CN1333594A - 无刷电机的驱动装置和驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种即使在绕组的无通电期间所产生的感应电压出现的时间短、也可以正确检测转子的磁极位置的无刷电机的驱动控制。包括无通电相的端子电压的检测装置和施加在反相器的母线上的DC电压检测装置,根据端子电压和DC电压判定反相器环流电流期间,引用反相器环流电流期间结束后的端子电压和根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形,确定转子的磁极位置,驱动无刷电机,可以进行从低速转动区域到高速转动区域良好的无刷电机的驱动。

Description

无刷电机的驱动装置和驱动方法

技术领域

本发明涉及一种在无刷电机的驱动系统中，转子的磁极位置的检测不采用霍尔元件等位置检测装置，而通过定子的绕组上所产生的感应电压进行位置检测的无传感器驱动方式，特别涉及一种根据无通电相的端子电压和施加在反相器的母线上的DC电压判定反相器环流电流的期间，在将反相器环流电流期间结束后的端子电压和根据无刷电机的特性预先推导出的端子电压进行比较，确定转子的磁极位置的无刷电机的无传感器驱动装置以及驱动方法。

背景技术

以前，无刷电机的驱动控制，需要找出转子的磁极位置和应通电的绕组之间的关系进行转流，无刷电机的输出转矩是通过转子的磁铁产生的磁力线和流过定子的绕组所产生的磁力线之间的相互作用而产生。为此，无刷电机的驱动需要在转子的磁极所产生的磁力线为最大附近存在的绕组中通入电流，让其产生转矩来控制无刷电机的转动。又无刷电机的驱动控制，根据转子的磁极位置切换应通电流的相来进行，当在切换相的转流时如果与磁力线最大位置有大幅度偏差时，所产生的转矩将减少，最坏的情况是无刷电机失控，甚至停止。

因此，无刷电机的驱动控制，需要用某种手段检测出转子的磁极位置，根据所检测位置进行控制。其中，转子的磁极位置的检测不采用霍尔元件等位置检测装置，而通过在定子绕组中所产生的感应电压进行位置检测的无传感器驱动方式，已经有提案提出。有关依据这种无传感器驱动的转子磁极位置检测方法的现有系统的构成的一例将参照图23和图24在以下进行说明。

在图23所示的现有系统构成中，1为交流电源，2为转换器，3为反相器，5为无刷电机，6为定子。7为转子，8为控制部，9为驱动电路，16为基准电压产生装置，17u、17v、17w为比较器。无刷电机5包括安装了以中性点为中心连接成Y型接法三相绕组6u、6v、6w的定子6、安装了磁铁的转子7。U相绕组6u的非接线端与U相端子11u连接，V相绕组6v的非接线端与V相端子11v连接，W相绕组6w的非接线端与W相端子11w连接。

从交流电源1输出的AC电压，由转换器2变换成DC电压(Vdc)供给反相器3。反相器3是将一对串联开关元件分别在电流的上流测和下流测之间的U相用、V相用、W相用的3个串联电路，在这3个串联电路上施加从转换器2上输出的DC电压(Vdc)、U相用串联电路包括上流侧开关元件的三极管12u和下流侧开关元件的三极管13u，同样，V相用串联电路包括上流侧开关元件的三极管12和下流侧开关元件的三极管13v，又，W相用串联电路包括上流侧开关元件的三极管12w和下流侧开关元件的三极管13w。进一步，分别在上流侧和下流侧的各三极管上并联连接有续流二极管14u、14v、14w和15u、15v、15w。

在反相器3中的三极管12u和13u的相互连接点、三极管12v和13v的相互连接点、三极管12w和13w的相互连接点上分别与无刷电机5的端子11u、11v、11w相连。反相器3根据各三极管的通、断，依次向无刷电机5的相绕组6u、6v、6w通电，各相均具有一对三极管在上流侧和下流侧均为断时的无通电期间，在该期间，进行以下说明的转子7的磁极位置的检测。

比较器17u、17v、17w，在无通电期间内，将在无刷电机5的端子11u、11v、11w上所产生的端子电压(感应电压)和来自基准电压产生装置16的基准电压(例如DC电压值Vdc的1/2等)进行比较，如图24所示，在比较结果的交点处的变化的信号作为位置检测信号向控制部8输出。控制部8以位置检测信号的变化点作为基准产生为依次向无刷电机5的相绕组6u、6v、6w通电的控制信号(U+、V+、W+、U-、V-、W-)，向驱动电路9输出。这样，进行无刷电机5的转动控制。

作为现有的无传感器驱动的其他例，有例如在日本国特许第2786863号公报所载的内容。他包括将无刷电机的无通电相的端子电压直接采样进行检测的A/D转换器，利用该采样值的2个点计算感应电压的斜率，以该斜率和DC电压值的1/2之间的交点作为基准，依据该结果进行转流。

发明内容

但是，在上述现有的构成中，必须在无通电期间中存在感应电压和基准电压的交点，这一点在无刷电机驱动控制时成为限制通电期间的原因。具体地讲，必须将通电期间抑制到不到120°，难以进行120°以上的广角通电。

又，在特许第2786863号公报所刊载的的构成中，在原理上无通电相的端子电压必须检测2点以上，而在无刷电机的转速为高速时，不能检测出2点以上的端子电压时，就无法计算出感应电压的斜率，无法确定转流时刻，存在让无刷电机停止的问题。

本发明的目的在于，再解决上述课题的同时，提供一种可以正确检测转子的磁极位置，从低速转动区域到高速转动区域都可以良好地驱动无刷电机的驱动控制。

为了达到上述目的，本发明的无刷电机的驱动装置，是对包括具有多个相的绕组的定子和多个极的磁铁的转子的无刷电机、检测上述转子的磁极位置、根据所检测的磁极位置由反相器依次切换向上述定子的绕组通电的无刷电机的驱动装置，其特征是包括检测施加在上述反相器的母线上的DC电压的DC电压检测装置、检测上述定子的绕组中无通电相的端子电压的端子电压检测装置、根据所检测的端子电压和上述DC电压判定反相器环流电流期间的环流电流期间判定装置、保存根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形数据的存储部、引用上述反相器环流电流期间结束后的端子电压和根据无刷电机特性预先导出的所述端子电压波形，确定所述转子的磁极位置的磁极位置检测装置。

又，本发明的无刷电机的驱动方法，是对包括具有多个相的绕组的定子和多个极的磁铁的转子的无刷电机、检测所述转子的磁极位置、根据所检测的磁极位置由反相器依次切换向所述定子的绕组通电的无刷电机的驱动方法，其特征是包括检测施加在所述反相器的母线上的DC电压的工序、检测所述定子的绕组中无通电相的端子电压的工序、根据所检测的端子电压和所述DC电压判定反相器环流电流期间的工序、引用所述反相器环流电流期间结束后的端子电压和根据无刷电机特性预先导出的所述端子电压波形，确定所述转子的磁极位置的工序。

依据本发明，例如不需要求出DC电压值的1/2等的基准电压和DC电压之间的交点，就可以检测转子的磁极位置，获得从低速转动区域到高速转动区域的良好运转控制。

附图说明

下面简要说明附图。

图1为表示有关本发明实施方式1的系统构成的方框图。

图2为表示在图1所示的系统中，120°通电驱动时的反相器的开关动作控制信号图。

图3为表示在图1所示的系统中，120°通电驱动时的U相端子电压波形图。

图4为表示在图1所示的系统中，120°通电驱动、从W-U相的通电切换到W-V相通电时的波形图。

图5为表示在图1所示的系统中，120°通电驱动、从U-W相的通电切换到V-W相通电时的波形图。

图6为表示感应电压为正弦波形的无刷电机，在120°通电驱动时的电气角和感应电压波形之间的关系图。

图7为表示感应电压为台形波形的无刷电机，在120°通电驱动时的电气角和感应电压波形之间的关系图。

图8为表示无刷电机高速转动时的端子电压波形图。

图9为表示在图1所示的系统中，150°通电驱动时的反相器的开关动作控制信号图。

图10为表示感应电压为正弦波形的无刷电机，在150°通电驱动时的电气角和感应电压波形之间的关系图。

图11为表示无刷电机在150°通电驱动时的端子电压波形图。

图12为表示120°通电驱动和150°通电驱动时的相电流波形图。

图13为表示IPM电机的电感特性图。

图14为表示由相电流引起的感应电压的差异的波形图。

图15为表示在图1所示的系统中，150°通电驱动时的反相器的开关动作控制信号和控制部的时钟动作的图。

图16为表示图15中的第1时钟和PWM信号之间的关系图。

图17为表示在图1所示的系统中，150°通电驱动时的反相器的开关动作控制信号和控制部的时钟动作的图。

图18为表示图17中的第1时钟、第3时钟和端子电压波形之间的关系图。

图19为表示图17中的第1时钟、第2时钟和第3时钟之间的关系图。

图20为表示图17中的第1时钟、第2时钟和第3时钟之间的关系图。

图21为表示图17中，15°进角控制时的时序图。

图22(a)、(b)为表示进角值的差异引起的端子电压波形变化的比较图。

图23为表示现有系统构成的方框图。

图24为表示在现有系统构成中，无通电期间的端子电压和位置检测信号的波形图。

图25为表示本发明的电机驱动系统适用于空调机的构成图。

下面说明符号。

3—反相器；4—DC电压检测装置；5—无刷电机；6—定子；7—转子；8—控制部；9—驱动电路；11u—U相端子；11v—V相端子；11w—W相端子；16—基准电压产生装置；18a—3000rpm的正弦波形的感应电压波形；18b—6000rpm的正弦波形的感应电压波形；19a—3000rpm的台形波形的感应电压波形；19b—6000rpm的台形波形的感应电压波形。

具体实施方式

以下参照附图详细说明本发明的实施方式。此外，在附图中，相同的构成要素采用相同符号。实施方式1

图1为表示有关本发明实施方式1的系统构成的方框图。在图1中，1为交流电源，2为转换器，3为反相器，4为DC电压检测装置，5为无刷电机，6为定子，7为转子，8为控制部，9为驱动电路，10为A/D转换器。无刷电机5包括安装了以中性点为中心连接成Y型接法三相绕组6u、6v、6w的定子6、安装了磁铁的转子7。U相绕组6u的非接线端与U相端子11u连接，V相绕组6v的非接线端与V相端子11v连接，W相绕组6w的非接线端与W相端子11w连接。

从交流电源1输出的AC电压，由转换器2变换成DC电压供给反相器3。反相器3是将一对串联开关元件分别在电流的上流测和下流测之间的3个串联电路，分别作为U相用、V相用、W相用。对这些串联电路施加从转换器2输出的DC电压。U相用串联电路包括上流侧开关元件的三极管12u和下流侧开关元件的三极管13u，同样，V相用串联电路包括上流侧开关元件的三极管12和下流侧开关元件的三极管13v，又，W相用串联电路包括上流侧开关元件的三极管12w和下流侧开关元件的三极管13w。进一步，分别在上流侧和下流侧的各三极管上并联连接有续流二极管14u、14v、14w和15u、15v、15w。

在反相器3中、在U相用的串联电路的三极管12u和13u的相互连接点、V相用的串联电路的三极管12v和13v的相互连接点、W相用的串联电路的三极管12w和13w的相互连接点上分别与无刷电机5的端子11u、11v、11w相连。反相器3根据各三极管的通、断，依次向无刷电机5的相绕组6u、6v、6w通电。

DC电压检测装置4配置在反相器3的输入侧，由DC电压检测装置4检测的DC电压，输入到反相器3和A/D转换器10中。又，在A/D转换器10中，也输入来自无刷电机5的端子11u、11v、11w的端子(感应)电压进行采样。

在控制部8中，根据在A/D转换器10获得的来自DC电压检测装置4的DC电压和无刷电机5的端子电压的信息，产生控制反相器3中的三极管的开关动作的信号(U+、V+、W+、U-、V-、W-)，输出给驱动电路9。根据这些开关动作控制信号，由驱动电路9，控制反相器3中的三极管的开关动作。

在此，控制部8包括检测来自无刷电机5的无通电相的端子电压的端子电压检测部81、通过将所检测的端子电压与施加在反相器的母线上的DC电压进行比较判定反相器环流电流期间的环流电流期间判定部82、保存主要由转子7内的磁铁在定子6的绕组中感应的从无刷电机侧产生的端子电压波形数据的存储部83。该感应电压波形成为根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形，用于后面说明的磁极位置的检测中，在存储部83中保存将此数据表格化后的数据。又，控制部8还包括引用反相器环流电流期间结束后的端子电压和根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形，确定转子的磁极位置的磁极位置检测部84。控制部8和A/D转换器10可以由单片微计算机构成，各控制功能将在后面详细说明。

以下，在上述构成的电机驱动系统中，定子6的相绕组6u、6v、6w以理想的转流时刻进行通电控制，转子7以一定的速度转动的情况下，说明其动作状态。

图2为表示从本实施方式的控制部8中输出的、控制反相器3中的三极管的开关动作的信号(U+、V+、W+、U-、V-、W-)。开关动作控制信号一般为120°通电驱动，又，实现控制绕组端子电压的通电率的所谓的PWM控制。在图2中，U+所示的信号是控制U相用的三极管12u的信号，U-所示的信号是控制U相用的三极管13u的信号。对于其他的V相、W相也相同。各信号均为高有效。

图3为表示用图2所示控制信号驱动无刷电机5时的U相端子11u的端子电压波形。该端子电压波形是为了让无刷电机转动所施加的驱动电压和在无刷电机侧所产生的电压混合后的波形。在无刷电机侧所产生的电压根据转速和通电电流等变化，是检测转子7的磁极位置的有效信息。在图2所示的120°通电驱动中，在无刷电机侧所产生的电压在图3所示的期间Ts上获得。

进一步，在期间Ts中，在转流时续流二极管14u、15u中流过电流的期间(反相器环流电流期间)Tf中，固定在DC电压或者0电压，又，由于反相器3由PWM控制进行斩波，例如，在电气角为300～360°的期间，只有在三极管12w开通、W-V相通电时的期间可以作为有效信息活用。

为此，在本实施方式1中，采用图4说明可以成为磁极位置检测的有效信息的在无刷电机侧所产生的电压的获得方法。

图4为表示控制三极管的开关动作的信号图形从在图2中的⑤到⑥，即从W-U相的通电切换到W-V相通电时的三极管12w、13u、13v的动作状态和U相端子11u的电压波形。在通电切换后，A/D转换器10在三极管12w导通的期间内对DC电压和U相的端子电压进行采样。将采样的端子电压(图中为×标记)和DC电压比较，如果相同，则是在续流二极管14u中流过电流的反相器环流电流期间(图中的P1～P3)。在三极管12w导通时进行采样和电压比较，如果端子电压与DC电压相比是十分小的值(P4)，可以判定是反相器环流电流期间结束，是在无刷电机侧所产生的电压。

图5为表示控制三极管的开关动作的信号图形从在图2中的②到③，即从U-W相的通电切换到V-W相通电时的三极管12u、13v、13w的动作状态和U相端子11u的电压波形。在通电从期间②切换到③后，A/D转换器10在三极管13w导通的期间内对DC电压和U相的端子电压进行采样。将采样的端子电压(图中为×标记)和零电位比较，如果相同，则是在续流二极管15u中流过电流的反相器环流电流期间(图中的P5～P7)。在三极管13w导通时进行采样和电压比较，如果端子电压与零电位相比是十分大的值(P8)，可以判定是反相器环流电流期间结束，是在无刷电机侧所产生的电压。

如果采样的端子电压被判定为在无刷电机侧所产生的电压，可以通过该值检测转子7的磁极位置。以下说明通过在无刷电机侧所产生的电压检测磁极位置的检测方法。

在无刷电机侧所产生的电压主要是由于转子7内的磁铁在定子6的绕组中感应的电压，即所谓的感应电压。该感应电压波形由无刷电机的绕组的圈数和磁铁的材料等参数确定，如图6所示，可以大致用正弦波函数进行表示，3000rpm的感应电压波形(由虚线18a表示)，6000rpm的感应电压波形(由实线18b表示)的那样，其振幅随无刷电机的转速变化。该波形，成为在检测磁极位置时所使用的根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形，并将其表格化后保存在控制部8内的存储部83中。

这样，例如在图1所示的系统中，供给反相器3的DC电压为240V，而让无刷电机转动时，信号图形在期间③的转速为3000rpm时，如果感应电压为110V，则判定磁极位置的电气角为165°。又，信号图形在期间⑥的转速为6000rpm时，如果感应电压为90V，则判定磁极位置的电气角为305°。

这样，如果把握无刷电机的转速，根据感应电压可以检测出磁极位置。即，在实施方式1中，由控制部8根据在无刷电机侧所产生的电压检测磁极位置，根据所检测的位置信息计算出无刷电机的转速，所计算出的无刷电机的转速再次用于磁极位置的检测，这样可以构成控制闭环的驱动。

此外，感应电压波形虽然是以图6所示的正弦波形进行了说明，根据转子7的磁铁的励磁，感应电压波形可以成为图7所示的台形波形等，希望使用与驱动的无刷电机的特性相符合的波形用于磁极位置的检测。

依据本实施方式，无刷电机高转速驱动，如图8所示，在无通电期间的端子电压中反相器环流电流期间变长，即使感应电压的交点(在DC电压的1/2处的交点)隐藏，只要由A/D转换器采样出1点端子电压(图中的×标记)就可以判定磁极位置。

又，在本实施方式中，控制反相器3中的三极管的开关动作的信号的另一例如图9所示。该图所示的开关动作控制信号，扩大了各相的通电角，具有电气角150°的通电期间，无通电期间为30°。在此，开关动作控制信号和感应电压(代表U相)的关系如图10所示。

图11为表示控制三极管的开关动作的信号图形从期间10(图中为○标记内的10)切换到12(图中为○标记内的12)时的U相的端子电压波形。和120°通电驱动时相比较，由于无通电期间缩短，可以检测感应电压的期间也缩短了，从图9和图10表明，信号图形11(图中为○标记内的11)在感应电压的交点出现以前开始开关动作。即使在这种场合，由于只要由A/D转换器采样出1点端子电压就可以判定磁极位置，可以进行扩大了通电角的驱动。

这样，如果扩大通电角，如图12所示，在流入各相的电流中，和120°通电驱动时的电流波形(由虚线20a表示)相比较，可以实现缓和的上升沿和下降沿的电流波形(由实线20b表示)。该电流波形的改善，可以实现无刷电机驱动的低噪音化和低振动化。

此外，在本实施方式中虽然是以通电角为120°和150°为例进行了说明，适用于本实施方式，只要由A/D转换器能采样出1点端子电压，通电角可以扩大到180°附近，可以实现电流波形接近正弦波形的略正弦波驱动，进一步实现无刷电机驱动的低噪音化和低振动化。

实施方式2

在实施方式1中，是以在无刷电机侧所产生的电压主要是由于转子7内的磁铁所感应的感应电压为前提进行了说明，在本实施方式2中，考虑到是在无刷电机为具有凸极性的IPM电机中需要严格检测出磁极位置的情况，从无刷电机特性预先导出的端子电压波形是感应电压波形和安装在定子6上的互感所产生的电压的合成波形。

图13为表示相当于IPM电机的L的有效电感，在转子7中埋入了磁铁的IPM电机中，特别是振幅Las变大，在无通电期间的端子电压中，不能无视其影响。从IPM电机的电压方程式导出无通电期间中的U相端子电压，则如下式(A)表示。

Vu＝[(Vv＋Vw)＋3Las{cos(2θ－2π/3)·p(iv)＋cos(2θ＋2π/3)·p(iw)}－

6ω·Las{sin(2θ－2π/3)·iv＋sin(2θ＋2π/3)·iw}＋3φu]/2………(A)

在式(A)中，第2项和第3项为由互感所产生的电压，第1项和第4项为不包含由互感所产生的电压的感应电压。在此，Vv和Vw为从中性点观察的各端子电压，iv和iw为以流入中性点的电流方向为正的相电流，φu为从中性点观察的由磁铁引起的感应电压，ω为转速，p为微分算符(d/dt)。

又，图14为表示没有相电流时的感应电压波形21a和相电流流入时的感应电压波形21b进行比较的图形。通过模拟证明，感应电压波形随着相电流的增大，成为电气角超前的波形。如果考虑到这一因素，即是采样到相同的感应电压值，相电流大时，所检测的磁极位置迟后，不能进行最适合的通电时刻的驱动。

从式(A)表明，特别是在IPM电机的情况，无通电期间中在无刷电机侧所产生的电压上增加了由互感产生的电压分量，可以正确检测磁极位置，为此，图14以及式(A)的第2和第3项表明，由于无通电期间中在无刷电机侧所产生的电压随转速和相电流变化，需要根据转动驱动中的这些值进行磁极位置检测的计算。又，在图1所示的系统构成中，虽然没有设置检测相电流的装置，这是由于施加在反相器3的母线上的DC电压、由PWM控制的斩波的通电率(占空比)、各相绕组的通电期间分别与相电流成比例关系，即使没有相电流检测装置，也可以采用上述3项的值代用。

实施方式3

在本实施方式3中，将上述实施方式1和2中的控制部8用反相器控制用单片机具体化，图15为表示在该反相器控制用单片机内的时钟构成和所输出的反相器控制信号之间的关系。控制反相器3中的三极管的开关动作的信号采用图9所示的实现150°通电驱动时的信号，按照无刷电机在转动中所产生的感应电压切换通电相。

第1时钟，针对PWM信号的脉冲频率循环操作增减计数器，如果到达图16所示的载波频率决定值，从增计数移动到减计数，如果到达通电率决定值，反转PWM信号。一般在反相器控制用单片机中标准装备这种时钟。

第2时钟，根据无刷电机的转速在电气角每隔30°清零计数器。如果第2时钟的计数值从清零后开始计数到相当于电气角30°的值，切换通电相，控制从U+到W-的信号，并将计数器清零。

对于PWM信号的脉冲频率为一定，而让通电率变化来控制无刷电机的转速的驱动装置，很明显PWM信号的载波周期和切换通电相的转流时刻是非同步的。为了稳定驱动无刷电机，需要在转流时刻确实地切换通电相，如图15所示，即使PWM信号的输出在载波周期的中途，也必须变化。

为了实现这种方式，通过构成为包括确定PWM信号的载波频率和通电率的第1时钟和检测切换通电的相的转流时刻的第2时钟，可以实现适用于本发明的第1和第2实施方式的无刷电机的稳定驱动。

图17是在上述控制方法中进一步追加第3时钟的控制方法的时序图。第3时钟与第1时钟同步进行增计数，以下采用图18说明其功能。

在图18中，PWM信号和第1时钟同步变化如前所述。在第1和第2实施方式中，从在无刷电机侧所产生的电压采样用于转子7的磁极位置的检测，在该无刷电机侧所产生的电压和PWM信号错位的时刻出现。这是由于反相器3中三极管的开关动作的延迟、和端子电压检测电路中的时常数的影响所引起。

因此，采样在无刷电机侧所产生的电压时，必须考虑这些时间上的错位。例如，如果第1时钟的载波频率决定值为α、第1时钟的通电率决定值为β、时间的错位为γ、则在第3时钟的计数值为从(β＋γ)到(α＋β＋γ)的期间，即可采样端子电压。

在一般的反相器控制用单片机中，如果第1时钟的计数值到达通电率决定值，可以发生中断等事件，但在上述加上了时间错位的时刻就不能发生中断等事件。因此，为了从端子电压上正确确定应采样在无刷电机侧所产生的电压的期间而采用第3时钟，在计数值到达端子电压采样许可期间的开始时刻和结束时刻的时点让中断事件发生，进行采样动作的控制，可以防止误检测。

在此，对于采用图18进行的说明，只相当于在图15和图17中信号图形中的奇数(①、③、⑤…)所表示的期间中。

然后，在图15和图17中，PWM信号在有效期间内信号图形从偶数移向奇数(例如从②到③)时的控制，采用图19进行说明。

首先，图中的I是在通电率决定值(β)上加上了错位(γ)后的时刻。在该时刻判定信号图形时偶数还是奇数，如果是偶数，是没有无通电相期间不开始端子电压的采样动作。

然后，检测转流时刻的第2时钟的计数值，在到达转流时刻的时刻II，信号图形成为奇数。这是，判定PWM信号是否在有效期间，如果是有效期间，保存II时刻中的第3时钟的计数值(T)。然后，从第3时钟的计数值成为(T＋γ)的时刻III，开始采样端子电压，在(α＋β＋γ)所表示的IV时刻结束。

相反，在图15和图17中，PWM信号在有效期间内信号图形从奇数移向偶数(例如从①到②)时的控制，如图20所示。端子电压的采样从第3时钟的计数值成为(β＋γ)的时刻I到在由第2时钟进行转流的时刻II的第3时钟的计数值(T)上加上错位(γ)后的时刻III为止。

依据本实施方式，第1和第2实施方式的控制部8由反相器控制用单片机具体化，价格便宜，容易实现高精度的端子电压采样控制。

实施方式4

在本实施方式4中，是让在第3实施方式中使用的第2时钟所计测的切换通电相的转流时刻成为可变。在以下的说明中，第2时钟所计测的切换通电相的转流时刻，对于在无刷电机转动中所产生的感应电压，如图21所示整体提前的、所谓的进角控制。

图21在切换通电相的转流时刻，是比图17所示的在电气角上要提前15°的状态。一般，在无刷电机的驱动中电机效率的最高点，随着转速加快或者相电流增大，对于在转动中所产生的感应电压，切换通电相的转流时刻在提前的时刻存在，这样采用提前转流时刻的进角控制(以下称提前量为进角值)。

在本实施方式中，由于没有设置检测相电流的装置，由施加在反相器3的母线上的DC电压、由PWM控制的斩波的通电率(占空比)、各相绕组的通电期间代用作为相电流，再加上无刷电机的转速的4个参数，确定进角值，让无刷电机可以一直在最高效率点驱动。此外，也可以采用上述4个参数中的任一个来构筑系统。

在此，让为确定转子的磁极位置所使用的端子电压值在给定范围内，来限制进角值的情况，采用图22在以下进行说明。

在图22(a)的状态中，从无通电时的端子电压波形中在Tbemf的期间中出现可以获得为检测磁极位置的有效信息的在无刷电机侧所产生的电压。如果是这种状态，对于电气角，由于电压值的变化(端子电压的斜率)大，可以进行角度误差小的位置计算。

对此，如果在到达图22(b)所示的状态之前增大进角值，对于可以获得为检测磁极位置的有效信息的在无刷电机侧所产生的电压的电气角，电压值的变化小，即使在第3实施方式所述的构成中正确采样端子电压，从电压值变换成磁极位置时会产生大的角度误差。

为了防止这样的状态，在每次采样可以获得为检测磁极位置的有效信息的在无刷电机侧所产生的电压时，确认其值在图22(a)所示的从th1到th2给定的范围内，例如，如果比th1小，加上减少进角值的限制，这样可以提高磁极位置的检测精度。

实施方式5

在本实施方式中，是将第1到第4实施方式所示的电机驱动系统适用于空调机等冷冻装置的压缩机电机驱动系统中。图25为表示适用上述实施方式的无刷电机驱动系统的冷冻装置之一的空调机的构成。图25所示的空调机，包括上述电机驱动系统100和冷冻循环系。冷冻循环系包括压缩电机90、室内单元92、室外单元95以及四通阀91。室内单元92包括室内热交换器93，室外单元95包括室外热交换器96以及膨胀阀98。

冷冻循环系中循环热介质的冷媒。冷媒由压缩电机90压缩，在室外热交换器96中和室外的空气进行热交换，又，在室内热交换器93中和室内的空气进行热交换。由室内热交换器93进行热交换后的空气对室内进行制冷和加热。制冷和加热的切换通过由四通阀91让冷媒的循环方向反转而实现。压缩电机90由电机驱动系统100驱动。

依据以上那样的本实施方式的冷冻装置，通过将流入压缩电机90中的电流波形改善成接近正弦波形，可以实现冷冻装置的低噪音化以及低振动化。又，更高精度的磁极位置检测，可以在压缩电机90的最高效率点驱动，可以提高冷冻装置的高效率。又，A/D转换器的电子电压采样，使得压缩电机90的转速可以高速化，可以实现在短时间内达到目标温度的冷冻装置。

以上表明，依据本发明的第1方式，实现具有根据端子电压和DC电压判定反相器环流电流期间、引用反相器环流电流期间结束后的上述端子电压和根据无刷电机特性预先导出的端子电压，确定转子的磁极位置的特征的驱动方法，依据这一点，可以获得以下所述效果。

首先，在无通电期间的端子电压中反相器环流电流期间变长，即使感应电压的零交点隐藏，也可以根据反相器环流电流期间之后采样的端子电压检测磁极位置，以所期望的转流时刻切换通电相，以最高效率驱动无刷电机，可以将转动区域扩大更高速的区域。

又，只要能采样出1点的端子电压就可以检测出磁极位置，可以在感应电压的零交点出现之前开始开关的动作，可以扩大通电角，实现无刷电机驱动的低噪音化、低振动化。

依据本发明的第2方式，根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形采用由转子内的磁铁感应的感应电压波形和由绕组的互感产生的电压波形的合成波形，特别是，在具有凸极性的IPM电机中可以进行严格的磁极位置检测。

进一步，依据本发明的第3方式，在获得根据相电流和无刷电机的转速变化的互感所产生的电压波形时，采用反相器的各相绕组的通电率代替相电流进行计算，可以构筑不用电流传感器的便宜的系统。

依据本发明的第4方式，通过包括由确定PWM信号的脉冲频率和通电率的第1时钟、测量依次切换向定子的绕组的通电的时刻的第2时钟构成、输出控制反相器的PWM信号的控制部，特别是即使在无刷电机高速转动时，也可以进行与载波频率无关、以所期望的转流时刻确实地切换通电相，维持稳定的驱动。

依据本发明的第5方式，通过在上述控制部中追加检测无通电相的端子电压的检测时刻、与所述PWM信号同步的第3时钟，可以进行不受反相器中的三极管的开关动作的延迟和端子电压检测电路的时间常数的影响的严格的磁极位置检测。

依据本发明的第6方式，为了在监视用于磁极位置检测的端子电压值的情况下让其收容在给定范围内，设置限制转流时刻的可变范围，可以极力低减根据端子电压值变换运算成磁极位置时所产生的误差，实现没有失控的无刷电机的稳定驱动。

Claims (17)

1.一种无刷电机的驱动装置，是对包括具有多个相的绕组的定子和多个极的磁铁的转子的无刷电机、检测所述转子的磁极位置、根据所检测的磁极位置由反相器依次切换向所述定子的绕组通电的无刷电机的驱动装置，其特征在于：

包括检测施加在所述反相器的母线上的DC电压的DC电压检测装置、

检测所述定子的绕组中无通电相的端子电压的端子电压检测装置、

根据所检测的端子电压和所述DC电压判定反相器环流电流期间的环流电流期间判定装置、

保存根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形数据的存储部、

引用所述反相器环流电流期间结束后的所述端子电压和根据无刷电机特性预先导出的所述端子电压波形，确定所述转子的磁极位置的磁极位置检测装置。

2.根据权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于：

根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形采用由所述转子内的磁铁感应的感应电压波形。

3.根据权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于：

根据所述无刷电机特性预先导出的端子电压波形采用由所述转子内的磁铁感应的感应电压波形和由所述绕组的互感产生的电压波形的合成波形。

4.根据权利要求2或3所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于：

由所述转子内的磁铁感应的感应电压波形为正弦波形函数。

5.根据权利要求2或3所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于：

根据无刷电机的转速计算得出由所述转子内的磁铁感应的感应电压波形。

6.根据权利要求3所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于：

根据施加在所述反相器的母线上的DC电压、各相绕组的通电率和通电期间、所述无刷电机的转速计算得出由所述绕组的互感产生的电压波形。

7.根据权利要求1～3中任一权利要求所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于：

包括输出控制所述反相器的PWM信号的控制部，该控制部包括确定所述PWM信号的载波频率和通电率的第1时钟、测量依次切换向所述定子的绕组的通电的时刻的第2时钟。

8.根据权利要求1～3中任一权利要求所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于：

包括输出控制所述反相器的PWM信号的控制部，该控制部包括确定所述PWM信号的载波频率和通电率的第1时钟、测量依次切换向所述定子的绕组的通电的时刻的第2时钟、检测无通电相的端子电压的检测时刻、与所述PWM信号同步的第3时钟。

9.根据权利要求7或8所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于：依次切换向所述定子的绕组的通电的时刻至少按照施加在所述反相器的母线上的DC电压、各相绕组的通电率和通电期间、所述无刷电机的转速中的一个参数变化。

10.根据权利要求9所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于：为了让为确定所述转子的磁极位置的端子电压在给定范围内，将依次切换向所述定子的绕组的通电的时刻限制在可变的范围内。

11.一种冷冻装置，其特征在于：采用所述权利要求8所述的无刷电机的驱动装置。

12.一种无刷电机的驱动方法，是对包括具有多个相的绕组的定子和多个极的磁铁的转子的无刷电机、检测所述转子的磁极位置、根据所检测的磁极位置由反相器依次切换向所述定子的绕组通电的无刷电机的驱动方法，其特征在于，包括以下工序：

检测施加在所述反相器的母线上的DC电压的工序、

检测所述定子的绕组中无通电相的端子电压的工序、

根据所检测的端子电压和所述DC电压判定反相器环流电流期间的工序、

引用所述反相器环流电流期间结束后的所述端子电压和根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形，确定所述转子的磁极位置的工序。

13.根据权利要求12所述的无刷电机的驱动方法，其特征在于：

根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形采用由所述转子内的磁铁感应的感应电压波形。

14.根据权利要求12所述的无刷电机的驱动方法，其特征在于：

根据无刷电机特性预先导出的端子电压波形采用由所述转子内的磁铁感应的感应电压波形和由所述绕组的互感产生的电压波形的合成波形。

15.根据权利要求13或14所述的无刷电机的驱动方法，其特征在于：由所述转子内的磁铁感应的感应电压波形为正弦波形函数。

16.根据权利要求13或14所述的无刷电机的驱动方法，其特征在于：

根据无刷电机的转速计算得出由所述转子内的磁铁感应的感应电压波形。

17.根据权利要求14所述的无刷电机的驱动方法，其特征在于：

根据施加在所述反相器的母线上的DC电压、各相绕组的通电率和通电期间、所述无刷电机的转速计算得出由所述绕组的互感产生的电压波形。

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