JP2010541517A - インバータ制御装置とそれを用いたモータ駆動装置、電動圧縮機および家庭用電気機器 - Google Patents

Abstract

ロータに永久磁石を設けられたブラシレスＤＣモータを駆動するためのインバータ制御装置は、インバータ回路部と、位置検出回路部と、直流電圧検出部と、通電角制御部と、を有する。インバータ回路部はブラシレスＤＣモータに接続され、これを駆動する。位置検出回路部はブラシレスＤＣモータの誘起電圧によりステータに対するロータの位置を検出する。直流電圧検出部はインバータ回路部に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する。通電角制御部は直流電源電圧の変化率に応じてインバータ回路部における通電角を電気角で１８０度未満の範囲で変更する。

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータのインバータ制御装置における広角通電制御に関する。また、本発明は、このインバータ制御装置を用いたモータ駆動装置、電動圧縮機および冷蔵庫等の家庭用電気機器に関する。

インバータの波形制御として、制御の容易さの観点から１２０度通電波形が一般に採用されている。ブラシレスＤＣモータを駆動するシステムにおいては、正負それぞれの電気角が１８０度あるにもかかわらず、電気角１２０度分だけしかインバータの各相スイッチを導通させていない。残りの電気角６０度の区間は無制御となっている。したがって、無制御期間においては、インバータが所望の電圧を出力することができず、インバータの直流電圧利用率が低い。そして直流電圧利用率が低いことに起因してブラシレスＤＣモータの端子電圧が小さくなり運転範囲が狭くなってしまう。すなわち最高回転速度が低くなっている。

これに対し、通電角を電気角１２０度以上に広げる広角制御を行うことにより、インバータの運転範囲を拡大することが提案されている。これによりインバータ制御装置の出力が増大する（例えば、特許文献１参照）。すなわち特許文献１では、電圧型インバータの通電幅を電気角で１２０度より大きく１８０度以下の所定の幅に設定しており、無制御区間を電気角で６０度未満にしている。その結果、モータ端子電圧が大きくなり、運転範囲が広くなっている。

また近年、モータを高効率化するためロータ内部に永久磁石を埋め込み、磁石に起因するトルクのみならずリラクタンスに起因するトルクを発生させる埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータが用いられてきている。これにより、モータ電流を増加させることなく全体として発生トルクを大きくすることができる。

このリタクタンストルクを有効に活用するために、モータ誘起電圧の位相に対してインバータの電圧位相を進める進角制御が行なわれている。さらに進角制御は弱め磁束効果を有効に活用でき、出力トルクを増大できる。

また、圧縮機などでは使用環境、信頼性、メンテナンスの観点から、ホール素子等のセンサを用いずにステータ巻線に生じる誘起電圧によりロータ磁極位置を検知するセンサレス方式のインバータ制御装置が用いられている。この場合、無制御期間中の電気角６０度の区間を用い、上下アームのスイッチのオフ期間中にモータ端子に現れる誘起電圧を観測する。これにより、ロータ磁極位置を検知する。

以下、図面を参照しながら従来のインバータ制御装置を説明する。図７は従来のインバータ制御装置の構成を示す構成図である。図８は従来のインバータ制御装置の負荷トルク−回転速度特性を示す特性図であり、広角制御を行ったときの特性を示している。

図８より、同じトルクであれば、通電角を大きくするほど、最高回転数が大きくなることがわかる。

また図９は、従来のインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示すタイミングチャートであり、通電角１５０度時の特性を示している。

図７において、直流電源００１の端子間には３対のスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚがそれぞれ直列接続されてインバータ回路部００２が構成されている。ブラシレスＤＣモータ００３は４極の分布巻き構造のステータ００３Ａと、ロータ００３Ｂで構成されている。ロータ００３Ｂは内部に永久磁石００３Ｎ、００３Ｓを埋め込まれた磁石埋込型構造を有する。

各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点は、ブラシレスＤＣモータ００３のＹ接続された各相のステータ巻線００３Ｕ，００３Ｖ，００３Ｗの端子にそれぞれ接続されている。そして、各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点は、Ｙ接続された抵抗００４Ｕ，００４Ｖ，００４Ｗにもそれぞれ接続されている。なお、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚのコレクタ−エミッタ端子間にはそれぞれ、保護用の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚが接続されている。

磁極位置検出回路０１０は、差動増幅器０１１と積分器０１２とゼロクロスコンパレータ０１３とにより構成されている。Ｙ接続されたステータ巻線００３Ｕ，００３Ｖ，００３Ｗの中性点００３Ｄの電圧は、抵抗０１１Ａを介して増幅器０１１Ｂの反転入力端子に供給されている。一方、Ｙ接続された抵抗００４Ｕ，００４Ｖ，００４Ｗの中性点００４Ｄの電圧は、そのまま増幅器０１１Ｂの非反転入力端子に供給されている。また増幅器０１１Ｂの出力端子と反転入力端子との間には抵抗０１１Ｃが接続されている。このようにして、差動増幅器０１１が構成されている。

また、差動増幅器０１１の出力端子から出力される出力信号は、抵抗０１２Ａとコンデンサ０１２Ｂとを直列接続して構成された積分器０１２に供給されている。積分器０１２からの出力信号（抵抗０１２Ａとコンデンサ０１２Ｂとの接続点電圧）は、ゼロクロスコンパレータ０１３の非反転入力端子に供給されている。

ゼロクロスコンパレータ０１３の反転入力端子には中性点００３Ｄの電圧が供給されている。そして、ゼロクロスコンパレータ０１３の出力端子から磁極位置検出信号が出力される。

差動増幅器０１１、積分器０１２およびゼロクロスコンパレータ０１３は、ブラシレスＤＣモータ００３のロータ００３Ｂの磁極位置を検出する磁極位置検出回路０１０を構成している。磁極位置検出回路０１０から出力される磁極位置検出信号はマイクロプロセッサ０２０に供給される。マイクロプロセッサ０２０は、供給された磁極位置検出信号に対し、周期測定、進角や通電角の設定のための位相補正などを行う。またマイクロプロセッサ０２０は電気角１周期当りのタイマ値を算出し、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚの転流信号を決定する。

また、マイクロプロセッサ０２０は回転速度指令に基づいて電圧指令を出力する。マイクロプロセッサ０２０は、電圧指令をパルス幅変調（ＰＷＭ）する。また、回転速度指令と実回転速度の偏差に基づきＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ比であるデューティ量を制御し、３相分のＰＷＭ信号を出力する。そして、回転速度指令に対し、実回転速度が低いとデューティを大きくし、逆に実回転速度が高いとデューティを小さくする。

このＰＷＭ信号はドライブ回路０３０に供給される。ドライブ回路０３０は、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚのそれぞれのベース端子に供給すべきドライブ信号を出力する。

以上のインバータ制御装置について、通電の動作を説明する。図９において、ブラシレスＤＣモータ００３のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは、それぞれの位相が１２０度ずつずれた状態で変化する。差動増幅器出力信号は差動増幅器０１１から出力される信号を示している。積分器出力信号は積分器０１２による積分波形である。この積分波形がゼロクロスコンパレータ０１３に供給されることにより、積分波形のゼロクロス点においてゼロクロスコンパレータ出力信号が立ち上り、また立ち下る。この励磁切替信号が磁極位置検出信号として出力される。

この励磁切替信号の立ち上り、立ち下りによりスタートする位相補正タイマＧ１と、位相補正タイマＧ１によりスタートする第２の位相補正タイマＧ２により、転流パターンであるインバータモードＮが１ステップ進む。

ここで、Ｗ相の誘起電圧波形からＵ相の通電タイミングが算出されおり、位相補正タイマＧ１によりインバータの位相進み量を制御できる。図９においては、通電角１５０度で進角６０度の設定である。したがって、位相補正タイマＧ１の値は４５度相当、第２位相補正タイマＧ２の値は３０度相当の値となっている。

その結果、各インバータモードに対応してスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚのＯＮ−ＯＦＦ状態が、それぞれ図示するように制御される。

以上のように、通電期間を１２０度から１８０度に設定した状態でのブラシレスＤＣモータ００３の駆動を達成することができる。またインバータ電圧の位相をモータ誘起電圧よりも進めた状態にすることができる。

上記従来の構成では、ロータ００３Ｂの回転に基づいてステータ巻線００３Ｕ，００３Ｖ，００３Ｗに生じる誘起電圧が検出される。この誘起電圧を９０度の遅れを有する積分器０１２により移相することによってロータ００３Ｂの磁極に対応する位置検出信号が検出されている。そしてこの位置検出信号に基づいてステータ巻線００３Ｕ，００３Ｖ，００３Ｗへの通電タイミングが決定されている。 このように、９０度遅れ位相の積分器０１２を用いているので急激な加減速に対する応答性が低い。

そこで、応答性を改善した位置検出回路が提案されている（例えば、特許文献２参照）。以下、図面を参照しながら、特許文献２に記載された他の従来のインバータ制御装置について説明する。図１０は、他の従来例のインバータ制御装置の構成を示す構成図、図１１は他の従来例のインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示すタイミングチャートである。

図１０において、抵抗１０１，１０２は、母線１０３，１０４間に直列に接続されている。その共通接続点である検出端子ＯＮは、仮想中性点の電圧ＶＮを出力する。電圧ＶＮは、ブラシレスＤＣモータ１０５のステータ巻線１０５Ｕ、１０５Ｖ、１０５Ｗの中性点の電圧に相当する直流電源００１の電圧の１／２である。

コンパレータ１０６Ａ，１０６Ｂ，１０６Ｃの各非反転入力端子（＋）はそれぞれ抵抗１０７，１０８，１０９を介して出力端子ＯＵ，ＯＶ，ＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）は、検出端子ＯＮに接続されている。

コンパレータ１０６Ａ，１０６Ｂ，１０６Ｃの出力端子は論理回路を含むマイクロプロセッサ１１０の入力端子Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３にそれぞれ接続されている。またマイクロプロセッサ１１０の出力端子Ｏ１〜Ｏ６からの出力はドライブ回路１２０を介してスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚを駆動する。

ブラシレスＤＣモータ１０５は４極分布巻き構造で、ロータ１０５Ａはロータ表面に永久磁石１０５Ｎ、１０５Ｓを配置した表面磁石構造を有する。したがって、ブラシレスＤＣモータ１０５は通電角１２０度、進角０度の設定となっている。

次に図１１を用いて説明する。Ｕ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗはそれぞれ定常動作時におけるステータ巻線１０５Ｕ、１０５Ｖ、１０５Ｗの端子電圧を示す。ここでインバータ回路部１４０による供給電圧を供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａとし、ステータ巻線１０５Ｕ、１０５Ｖ、１０５Ｗに発生する誘起電圧を誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂとする。また転流切り換え時にインバータ回路部１４０の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧をスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとする。このとき、端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａと、誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと、スパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとの合成波形となる。

コンパレータ出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと仮想中性点電圧ＶＮとをコンパレータ１０６Ａ，１０６Ｂ，１０６Ｃにより比較した結果を示している。この場合、出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの正および負ならびに位相を表わす信号ＰＳｕａ，ＰＳｖａ，ＰＳｗａと、スパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに対応する出力信号ＰＳｕｂ，ＰＳｖｂ，ＰＳｗｂとからなる。

また、スパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃは、ウェイトタイマにより無視されているので、出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの正および負ならびに位相を示す。

マイクロプロセッサ１１０は、各コンパレータの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗの状態に基づいてモード欄に示すように６つのモードＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆを認識する。そして出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗのレベルが変化した時点から電気角で３０度だけ遅らせて、ドライブ信号ＤＳｕ〜ＤＳｚを出力する。

モードＡ〜Ｆの各時間Ｔは電気角６０度を示し、モードＡ〜Ｆの１／２の時間、すなわちＴ／２は電気角で３０度に相当する遅延時間を示す。

このように、ブラシレスＤＣモータ１０５のロータ１０５Ａの回転に応じて、マイクロプロセッサ１１０は、ステータ巻線１０５Ｕ、１０５Ｖ、１０５Ｗに生ずる誘起電圧からロータ１０５Ａの位置状態を検出する。また、その誘起電圧の変化時間Ｔを検出してステータ巻線１０５Ｕ、１０５Ｖ、１０５Ｗへの通電モード及びタイミングによりステータ巻線１０５Ｕ、１０５Ｖ、１０５Ｗの通電のための駆動信号を決定する。そしてステータ巻線１０５Ｕ、１０５Ｖ、１０５Ｗへ通電する。

そのため、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置とは異なり、フィルタ回路を必要としないことから誘起電圧の検出感度が高くなる。その結果、始動特性が向上し、低速駆動が可能となる。さらに、９０度遅れ特性のフィルタ回路を用いておらず、第１タイマ１２２及び第２タイマ１２３の組合せにより３０度遅れで制御できるので、急激な加減速に対する応答性が改善される。

次に、インバータ制御装置の電圧と通電角の脱調特性について、図１２を用いて説明する。図１２は図１０に示すインバータ制御装置の電圧と通電角の脱調特性の関係を示す特性図である。図１２より、電圧を急激に下降した場合、通電角が大きい程、脱調耐力が低いことが分かる。電圧が急激に上昇した場合も同様な特性を示す。

特許文献１は、電気角１８０度区間で位置検出可能な磁極位置検出回路０１０を提案している。しかしながら、フィルタを用いているため、電気角で９０度の遅れが発生し、急激な負荷変動等の回転変動に対する応答性が低い。そのため、脱調し停止してしまうことがある。

特許文献２は、電気角で９０度の遅れを発生しない位置検出回路を提案している。しかしながら、この構成でも急激な負荷変動等の回転変動に対して位置検出できずに脱調してしまうことがある。このような現象は例えば次のような場合に生じる。（１）１２０度以上に通電角を広げる広角制御を行った場合、（２）モータ誘起電圧の位相に対してインバータの電圧位相を進める進角制御を行った場合、（３）高効率化のためステータ巻線１０５Ｕ、１０５Ｖ、１０５Ｗの巻数を多くしインダクタンスが増加することによりスパイク電圧幅を増大させた場合である。これらの場合、位置検出可能な区間は狭くなる。

また、高効率化や出力トルクアップのために集中巻き構造のステータを用いたモータにおいて、ブラシレスＤＣモータ１０５の極数を６極にした場合、４極時に比べ位置検出可能区間は機械角では２／３に減少する。したがって、上述の広角制御や、進角制御、モータ巻数の増大を行うことや、また、機械的な位置検出可能区間を狭める極数増大は、位置検出区間を狭める。そのため、急激な回転変動を伴う、負荷変動や瞬停や電圧変動が発生した場合、位置検知できずに脱調停止する。

国際公開第９５／２７３２８号パンフレット 特開平１−８８９０号公報

本発明は、直流電圧部の電圧に応じて瞬時に通電角を変更することにより、瞬停や急激な電圧変動に対して、ブラシレスＤＣモータが脱調停止するのを防止する信頼性の高いインバータ制御装置である。また本発明は、そのインバータ制御装置を用いたモータ駆動装置、電動圧縮機および家庭用電気機器である。本発明のインバータ制御装置は、ロータに永久磁石を設けられたブラシレスＤＣモータを駆動する。このインバータ制御装置は、インバータ回路部と、位置検出回路部と、直流電圧検出部と、通電角制御部と、を有する。インバータ回路部はブラシレスＤＣモータに接続され、これを駆動する。位置検出回路部はブラシレスＤＣモータの誘起電圧によりステータに対するロータの位置を検出する。直流電圧検出部はインバータ回路部に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する。通電角制御部は直流電源電圧の変化率に応じてインバータ回路部における通電角を電気角で１８０度未満の範囲で変更する。この構成により瞬停などの急激な電圧変化に対して回転速度が変動した場合に、通電角を小さくすることにより位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことが無くなる。そのため、電圧変化による回転速度変動に対する応答性が向上し、電圧変動による脱調を防止し、瞬停耐量を向上することができる。

本発明の実施の形態におけるインバータ制御装置の構成図 図１に示すインバータ制御装置における各部の信号波形と処理内容を示すタイミングチャート 図１に示すインバータ制御装置における電源電圧の変化と通電角の関係を示す特性図 図１に示すインバータ制御装置における電圧変動時の動作を示すタイミングチャート 図１に示すインバータ制御装置を用いた電動圧縮機のブロック図 図５に示す電動圧縮機を用いた家庭用電気機器の一例である冷蔵庫の模式断面図 従来のインバータ制御装置の構成を示す構成図 図７に示すインバータ制御装置の負荷トルク−回転速度特性を示す特性図 図７に示すインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示すタイミングチャート 他の従来例のインバータ制御装置の構成を示す構成図 図１０に示すインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示すタイミングチャート 図１０に示すインバータ制御装置の電圧と通電角の脱調特性の関係を示す特性図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。

図１は本発明の実施の形態におけるインバータ制御装置の構成図、図２はこのインバータ制御装置における各部の信号波形と処理内容を示すタイミングチャートである。また、図３はこのインバータ制御装置における電源電圧の変化と通電角の関係を示す特性図である。図４はこのインバータ制御装置におけるインバータ制御装置の電圧変動時の動作を示すタイミングチャートである。

図１に示すように、インバータ制御装置２００は、商用交流電源２０１とブラシレスＤＣモータ（以下、モータ）２０４に接続され、モータ２０４を駆動する。インバータ制御装置２００とモータ２０４とは、モータ駆動装置３００を構成している。モータ２０４は永久磁石２０４Ｃ〜２０４Ｈを設けられたロータ２０４Ｂを有する。インバータ制御装置２００はインバータ回路部２０５と、位置検出回路部２０７と、直流電圧検出部２０９と、通電角制御部２１７を含むマイクロプロセッサ２０８とを有する。

モータ２０４は６極の突極集中巻モータであり、３相巻線のステータ２０４Ａとロータ２０４Ｂとで構成されている。ステータ２０４Ａは６極９スロットの構造を有し、各相のステータ巻線２０４Ｕ，２０４Ｖ、２０４Ｗの巻数はそれぞれ１８９ターンである。ロータ２０４Ｂの内部には永久磁石２０４Ｃ〜２０４Ｈが配置され、リラクタンストルクを発生する磁石埋込型構造を有する。

インバータ制御装置２００はさらに、整流部２０３と、ドライブ回路２０６とを有する。整流部２０３は商用交流電源２０１を直流電源に変換する。ドライブ回路２０６はインバータ回路部２０５を駆動する。

インバータ回路部２０５はモータ２０４に接続されモータ２０４を駆動する。インバータ回路部２０５は、６つの三相ブリッジ接続されたスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚと、それぞれに並列に接続された還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚより構成されている。

位置検出回路部２０７はモータ２０４の誘起電圧によりステータ２０４Ａに対するロータ２０４Ｂの位置を検出する。位置検出回路部２０７は、コンパレータ（図示せず）などから構成されておりモータ２０４の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧とをコンパレータにより比較してロータ２０４Ｂの位置信号を出力する。位置検出回路部２０７は図１０に示すコンパレータ１０６Ａ，１０６Ｂ，１０６Ｃと同様の構成である。

直流電圧検出部２０９はインバータ回路部２０５に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する。すなわち、直流電圧検出部２０９は直流電源に変換された整流部２０３の電圧を検知する。直流電圧検出部２０９は抵抗による分圧回路で構成されており、マイクロプロセッサ２０８に検出した電圧をアナログ値として出力している。また、ノイズ除去用のＣＲフィルタ回路を含む。

マイクロプロセッサ２０８内はインバータ回路部２０５を制御する各機能ブロックで示している。これらは専用の回路で構成しても、ハードウェアにソフトウェアを組み込んで構成してもよい。すなわち、マイクロプロセッサ２０８は、回転速度検出部２１０、転流制御部２１１、デューティ設定部２１２、ＰＷＭ制御部２１３、ドライブ制御部２１４、キャリア出力部２１５を有する。

さらに、マイクロプロセッサ２０８は直流電源電圧の変化率に応じて通電角を変更する通電角制御部２１７と、通電角の最大値を設定する通電角設定部２１８を有する。後述するように通電角制御部２１７は直流電源電圧の変化率に応じてインバータ回路部２０５における通電角を電気角で０度を超え１８０度未満の範囲で変更する。またマイクロプロセッサ２０８は、直流電源電圧の変化率である単位時間当たりの電圧変化を求めるためにタイマ２１９を有する。

以上のように構成されたインバータ制御装置２００におけるマイクロプロセッサ２０８の各部の動作、作用を説明する。転流制御部２１１は、位置検出回路部２０７からの位置信号より転流のタイミングを計算する。そして、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚの転流信号を生成する。

回転速度検出部２１０は、位置検出回路部２０７からの位置信号を一定期間カウントしたり、パルス間隔を測定したりすることによりモータ２０４の回転速度を算出する。

デューティ設定部２１２は、回転速度検出部２１０から得られた回転速度と、指令回転速度との偏差からデューティの加減演算を行い、デューティ値をＰＷＭ制御部２１３へ出力する。回転速度指令に対し実回転速度が低いとデューティを大きくし、逆に実回転速度が高いとデューティを小さくする。

キャリア出力部２１５は、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚをスイッチングするキャリア周波数を設定する。本実施の形態では、キャリア周波数を３ｋＨｚから１０ｋＨｚの間で設定している。

ＰＷＭ制御部２１３では、キャリア出力部２１５で設定されたキャリア周波数と、デューティ設定部２１２で設定されたデューティ値から、ＰＷＭ変調信号を出力する。

通電角制御部２１７は、直流電圧検出部２０９で検出された直流電圧に基づいてタイマ２１９により単位時間当たりの電圧変化率を算出する。そして、変化率が大きいほど通電角を小さくするようにインバータ回路部２０５における通電角を制御する。本実施の形態では、通電角制御部２１７はタイマ２１９によりサンプリング周期５ｍｓ毎に直流電圧検出部２０９で検出された電圧値を読み込み直流電源電圧の変化率を算出している。また電圧変化が小さく変化がないと判断した場合、通電角を徐々に大きくしいていく。

ドライブ制御部２１４は、転流信号とＰＷＭ変調信号と通電角、および進角を合成する。そして、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚをＯＮ／ＯＦＦするドライブ信号を生成し、ドライブ回路２０６へ出力する。ドライブ回路２０６は、このドライブ信号に基づき、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行い、モータ２０４を駆動する。

次に図２を参照してインバータ制御装置２００の各種波形について説明する。インバータ制御装置２００は、通電角を１５０度とし、進角１５度でモータ２０４を制御している。通電角設定部２１８では、最大値を１５０度、最小値を１２０度に設定している。

図２に示すように、モータ２０４のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相は１２０度ずつずれた状態で変化する。ここでインバータ回路部２０５によるステータ巻線２０４Ｕ，２０４Ｖ，２０４Ｗへの供給電圧を供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａとする。またステータ巻線２０４Ｕ，２０４Ｖ，２０４Ｗに発生する誘起電圧を誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂとする。そして転流切り換え時にインバータ回路部２０５の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧をスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとする。このとき端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａと、誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと、スパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとの合成波形となる。コンパレータ出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧たる仮想中性点電圧ＶＮとを比較した結果として出力される。

ここで、直流電源電圧が急激に下降すると、モータ２０４の実回転速度は直流電源電圧の変化率に比例して低下する。また、誘起電圧が仮想中性点電圧ＶＮと交わるクロスポイントは通電区間の中へ消えてしまう。また同様に直流電源電圧が急激に上昇すると、モータ２０４の実回転速度が急激に上昇し、クロスポイントはスパイク電圧の中へ消えてしまう。いずれもロータ磁極位置の誤検知を招き、脱調が生じる。

そこで、本実施の形態では図３に示すように、直流電源電圧の変化を直流電圧検出部２０９で検知し、タイマ２１９の５ｍｓの周期により、通電角制御部２１７で直流電源電圧の変化率を算出し通電角を決定している。通電角制御部２１７は直流電源電圧の変化が大きいほど通電角をより小さくし、変化している時間が長いほど通電角を小さくする。このように直流電源電圧の変化の割合に応じて通電角を変化させることで、より安定してモータ２０４を運転することができる。図３に示すように電圧の変化率が１００Ｖ／ｓ，２００Ｖ／ｓ，３００Ｖ／ｓの場合を想定すると、基準時間ｔ０までは、直流電源電圧は基準電位Ｅ０、通電角１５０度で安定している。

ｔ０を基点に直流電源電圧は変化し始める。通電角制御部２１７はタイマ２１９により常に５ｍｓ毎に直流電源電圧を検知しているため、５ｍｓ毎のポイントｔ１，ｔ２，ｔ３．．．で電圧変化率を算出することができる。

本実施の形態では、通電角の最小分解能を電気角３．７５度としている。そのため、直流電源電圧の変化率が１００Ｖ／ｓの場合は、１０ｍｓ毎に３．７５度ずつ小さくなり、２００Ｖ／ｓの場合は、５ｍｓ毎に３．７５度ずつ小さくなる。３００Ｖ／ｓの場合は、１０ｍｓの間に１１．２５度小さくなる。

次に、図４を用いて瞬停などの電圧変動時の動作を説明する。初期状態は、高負荷状態で、高回転で運転している状態である。まず、直流電源電圧が急激に低下した場合（Ｓｔｅｐ１）、通電角制御部２１７は直流電源電圧の変化率に応じて通電角を小さくし、１５０度から１２７．５度まで通電角を小さくする。このように通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができるので、位置検出回路部２０７がロータ磁極位置を通電区間の中へ見失うことが無くなり、電圧変動による脱調を防止することができる。

次に、直流電源電圧が急激に低下した場合から、そのまま低電圧で安定した場合（Ｓｔｅｐ２）、徐々に（１００ｍｓ毎に）通電角制御部２１７は通電角を大きくする。そして５００ｍｓ後には、通電角は１２７．５度から１４２．５度まで変化する。この場合、低電圧のため低出力となってしまうため、出力を大きくするには通電角を大きくする必要がある。そのため通電角制御部２１７は最大設定値１５０度まで大きくしようと動作する。すなわち、直流電源電圧が安定している場合、通電角制御部２１７は、通電角を通電角設定部２１８が設定した値となるように徐々に大きくする。このような場合、回転変動は発生しないため広角運転が可能となり、電圧が安定した場合に通電角を所定の値まで復帰させることができる。そのため、再び高回転、高トルクでモータ２０４を運転することが可能である。

次に、直流電源電圧が安定した状態から急激に上昇した場合（Ｓｔｅｐ３）、通電角制御部２１７は通電角を１４２．５度から１２０度まで変化させる。すなわち、直流電源電圧がある一定以上の変化率で上昇する場合には、直流電源電圧が急激に低下した場合と同様、通電角制御部２１７は直流電源電圧の変化率に応じて通電角を小さくする。これにより位置検出区間を拡大することができる。そのため、位置検出回路部２０７はロータ磁極位置をスパイク電圧の中へ見失うことが無くなる。その結果、電圧上昇による回転変動に対する脱調を防止することができる。

さらに、直流電源電圧が上下変動する場合（Ｓｔｅｐ４）においても、通電角制御部２１７は通電角を小さくするよう制御する。また、通電角が１２０度でさらに直流電源電圧が変動する場合（Ｓｔｅｐ５）、通電角制御部２１７は通電角を最小設定値の１２０度のまま維持する。

そして、直流電源電圧が高い電圧で安定した場合（Ｓｔｅｐ６）、通電角制御部２１７は通電角を所定の値（最大設定値）１５０度まで大きくしようとする。しかしながら、電圧が高いため高出力が可能となるので、最大設定値は１２０度など小さい通電角でも構わない。

なお、通電角の最大設定値は、Ｄｕｔｙ、回転速度、直流電源電圧に応じて決定しても構わない。

また、本実施の形態ではロータ２０４Ｂの内部に永久磁石２０４Ｃ〜２０４Ｈを配置し、リラクタンストルクを発生する磁石埋込型構造で突極性を有するモータ２０４を用いている。この場合、リラクタンストルクを有効に活用するため進角制御が行われるが、広角制御と併用すると位置検出区間がさらに狭くなる。しかしながら本実施の形態によれば、進角制御を行っても電圧変動による脱調を低減することができ、瞬停耐量を向上することができる。

また、モータ２０４のステータ２０４Ａの巻数が多い場合には、インダクタンスが大きく、スパイク電圧幅が増大し位置検出区間が狭くなる。具体的には１６０ターン以上の場合にこの状態は顕著である。しかしながら本実施の形態によれば、このようなモータに対しても電圧変動による脱調を防止することができ、瞬停耐量を向上することができる。

さらに、従来の４極型のモータに比べ、モータ２０４の極数が６極以上の場合、極数増加により機械的な角度上の問題で位置検出区間が狭くなり、速度変化に対して位置検出しづらくなる。しかしながら本実施の形態によれば、６極以上のモータ２０４に対しても電圧変動による脱調を低減することができ、瞬停耐量を向上することができる。

なお、本実施の形態において、通電角を１５０度から９段階で１２０度へ遷移させたが、直流電源電圧の変化率と通電角はリニアに変化させても良いし、直流電源電圧のサンプリング周期も任意に設定してもよい。さらに、１２０度未満の通電角を用いることにより、さらに電源電圧の変動や瞬停に対して、耐量のあるシステムとすることができる。

そして図５に示すように、インバータ制御装置２００とモータ２０４で構成されたモータ駆動装置３００と、モータ駆動装置３００により駆動される被駆動体である圧縮部４００を有する電動圧縮機５００を構成することができる。電動圧縮機５００では電圧変動によるモータ２０４の脱調を防止することができ、瞬停耐量を向上することができる。そのため信頼性が向上する。また図６に示すように、電動圧縮機５００を用いて冷蔵庫等の家庭用電気機器を構成することができる。あるいはモータ駆動装置３００を洗濯機用モータの駆動に適用してもよい。この場合、被駆動体はパルセータや回転ドラムである。このような家庭用電気機器でも良好なシステム運転が可能となる。

本発明によるインバータ制御装置では、電源電圧変動に対してロータ磁極を見失うことなく位置検出できる。そのため、電源電圧変動のあるエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の家庭用電気機器や、電気自動車に有用である。また電源電圧変動の多い地域にも有用である。

２００ インバータ制御装置
２０１ 商用交流電源
２０３ 整流部
２０４ ブラシレスＤＣモータ（モータ）
２０４Ａ ステータ
２０４Ｂ ロータ
２０４Ｃ，２０４Ｄ，２０４Ｅ，２０４Ｆ，２０４Ｇ，２０４Ｈ 永久磁石
２０４Ｕ，２０４Ｖ，２０４Ｗ ステータ巻線
２０５ インバータ回路部
２０６ ドライブ回路
２０７ 位置検出回路部
２０８ マイクロプロセッサ
２０９ 直流電圧検出部
２１０ 回転速度検出部
２１１ 転流制御部
２１２ デューティ設定部
２１３ ＰＷＭ制御部
２１４ ドライブ制御部
２１５ キャリア出力部
２１７ 通電角制御部
２１８ 通電角設定部
２１９ タイマ
３００ モータ駆動装置
４００ 圧縮部
５００ 電動圧縮機

Claims (12)

1. ロータと、永久磁石を設けられたロータとを有するブラシレスＤＣモータを駆動するためのインバータ制御装置であって、
   前記ブラシレスＤＣモータに接続され前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、
   前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧により前記ステータに対する前記ロータの位置を検出する位置検出回路部と、
   前記インバータ回路部に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する直流電圧検出部と、
   前記直流電源電圧の変化率に応じて前記インバータ回路部における通電角を電気角で０度を超え１８０度未満の範囲で変更する通電角制御部と、を備えた、
   インバータ制御装置。
2. 前記直流電源電圧がある一定以上の変化率で下降する場合、前記直流電源電圧の変化率に応じ、前記通電角制御部が通電角を小さくする、
   請求項１記載のインバータ制御装置。
3. 前記通電角制御部は、前記直流電源電圧の変化率が大きいほど通電角をより小さくする、
   請求項２記載のインバータ制御装置。
4. 前記直流電源電圧がある一定以上の変化率で上昇する場合、前記直流電源電圧の変化率に応じ、前記通電角制御部が通電角を小さくする、
   請求項１記載のインバータ制御装置。
5. 前記通電角制御部は、前記直流電源電圧の変化率が大きいほど通電角をより小さくする、
   請求項４記載のインバータ制御装置。
6. 前記通電角を設定する通電角設定部をさらに備え、
   前記直流電源電圧が安定している場合、前記通電角制御部は、通電角を前記通電角設定部が設定した値となるように徐々に大きくする、
   請求項１記載のインバータ制御装置。
7. 請求項１記載のインバータ制御装置と、
   前記インバータ制御装置のインバータ回路部に駆動される前記ブラシレスＤＣモータと、を備えた、
   モータ駆動装置。
8. 前記ブラシレスＤＣモータの前記ロータは内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有する、
   請求項７記載のモータ駆動装置。
9. 前記ブラシレスＤＣモータのステータ巻線の巻数が１６０ターン以上である、
   請求項７記載のモータ駆動装置。
10. 前記ブラシレスＤＣモータの極数は６極以上である、
    請求項７記載のモータ駆動装置。
11. 請求項１記載のインバータ制御装置と、
    前記インバータ制御装置のインバータ回路部に駆動される前記ブラシレスＤＣモータと、
    前記ブラシレスＤＣモータにより駆動される圧縮部と、を備えた、
    電動圧縮機。
12. 請求項１記載のインバータ制御装置と、
    前記インバータ制御装置のインバータ回路部に駆動される前記ブラシレスＤＣモータと、
    前記ブラシレスＤＣモータにより駆動される被駆動体と、を備えた、
    家庭用電気機器。

Images