JP2007209153A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】運転性能を向上したモータ制御装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し、３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、３相ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１と、磁極位置検出手段２から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段３と、電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段８と、回生電圧と誘起電圧とに基づいて磁極位置を判定する磁極位置検出手段２と、回生電圧検出手段の回生検出動作を中止させる回生タイムアウト検出手段４０とを備え、回生タイムアウト検出手段検出手段４０が強制的に回生電圧検出手段８の回生検出動作を中止させることを特徴とするものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。

ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモータ制御装置として、従来より１２０゜通電制御の方式と、正弦波１８０゜通電制御があり、従来のモータ制御装置の制御ブロック図を図６に示す。

１２０゜通電方式は、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する（例えば、特許文献１参照）。

１８０゜通電方式は、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検出信号を得ている。この位置検出信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である（例えば、特許文献２および３参照）。
特開平１−８８９０号公報 特開平７−２４５９８２号公報 特開平７−３３７０７９号公報

しかしながら、従来の１２０゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。

また、１２０゜通電では、１相当たり誘起電圧が電気角６０゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を１５０゜程度に設定して運転させようとすると、１相当たり誘起電圧が電気角３０゜分しか連続確認できず、通常の運転時においてもインバータ回生電圧の影響により脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。

また従来の構成では、１８０゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。

図７（ａ）は１２０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流２０の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流２０を進角させる必要があるが限界が早く、高速回転性能が劣る。

図７（ｂ）は１８０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。１８０
゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検出信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になる。

また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。

また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波１８０゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波１８０゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、またどのような運転負荷領域においても脱調限界トルクを一層向上させ、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、スイッチング素子を複数個含み、前記スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し、３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記３相ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、前記回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段と、前記磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、前記電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段と、前記回生電圧検出手段の回生検出動作を中止させる回生タイムアウト検出手段とを備え、前記回生電圧検出手段の回生検出動作が、直流電流に関係する物理量に基づいて決定される所定時間経過した場合は、前記回生タイムアウト検出手段検出手段が強制的に前記回生電圧検出手段の回生検出動作を中止させることを特徴とするものである。

これによって何らかの異常発生により、回生検出システムが長時間継続した場合においても、その上限時間を設定したので、次のベースパターンに移行することができ、モータ制御装置の動作保障性を高めることができる。

本発明のモータ制御装置は、何らかの異常発生により回生検出システムが長時間継続した場合においても、回生タイムアウト時間を設定したので次のベースパターンに移行することができ、モータ制御装置の動作保証性を高めることができる。また、システム状態に合わせてタイムアウト時間を詳細に制御することで、モータ制御装置の安定性を最大限に高めることができ、運転保証範囲も拡大できる。

第１の発明は、スイッチング素子を複数個含み、前記スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し、３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記３相ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、前記回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段と、前記磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、前記電圧
波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段と、前記回生電圧検出手段の回生検出動作を中止させる回生タイムアウト検出手段とを備え、前記回生電圧検出手段の回生検出動作が、直流電流に関係する物理量に基づいて決定される所定時間経過した場合は、前記回生タイムアウト検出手段検出手段が強制的に前記回生電圧検出手段の回生検出動作を中止させることによって、何らかの異常発生により、回生検出システムが長時間継続した場合においても、その上限時間を設定したので、次のベースパターンに移行することができ、モータ制御装置の動作保障性を高めることができる。

第２の発明は、特に第１の発明において、所定時間は、直流電流変化率が大きい場合には短く、直流電流変化率が小さい場合には長くすることにより、直流電流変化率に応じ、回生タイムアウト時間を制御できるので、より安定した制御システムを構築できる。

第３の発明は、特に第２の発明において、所定時間は、直流電流変化率の一次関数式とすることにより、直流電流変化率に応じ、きめ細かく回生タイムアウト時間を制御できるので、さらに安定した制御システムを構築できる。

第４の発明は、特に第１の発明において、所定時間は、直流電流リプル率が大きい場合には短く、直流電流リプル率が小さい場合には長くすることにより、直流電流リプル率に応じ、回生タイムアウト時間を制御できるので、より安定した制御システムを構築できる。

第５の発明は、特に第４の発明において、所定時間は、直流電流リプル率の一次関数式とすることにより、直流電流リプル率に応じ、きめ細かく回生タイムアウト時間を制御できるので、さらに安定した制御システムを構築できる。

第６の発明は、特に第１の発明において、所定時間は、直流電流平均値が大きい場合には短くし、直流電流平均値が小さい場合には長くすることにより、直流電流平均値に応じ、回生タイムアウト時間を制御できるので、より安定した制御システムを構築できる。

第７の発明は、特に第６の発明において、所定時間は、直流電流平均値の一次関数式とすることにより、直流電流平均値に応じ、きめ細かく回生タイムアウト時間を制御できるので、さらに安定した制御システムを構築できる。

第８の発明は、特に第３、５、７の発明において、一次関数式は、上限値および下限値を持つことにより、回生タイムアウト時間を制限するので、さらに安定した制御システムを構築できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
以下、添付の図面を用いて、本発明に係るモータ制御装置の実施の形態を説明する。図１に本実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図を示す。本実施の形態のモータ制御装置は、３相ブラシレスＤＣモータ７を回転数制御するモータ制御装置を示している。この図において、モータ制御装置は、直流電圧４を交流電圧に変換し、３相ブラシレスＤＣモータ（以下、ＢＬＭと略）７に出力する直流交流変換手段６と、ＢＬＭ７の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１と、誘起電圧からブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段２と、磁極位置検出手段２から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段３と、電圧波形をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段８と、検出された回生電圧と誘
起電圧とに基づいて磁極位置を判定する磁極位置検出手段２とを有する。

ＰＷＭ制御手段５は、ＢＬＭ７を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するＰＷＭ信号を出力する。直流交流変換手段６は、高速に開閉する６つのスイッチング素子（図２（ａ））から成り立っている。

まず、図１において誘起電圧検出手段１と磁極位置検出手段２と電圧制御手段３、ＰＷＭ制御手段５の役割について順次説明する。この部分は、図６従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。

図１において、誘起電圧検出手段１は、ＢＬＭ７の誘起電圧を降下させ、磁極位置検出手段２では誘起電圧ゼロクロス信号を検出し、誘起電圧ゼロクロス信号を磁極位置として電圧制御手段３に出力する。電圧制御手段３はその磁極位置に基づいて、ＢＬＭ７を駆動させるための電圧波形を演算しそれをＰＷＭ制御手段５に出力する。電圧波形に基づきＰＷＭ制御手段５はＰＷＭ信号を直流交流変換手段６に出力する。このように構成されたモータ制御装置では、ＢＬＭ７の回転数は、直流交流変換手段６から出力される交流電圧の周波数と位相（以下、『インバータ周波数』と称す）を変化させることにより制御される。

１２０゜通電制御の場合、ＰＷＭ制御手段５は、直流交流変換手段６のスイッチング素子を開閉する６通りのＰＷＭ信号を出力し、その６通りのＰＷＭ信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段６から出力されるインバータ周波数が制御される。

６通りのＰＷＭ信号について説明する。６通りのＰＷＭ信号とは、直流交流変換手段６のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。ＰＷＭ信号は、インバータ電気角１周期において６つの基本的なパターンＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を有し、ＰＷＭ信号１周期の逆数がインバータ周波数となる。

実際、ＢＬＭ７の回転数を変更させるべき手法は、ＰＷＭ制御手段５が直流交流変換手段６のインバータ周波数を変化させながら、ＢＬＭ７を回転数制御する。

図２（ａ）に示す通り、直流交流変換手段６は、６個のスイッチング素子を有し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子１個、下アームにスイッチング素子１個具備している。

ＰＴＮ１では、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔｕと、Ｖ相下アームスイッチング素子Ｔｙが通電される。

ＰＴＮ２では、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔｕと、Ｗ相下アームスイッチング素子Ｔｚが通電される。

ＰＴＮ３では、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｔｖと、Ｗ相下アームスイッチング素子Ｔｚが通電される。

ＰＴＮ４では、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｔｖと、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔｘが通電される。

ＰＴＮ５では、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｔｗと、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔｘが通電される。

ＰＴＮ６では、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｔｗと、Ｖ相下アームスイッチング素子Ｔｙが通電される。

ＰＷＭ信号の転流切換は、電圧制御手段３の電圧波形出力に基づいて行われる。

磁極位置検出手段２の詳細動作を図２（ｂ）および図３・図４を用いて説明する。ＢＬＭ７の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角１周期中に６回発生する。図３（ａ）は１相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。図３（ａ）は相電流波形と相誘起電圧波形との関係図であり、誘起電圧１０と相電流９とその正ゼロクロス信号１１と逆ゼロクロス信号１２を示している。正ゼロクロス信号１１は電気角０゜、逆ゼロクロス信号１２は電気角１８０゜で発生する。磁極位置検出手段２が実際に観測できる誘起電圧は、直流電圧４の負側をＧＮＤ電位Ｎとするならば、図３（ｂ）の誘起電圧１０ａ・図４（ｂ）の１０ｂのようになっており、これはＢＬＭ７の線間電圧を観測していることになるが、ゼロクロス信号付近の誘起電圧を考えるものとすれば、誘起電圧１０の電圧波形にＰＷＭ電圧成分が重畳された波形となる。基本的には、直流電圧ＶＤＣの半分である（＝ＶＤＣ／２）と誘起電圧１０ａ（１０ｂ）の交点、さらには直流交流変換手段６の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ１つずつ導通点弧している期間（図３・図４中のＴＯＮ部分）であれば正ゼロクロス信号１１（逆ゼロクロス信号１２）を検出できる。

磁極位置検出手段２は、図中の正ゼロクロス信号１１および逆ゼロクロス信号１２を検出して、それを磁極位置として電圧制御手段３に出力する。そのゼロクロス信号に基づいて電圧制御手段３は相電流９とほぼ相似形の電圧波形を演算し、ＰＷＭ制御手段５ではその電圧波形に基づいて、各電気角に対応したＰＷＭ信号のベースＰＴＮを創出する。図３の電気角Ｘ１〜Ｘ２、図４の電気角Ｘ３〜Ｘ４は電流カット区間である。また、電圧制御手段３は１２０゜〜１８０゜通電波形の電圧波形を創出できる。ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を１８０゜未満にする必要がある。

通電角＞１２０゜とする場合には、１２０゜通電制御で説明した６通りのＰＷＭ信号に加えて、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を追加する。基本的には、３相のうちどれか１相でも電流ＯＦＦとなる区間（≡電流カット区間）では、１２０゜通電制御用のＰＷＭ信号を使用する。３相すべてに相電流が流れている区間では、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を使用する。このＰＷＭ信号については、３相正弦波ＰＷＭ制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。

なお、電圧制御手段３が出力する電圧波形は相電流９とほぼ相似系であるが、その位相差は相電流９に対して多少進んでいる。本実施例では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち 電圧波形≡相電流９ と定義する。

図７は、ＢＬＭ７の等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌｕ・Ｌｖ・Ｌｗは各相のインダクタンス、Ｅｕ・Ｅｖ・Ｅｗは各相の界磁誘起電圧である。ここで、界磁誘起電圧とは、ＢＬＭ７が無通電状態で回転したときに、マグネット（界磁）のみによる発生する誘起電圧を意味している。図２（ｂ）は３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図である。図中のＵ１はＥｕの正ゼロクロス位置を、Ｕ２は逆ゼロクロス位置を表している。同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には６０゜毎、電気角１周期につき６回発生することになる。これらゼロクロス位置を、ＢＬＭ７の真の磁極位置と命名する。

ＢＬＭ７の真の磁極位置は、誘起電圧１０のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。また、この位相差は、運
転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりＢＬＭ７を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが好ましい場合もある。本実施例では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。すなわち、

である。すなわち、図３（ａ）の誘起電圧１０がＵ相に対応したものであるならば

である。なお、

である。上式は、電機子反作用の影響により両者の電圧波形振幅が異なるために発生する。

次に、回生電圧検出手段８の詳細動作を図３・図４および図５を用いて説明する。一般的に回生電圧の発生する条件としては、ＢＬＭ７の相電流をカットした瞬間より所定時間連続して発生し、その後に本来の誘起電圧が発生する。誘起電圧検出手段１の出力は、この回生電圧と誘起電圧の双方が含まれており、双方の判別が必要である。この判別を誤れば、回生電圧部分を誘起電圧のゼロクロス信号と誤検出していまい、乱調・脱調などの異常現象が発生する。

回生電圧と誘起電圧の関係図を図３（ｂ）と図４（ｂ）に示す。図３は誘起電圧１０として時間微分値が正の場合であり、図４は誘起電圧１０として時間微分値が負の場合を示している。図中で回生電圧１３・回生電圧１４は相電流９をカットした瞬間より発生し、回生電圧終了点１９・回生電圧終了点２２まで継続する。正ゼロクロス信号１１を確定する必要条件の一つとして、

また、逆ゼロクロス信号１２を確定する必要条件の一つとして、

がある。しかしながら、正ゼロクロス信号１１を検出する以前に回生電圧１３の電圧値が
ＶＤＣであるために、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出において、回生電圧終了点１９以前では位置検出結果を無視し、回生電圧終了点１９後より位置検出の判定開始するようにすれば回生電圧１３を正ゼロクロス信号１１として誤検出することはない。

逆ゼロクロス信号１２の場合も同様に、回生電圧１４の電圧値が０Ｖであり、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出区間を回生電圧終了点２２後より判定開始するようにする。このように回生電圧検出手段８は回生電圧終了点１９・回生電圧終了点２２を磁極位置検出手段２に対して回生終了信号として出力し、磁極位置検出手段２はその信号を受けるまでは回生電圧１３・回生電圧１４の位置検出を無視する。そして、その信号を受けたのであれば位置検出の判断開始を行うので本来の正ゼロクロス信号１１および逆ゼロクロス信号１２を確定することができるようになる。

回生電圧検出手段８では、ＶＴＨ１回生判定基準電圧１７・ＶＴＨ２回生判定基準電圧１８を内部に持ち、その値と回生電圧１３・回生電圧１４を比較することで判定行う。具体的には

であり、

を満たす実数である。上記、回生電圧係数を適切に設定すればよい。また、回生電圧検出手段８では回生電圧１３・回生電圧１４の電圧をサンプリングする。すなわち、回生検出点１５と回生検出点１６である。電流カット開始点である電気角Ｘ１・Ｘ３より、回生電圧検出手段８は電圧サンプリングを行い、回生検出点１５と回生検出点１６の電圧Ｖｉｊを求める。この電圧Ｖｉｊを図５を使って説明する。

図５は回生電圧検出手段８の電圧サンプリング動作を説明したものである。図中のＴ＝０が電流カット開始点の電気角Ｘ１・Ｘ３に相当する。Ｔ＝０より回生電圧検出手段８は、誘起電圧検出手段１の誘起電圧（この時点ではまだ回生電圧である）をサンプリングし始め、回生電圧が終了する回生電圧終了点１９・回生電圧終了点２２で回生終了信号を磁極位置検出手段２に対して創出する。Ｔ＝０より、時間Ｔｉｊ３１間隔で回生電圧の取込みであるＶｉｊ回生検出点３０を取得し、

毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、ｉ、ｊは任意の自然数である。回生電圧の判定を行う場合には、

を求め、上記ＶｉとＶＴＨ１またはＶＴＨ２と比較して、回生電圧を判定する。すなわち、図３の場合には、

図４の場合には、

であれば、Ｖｉを回生電圧とみなす。上式の条件が成立している間は、磁極位置検出手段２は位置検出結果をすべて無視する。そして、上式の条件が非成立となった時点で回生電圧検出手段８は磁極位置検出手段２に対して回生終了信号を送出し、磁極位置検出手段２はその信号をうけて、位置検出の判断を開始する。磁極位置検出手段２としては、その回生終了信号を受けた時点で、先に説明した従来の判定基準で正ゼロクロス信号１１・逆ゼロクロス信号１２を求める。その位置確定が終了すれば、図３・図４のウエイト時間経過後の電気角Ｘ２において電流カットを終了し、位相転流（ベースＰＴＮの切換）を行う。

次に、回生タイムアウト検出手段４０の動作を説明する。図５に示すように、回生タイムアウト検出手段４０では、回生電圧検出手段８の回生検出動作継続時間をＴ＝０より計測しており、

となると回生タイムアウト信号を回生電圧検出手段８に対して送出する。回生電圧検出手段８では、その回生タイムアウト信号を受けて現在の動作状態如何に係わらず回生電圧検出動作を強制終了させる。強制終了した時点で、回生電圧検出手段８は回生終了信号を磁極位置検出手段２に対して送出し、磁極位置検出手段２は上に述べた方法で誘起電圧ゼロクロスを検出する。さて、回生タイムアウト検出手段では、上記タイムアウト時間を設定するが、この数値は、インバータ電気角に換算して電気角０〜６０゜範囲の実数値が良い。これは、３相モータの場合には、誘起電圧ゼロクロス信号が電気角６０゜毎に発生するためで、通常の運転範囲であれば回生電圧の継続する時間は電気角６０゜を越えることはほとんどないと言える。基本的に、回生電圧継続時間が常時電気角６０゜を越える運転は不可能であるためである。従って、何らかの異常により、回生電圧継続時間が６０゜を越えて発生する場合、制御システムのエラーが発生している可能性が高く、その場合強制的に回生電圧検出手段８の動作を終了させてやると、その時点で次のベースＰＴＮに切り替わるので、モータ制御装置が継続動作する可能性が高くなる。

タイムアウト時間を直流電流検出手段４１の出力である直流電流ＩＤＣの電流平均値・電流変化率・電流リプル率によって、可変制御することもできる。なお、直流電圧４ＶＤＣのプロット波形形状と直流電流ＩＤＣのプロット波形形状は該相似形であり、実時間軸
上においてもその波形極大点および波形極小点を示す時間は該同期しているものとする。直流電流ＩＤＣの電流変化率絶対値をσＩ（≧０）、電流リプル率をξＩ（≧０）とすれば、

で数式表記できる。ここで、

を満たす実数である。直流電流の最大値をＩＤＣＭＡＸ、最小値をＩＤＣＭＩＮ、平均値をＩＤＣＡＶＥとすれば、

の関係が成立する。また、上記数式から求まるタイムアウト時間について、上限値・下限値を設定してもよく、本数式の意味するところは、直流電流平均値もしくは直流電流変動が大きくなると、タイムアウト時間を減少させることにある。一般的に、直流電流平均値もしくは直流電流変動が大きくなると、モータ制御装置自体のノイズ悪化やモータ制御系の応答速度限界などにより回生電圧の誤検出をまれに誘発することがあり、回生電圧が実際終了したにも関わらず、制御上では回生電圧検出動作が終了しない事態が発生する可能性がまれにある。そのような制御異常事態でも、回生電圧検出動作を強制解除させ、誘起電圧検出動作に移行させてやれば、誘起電圧を正確に捉えモータ制御装置が継続的に運転・動作する可能性が飛躍的に高まる。さらに、モータ制御装置の制御状態に応じて上記数式の係数設定を適切に行うことにより、直流電流ＩＤＣの如何なる変動に対しても最適なタイムアウト時間を設定できる。

以上、本実施例は３相ブラシレスＤＣモータを例にあげて説明したが単相ブラシレスＤＣモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念・請求範囲を逸脱しない範囲内において適宜、実施例の変更・追加・削除はもちろん可能である。

本発明にかかるモータ制御装置は、電流変化に対しても動作信頼性の高いモータ制御装置を構築できるので、エアコン用インバータ装置等への用途にも適用できる。

本実施の形態１のモータ制御装置の制御ブロック図 （ａ）直流交流変換手段の構成図（ｂ）３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図 （ａ）回生電圧検出手段の動作説明図、（ｂ）回生電圧検出手段の動作説明図 （ａ）回生電圧検出手段の動作説明図、（ｂ）回生電圧検出手段の動作説明図 回生電圧検出手段と回生タイムアウト検出手段の動作説明図 従来のモータ制御装置の制御ブロック図 （ａ）従来の相電流波形と誘起電圧波形との関係図（ｂ）従来の相電流波形と誘起電圧波形との関係図

符号の説明

１ 誘起電圧検出手段
２ 段磁極位置検出手段
３ 電圧制御手段
４ 直流電圧
５ ＰＷＭ制御手段
６ 直流交流変換手段
７ ブラシレスＤＣモータ（ＢＬＭ）
８ 回生電圧検出手段
９ 相電流
１０ 誘起電圧
１１ 正ゼロクロス信号
１２ 逆ゼロクロス信号
１３ 回生電圧
１４ 回生電圧
１５ 回生検出点
１６ 回生検出点
１７ 回生判定基準電圧
１８ 回生判定基準電圧
１９ 回生電圧終了点
２０ 相電流
２１ 相電流
２２ 回生電圧終了点
３０ 回生検出点
３１ 回生検出時間間隔
４０ 回生タイムアウト検出手段
４１ 直流電流検出手段

Claims (8)

1. スイッチング素子を複数個含み、前記スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し、３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記３相ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、前記回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段と、前記磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、前記電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段と、前記回生電圧検出手段の回生検出動作を中止させる回生タイムアウト検出手段とを備え、前記回生電圧検出手段の回生検出動作が、直流電流に関係する物理量に基づいて決定される所定時間経過した場合は、前記回生タイムアウト検出手段検出手段が強制的に前記回生電圧検出手段の回生検出動作を中止させることを特徴とするモータ制御装置。
2. 所定時間は、直流電流変化率が大きい場合には短く、直流電流変化率が小さい場合には長くすることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 所定時間は、直流電流変化率の一次関数式とすることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 所定時間は、直流電流リプル率が大きい場合には短く、直流電流リプル率が小さい場合には長くすることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 所定時間は、直流電流リプル率の一次関数式とすることを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 所定時間は、直流電流平均値が大きい場合には短くし、直流電流平均値が小さい場合には長くすることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
7. 所定時間は、直流電流平均値の一次関数式とすることを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
8. 一次関数式は、上限値および下限値を持つことを特徴とする請求項３、５、７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。

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