de tensión aplicados, que sea una función del último ciclo de trabajo de corte suave, y en aplicar una tensión media neta al arrollamiento de fase en el primer ciclo de trabajo de corte brusco que sea la misma que la tensión media neta en el instante en que la fase fue desexcitada. También es un aspecto de esta realización el hecho que el ciclo de trabajo de los impulsos de corte brusco, durante el período de tiempo en que la corriente en la fase está disminuyendo, sea modificado y controlado de tal modo que la tensión media neta aplicada al arrollamiento cambie desde una tensión de CC positiva, hasta una tensión cero, hasta una tensión negativa, hasta que la corriente en los arrollamientos alcance cero o sea un valor deseado cercano a cero. La velocidad de cambio del ciclo de trabajo varía en función de la velocidad angular del rotor y del par torsor generado por la máquina, y de la velocidad o par torsor deseados de la máquina. Como resultado, el gradiente de la corriente decreciente en el arrollamiento de fase variará con la velocidad y con el par torsor de la máquina.

En otros ejemplos de realización, en los que la corriente en la fase antes de la desexcitación, está controlada por corte brusco o por corte suave, se captura el último ciclo de trabajo completo o tensión media neta antes de la desexcitación, y la misma estrategia de conmutación de corte brusco o de corte suave sigue al ciclo de trabajo en rampa decreciente desde una tensión media neta positiva hasta cero, o hasta una tensión negativa neta. A continuación, en uno o más instantes predeterminados, o en una o más posiciones preseleccionadas del rotor durante el período en que el ciclo de trabajo está en rampa descendente, el ciclo de trabajo puede ser capturado de nuevo, y la estrategia de conmutación puede ser cambiada de nuevo. Esto podría incluir cambiar las estrategias de conmutación de tal modo que se aplica un ciclo de trabajo de corte brusco que comience con la misma tensión media neta que el ciclo de trabajo anterior, pero en rampa descendente a una velocidad diferente, o que actúe sobre ambos conmutadores hacia un estado de no conducción, para aplicar con ello la tensión negativa completa. Es evidente, para un experto en la técnica, que el controlador de la presente invención puede combinar las diversas estrategias de conmutación posibles durante el período que sigue a la desexcitación del arrollamiento de fase, en muchas combinaciones posibles distintas a la que se ha expuesto anteriormente.

El controlador de la invención puede realizar estas técnicas de control de la velocidad de incremento de corriente y de disminución de corriente en un arrollamiento de fase única de una máquina de reluctancia u otro dispositivo en el que la corriente sea controlada como una función de una posición de un rotor, o en arrollamientos de múltiples fases. El aparato y los métodos de control son aplicables a cualquier método de funcionamiento, y a cualquier método de determinación de posiciones de rotor en las que la fase es excitada y desexcitada, siempre que la velocidad de rotor y el par torsor de la máquina sean factores dependientes del ciclo de trabajo de los impulsos de tensión aplicada que se requieran.

Breve descripción de los dibujos

Otros aspectos y ventajas de la presente invención se pondrán de manifiesto con la lectura de la descripción detallada que sigue y con referencia a los dibujos, en los que:

La figura 1 ilustra un sistema de máquina de reluctancia según la presente invención;

la figura 2 ilustra con mayor detalle la máquina 20 de reluctancia de la figura 1;

la figura 3A ilustra con mayor detalle el convertidor 30 de potencia de la figura 1;

la figura 3B ilustra los tipos de tensiones que pueden ser establecidas a través de un arrollamiento de fase en una máquina de reluctancia por medio del conector 30 de potencia;

las figuras 4A y 4B ilustran con mayor detalle el controlador 40 de la figura 1;

la figura 5A ilustra en forma de diagrama de flujo, un método utilizado por el controlador 40 para seleccionar un ciclo de trabajo de corte brusco para cortar en la posición T_{DESCONECT.} del rotor;

la figura 5B ilustra una tensión media aplicada máxima típica (definida mediante un ciclo de trabajo INICIO-RAMPA-BRUSCA simplificado), frente al cálculo de salida de par torsor para diversas velocidades;

la figura 5C ilustra la tensión aplicada a un arrollamiento de fase por el método y el aparato de la presente invención, y la forma de onda de la corriente resultante generada en la fase;

la figura 5D ilustra la tensión media neta aplicada a un arrollamiento de fase mediante el método y el aparato de la presente invención, y la forma de onda de la corriente resultante generada en la fase;

la figura 6A ilustra, en forma de diagrama de flujo, un método en el que el controlador 40 realiza una RAMPA-DESCENDENTE controlada de la corriente de fase reduciendo gradualmente la tensión media neta aplicada al arrollamiento de fase;

la figura 6B ilustra ejemplos de curvas para seleccionar un GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE, que define la velocidad de cambio de la tensión media neta aplicada al arrollamiento, en función de la velocidad y del par torsor de la máquina;

la figura 6C ilustra un ejemplo de circuitería para implementar el método de RAMPA-DESCENDENTE de la presente invención;

la figura 7A ilustra una realización alternativa de la invención, en la que se emplea una estrategia de conmutación de corte suave de tensión de +ATCC hasta cero, en T_{DESCONECT.}, el ciclo de trabajo se hace descender en rampa hasta cero, y a continuación se emplea una estrategia de conmutación de corte brusco;

la figura 7B ilustra otra realización alternativa de la invención, en la que se emplea en T_{DESCONECT.} una estrategia de conmutación de corte suave de tensión de +ATCC hasta cero, el ciclo de trabajo se hace descender en rampa hasta cero, y a continuación se emplea una estrategia de conmutación de corte suave de la tensión desde -ATCC hasta cero;

la figura 8A ilustra, en forma de diagrama de flujo, un método en el que el controlador 40 realiza (1) una RAMPA-ASCENDENTE controlada de la corriente de fase, y (ii) el circuito de corte de frecuencia fija eficaz en el ciclo activo;

la figura 8B ilustra la corriente en un arrollamiento de fase y el ciclo de trabajo de los impulsos de tensión aplicados durante RAMPA-ASCENDENTE;

la figura 8C ilustra un ejemplo de circuitería para implementar los métodos de control de RAMPA-ASCENDENTE y RAMPA-DESCENDENTE de la presente invención.

Las figuras 9A y 9B comparan una forma de onda de corriente tradicional (figura 9A) con una forma de onda de corriente generada mediante el uso de los métodos y aparatos de la presente invención (figura 9B).

Los caracteres de referencia similares indican partes similares a lo largo de las diversas vistas de los dibujos.

Descripción detallada de la invención

Aunque la presente invención se discute en términos de sistema que incluye una máquina de reluctancia, el método y el aparato pueden ser aplicados a otros muchos sistemas de máquina en los que se aplica corriente a un arrollamiento o bobina en función de la posición de un rotor o armadura, incluyendo diversos sistemas de motor de inductancia, sistemas de motor de paso a paso, y otros sistemas de motor o generador. Volviendo a los dibujos y haciendo referencia a la figura 1, un ejemplo de un sistema 10 que puede ser utilizado para implementar los métodos de la presente invención, ha sido ilustrado en forma de bloque.

Según se ilustra, un controlador 40 electrónico recibe señales procedentes de un transductor 3 de posición de rotor ("RPT"). El RPT 3 detecta la posición angular del rotor de una máquina 20 de reluctancia, y proporciona señales al controlador 40 representativas de la posición del rotor. El RPT 3 puede comprender un sensor(es) óptico(s) o magnético(s), y puede ser de construcción convencional. Se han previsto realizaciones en las que el RPT se sustituye por circuitería que monitoriza las características eléctricas del arrollamiento de fase, y proporciona señales representativas de la posición angular del rotor y/o de la velocidad sin el uso de sensores de posición. Una alternativa sin sensores de este tipo se encuentra descrita en la solicitud actualmente pendiente con nº de serie 08/549457, "Rotor Position Sensing in a Dynamoelectric Machina Using Coupling Between Machina Coils", presentada el 27 de Noviembre de 1995, cedida al cesionario de la presente invención.

En la realización de la figura 1, el controlador 40 obtiene una indicación de la velocidad angular del rotor de la máquina 20 de reluctancia al procesar apropiadamente la información de posición proporcionada por el RPT 3. Se han previsto realizaciones alternativas en las que un tacómetro independiente, o un dispositivo similar, proporciona información de velocidad al controlador 40.

Adicionalmente a las señales recibidas desde el RPT 3 en relación con la posición del rotor y la velocidad angular de la máquina, el controlador 40 recibe también, mediante realimentación por la línea 4, señales procedentes de un convertidor 30 de potencia. En una realización, las señales de realimentación representan las corrientes que son suministradas por el convertidor 30 de potencia a los arrollamientos de fase del rotor. El controlador recibe también una señal generada externamente en la línea 2 correspondiente a la velocidad o al par torsor requeridos de la máquina 20.

En respuesta a las señales de posición de rotor procedentes del RPT 3, las señales de realimentación procedentes de un convertidor 30 de potencia y del comando de par torsor/velocidad presente en la línea 2, el controlador 40 proporciona señales de conmutación (citadas a veces como "señales de disparo"), a través de las líneas 4a-4c, hasta un número de dispositivos de conmutación de potencia que comprenden un convertidor 30 de potencia. Los dispositivos de conmutación del convertidor 30 de potencia, están conectados a través de las líneas 5a-5c a tres arrollamientos A, B y C de fase de una máquina 20 de reluctancia conmutada trifásica. Los tres arrollamientos de fase de la máquina (A, B y C) han sido ilustrados esquemáticamente en la figura 1. Los expertos en la técnica reconocerán que, aunque se ha mostrado una máquina trifásica a efectos ilustrativos, se pueden utilizar máquinas con más o menos de tres arrollamientos de fase. La presente invención se aplica igualmente a esas máquinas.

En general, el controlador 40 electrónico responde a las señales de posición precedentes del RPT 3 generando señales de disparo para cada una de las tres fases del motor, para conmutar los dispositivos de potencia en el convertidor 30 de potencia, de tal modo que los arrollamientos A, B y C de fase son excitados en la secuencia apropiada durante períodos angulares de rotación del rotor para producir par torsor en una dirección deseada.

La figura 2 ilustra con mayor detalle la máquina 20 de reluctancia trifásica de la figura 1.

En general, la máquina 20 de reluctancia consiste en un estator 22 que se ha construido según técnicas conocidas a partir de un apilamiento de láminas de estator que define doce polos 23 de estator que se proyectan hacia el interior. Estos polos definen un eje principal de estator (que se extiende hacia fuera de la figura 2). Un rotor 24 ha sido acoplado a un árbol giratorio (no representado), que es coaxial con el eje principal del estator. El árbol está montado en rodamientos y es libre para girar. El rotor 24 está formado a partir de un apilamiento de láminas de rotor que definen ocho polos 25 de rotor que se proyectan hacia el exterior.

Asociada a cada polo 23 de estator, se encuentra una bobina de alambre 26a, 26b y 26c. Las bobinas de polos opuestos del estator están dispuestas de tal modo que la corriente que circula por los polos opuestos del estator al mismo tiempo, establecerá polaridades electromagnéticas opuestas que apuntan hacia el interior.

En la máquina de reluctancia de la figura 2, conjuntos de bobinas asociadas a los polos 23 opuestos de estator se acoplan entre sí para formar tres arrollamientos A, B y C de fase, en los que cada arrollamiento de fase está compuesto de cuatro bobinas 26, y en los que cada fase está asociada a cuatro polos 23 de estator. Los extremos terminales de los tres arrollamientos A, B y C de fase están acoplados a la salida del convertidor 30 de potencia por medio de las líneas 5a, 5b y 5c.

Cuando fluye corriente eléctrica a través de los arrollamientos de fase de una fase dada (por ejemplo, el arrollamiento de fase A), se establecerán en la máquina dos conjuntos de polos electromagnéticos opuestos, de polaridad opuesta. Esto se ha ilustrado en la figura 2 mediante las referencias a los electroimanes de Fase A_{NORTE} y Fase A_{SUR}, los cuales serán establecidos cuando la corriente eléctrica está circulando en una dirección dada por el arrollamiento A de fase. Los electroimanes establecidos mediante esta corriente producirán una fuerza de atracción entre los polos 23 de estator excitados y los polos 25 del rotor, lo que producirá un par torsor. Conmutando la excitación desde un arrollamiento de fase al otro, se puede mantener el par torsor deseado con independencia de la posición angular del rotor. Conmutando la excitación de los arrollamientos de fase para desarrollar par torsor positivo, la máquina puede ser accionada como un motor; mediante la excitación de los arrollamientos de fase para que desarrolle un par torsor negativo, la máquina puede ser accionada como un freno o generador. La magnitud del par torsor producido puede controlarse controlando la corriente en el arrollamiento de fase excitado que controla la intensidad del campo electromagnético establecido.

A efectos de ilustración, se ha representado ahora una máquina trifásica que tiene doce polos de estator y ocho polos de rotor (es decir, una máquina 12/8). Los expertos en la técnica reconocerán que son posibles otras combinaciones (por ejemplo, 6/2, 6/4, etc.), y que se pueden utilizar máquinas con más o menos de tres arrollamientos de fase. La presente invención se aplica igualmente a tales máquinas. Además, la presente invención es aplicable a máquinas invertidas, en las que el estator está colocado en el interior del orificio de un rotor giratorio externo, y a máquinas lineales, en las que el rotor se mueve linealmente con respecto al estator.

Según se ha expuesto en relación con la figura 1, los arrollamientos de fase de la máquina de reluctancia se excitan mediante la aplicación de potencia a los arrollamientos de fase por medio del convertidor 30 de potencia. El convertidor 30 de potencia ha sido ilustrado con mayor detalle en la figura 3A.

Volviendo a la figura 3A, la potencia de CA se suministra al convertidor 30 de potencia por medio de líneas CA+ y CA- de entrada. Una línea de tierra puede ser aplicada también al convertidor 30 de potencia por medio de una línea GND. Un filtro 31 de interferencia electromagnética ("EMI") apropiadamente dimensionado, recibe y acondiciona la potencia de CA de entrada antes de suministrarla a un rectificador 32 de onda completa.

Aunque no se ha ilustrado en la figura 3A, se puede utilizar circuitería de protección de potencia frontal, con el fin de evitar daños en los componentes del convertidor 30 de potencia. Por ejemplo, un fusible tarado al máximo amperaje permisible, puede ser colocado en serie con una de las líneas de potencia de CA+ o CA-, o se puede acoplar un interruptor térmico de motor en el filtro 31 EMI, para interrumpir la alimentación de potencia hasta la máquina 20 de reluctancia en caso de que se detecten temperaturas excesivamente altas en las proximidades de la máquina 20 o del convertidor 30 de potencia.

El rectificador 32 de onda completa recibe potencia de CA y la convierte en potencia de CC, la potencia de CC a alta tensión se encuentra disponible en las líneas +ATCC y ATCC_{Común} de bus de CC de alta tensión. Se utilizan condensadores 34 de bus de CC conectados en paralelo, para filtrar la salida del rectificador 32 de onda completa, y para proporcionar una tensión de CC a través del bus de CC de alta tensión. Mientras que la magnitud absoluta de la tensión de CC proporcionada a través del bus de CC variará dependiendo de la potencia de salida de un convertidor de potencia dado, la tensión de CC a través del bus de CC de alta tensión puede alcanzar niveles de 160 Voltios para una entrada de CA de 110 Voltios, y superar los 300 Voltios para una entrada de CA de 220 Voltios.

Alimentaciones auxiliares de potencia de CC, consistentes en una serie de resistores dimensionados apropiadamente, pueden ser activados desde el bus de CC de alta tensión. En el ejemplo de la figura 3A, una señal Vcc de 5 Voltios, para alimentar el controlador 40, se proporciona mediante una cadena 33a de resistores. Una cadena 33b similar de resistores proporciona una fuente de alimentación de 5 Voltios para el RPT 3.

Aunque no se ha ilustrado en la figura 3A, un EMI adicional o apropiado bajo detectores de tensión (por ejemplo, una cadena resistiva con una carga resistiva/capacitiva), podría ser acoplado a través del bus de CC de alta tensión. Tales elementos no están particularmente relacionados con el objeto de esta descripción, y caen dentro de los conocimientos de un experto medio en la materia, y por ello no van a ser discutidos aquí en detalle.

Acoplados a través del bus de CC de alta tensión, se encuentran dispositivos de conmutación de potencia y "grupos" de diodos de los que cada grupo está asociado a una de las tres fases de la máquina 20 de reluctancia. Específicamente, cada grupo incluye un dispositivo 35 de conmutación de potencia superior, un dispositivo 36 de conmutación de potencia inferior, un diodo de retorno 37 superior, y un diodo de retorno 38 inferior. Una disposición 39 de resistor de sentido de medición de la corriente, se encuentra asociada a cada uno de los grupos del dispositivo de conmutación de potencia. Estas disposiciones 39a, 39b y 39c de resistor de sentido de medición de la corriente, proporcionan tensiones que corresponden con la corriente que circula a través de los arrollamientos de fase asociados a cada disposición. Según se discute con mayor detalle en lo que sigue, estas señales de "realimentación de corriente" pueden ser utilizadas por el controlador 40 para controlar la corriente en los arrollamientos de fase.

En la realización de la figura 3A, cada una de las disposiciones 39a, 39b y 39c de resistor de sentido de medición de corriente consiste en un número de resistores conectados en paralelo. Esta disposición resulta beneficiosa en algunas aplicaciones debido a que permite el uso de resistores de menor potencia (y por tanto, más baratos). También se podría utilizar un resistor único, de valor apropiado.

Los dispositivos 35 y 36 de conmutación de potencia pueden comprender dispositivos de conmutación de potencia adecuados cualesquiera, tales como transistores MOSFET, IGBT, transistores bipolares, SCR, o una combinación de los anteriores. Por ejemplo, si sólo se modularán los conmutadores superiores para el control de la corriente, entonces se pueden utilizar transistores MOSFET de potencia de conmutación rápida, para los dispositivos de conmutación 35 superiores, y se pueden utilizar dispositivos IGBT de conmutación más lenta (pero de pérdidas inferiores) para los dispositivos de conmutación 36 de potencia más baja.

Controlando la actuación de los dispositivos 35 o 36 de conmutación de potencia, se pueden establecer diferentes potenciales de tensión a través del arrollamiento de fase al que se acopla el grupo apropiado.

La figura 3B ilustra los tipos de tensiones que pueden establecerse a través de un arrollamiento de fase acoplado a uno de los grupos de conmutación de potencia de la figura 3A. Utilizando el grupo de Fase A como ejemplo, la figura 3B(I) ilustra la tensión que será establecida a través del arrollamiento de Fase A cuando los citados dispositivo 35a de conmutación de potencia superior y dispositivo 36a de conmutación de potencia inferior sean activados para hacia una condición de conducción (o "cerrada"). Cuando los conmutadores 35a y 36a están accionados de esa manera, al arrollamiento de fase queda acoplado a través del bus de CC de alta tensión y (sin considerar las pérdidas introducidas por los dispositivos de conmutación), la tensión a través del arrollamiento de la Fase A es sustancialmente igual a la tensión del bus de CC de alta tensión (+ATCC).

La figura 3B(II) ilustra la tensión que aparecerá a través del arrollamiento de la Fase A cuando ambos dispositivos 35a y 36a de conmutación de potencia son accionados según una configuración de no-conducción (o "abierta") cuando la corriente está circulando por el arrollamiento A de Fase. Debido a la gran inductancia del arrollamiento de Fase, la corriente del arrollamiento no puede cambiar instantáneamente, y la corriente seguirá así circulando a través del arrollamiento por medio de los diodos 37a y 38a de retorno. Debido a que ambos diodos superior e inferior de retorno están conduciendo en esta disposición, la tensión aplicada a través del arrollamiento A de Fase es sustancialmente la parte negativa de la tensión de bus de CC de alta tensión (-ATCC).

La figura 3B(III) ilustra la tensión que aparecerá a través del arrollamiento A de Fase cuando cualquiera de los dispositivos de conmutación 35a o 36a superior o inferior (pero no ambos) es activado hacia un estado de no-conducción mientras el otro está en estado de conducción, y la corriente está circulando por el arrollamiento de fase. En esta disposición, debido a que la corriente no puede cambiar instantáneamente, la corriente seguirá circulando a través del dispositivo de conmutación de potencia que está en conducción, y a través del diodo de retorno asociado a ese dispositivo de conducción de potencia. Por ejemplo, si el dispositivo de conmutación de potencia 36a inferior está activado hacia un estado no conductor, la corriente seguirá circulando a través del dispositivo de conmutación de potencia superior 35a y a través del diodo 37a de retorno superior. De forma similar, si el dispositivo de conmutación superior 35a está activado hacia un estado no conductor, la corriente seguirá circulando a través del dispositivo de conmutación de potencia 36a inferior y del diodo 38a de retorno inferior. En cualquiera de las disposiciones, la tensión total a través del arrollamiento de la Fase A (ignorando de nuevo las pérdidas introducidas por los diodos y dispositivos de conmutación) será aproximadamente de cero voltios. Esta disposición, en la que la corriente está circulando a través del arrollamiento con aproximadamente cero voltios en el arrollamiento, se denomina a veces como disposición de "marcha libre", puesto que la corriente "marcha libremente" a través del arrollamiento.

Controlando la actuación del dispositivo de conmutación de potencia es posible implementar diversos esquemas de conmutación. Por ejemplo, según se ha ilustrado en la figura 3B(IV), los dispositivos de conmutación superior e inferior pueden ser accionados alternativamente para que sean tanto conductores como no conductores, provocando simultáneamente que la tensión a través del arrollamiento de fase varíe desde +ATCC hasta -ATCC. Este esquema se denomina a veces como "corte brusco". Seleccionando apropiadamente la relación de tiempo durante el que se aplica la tensión de +ATCC al arrollamiento de fase en oposición a la tensión -ATCC, la tensión neta aplicada al arrollamiento de fase puede ser positiva o negativa, de tal modo que la corriente en el arrollamiento de fase puede ser controlada para que aumente o se reduzca.

La figura 3B(V) ilustra un esquema de conmutación alternativa que puede ser utilizado para controlar la tensión media aplicada al arrollamiento de fase. En este esquema de conmutación: (i) o bien se deja el dispositivo 35a de conmutación de potencia superior en estado de conducción mientras el dispositivo 36a de conmutación de potencia inferior se conmuta alternativamente desde un estado de conducción hasta uno de no conducción, (ii) o bien se deja el dispositivo de conmutación de potencia inferior en estado de conducción mientras el dispositivo 35a de conmutación superior se activa alternativamente entre estados de conducción y de no conducción. Además, el dispositivo de conmutación de potencia que se ha dejado en estado de conducción y el dispositivo de conmutación de potencia que ha sido conmutado entre un estado de conducción y uno de no conducción, pueden ser alternados. Por ejemplo, el dispositivo 35a de conmutación de potencia superior puede ser dejado en estado de conducción durante un ciclo mientras el dispositivo 36a de conmutación de potencia inferior se abre y se cierra alternativamente, y en el ciclo siguiente se puede dejar el dispositivo 35a de conmutación de potencia inferior puede ser dejado en estado de conducción mientras el dispositivo 36a de conmutación de potencia superior se abre y se cierra alternativamente. Alternativamente, la marcha libre puede implementarse en una base distinta a una base por ciclo. Esta alternancia de los dispositivos de conmutación de potencia da como resultado una frecuencia de conmutación reducida, una vida de servicio ampliada de los dispositivos, pérdidas de sistema y de conmutación reducidas, y permite el uso de dispositivos de conmutación más lentos.

En este esquema de conmutación, la tensión aplicada a través del arrollamiento de fase varía desde +ATCC hasta 0 Voltios. Este tipo de esquema de conmutación, en el que la tensión varía desde un valor dado hasta cero, se menciona a veces como "corte suave". En el esquema de corte suave de la figura 3B(V), en el que la tensión a través del arrollamiento de fase varía desde +ATCC hasta 0, la tensión media neta aplicada al arrollamiento de fase puede ser controlada de modo que sea un valor positivo deseado, pero no uno negativo.

La figura 3B(VI) ilustra un esquema de corte suave en el que, mientras la corriente está circulando por el arrollamiento de fase: (i) o bien se deja el dispositivo de conmutación de potencia 35a superior en estado de no conducción mientras el dispositivo de conmutación de potencia 36a inferior se conmuta alternativamente desde un estado de conducción a uno de no conducción, (ii) o bien se deja el dispositivo de conmutación de potencia inferior en estado de no conducción mientras el dispositivo 35a de conmutación superior se acciona alternativamente entre estados de conducción y de no conducción. La alternancia del dispositivo de conmutación de potencia que se deja en estado de no conducción y del dispositivo de conmutación de potencia que se conmuta entre un estado de conducción y uno de no conducción, expuesta anteriormente, se aplica igualmente a este esquema de conmutación con los mismos resultados beneficiosos. En este esquema de conmutación, la tensión aplicada a través del arrollamiento de fase varía desde –ATCC hasta 0 Voltios. En el esquema de corte suave de la figura 3B(VI), en el que la tensión a través del arrollamiento de fase varía desde -ATCC hasta 0, la tensión media neta aplicada al arrollamiento de fase puede ser controlada de modo que sea un valor negativo deseado, pero no uno positivo.

El esquema particular de conmutación utilizado para activar los dispositivos 35a-c y 36a-c de conmutación de potencia en el convertidor de potencia de la figura 3A, está determinado por las señales de conmutación aplicadas a las puertas de los dispositivos de conmutación de potencia por el controlador 40. El controlador 40 ha sido ilustrado con mayor detalle en las figuras 4A y 4B.

Haciendo ahora referencia a la figura 4A, el controlador 40 comprende un chip 41 de circuito integrado semiconductor (indicado por la caja de líneas discontinuas), y la circuitería externa asociada. En la realización de la figura 4A, el chip 41 de circuito integrado semiconductor comprende un núcleo 42 digital que está rodeado por elementos de circuito adicionales que incluyen comparadores 43 y 44a-44c. Los comparadores 43 y 44a-44c son "comparadores digitales", ya que la salida de los comparadores está, o bien a nivel lógico uno (cuando la tensión en la entrada + del comparador es mayor que la tensión en la entrada - del comparador), o bien a nivel lógico 0 cuando lo contrario es cierto.

El chip 41 de control puede ser un chip de circuito integrado que incluya un microcontrolador o un microprocesador programado apropiadamente. En una realización, el chip 41 de control consiste en un chip de circuito integrado de aplicación específica ("ASIC") que se acopla a una memoria externa de sólo lectura programable y borrable eléctricamente ("EEPROM") que incluye instrucciones y datos operativos a partir de los cuales puede operar un controlador interior al ASIC.

Mientras que la realización de la figura 4 ilustra muchos de los componentes del controlador como localizados en el chip 41, los componentes del controlador podrían estar situados en un número de chips discretos, o podrían utilizarse circuitos analógicos.

El chip 41 de control recibe como entrada, la salida del RPT 3 que indica la posición angular del rotor. La forma precisa que adopta la entrada del RPT variará dependiendo del tipo específico de RPT utilizado para detectar la posición del rotor. Por ejemplo, la entrada del RPT podría consistir en una palabra digital que represente la posición real del rotor (si se utiliza un codificador de posición digital como RPT), o simplemente en impulsos que indiquen que el rotor ha girado a través de un período angular preestablecido. En cualquier caso, las diversas formas posibles del RPT y la recepción de señales RPT para proporcionar tanto la posición del rotor como información de la velocidad angular, son bien conocidas por los expertos en la técnica, y no van a ser descritas aquí en detalle.

Adicionalmente a la recepción de las señales RPT como entrada, el chip 41 de control recibe también, a través de la línea 2, la señal deducida externamente que representa la velocidad o el par torsor deseados de la máquina. A efectos de exposición, se supondrá que la señal aplicada externamente por la línea 2 es una representación de la salida de par torsor deseada de la máquina, aunque los expertos en la técnica apreciarán que los métodos y aparatos de control aquí expuestos son también aplicables a señales de control de velocidad.

La señal generada externamente, que representa la salida de par torsor deseado de la máquina, es recibida por el chip 41 a través de la línea 2 y, en la figura 4A, se compara con una tensión de referencia VREF en el comparador 43, para producir una señal modificada de demanda de par torsor sobre la línea 2'. En la realización de la figura 4A, se supone que la señal de demanda de par torsor suministrada externamente, es una señal modulada de impulso en anchura (PWM), en la que el ciclo de trabajo de la señal PWM corresponde a la relación del par torsor demandado respecto al par torsor máximo disponible a partir de la máquina. En esta realización, la magnitud de la señal de tensión V_{ref} se establece en un nivel que está entre los niveles de cero lógico y de uno lógico que definen la señal PWM. De este modo, la señal que aparece sobre la línea 2' es una señal de demanda de par torsor PWM que posee un ciclo de trabajo que corresponde con el ciclo de trabajo de la señal de demanda de par torsor PWM suministrada externamente por la línea 2.

Para determinados sistemas, la señal de demanda de par torsor suministrada externamente sobre la línea 2, no será una señal PWM sino que, por el contrario, será una señal analógica cuya magnitud de tensión corresponde con la salida de par torsor deseada del sistema. El controlador de la presente invención está capacitado para recibir y operar a partir de tales señales, con una pequeña o ninguna modificación. Un circuito que podría habilitar al controlador 40 de la presente invención para recibir una señal analógica, ha sido ilustrado con mayor detalle en la figura 4B.

En la figura 4B, solamente se ha ilustrado la parte de la figura 4A que está relacionada con la recepción de la señal de demanda de par torsor suministrada externamente. En general, la circuitería de la figura 4B es la misma que la mostrada en la figura 4A, salvo en que se ha acoplado una red 45 de filtro de resistencia/condensador ("RC") en la entrada inversora del comparador 43. A efectos de ilustración, la salida invertida del comparador 43 ha sido ilustrada como alimentada a un inversor 46. Esta señal invertida puede ser generada alternativamente en el núcleo 42 digital del chip 41 de control, y proporcionada a través de una patilla externa. Cuando se recibe una señal analógica en la línea 2, que es mayor que la tensión en el terminal no invertido del comparador 43, la salida invertida del comparador 43 será lógica alta o positiva. Esta tensión positiva provocará que circule corriente eléctrica hacia la red RC 45, cargando el condensador a una velocidad definida por la constante de tiempo RC de la red 45. Eventualmente, la tensión en el condensador (que se aplica al terminal no inversor), excederá de la tensión analógica de entrada del chip 41 de control, y la salida del convertidor 43 conmutará los estados, provocando que la salida invertida vaya a cero lógico (tierra), drenando así la descarga del condensador. Eventualmente, la tensión a través del condensador caerá por debajo de la tensión analógica aplicada sobre la línea 2, y la salida del convertidor 43 conmutará nuevamente los estados.

En una realización, la señal sobre la línea 2' se aplica como señal de control a un contador ascendente/ descendente que es alimentado con una señal de reloj a una frecuencia dada, de tal modo que el contador realiza un conteo ascendente cuando la señal en la línea 2 es lógica alta, y cuenta hacia abajo cuando la señal es lógica baja. En esta realización, la salida en el contador corresponde con la señal de comando de velocidad o de par torsor.

Haciendo de nuevo referencia a la figura 4A, el núcleo 42 digital del controlador 40 recibe la información RTP y el comando de par torsor PWM por la línea 2 y, en base a esta información, determina las señales de disparo apropiadas que han de ser suministradas a través de las líneas 5a, 5b y 5c a los dispositivos de conmutación de potencia del convertidor 30 de potencia. La manera precisa en la que el circuito de control genera las señales de disparo, depende del modo de control en el que está operando el chip de control.

El chip 41 de control está capacitado para operar de diversos modos de control distintos, que incluyen: (i) "Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}", y (ii) "Modo 2/3", y (iii) "Modo de Control de Ángulo Completo". El modo preciso en que está funcionando el chip 41 de control, determina el tipo de señales de disparo que se aplican a los dispositivos de conmutación de potencia en el convertidor 30 de potencia.

En el Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}, la excitación de los arrollamientos de fase se realiza durante un "ciclo activo" que está definido por ángulos T_{CONECT.} y T_{DESCONECT.} predeterminados. Cuando se elige el Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}, el ángulo T_{CONECT.} para un arrollamiento de fase dado corresponde a la posición angular del rotor con respecto al estator cuando la inductancia del arrollamiento de fase está aproximadamente en su valor mínimo, L_{\text{MÍN}}. En este modo, el ángulo T_{DESCONECT.} para el arrollamiento de fase corresponde a la posición angular del rotor cuando la inductancia del arrollamiento de fase está aproximadamente en su valor máximo L_{MÁX}. En una realización de la presente invención, cada punto L_{\text{MÍN}} o L_{MAX} de los tres arrollamientos de fase se asocia a una señal de salida específica desde el RPT 3. En una realización de este tipo, el controlador (cuando opera en modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}) inicia el ciclo activo para un arrollamiento de fase dado cuando se recibe la señal L_{\text{MÍN}} para ese arrollamiento de fase, y termina el ciclo activo cuando se recibe la señal L_{MÁX} apropiada.

Mientras que los ángulos T_{CONECT.} y T_{DESCONECT.} para los arrollamientos de fase son los establecidos y no cambian en el Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}, la magnitud de pico de la corriente que se permite circular por cada arrollamiento de fase durante su ciclo activo se deja variar en función de la señal de demanda de par torsor recibida por el núcleo digital por la línea 2. Específicamente, el núcleo 42 digital incluye una circuitería para seleccionar una señal I_{ref(pwm)} que corresponda a un ciclo de trabajo deseado de PWM que defina una corriente de pico deseada para una combinación dada de velocidad/par torsor. Como apreciarán los expertos en la técnica, la relación entre el par torsor y la corriente en una máquina de reluctancia, no es lineal, y puede variar con la velocidad de la máquina. Como tal, el controlador 40 incluye circuitería que recibe información de velocidad y de demanda de par torsor, y elige una I_{ref(pwm)} apropiada.

En una realización de controlador 40, los datos de I_{ref(pwm)} para los diversos puntos de velocidad y de par torsor se almacenan en una matriz dispersa almacenada en memoria, accesible para el controlador 40. En esta realización, la información de velocidad/par torsor se utiliza para direccionar la memoria de la matriz. Para puntos de velocidad/par torsor para los no se encuentren datos disponibles almacenados, se pueden utilizar rutinas de interpolación para calcular datos de I_{ref(pwm)} apropiados.

Se prevén realizaciones alternativas en las que la señal del ciclo de trabajo de I_{ref(pwm)} se calcula a partir de los datos de velocidad y de par torsor, o en las que se utilizan técnicas de adaptación de curvas para definir una ecuación para I_{ref(pwm)} en base a datos medidos.

Con referencia a la figura 4A, la señal I_{ref(pwm)} generada por el núcleo digital se suministra a través de una patilla del chip 41 de control, hasta una red 47 externa de filtrado RC, de tal modo que se genera una señal analógica correspondiente a la corriente Iref_{(CC)} de ciclo activo de pico deseada. El tamaño y la estructura exactos de la red RC 47, variará dependiendo de la frecuencia y de la magnitud de la señal I_{ref(pwm)} para la aplicación particular. En una realización, la frecuencia de la señal I_{ref(pwm)} es aproximadamente de 40 Khz, y la red RC 47 consiste en los resistores 48a - 48d y en dos condensadores 49, donde los valores de los resistores son, respectivamente, 2,2 K Ohmios, 100 K Ohmios, 20 K Ohmios y 20 K Ohmios, y donde el valor de capacitancia de los condensadores 49 es de 100 nano-faradios.

La señal analógica única que representa el valor de corriente de pico deseado se suministra a través de una patilla de entrada hasta los comparadores 44a, 44b y 44c, donde se compara con las señales de corriente de realimentación procedentes de los tres arrollamientos A, B y C de fase. Los comparadores 44a, 44b y 44c proporcionan una indicación de si las respectivas corrientes de fase son mayores o menores que la corriente de pico deseada, reflejada por la señal Iref_{(CC)}. Se debe apreciar que el uso de una patilla única para recibir una señal única Iref_{(CC)} que se compara con cada una de las corrientes de arrollamiento de fase simplifica la construcción y reduce el coste del chip 41 de control, ya que no se requieren referencias de corriente individuales para cada uno de los diferentes arrollamientos de fase.

Según se expone con mayor detalle en lo que sigue, en el Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}, el chip 41 de control recibe las señales de comparación de corriente y controla las señales de disparo para los dispositivos de conmutación de potencia de tal modo que, cuando una fase está en su ciclo activo, la corriente en el arrollamiento de fase será mantenida a un nivel aproximadamente igual al nivel correspondiente a la señal Iref_{(CD)}. En una realización de la presente invención, la corriente del arrollamiento de fase durante el ciclo activo se mantiene mediante una técnica de corte suave de frecuencia fija, en la que los dispositivos de conmutación de potencia asociados al arrollamiento de fase activa están ambos activados hacia un estado de conducción cuando la corriente por el arrollamiento de fase está por debajo del nivel de pico deseado reflejado por la Iref_{(CD)} y uno de los conmutadores se vuelve no conductor para permitir el paso libre cuando la corriente por el arrollamiento de fase activa supera el nivel de corriente de pico deseada.

El esquema de control de corte suave de frecuencia fija, expuesto anteriormente, constituye solamente un método en el que el control de la corriente se puede realizar durante el ciclo activo. Se pueden utilizar también técnicas de corte brusco, aunque tales técnicas de corte brusco darán como resultado, para el mismo número de "cortes", aproximadamente dos veces las pérdidas de conmutación, puesto que deben ser activados dos conmutadores para cada corte. Se pueden utilizar también formas alternativas de corte suave. Por ejemplo, el dispositivo de conmutación de potencia que se deja en estado de conducción y el dispositivo de conmutación de potencia que es conmutado entre un estado de conducción y uno de no conducción, pueden hacerse alternar para reducir las pérdidas del sistema de conmutación, ampliar la vida de servicio de los dispositivos, y permitir el uso de dispositivos de conmutación más lentos.

El Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX} expuesto anteriormente es el más adecuado para el funcionamiento de la máquina 20 de reluctancia a velocidades relativamente bajas en las que la inductancia se incrementa de forma relativamente lenta, permitiendo que sea establecida una corriente en el arrollamiento de forma relativamente rápida. A velocidades altas en las que cambia la inductancia de manera rápida en el tiempo, la aplicación de impulsos de ciclo de trabajo fijo entre L_{\text{MÍN}} y L_{MÁX} puede dar como resultado un perfil de corriente en la fase que se incremente y se reduzca de forma demasiado lenta, con lo que el par torsor no puede ser controlado fácilmente. El modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX} puede estar limitado a su uso en velocidades relativamente lentas solamente. Como ejemplo, en una aplicación del sistema de control de la presente invención, el Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX} se utiliza para velocidades rotacionales de hasta 375 rpm.

Según se incrementa la velocidad rotacional del rotor, el par torsor negativo que se genera por medio de la corriente que permanece en un arrollamiento de fase excitado después de la posición L_{MÁX}, puede dar como resultado un comportamiento ineficaz del motor. Como tal, según empieza a incrementarse la velocidad rotacional del rotor, puede resultar deseable finalizar el ciclo activo de un arrollamiento de fase dada antes de la posición L_{MÁX}. En el "Modo 2/3", el controlador 40 de la presente invención asegura que esto ocurra con la definición del ángulo T_{DESCONECT.} para cada arrollamiento de fase de modo que la posición del rotor sea 2/3 de la distancia angular entre las posiciones L_{\text{MÍN}} y L_{MÁX}. En este punto 2/3, que ocurre antes de L_{MÁX}, la corriente del arrollamiento puede ser reducida de forma relativamente lenta, mientras que las fuerzas normales son bajas, en vez de caer rápidamente a cero. En una realización del sistema de la presente invención, este punto 2/3 corresponde a una señal de salida RPT específica. En una realización, el ángulo T_{CONECT.} para una fase activa en el Modo 2/3 es el mismo que en el Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX} (es decir, L_{\text{MÍN}}), pero también podría seleccionarse independientemente del Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}.

Mientras que las posiciones T_{CONECT.} y T_{DESCONECT.} son fijas en el Modo 2/3, se permite que la corriente de pico deseable cambie en función de la señal de demanda de par torsor. El método utilizado por el controlador 40 para detectar la corriente de pico deseable e indicativa de si una corriente de arrollamiento de fase dada excede este valor, es el mismo que el descrito anteriormente con relación al Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}.

Mientras que el Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX} es el más adecuado para velocidades bajas en las que la salida de par torsor alto del sistema constituye una consideración importante, el Modo de funcionamiento 2/3 es el más adecuado para un funcionamiento en el que se esperan velocidades más altas, y la eficacia del sistema es clave. En el Modo 2/3, la velocidad angular del rotor es mayor que la velocidad a la que el par torsor producido utilizando el Modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}, empieza a reducir la eficacia del rendimiento motor, pero todavía suficientemente baja como para que exista tiempo suficiente entre las posiciones T_{CONECT.} y T_{DESCONECT.} para realizar un número suficiente de cortes de corriente, de tal modo que se mantenga un control de corriente fiable. Como ejemplo, en una aplicación de la presente invención, el Modo 2/3 se utiliza para velocidades de rotor por encima de 375 rpm, pero menores de 1000 rpm. En otras aplicaciones, el modo 2/3 puede ser utilizado a velocidades de rotor muy bajas en lugar del modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}, para una mejor eficacia y una corriente de fase RMS más baja.

Según se incrementa aún más la velocidad rotacional, se alcanza un punto en el que la inductancia del motor y la fuerza contraelectromotriz producida limita la cantidad de corriente que puede ser establecida en un arrollamiento de fase utilizando, ya sea el modo 2/3, o ya sea el modo L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}, según se ha descrito anteriormente. Además, si se desexcita un arrollamiento de fase en una posición T_{DESCONECT.} correspondiente a L_{MÁX} o a 2/3, la distancia rotacional entre L_{\text{MÍN}} y L_{MÁX}, es difícil de eliminar la corriente que pueda permanecer en el arrollamiento después del punto de máxima inductancia antes del siguiente ciclo de excitación del arrollamiento. El corte se puede realizar a estas velocidades, pero no proporciona un control adecuado de la corriente en sí mismo. En esta situación, la máquina de reluctancia puede ser controlada en el "Modo de Control de Ángulo", en el que la excitación del arrollamiento de fase se define utilizando diferentes esquemas de conmutación en diferentes posiciones o ángulos del rotor. En una realización, se utilizan tres ángulos para definir esquemas discretos de +ATCC, de marcha libre, y de -ATCC, aunque se prevén otras realizaciones más complicadas, utilizando diferentes ángulos, y más o menos de tres ángulos. En este ejemplo de "tres ángulos", los tres ángulos que definen la excitación de un arrollamiento de fase que está controlada en Modo de Control de Ángulo, son: (i) el ángulo T_{CONECT.} que define el inicio del ciclo activo; (ii) un ángulo de marcha libre ("FW"), en el que se permite que la corriente circule libremente por el arrollamiento de fase, a través de uno de los dispositivos de conmutación de potencia y de uno de los diodos de retorno asociados al arrollamiento; y (iii) el ángulo T_{DESCONECT.} que define el cese del ciclo activo. A diferencia de los Modos 2/3 y L_{\text{MÍN}}/ L_{MÁX}, los ángulos T_{CONECT.}, T_{DESCONECT.} (y FW) no son fijos, y pueden variar con la demanda de velocidad y de par torsor del motor en el Modo de Control de Ángulo. Además, las posiciones de rotor asociadas a los ángulos T_{CONECT.}, T_{DESCONECT.} y FW no corresponden con señales RPT específicas, de modo que se deben utilizar métodos para estimar la posición del rotor entre cambios sucesivos de la señal RTP.

Debido a que los ángulos T_{CONECT.}, T_{DESCONECT.} y FW varían en función de la velocidad angular del rotor y de la demanda de par torsor y de velocidad de la máquina, el controlador debe estar dotado de (o generar) parámetros angulares apropiados para cada combinación de velocidad de rotor y de par torsor que pueda encontrarse mientras el controlador está operando en el Modo de Control de Ángulo. Una alternativa a la provisión de tal información consiste en "caracterizar" el motor haciendo que el motor marche de forma experimental en el Modo de Control de Ángulo, y determinar, para diversos puntos de velocidad/par torsor, los ángulos T_{CONECT.}, T_{DESCONECT.} y FW apropiados, que proporcionen un comportamiento operativo deseable en los diversos puntos. Esos datos pueden ser, a continuación, almacenados en una memoria digital asociada al control 41 (por ejemplo, una memoria localizada en el chip 41 o en una memoria externa direccionable y accesible para el chip 41 de control, para su uso por parte del núcleo de control digital. En una realización, los parámetros angulares elegidos se almacenan en una matriz dispersa, almacenada en una memoria accesible para el chip 41 de control. El controlador, o bien opera a partir de los parámetros angulares asociados al punto de velocidad/par torsor más cercano al punto real de velocidad/par torsor, o bien utiliza un algoritmo de interpolación para elegir los datos de parámetro angular apropiados para el punto operativo real de velocidad/par torsor. Se prevén realizaciones alternas en las que se calculan los ángulos T_{CONECT.}, T_{DESCONECT.} y FW, o se extraen de otro modo a partir de la información de velocidad y de par torsor disponible para el controlador 40.

El método preciso que podría ser utilizado para caracterizar un motor para su funcionamiento en el Modo de Control de Ángulo, variará de un motor a otro motor, y de controlador a controlador. En el estado actual de la técnica se conocen técnicas generales para realizar la función de caracterización, que no van a ser descritas aquí en detalle.

El Modo de Control de Ángulo es el más adecuado para el funcionamiento de la máquina a alta velocidad, es decir, cuando la máquina está funcionando por encima de un porcentaje predeterminado (por ejemplo, entre 1/3 y 1/2) de su velocidad operativa máxima. Como ejemplo, en una aplicación de la presente invención, el Modo de Control de Ángulo se utiliza a efectos de control cuando la velocidad angular del rotor supera las 1000 rpm.

El controlador 40 de la presente invención puede estar configurado de modo que funcione en uno sólo de los modos operativos expuestos anteriormente, o para que funcione en diferentes modos operativos dependiendo de la velocidad rotacional de la máquina. Cuando se desea la última alternativa, el controlador puede ser programado adecuadamente, almacenando las velocidades a las que debe ocurrir un cambio de modo, en ubicaciones de una memoria digital dentro del controlador 40.

Tal como se ha expuesto anteriormente, los cambios bruscos en el flujo magnético dentro de la máquina de reluctancia, causan ruido y vibraciones acústicas indeseadas. La mayoría de estos cambios bruscos se producen cuando la corriente por un arrollamiento de fase es decreciente a partir de su magnitud en el ciclo activo, hasta casi cero (el "extremo posterior" de la forma de onda de la corriente), y cuando la corriente en un arrollamiento de fase activo está creciendo desde cerca de cero hasta su valor de pico en el ciclo activo (el "extremo frontal" de la forma de onda de la corriente). La corriente creciente puede provocar cambios, no sólo en el flujo del arrollamiento excitado, sino que también puede causar cambios en el flujo del arrollamiento adyacente que se excita, o en una fase que está siendo desexcitada. El controlador 40 de la presente invención puede controlar la tensión media neta aplicada a la corriente en un arrollamiento de fase durante el ciclo activo en los tres modos expuestos anteriormente, de tal modo que se reducen los cambios de flujo magnético en el arrollamiento de fase activo o en un arrollamiento de fase adyacente, lo que reducirá la vibración y el ruido de máquina indeseados.

Este control de corriente se realiza en el extremo frontal de la forma de onda de la corriente mediante "subida en rampa" de la corriente de una manera controlada, y en el extremo posterior de la forma de onda de la corriente mediante "descenso en rampa" de la corriente de manera controlada. A efectos de exposición, el método y aparato utilizados por el controlador 40 para formar "rampa descendente" en la forma de onda de la corriente, van a ser discutidos en primer lugar. La exposición que sigue es aplicable a todos los modos operativos, y no depende de la manera en que se definan o se seleccionen T_{CONECT.} y T_{DESCONECT.}.

La forma más simple de hacer descender la corriente en el arrollamiento de fase activo al final del ciclo activo para ese arrollamiento, consiste en activar ambos dispositivos de conmutación de potencia asociados con ese arrollamiento hacia un estado no conductor cuando el rotor alcanza la posición T_{DESCONECT.} para ese ciclo activo. Esta técnica, sin embargo, da como resultado la aplicación de aproximadamente el nivel de tensión de bus -ATCC completo al arrollamiento de fase en T_{DESCONECT.}, y da como resultado un cambio drástico en la tensión media neta aplicada al arrollamiento, desde una tensión positiva neta (cualquiera que sea la tensión que se haya utilizado para establecer la corriente de ciclo activo deseada) hasta -ATCC. El cambio brusco de tensión tiende a causar cambios bruscos del flujo magnético, y da como resultado un ruido y una vibración del motor indeseados.

El controlador 40 se ha configurado de modo que permite el "descenso en rampa" de la corriente de una manera predeterminada, de tal modo que los cambios en la corriente en el arrollamiento de fase activo no sean bruscos, sino que sean controlados a partir del punto en el que el rotor alcanza el ángulo T_{DESCONECT.} para la fase activa, hasta que la corriente en esa fase se reduce a casi cero. En general, esto se realiza implementando un esquema de conmutación en el que, en T_{DESCONECT.}, se captura o se calcula un ciclo de trabajo de tal modo que la tensión media neta aplicada al arrollamiento de fase justamente después de T_{DESCONECT.} sea la misma que era en T_{DESCONECT.}. La duración de los impulsos de tensión aplicados al arrollamiento está por lo tanto controlada de tal modo que la tensión media neta aplicada al arrollamiento varía de forma controlada desde su valor positivo en T_{DESCONECT.} hasta cero, y después hasta un valor negativo, hasta que la corriente en el arrollamiento de fase se reduce a casi cero. El resultado de controlar los impulsos de tensión aplicados al arrollamiento es la formación de rampa descendente en la corriente y en el flujo magnético de una manera suave, mientras que el resultado de aplicar la tensión media neta equivalente después de T_{DESCONECT.} consiste en la creación de cambios ligeros en la forma de onda de la corriente, desde el punto en el que la corriente empieza a ser eliminada del arrollamiento hasta el punto en el que la corriente se aproxima a un valor cercano a cero. Este cambio controlado de corriente reduce el ruido audible y la vibración indeseada en el sistema.

En una realización, el controlador 40 utiliza un esquema de corte suave para mantener la corriente en el arrollamiento de fase en su valor de pico deseado durante el ciclo operativo activo. En esta realización, en T_{DESCONECT.}, el controlador 40 iniciará un esquema de corte brusco, aplicando impulsos de tensión para conducir la corriente descendentemente a cero de manera controlada. En una realización del sistema aquí descrito, el ciclo de trabajo de los impulsos de tensión de corte brusco aplicados al arrollamiento en T_{DESCONECT.} es la mitad del ciclo de trabajo de corte suave en T_{DESCONECT.}, como un porcentaje de la frecuencia de PWM fija, más el cincuenta por ciento. Mientras que la exposición que sigue estará limitada a una exposición detallada de esta realización del controlador 40, resultará evidente para los expertos en la técnica que los dispositivos y técnicas aquí expuestos pueden ser utilizados junto con otros esquemas de corte o de control de corriente.

La figura 5A ilustra, en forma de diagrama de flujo, un método 50 en el que el sistema de control de la presente invención provoca que la tensión media neta aplicada al arrollamiento de fase cambie de una manera controlada y no brusca, desde aproximadamente la tensión media neta que se está aplicando en el punto T_{DESCONECT.}, hasta -ATCC. El controlador 40 realiza todo esto determinando, en primer lugar, un ciclo de trabajo inicial de impulsos de tensión de corte brusco que corresponde con una tensión media neta que es igual que, o está próxima a, la tensión media neta aplicada al arrollamiento de fase, y para formar "rampa descendente" en la corriente en un arrollamiento de fase desexcitado mediante una aplicación controlada de impulsos de tensión de corte brusco.

Antes de que el arrollamiento de fase entre en su ciclo activo, el núcleo 42 digital del controlador 40 calcula el ciclo de trabajo inicial de los impulsos de corte brusco que deberá empezar en el punto T_{DESCONECT.}. Esto se realiza en las etapas 51-53 de la figura 5A. Puesto que la tensión media neta requerida para establecer una magnitud de corriente deseada en un arrollamiento de fase, varía con la velocidad y el par torsor de la máquina, para una óptima reducción del ruido, el ciclo de trabajo para el que el corte brusco debe empezar en el punto T_{DESCONECT.} (el cual define la tensión media neta en el punto T_{DESCONECT.}), debería variar tanto en función de la velocidad del rotor como de la salida de par torsor de la máquina. Como tal, el controlador 40 de la presente invención calcula, en la etapa 51, una contribución al ciclo de trabajo "INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA" (es decir, una contribución a la tensión media neta en T_{DESCONECT.}), como función de la relación entre el par torsor de salida del motor y el par torsor máximo posible del rotor. En el ejemplo específico de la figura 5A, la contribución relacionada con el par torsor al ciclo de trabajo de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA, se calcula mediante un procesador en el núcleo 42 digital, como función lineal de la salida de par torsor, donde INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA_{contrib \ par \ torsor}= T_{SALIDA}/ T_{MÁX} * M + DESVIACIÓN, donde M representa una inclinación deseada de una curva lineal representativa, y DESVIACIÓN representa una desviación deseada. Los valores precisos de M y DESVIACIÓN variarán de una máquina a otra máquina, y pueden determinarse experimentalmente de una manera similar al proceso de "caracterización" descrito anteriormente, donde son comprobados los diferentes valores de M y DESVIACIÓN, y se determinan los valores óptimos de M y de DESVIACIÓN para una máquina dada. M y DESVIACIÓN pueden variar con la velocidad y el par torsor, y DESVIACIÓN puede ser cero en algunas aplicaciones. Las técnicas de caracterización pueden ser beneficiosas puesto que la relación óptima entre la velocidad, el par torsor, y la tensión media neta deseada en T_{DESCONECT.} (definida por INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA), con frecuencia no es lineal, pero está definida por el contrario mediante ecuaciones polinómicas de orden más alto.

Tras calcular la contribución del par torsor al ciclo de trabajo de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA en la etapa 52, el controlador 40 de la presente invención calcula la contribución de la velocidad al ciclo de trabajo INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA en la etapa 52. Esto puede hacerse de una manera similar a la que se ha descrito anteriormente en relación con la contribución del par torsor al ciclo de trabajo INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA.

Las contribuciones del par torsor y de la velocidad al ciclo de trabajo INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA se suman en la etapa 53, para producir el valor deseado de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA para la velocidad y el par torsor dados. El valor de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA podría ser calculado alternativamente utilizando una función simple que combine intrínsecamente ambos factores.

Aunque lo anterior describe métodos para calcular el ciclo de trabajo INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA mediante el uso de funciones lineales, se pueden adoptar otras alternativas. Por ejemplo, se podrían utilizar ecuaciones de orden mayor a efectos de cálculo, o se podrían determinar datos de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA para puntos con diversas velocidades y pares torsores, y almacenarlos en una matriz dispersa del controlador 40. Al igual que con los parámetros angulares expuestos anteriormente, se podrían utilizar rutinas de interpolación para calcular valores de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA para puntos de par torsor/velocidad no almacenados en la matriz dispersa.

Mientras que los ejemplos anteriores reflejan un ciclo de trabajo de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA que varía linealmente con la velocidad y el par torsor de la máquina, se pueden utilizar también relaciones no lineales, así como también métodos de estimación o de control adaptativo. Tales esquemas alternativos, aunque requieren más capacidad computacional, podrían proporcionar mejores resultados. La figura 5B ilustra varias curvas posibles de ciclo de trabajo de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA para diversas velocidades y niveles de salida de par torsor. Estas curvas fueron determinadas experimentalmente para una máquina de reluctancia dada monitorizando el ruido y la tensión producidos por la máquina, y seleccionando el ciclo de trabajo de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA que, para un punto de velocidad y par torsor dados, produjo el menor ruido indeseado. Curvas tales como la ilustrada en la figura 5B podrían obtenerse experimentalmente, y almacenarse a continuación en una memoria accesible al núcleo 42 digital del controlador 40, o se podrían utilizar técnicas de adaptación de curva para determinar la ecuación que pueda adaptarse más cercanamente a los datos determinados experimentalmente.

En el controlador 40 de la presente invención, en la posición T_{DESCONECT.}, se inicia el corte brusco en el ciclo de trabajo de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA, creando una parte convexa o "esquina redondeada" en el perfil de la corriente en T_{DESCONECT.}. Con la creación de esta esquina redondeada, se evitan los cambios rápidos en la tensión aplicada al arrollamiento y en la corriente y flujos inducidos con ello, reduciendo la velocidad de cambio del flujo magnético. Tal como se ha expuesto anteriormente, cambios rápidos en el flujo son una fuente primaria de vibración no deseada y ruido acústico. El ciclo de trabajo de corte brusco es ajustado a continuación para controlar la tensión media neta aplicada al arrollamiento de fase, de tal modo que realiza una transición suave desde el valor positivo que tenía en T_{DESCONECT.}, hasta un valor negativo suficiente para inducir a la corriente en el arrollamiento de fase para que descienda hasta cero.

La figura 5C ilustra la corriente de fase en un arrollamiento 55 de fase, y la tensión a través del arrollamiento 56 de fase. La figura 5D ilustra la corriente de fase en un arrollamiento 55, y la tensión media neta a través del arrollamiento 58 de fase. En el modo 2/3 representado, la rampa descendente controlada crea una transición suave o esquina redondeada, en la región 57, en T_{DESCONECT.}.

La figura 6A ilustra en forma de diagrama de flujo, un método 60 en el que la rampa descendente controlada se realiza mediante el controlador 40 de la presente invención. Inicialmente, en la etapa 50, el controlador determina un ciclo de trabajo de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA apropiado para los parámetros reales de velocidad y par torsor. Esto puede realizarse mediante el método 50 expuesto en relación con la figura 5A o con cualquier otro de los métodos para determinar INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA, expuestos anteriormente.

Después de que se ha seleccionado INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA, el controlador selecciona a continuación, en la etapa 61, un parámetro de GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE que controla la velocidad de cambio del ciclo de trabajo que se utiliza en la rampa descendente. El parámetro de GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE controla la velocidad a la que cambia la tensión media neta, desde positiva hasta negativa, a través del arrollamiento de fase y, de este modo, la velocidad de cambio de la corriente en el arrollamiento de fase y el flujo magnético resultante en la máquina.

El parámetro GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE puede ser calculado como función de la velocidad del rotor y del par torsor de la máquina de una manera similar a lo que se ha descrito anteriormente en relación con el cálculo del ciclo de trabajo INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA. Como antes, los valores de pendiente y desviación de la ecuación lineal que define GRDIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE como función de la velocidad y del par torsor, pueden ser determinados experimentalmente. Las otras alternativas expuestas anteriormente en relación con la determinación del valor de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA, pueden utilizarse también para determinar el GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE. La figura 6B ilustra algunos valores deducidos experimentalmente para el GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE para una máquina de reluctancia dada, así como también algunas adaptaciones de curva lineal adicional y de orden más alto. Como se puede apreciar, la relación entre el GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE óptimo y la velocidad y el par torsor, no es lineal, aunque se puede utilizar una aproximadamente lineal a efectos de control simplificado. Para el ejemplo de la figura 6B, el valor de GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE es inversamente proporcional a la velocidad rotacional de la máquina. En general, el GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE debe seleccionarse de tal modo que la pendiente negativa de la corriente durante la rampa descendente se incremente según se incrementa la velocidad de la máquina. El GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE también puede seleccionarse de tal modo que la pendiente negativa de la corriente durante la rampa descendente varíe según se incrementa el par torsor, para mejorar la eficacia de la máquina.

Tras seleccionar el GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE en la etapa 61, el controlador 40 determina a continuación si el rotor ha alcanzado el punto T_{DESCONECT.} para el arrollamiento de fase apropiado. Esto puede realizarse comparando un valor digital representativo de la posición del rotor (que se deduce de la señal RPT), con un valor digital que representa el punto T_{DESCONECT.} que es, o bien fijo para L_{MÍN}/ L_{MÁX} y para el Modo 2/3, o bien se proporciona al (o se calcula mediante el) Modo de Control de Ángulo. Una vez que el controlador ha determinado que el rotor ha alcanzado la posición T_{DESCONECT.}, establece a continuación un parámetro de ciclo de trabajo PWM-BRUSCO para INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA, y empieza a aplicar potencia al arrollamiento de fase apropiado, en un ciclo de trabajo correspondiente al parámetro PWM-BRUSCO. Entonces, el controlador entra en un bucle en el que el controlador ajusta repetidamente el ciclo de trabajo PWM-BRUSCO para reducir la tensión aplicada al arrollamiento de fase como función del GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE en la etapa 65, y vuelve a la etapa 64 en la que empieza a aplicar tensión al arrollamiento de fase apropiado, en el PWM-BRUSCO nuevo y reducido. Este ciclo continúa hasta que el parámetro PWM-BRUSCO corresponde a un ciclo de trabajo del 0%, de tal modo que se aplica la tensión ATCC-completa al arrollamiento de fase, o hasta que se alcanza una posición del rotor en la que se aplica -ATCC.

En una realización del controlador 40, los parámetros INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA y GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE son números que son usados por varios contadores y comparadores para generar las señales de disparo apropiadas. La circuitería correspondiente a esta realización ha sido ilustrada en la figura 6C. Esta circuitería puede estar contenida en un núcleo 42 digital del chip 41 de control, o puede ser emulada mediante el uso de un microcontrolador o microprocesador programado apropiadamente.

Con referencia a la figura 6C, un comparador 66 de 8 bits recibe en su entrada A, la salida de un contador 67 ascendente de 8 bits, y en su entrada B la salida de un contador 68 descendente de 8 bits. El comparador 66 proporciona una señal de salida (SEÑAL-DE-DISPARO-DE-CORTE-BRUSCO) que, en la realización de la figura 6B, es positiva (o lógica alta), siempre que el valor de 8 bits en A sea menor que en B, y que en otro caso es aproximadamente masa (o lógico bajo). La SEÑAL-DE-DISPARO-DE-CORTE-BRUSCO puede ser utilizada entonces por otra circuitería (incluyendo circuitería actuadora, no representada), para activar ambos dispositivos de conmutación de potencia asociados al arrollamiento de fase relevante hacia un estado conductor cuando la SEÑAL-DE-DISPARO-DE-CORTE-BRUSCO es alta, y para activar ambos dispositivos de potencia hacia un estado no conductor cuando la SEÑAL-DE-DISPARO-DE-CORTE-BRUSCO es baja.

El contador 67 ascendente se ha configurado de tal modo que el contador cuenta hacia arriba desde 0 hasta un valor máximo de conteo, y a continuación se reinicia a sí mismo a una velocidad que corresponde con la frecuencia de la señal CLK. De este modo, la salida del contador 67 ascendente y la entrada A del comparador 66 (citada como PWM-CONTEO) realiza ciclos desde 0 hasta una valor máximo, a una frecuencia fija.

El contador 68 descendente recibe en su entrada de datos un valor de señal correspondiente al valor de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA determinado por el controlador. De este modo, cuando es habilitado por GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE como se muestra en lo que sigue, el contador 68 descendente contará hacia abajo desde INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA hasta cero, a una velocidad definida por la señal CLK. La señal de habilitación para el contador 68 descendente viene proporcionada por el conteo igual a salida cero de otro contador 69 descendente de 8 bits. El contador 69 descendente está configurado para el conteo descendente, repetidamente, a partir de su valor de datos (que es el GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE), hasta cero. Cuando el contador alcanza el cero, genera un impulso C0 que se aplica a la entrada de habilitación del contador 68 descendente y a la entrada de carga del contador 69 descendente. De este modo, el contador 69 descendente habilitará el contador 68 descendente para un solo impulso de reloj a una velocidad inversamente proporcional al valor de GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE. De este modo, cuanto más bajo es el valor de GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE, más frecuentemente se generan impulsos C0 y rápidamente realiza el conteo descendente el contador 68 descendente. Cuanto más rápido cuenta hacia abajo el contador 68 descendente, más rápido cae es el ciclo de trabajo de los impulsos de corte brusco, y más rápido cambia la tensión media neta aplicada al arrollamiento de fase desde positiva a negativa. Se debe apreciar que la circuitería de la figura 6C debe ser repetida para cada uno de los arrollamientos de fase.

Las técnicas de rampa descendente expuestas anteriormente, representan ejemplos de técnicas de rampa descendente que pueden ser utilizadas con el controlador 40. Específicamente, las técnicas de rampa descendente descritas anteriormente estaban relacionadas con un esquema de corte brusco que se inició en T_{DESCONECT.}. Es posible implementar una rampa descendente de la corriente de fase controlada de forma similar, que empiece usando un esquema de corte suave en T_{DESCONECT.} según la figura 3B(V), que dé como resultado la misma tensión media neta que se está aplicando en el punto T_{DESCONECT.} que la que se proporcionaría con un esquema de corte brusco que corte en el ciclo de trabajo INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA, y a continuación disponer en rampa descendente el ciclo de trabajo de corte suave utilizando técnicas similares a las que se han descrito anteriormente, hasta que la tensión media neta aplicada al arrollamiento de fase apropiado sea cero, o un valor deseado por encima de cero. El controlador podría conmutar a continuación a un esquema de corte brusco para conducir la parte negativa de la tensión media neta, o podría conmutar a un esquema de corte suave, según la figura 3B(VI), para realizar la misma función.

Como ejemplos, la figura 7A ilustra la corriente de fase en un arrollamiento 70, y la tensión aplicada al arrollamiento 71, donde se aplica una estrategia de conmutación de corte suave en T_{DESCONECT.} 72, el ciclo de trabajo se lleva en rampa hasta cero, y a continuación se emplea la estrategia de corte brusco en la región 73.

La figura 7B ilustra la corriente de fase en el arrollamiento 75, y la tensión aplicada al arrollamiento 76, donde una estrategia de conmutación de corte suave, que aplica la tensión +ATCC y una tensión cero, se aplica en T_{DESCONECT.} 77, el ciclo de trabajo de corte suave se lleva en rampa hasta cero, y a continuación se emplea una estrategia de conmutación de corte suave que aplica la tensión -ATCC y una tensión cero, en la región 78.

Se podrían utilizar diversos valores de GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE para las diferentes secciones de corte suave y de corte brusco. Se debe apreciar que, para un ciclo de trabajo de corte brusco dado, se podrá producir la misma tensión media neta mediante un ciclo de trabajo de corte suave que sea igual a dos veces el valor del ciclo de corte brusco menos el 50% del período completo de un ciclo de trabajo. Un experto medio en la técnica que tenga conocimiento de la presente descripción, podría estar en condiciones de implementar estas técnicas alternas de rampa descendente. La implementación de las técnicas de rampa descendente descritas anteriormente da como resultado una forma de onda ampliamente convexa a partir del punto T_{DESCONECT.}, o una de "esquina redondeada", con la que se ha encontrado que da como resultado un ruido reducido.

La característica de rampa descendente del controlador 40 resulta beneficiosa para la reducción del ruido y de la vibración indeseada para todos los modos de control en todos los puntos de velocidad y par motor del motor. A velocidades rotacionales altas, sin embargo, puede ser deseable llevar la corriente, en un arrollamiento de fase dado, hasta cero, tan rápidamente como sea posible, después de que el rotor haya alcanzado el ángulo T_{DESCONECT.} para ese arrollamiento de fase, con el fin de evitar que se produzca par torsor negativo. Según se incrementa la velocidad, el GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE puede ser reducido a cero, deshabilitando de forma efectiva la funcionalidad de rampa descendente a velocidades altas, y permitiendo que el controlador haga que ambos dispositivos de conmutación de potencia asociados al arrollamiento de fase sean no conductores en T_{DESCONECT.}, aplicando así una tensión -ATCC completa a través del arrollamiento, y llevando la corriente del arrollamiento de fase hasta cero tan rápidamente como sea posible. En una realización del sistema de la presente invención, la circuitería de rampa descendente queda deshabilitada a velocidades del rotor por encima de 1450 rpm.

Adicionalmente a la provisión de una rampa descendente controlada de la forma de onda de la corriente, el controlador 40 permite también una rampa ascendente controlada de la corriente del arrollamiento de fase, y un control eficaz de corte de frecuencia fija del arrollamiento de fase durante el ciclo activo, una vez que se alcanza la corriente de pico deseada. El método básico utilizado por el controlador 40 para el control de rampa ascendente y de corriente de pico, ha sido ilustrado en forma de diagrama de flujo, en la figura 8A.

Haciendo referencia a la figura 8A, antes de iniciar un ciclo activo, el controlador determina una duración máxima de impulso de corte para el ciclo activo que define la anchura máxima de un impulso de corte durante el ciclo activo como una función de la señal en la línea 2'. En una realización, este parámetro corresponde a una anchura de impulso de corte suave que aplica la misma tensión media neta, o una tensión media neta ligeramente mayor, como servicio seleccionado para el ciclo de trabajo INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA que se ha expuesto anteriormente. En una realización de este tipo, el parámetro de ciclo de trabajo PWM-SUAVE-MÁX se calcula de modo que sea igual a dos veces el valor del ciclo de trabajo INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA menos el 50% de un período de frecuencia fija. Este valor de PWM-SUAVE-MÁX se calcula en la etapa 81.

El uso de un PWM-SUAVE-MÁX que corresponde al INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA resulta beneficioso debido a que reduce la complejidad relativa del sistema, ya que no requiere cálculos extensos para determinar PWM-SUAVE-MÁX. Sin embargo, en algunas aplicaciones puede resultar deseable determinar PWM-SUAVE-MÁX independientemente de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA, utilizando los métodos expuestos anteriormente para el desarrollo de los valores apropiados de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA para diferentes combinaciones de velocidad y par torsor. Mientras que la discusión que sigue está en el contexto de un valor de PWM-SUAVE-MÁX que corresponde con el valor de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA, se debe apreciar que el valor PWM-SUAVE-MÁX podría ser determinado por separado, y que el valor de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA podría ser determinado a partir del valor PWM-SUAVE-MÁX.

Después de determinar PWM-SUAVE-MÁX en la etapa 81, el controlador determina, para cada arrollamiento de fase, si se ha alcanzado la posición T_{CONECT.} para ese arrollamiento de fase. Cuando la información de posición extraída del RPT 3 indica que se ha alcanzado T_{CONECT.} para el arrollamiento de fase, el controlador 40 genera señales de disparo para accionar ambos dispositivos de conmutación de potencia asociados al arrollamiento de fase hacia un estado de conducción, aplicando así la tensión de bus +ATCC completa al arrollamiento de fase relevante a la frecuencia y ciclo de trabajo correspondientes a PWM-SUAVE-MÁX.

Según se establece con mayor detalle en lo que sigue, el corte de frecuencia fija se implementa mediante el uso de un contador que empieza el conteo y alcanza su valor máximo al final del ciclo del impulso solamente para empezar a contar de nuevo. La salida de este contador, citada como CONTEO-DE-CICLO, se utiliza en el controlador 40 de la presente invención a efectos de proporcionar una modulación de anchura de impulso estable, de frecuencia fija.

Una vez que se ha alcanzado T_{CONECT.} y ambos dispositivos de conmutación de potencia se han vuelto conductores, será aplicada la potencia de +ATCC completa al arrollamiento de fase relevante, hasta que ocurra uno de los dos eventos. El controlador monitoriza continuamente la salida del comparador 44 de corriente para cada arrollamiento de fase (Véase la figura 4A), para determinar si la corriente en el arrollamiento de fase relevante ha excedido la I_{ref(CC)} que define la corriente de pico máximo deseable en el arrollamiento de fase. Si la corriente de fase ha excedido el valor máximo deseado, determinado en la etapa 84, el controlador activará uno de los dispositivos de conmutación hacia un estado de no conducción, etapa 85, y permitirá que la corriente disminuya lentamente según pasa libremente a través del dispositivo de potencia conductor y del diodo de retorno apropiado. Los dispositivos de conmutación de potencia se mantendrán en este estado de paso libre hasta que el contador que define el contador de CONTEO-DE-CICLO se reinicia en la etapa 86. Con el reinicio del contador, ambos dispositivos de conmutación de potencia serán activados de nuevo a un estado conductor, etapa 83, y se repetirá el ciclo de control.

Si la corriente de fase está por debajo del valor máximo deseado, ambos dispositivos de conmutación de potencia se mantendrán conductores hasta que el CONTEO-DE-CICLO exceda el conteo de PWM-SUAVE-MÁX. Cuando se determina que el CONTEO-DE-CICLO excede a PWM-SUAVE-MÁX, etapa 87, los dispositivos de conmutación de potencia son activados hacia una disposición de paso libre, etapa 85, y se mantienen en esa disposición hasta que se reinicia el contador de CONTEO-DE-CICLO.

En el controlador 40 de la presente invención, inmediatamente después de T_{CONECT.}, cuando la corriente en el arrollamiento de fase empieza a incrementarse a partir de cero, el conteo PWM-SUAVE-MÁX será alcanzado antes de que la corriente de un CONTEO-DE-CICLO dado supere el valor de I_{ref(CD)}. De este modo, en esta región de rampa ascendente, el PWM-SUAVE-MÁX cumple la función de limitar la velocidad a la que se incrementa la corriente en el arrollamiento de fase. Eventualmente, la corriente en el arrollamiento de fase alcanzará un punto en el que, para cada CONTEO-DE-CICLO, la corriente de fase excede del valor I_{ref(CC)} antes de que el conteo de PWM-SUAVE-MÁX sea alcanzado. Además, debido a que la inductancia se incrementa desde, o ligeramente antes o después de que se alcance, la posición T_{CONECT.}, el punto de CONTEO-DE-CICLO en el que la corriente de arrollamiento de fase excede de I_{ref(CC)} cambiará desde un valor más cercano al inicio del ciclo PWM (cuando la inductancia del arrollamiento de fase es baja), hasta un punto cercano a, o pasado, PWM-SUAVE-MÁX, según se aproxima la inductancia de arrollamiento de fase a su valor máximo. De este modo, en funcionamiento, la anchura de los impulsos de corte suave que se aplican al arrollamiento de fase, variará desde un ciclo de trabajo definido por PWM-SUAVE-MÁX durante el ciclo de rampa ascendente de la forma de onda de la corriente, hasta un ciclo de trabajo más estrecho cuando la inductancia de fase es baja (debido al efecto limitador de I_{ref(CC)}), hasta un ciclo de trabajo que está muy próximo a PWM-SUAVE-MÁX en el punto T_{CONECT.}. La figura 8B ilustra la corriente en un arrollamiento de fase 88, incrementándose en un ciclo de trabajo PWM-SUAVE-MÁX constante hasta que la corriente supera a I_{ref(CC)}.

Además de proporcionar ventajas en el control de la RAMPA-ASCENDENTE de la corriente de fase, la limitación del controlador de la presente invención del máximo ciclo de trabajo de corte durante el ciclo activo resulta beneficiosa debido a que permite que un esquema de corte de frecuencia fija no adolezca de inestabilidad de programación de corriente. Como comprenderán los expertos en la materia, los convertidores de frecuencia fija adolecen de una inestabilidad de programación de corriente potencial que puede dar como resultado que se pierdan o se salten impulsos, o que el ciclo de trabajo cambie bruscamente, de tal modo que no se mantenga el corte a frecuencia fija. Este problema es bien conocido, y se expone, por ejemplo, en el documento "Modeling and Analysis of Switching DC to DC Converters and Constant Frecuency Current Program Mode", de Shu et al., presentado en la Power of Electronics Specialist Conference en 1979. Normalmente, se utiliza circuitería analógica complicada de compensación de pendiente para tratar este problema.

El controlador de la presente invención resuelve el problema de la inestabilidad de programación de corriente mediante el uso del limitador PWM-SUAVE-MÁX y la estrategia de conmutación elegida implementada por el controlador 40. En particular, debido a que los impulsos de corte en la región activa están limitados a un ciclo de trabajo específico máximo, el corte de frecuencia fija se producirá siempre. Además, el uso del esquema particular adoptado en el controlador 40 asegura que cualquier variación entre la corriente de fase real y la corriente deseada será reducida al mínimo con el tiempo. Esto se realiza a velocidades bajas asegurando que el valor de PWM-SUAVE-MÁX se establece en menos del 50% del ciclo de trabajo de frecuencia fija. A velocidades más altas y a corrientes más altas, en las que se requieren ciclos de trabajo más grandes, la inestabilidad se evita mediante el uso de corte suave en el ciclo activo. Este corte suave resuelve el problema de la inestabilidad debido a que la velocidad de cambio de incremento de la corriente en un esquema de corte suave, es mayor que la velocidad de cambio de reducción de corriente durante el paso libre. Esta diferencia en las pendientes de las partes de incremento de corriente y de reducción de corriente resuelve los problemas de inestabilidad.

La figura 8C ilustra ejemplos de circuitería para implementar ambas funciones de control de RAMPA-ASCENDENTE y de RAMPA-DESCENDENTE expuestas anteriormente. En general, la figura 7B es similar a la circuitería de la figura 6C, siendo la diferencia principal la adición de un multiplexor 81 que recibe, como entrada, la salida del CONTADOR-DESCENDENTE 68, y una señal digital correspondiente al valor PWM-SUAVE-MÁX. Una entrada 82 de control, determina cuál de las entradas al multiplexor 81 pasa a la entrada B del comparador 66'. Durante el funcionamiento, una circuitería no representada detecta si el arrollamiento de fase correspondiente a la circuitería de 8C está en el ciclo activo (definido por la detección de que el rotor alcance la posición T_{CONECT.}). Cuando se detecta el ciclo activo, la entrada 82 al multiplexor 81 se establece de tal modo que el valor PWM-SUAVE-MÁX pasa a través del multiplexor 81 hasta la entrada B del comparador 66'. De este modo, a partir de este punto, el comparador producirá impulsos que tienen una anchura que está definida por el valor PWM-SUAVE-MÁX. La salida del comparador 66' puede ser suministrada a la circuitería, no representada, que convierte la salida del comparador 66' en impulsos de corte suave que tienen un ciclo de trabajo definido por el menor de: (i) el punto en que la corriente de fase alcanza el valor digital correspondiente a I_{ref(CC)}, o (ii) el valor PWM- SUAVE-MÁX. Una vez que termina el ciclo activo, según refleja la detección de la posición T_{DESCONECT.}, la entrada 82 de control al multiplexor 81 cambiará de tal modo que el valor digital proporcionado por el contador 68' descendente se hace pasar a través del multiplexor 81 hasta la entrada B del comparador 66'. A continuación se puede aplicar una señal de habilitación apropiada al CONTADOR-DESCENDENTE 69', de tal modo que el CONTADOR-DESCENDENTE 69' queda habilitado solamente después de que se ha detectado la posición T_{DECONECT}. Con la activación del CONTADOR-DESCENDENTE 69', la circuitería de la figura 8C servirá para formar la RAMPA-DESCENDENTE en la corriente de fase, de la manera que se ha descrito anteriormente en relación con la figura 6C.

Mientras que la circuitería de la figura 8C utiliza el valor de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA para definir el ciclo de trabajo de corte o la anchura de impulso en el punto T_{DESCONECT.}, en realizaciones alternativas se detecta el conteo de ciclo en el que termina el impulso de corte justamente antes de T_{DESCONECT.}, y se utiliza en lugar del valor de INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA cuando empieza RAMPA-DESCENDENTE. La detección del conteo de ciclo en el instante en que se produce el último impulso de corte completo del ciclo activo, puede ser monitorizada mediante circuitería simple y cargada como INICIO-DE-RAMPA-BRUSCA antes de T_{DESCONECT.}. El uso de esta circuitería, aunque ligeramente más compleja, garantiza que no haya cambios en la tensión media neta aplicada al arrollamiento de fase antes y después de la desconexión.

Aunque la exposición anterior ha sido dirigida en general a técnicas de corte suave y de corte brusco a frecuencia fija, los expertos en la técnica comprenderán que se podrían emplear otras estrategias de conmutación para controlar la tensión aplicada a un arrollamiento de fase. Tales estrategias de conmutación podrían incluir técnicas de frecuencia variable de intervalo de reposo fijo o de intervalo de trabajo fijo, técnicas de conmutación escalonada de la tensión, y similares. Adicionalmente, se prevén realizaciones alternativas, y un experto en la técnica comprenderá que se podrían aplicar técnicas de control de corriente en lugar de las estrategias de control de tensión empleadas por la presente realización.

Las figuras 9A y 9B son representativas de formas de onda de corriente para un motor que opera con, y sin, las técnicas de RAMPA-ASCENDENTE y de RAMPA-DESCENDENTE que se han descrito anteriormente. La figura 9A ilustra en general una forma de onda de corriente en la que la corriente se eleva drásticamente en la región 80, desde un valor cero hasta el máximo valor de pico. A continuación se inicia el corte para controlar la corriente de fase de pico hasta que se alcanza en 82 el punto de DESCONEXIÓN para el arrollamiento de fase. Los dispositivos de conmutación de potencia asociados al arrollamiento de fase se vuelven entonces no conductores, y la corriente se hace descender acusadamente a cero. Según se puede apreciar con una revisión de la figura 9A, existen cambios bruscos de corriente tanto en el extremo delantero como en los extremos de cola de la forma de onda de la corriente, lo que tiende a producir ruido y vibración indeseados. La figura 9B refleja una forma de onda de la corriente para la que se aplicaron las técnicas de RAMPA-ASCENDENTE y RAMPA-DESCENDENTE de la presente invención, después del punto T_{CONECT.} en la región 80'. La corriente no se incrementa rápidamente, sino que, por el contrario, se incrementa de manera controlada hasta el máximo valor de corriente de pico. Asimismo, después del punto de T_{DESCONECT.} 82', la corriente de cola no cae repentinamente sino que, por el contrario, cae en rampa descendente lentamente, de tal modo que se reducen los cambios bruscos en la tensión aplicada, en la corriente del arrollamiento de fase, y en el flujo magnético, dando como resultado una reducción del ruido y la vibración indeseados. La figura 9B ilustra también las porciones 84 de corriente de cola correspondientes a un valor de GRADIENTE-DE-RAMPA-DESCENDENTE.

La descripción que antecede y las diversas realizaciones de la presente invención, se han realizado a título de ejemplo, y no con fines limitativos. Por ejemplo, aunque la descripción anterior está dirigida a un sistema de motor de reluctancia conmutada y a un dispositivo de control específicos, la presente invención es aplicable a cualquier forma de máquina de reluctancia con independencia del número de polos, de la forma del polo, y de la estructuración general, y a sistemas de máquina que incluyan controladores construidos mediante componentes digitales discretos o con circuitos analógicos. Se ha previsto que la presente invención quede limitada solamente por el alcance de las reivindicaciones que siguen.

Claims (9)

1. Método de reducción de ruido en un sistema (10) de máquina de reluctancia conmutada que incluye una máquina (20) de reluctancia que tiene un rotor (24) y un arrollamiento (26) de fase, comprendiendo el método la acción de controlar la velocidad de cambio de flujo magnético en la máquina durante un intervalo en que la corriente de fase se eleva desde un valor de aproximadamente cero amperios hasta un valor (80') de pico de corriente deseado, mediante:

un establecimiento de una frecuencia de corte fija para una aplicación de impulsos de tensión al arrollamiento de fase, en el que el intervalo entre el inicio de impulsos de tensión adyacentes es el período de la frecuencia de corte fija, que define un primer intervalo de tiempo (53);

una elección de un intervalo (81) de tiempo máximo deseado, que define una longitud de impulso de tensión, en el que el intervalo de tiempo máximo deseado es menor que el primer intervalo de tiempo;

una aplicación de tensión al arrollamiento de fase, para iniciar un impulso (83) de tensión, y

una eliminación de la aplicación de tensión del arrollamiento de fase en un instante correspondiente al primero de:

(i) un instante en el que la corriente de fase alcanza un valor (84) de corriente de pico deseado;

(ii) el instante en el que ha pasado el intervalo máximo de tiempo desde el inicio del impulso (87) de tensión.

2. Método según la reivindicación 1, en el que el intervalo de tiempo máximo deseado se elige como función de la velocidad angular del rotor.

3. Método según la reivindicación 2, en el que el intervalo máximo se incrementa con el incremento de la velocidad angular del rotor de una manera no lineal.

4. Método según la reivindicación 1, en el que la etapa de selección de un intervalo de tiempo máximo deseado incluye las etapas de:

recibir una señal de salida de par torsor deseado, que representa una salida de par torsor deseado para la máquina de reluctancia, y

seleccionar el intervalo de tiempo máximo deseado como función de la señal de salida de par torsor deseado.

5. Método según la reivindicación 1, en el que la etapa de selección de un intervalo de tiempo máximo deseado comprende la etapa de seleccionar un intervalo de tiempo máximo deseado que sea menor que la mitad del primer intervalo de tiempo.

6. Método según la reivindicación 1, en el que el arrollamiento de fase está acoplado a través de un bus de CC mediante dispositivos de conmutación de potencia, en el que la etapa de eliminar la aplicación de tensión del arrollamiento de fase comprende la etapa de activar los dispositivos de conmutación de potencia para disponer el arrollamiento de fase en una condición de marcha libre.

7. Método según la reivindicación 1, en el que el arrollamiento de fase está acoplado a través de un bus de CC por medio de dispositivos de conmutación de potencia y de diodos de retorno, en el que la etapa de aplicación de tensión al arrollamiento de fase comprende la etapa de activar los dispositivos de conmutación de potencia de tal modo que la tensión de bus de CC positiva se aplica al arrollamiento de fase, y en el que la etapa de eliminación de la aplicación de tensión del arrollamiento de fase comprende la etapa de activar la conmutación de potencia de tal modo que la tensión de bus de CC negativa queda aplicada al arrollamiento de fase por medio de diodos de retorno.

8. Método según la reivindicación 1, en el que la etapa de aplicar tensión al arrollamiento de fase comprende la etapa de aplicar una señal de tensión modulada por anchura de impulso, al arrollamiento de fase.

9. Método según la reivindicación 8, en el que la magnitud de tensión de pico de la señal modulada por anchura de impulso, es aproximadamente la magnitud de la tensión de CC disponible.