JP4879649B2

JP4879649B2 - 電動機の制御装置

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Publication number: JP4879649B2
Application number: JP2006134443A
Authority: JP
Inventors: 博文新
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
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Filing date: 2006-05-12
Publication date: 2012-02-22
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Description

本発明は、永久磁石界磁型の回転電動機の界磁弱め制御を、回転軸の周囲に配置された二つのロータ間の位相差を変更することによって行う電動機の制御装置に関する。

従来より、永久磁石界磁型の回転電動機の回転軸の周囲に同心円状に設けた第１ロータ及び第２ロータを備え、回転速度の応じて第１ロータと第２ロータの位相差を変更することで、界磁弱め制御を行うようにした電動機が知られている（例えば、特許文献１参照）。

かかる従来の電動機においては、第１ロータと第２ロータが、遠心力の作用により径方向に沿って変位する部材を介して接続されている。また、電動機が停止状態にあるときに、第１ロータに配置された永久磁石の磁極と第２ロータに配置された永久磁極の磁極の向きが同一となって界磁の磁束が最大となり、電動機の回転速度が高くなるに従って遠心力により第１ロータと第２ロータの位相差が拡大して、界磁の磁束が減少するように構成されている。

ここで、図１２は縦軸を出力トルクＴrとし横軸を回転数Ｎとして、電動機の界磁弱めが必要となる領域を示したものであり、図中ｕは電動機の直交ライン（界磁弱め制御を行わずに電動機を作動させたときに、回転数と出力トルクの組合わせにより電動機の相電圧が電源電圧と等しくなる点を結んだもの）である。図中Ｘは界磁弱めが不要な領域であり、Ｙは界磁弱めが必要な領域である。

図１２に示したように、界磁弱めが必要となる領域Ｙは電動機の回転数Ｎと出力トルクＴrにより決定されるため、従来の回転数のみによる界磁弱め制御では、界磁弱めの制御量が過大又は過小となるという不都合がある。

また、本来、界磁弱め制御は、電動機の回転により電機子に生じる逆起電力を減少させて電機子の端子間電圧が電源電圧よりも大きくなることを抑制し、これにより、電動機をより高回転域で使用できるようにするものである。そして、電動機の回転数や遠心力で第１ロータと第２ロータの位相差を変更する場合には、界磁弱めを変更するパラメータが回転数のみであるため、電動機の出力トルクや回転数の制御範囲を柔軟に変更することができないという不都合がある。

また、発電機としても作動する電動機においては、一般的に駆動時（出力トルクが正）と発電時（出力トルクが負）では同一回転数に対する界磁の制御量を変えた方が運転効率が高くなるが、回転数や遠心力で第１ロータと第２ロータの位相差を変更するときには、このように駆動時と発電時で界磁の制御量を変えることができないという不都合がある。

さらに、遠心力により第１ロータと第２ロータの位相差を変更する場合には、制御側では実際の位相差を検知できないため、電動機の作動状況の変化等により回転数に応じた位相差が変化する場合があり、この場合には想定した界磁弱めの効果が得られない場合がある。
特開２００２−２０４５４１号公報

本発明は上記背景を鑑みてなされたものであり、電動機の回転数に依らずに、回転軸の周囲に配置された二つのロータ間の位相差をより正確に認識して界磁弱め制御を行うことができる電動機の制御装置を提供することを目的とする。

本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、永久磁石による界磁を複数個有する第１ロータ及び第２ロータを、回転軸の周囲に配置した永久磁石界磁型の回転電動機の作動を、該第１ロータと該第２ロータとの位相差であるロータ位相差を変更することによる界磁制御を行って制御する電動機の制御装置に関する。なお、前記界磁制御には、前記電動機の界磁の磁束を減少させる界磁弱め制御と、前記電動機の界磁の磁束を増大させる界磁強め制御とが含まれる。

そして、前記界磁制御における前記ロータ位相差の指令値に応じて、前記ロータ位相差を変更するロータ位相差変更手段と、前記電動機の電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記第１ロータの位置を検出するロータ位置検出手段と、前記電動機の角速度を検出する角速度検出手段と、前記電動機を２相交流の固定座標系又は前記第１ロータの位置に基づく２相直流の回転座標系による等価回路に変換して扱い、前記電動機の電機子の端子間電圧及び該電機子に流れる電流の該等価回路における変換値と、前記電動機の角速度とに基づいて、前記電動機の誘起電圧定数を算出する誘起電圧定数算出手段と、該誘起電圧定数に基づいて、前記ロータ位相差を推定するロータ位相差推定手段と、該ロータ位相差推定手段による前記ロータ位相差の推定値に基づいて、前記電動機の通電制御を行う通電制御手段とを備えたことを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記ロータ角度変更手段により、前記電動機の回転数によらずに、前記界磁制御における前記ロータ位相差の指令値に応じて前記ロータ位相差を変更することができる。そのため、前記電動機の出力トルクの指令値に応じて、前記ロータ位相差を変更して界磁制御を行うことができる。また、前記ロータ位相差が変化すると、それに応じて界磁の磁束が変化するため前記電動機の誘起電圧定数が変わる。このように、前記ロータ位相差と前記電動機の誘起電圧定数Ｋeとの間には相間関係があるため、前記ロータ位相差推定手段は、前記誘起電圧定数算出手段により算出された前記電動機の誘起電圧定数に基づいて、前記ロータ位相差を推定することができる。そして、前記通電制御手段は、前記ロータ位相差の推定値に基づいて前記電動機の通電制御を行うことで、前記電動機の動作パラメータである実際の界磁の状態を把握しながら通電制御を行うことができる。そのため、前記電動機の運転状態と通電量の制御値との適合精度を向上させて、前記電動機を効率良く作動させることができる。

また、前記誘起電圧定数算出手段は、前記電動機の通電量が所定値以下であるときに、異なる時点間における前記電動機の電機子に流れる電流の前記等価回路による変換値の符号が異なるように、前記電動機の通電量を制御し、該時点間における前記電動機の電機子の端子間電圧の前記等価回路による変換値の差分と、該時点間における前記電動機の電機子に流れる電流の前記等価回路による変換値の差分と、前記電動機の角速度とに基づいて、前記電動機の電機子の抵抗を算出し、該算出した前記電機子の抵抗と、前記異なる時点のいずれかにおける前記電動機の電機子の端子間電圧及び前記電動機に流れる電流の前記等価回路による変換値と、前記電動機の角速度とに基づいて、前記電動機の誘起電圧定数を算出することを特徴とする。

かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記電動機の通電量が所定値以下となるときに、前記異なる時点間の通電量の差分が大きくなるようにし、該通電量の差分を用いることによって前記電動機の誘起電圧定数の算出誤差を減少させることができる。

また、前記等価回路は、前記電動機の界磁の磁束方向であるｄ軸と該ｄ軸と直交するｑ軸からなる２相直流の回転座標系によるものであり、前記電動機の電機子の端子間電圧及び該電機子に流れる電流の前記等価回路における変換値と、前記電動機の角速度とに基づいて、ｑ軸側の電機子のインダクタンスを算出するｑ軸電機子インダクタンス算出手段を備え、前記ロータ位相差推定手段は、ｑ軸側の電機子のインダクタンスと前記電動機の誘起電圧定数とに基づいて、前記ロータ位相差を推定することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記ロータ位相差が変化して界磁の磁束が変化すると、それに応じてｑ軸側の電機子のインダクタンスも変化する。そのため、前記誘起電圧定数算出手段により、ｑ軸側の電機子のインダクタンスと前記電動機の誘起電圧定数とに基づいて、前記ロータ位相差を推定することによって、前記ロータ位相差の推定精度を高めることができる。

また、前記ｑ軸電機子インダクタンス算出手段は、ｑ軸側の電機子に流れる電流が所定値以下であるときに、異なる時点間におけるｑ軸側の電機子に流れる電流の符号が異なるように、ｑ軸側の電機子に流れる電流を制御し、該時点間における前記電動機の電機子の端子間電圧の前記等価回路による変換値の差分と、該時点間における前記電動機の電機子に流れる電流の前記等価回路による変換値の差分と、前記電動機の角速度とに基づいて、ｑ軸側の電機子のインダクタンスを算出することを特徴とする。

かかる本発明によれば、詳細は後述するが、ｑ軸側の電機子に流れる電流が所定値以下であるときに、前記異なる時点間における前記電動機の電機子に流れる電流の前記等価回路による変換値の差分が大きくなるようにし、該差分を用いることによってｑ軸側の電機子のインダクタンスの算出誤差を減少させることができる。

また、前記ｑ軸電機子インダクタンス算出手段は、異なる時点間における前記電動機の電機子の端子間電圧の前記等価回路による変換値の差分と、該時点間における前記電動機の電機子に流れる電流の前記等価回路による変換値の差分と、前記電動機の角速度とに基づいて、ｑ軸側の電機子のインダクタンスを算出することを特徴とする。

かかる本発明によれば、詳細は後述するが、異なる時点間における前記電動機の電機子の端子間電圧の前記等価回路による変換値の差分と、該時点間における前記電動機の電機子に流れる電流の前記等価回路による変換値の差分とを用いることにより、前記電動機の電機子に流れる電流が微小であるときに、前記電動機のｑ軸側の電機子のインダクタンスの算出誤差が大きくなることを抑制することができる。

また、前記誘起電圧定数算出手段は、前記界磁制御における前記ロータ位相差の指令値に応じてｄ軸側の電機子のインダクタンスを推定し、該ｄ軸側の電機子のインダクタンスの推定値を用いて前記誘起電圧定数を算出することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記ロータ位相差の変化に応じて、ｄ軸側の電機子のインダクタンスＬdが変化するため、ｑ軸側の電機子のインダクタンス及び前記電動機の誘起電圧定数に加えて、ｄ軸側の電機子のインダクタンスを用いて前記ロータ位相差を推定することによって、該ロータ位相差の推定精度をさらに高めることができる。

また、前記界磁制御により前記電動機の界磁を弱めるときの前記ロータ位相差の指令値と、前記位相差推定手段による前記ロータ位相差の推定値との偏差に応じて、前記ロータ位相差の変更による界磁弱めの不足分を減少させるように、ｄ軸側の電機子の通電量を制御する界磁弱め電流補正手段を備えたことを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記ロータ位相差変更手段の応答遅れ等により、前記界磁制御により前記電動機の界磁を弱めるときの前記ロータ位相差の指令値と推定値との偏差が生じたときに、前記界磁弱め電流補正手段により、前記ロータ位相差の変更による界磁弱めの不足分を減少させるように、ｄ軸側の電機子の通電量が制御される。そのため、前記ロータ位相差変更手段の応答遅れ等の影響により、界磁弱めの不足が生じることを抑制することができる。

本発明の実施の形態について、図１〜図１１を参照して説明する。図１は２重ロータを備えたＤＣブラシレスモータの構成図、図２は図１に示したＤＣブラシレスモータの外側ロータと内側ロータの位相差を変更する機構の構成図及び作動説明図、図３及び図４は外側ロータと内側ロータの位相差を変更することによる効果の説明図、図５は電動機の制御装置の制御ブロック図、図６はｄｑ座標系における電圧ベクトル図、図７は誘起電圧定数を決定するためのデータテーブルの説明図、図８は外側ロータと内側ロータの位相差を変更する処理のフローチャート、図９は外側ロータと内側ロータの位相差の指令値に対する推定値の追従遅れを補う処理のフローチャート、図１０は誘起電圧定数の算出精度を向上させるための処理の説明図、図１１は誘起電圧定数の算出に使用されるデータテーブルの説明図である。

図１を参照して、本実施の形態における電動機１は、永久磁石１１ａ，１１ｂの界磁が周方向に沿って等間隔に配設された内側ロータ１１（本発明の第２のロータに相当する）と、永久磁石１２ａ，１２ｂの界磁が周方向に沿って等間隔に配設された外側ロータ１２（本発明の第１のロータに相当する）と、内側ロータ１１及び外側ロータ１２に対する回転磁界を発生させるための電機子１０ａを有するステータ１０とを備えたＤＣブラシレスモータである。電動機１は、例えばハイブリッド車両や電動車両の駆動源として使用され、ハイブリッド車両に搭載されたときは、電動機及び発電機として動作する。

内側ロータ１１と外側ロータ１２は、共に回転軸が電動機１の回転軸２と同軸となるように同心円状に配置されている。そして、内側ロータ１１においては、Ｎ極を回転軸２側とする永久磁石１１ａとＳ極を回転軸２側とする永久磁石１１ｂが交互に配設されている。同様に、外側ロータ１２においても、Ｎ極を回転軸２側とする永久磁石１２ａとＳ極を回転軸２側とする永久磁石１２ｂが交互に配設されている。

次に、電動機１は、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差であるロータ位相差を変更するために、図２（ａ）に示した遊星歯車機構３０を備えている。図２（ａ）を参照して、遊星歯車機構３０は、内側ロータ１１の内周側の中空部に配置されたシングルピニオン型の遊星歯車機構であり、外側ロータ１２と同軸且つ一体に形成された第１リングギアＲ１、内側ロータ１１と同軸且つ一体に形成された第２リングギアＲ２、第１リングギアＲ１と噛合する第１プラネタリギア３１、第２リングギアＲ２に噛合する第２プラネタリギア３２、第１プラネタリギア３１及び第２プラネタリギア３２と噛合するアイドルギアであるサンギアＳ、第１プラネタリギア３１を回転自在に支持すると共に回転軸２に回転可能に軸支された第１プラネタリキャリアＣ１、及び第２プラネタリギア３２を回転自在に支持すると共にステータ１０に固定された第２プラネタリキャリアＣ２を備えている。

遊星歯車機構３０において、第１リングギアＲ１と第２リングギアＲ２は略同等のギア形状とされ、第１プラネタリギア３１と第２プラネタリギア３２も略同等のギア形状とされている。また、サンギアＳの回転軸３３は電動機１の回転軸２と同軸に配置されると共に、軸受け３４により回転可能に軸支されている。そして、これにより、第１プラネタリギア３１と第２プラネタリギア３２がサンギアＳと噛合し、外側ロータ１２と内側ロータ１１が同期して回転するように構成されている。

さらに、第１プラネタリキャリアＣ１の回転軸３５は、電動機１の回転軸２と同軸に配置されると共にアクチュエータ２５に接続されており、第２プラネタリキャリアＣ２はステータ１０に固定されている。

アクチュエータ２５は、外部から入力される制御信号に応じて、油圧により第１プラネタリキャリアＣ１を正転方向又は逆転方向に回転させ、或いは回転軸２回りの第１プラネタリキャリアＣ１の回転を規制する。そして、アクチュエータ２５によって第１プラネタリキャリアＣ１が回転すると、外側ロータ１２と内側ロータ１１間の相対的な位置関係（位相差）が変化する。なお、遊星歯車機構３０とアクチュエータ２５により、本発明のロータ位相差変更手段が構成される。

図２（ｂ）は、遊星歯車機構３０における第１リングギアＲ１と、第１プラネタリキャリアＣ１と、サンギアＳと、第２プラネタリキャリアＣ２と、第２リングギアＲ２の回転速度の関係を示した図であり、縦軸が各ギアの回転速度Ｖrに設定されている。

図２（ｂ）において、ステータ１０に固定された第２プラネタリキャリアＣ２の速度はゼロである。そのため、第２リングギアＲ２及び内側ロータ１１は、例えば逆転方向（Ｖr＜０）に回動するサンギアＳに対して、第２リングギアＲ２に対するサンギアＳのギア比ｇ２に応じた速度で正転方向（Ｖr＞０）に回転することになる。

ここで、アクチュエータ２５が非作動状態（アクチュエータ２５による第１プラネタリキャリアＣ１の回動がなされていない状態）にあるときは、第１プラネタリキャリアＣ１の回転速度はゼロである。そのため、第１リングギアＲ１及び外側ロータ１２は、回転するサンギヤＳに対して、第１リングギアＲ１に対するサンギアＳのギア比ｇ１に応じた速度で逆方向に回転する。そして、ギヤ比ｇ１とギヤ比ｇ２は略同等（ｇ１≒ｇ２）に設定されているので、内側ロータ１１と外側ロータ１２は同期して回転し、内側ロータ１１と外側ロータ１２間の位相差が一定に維持される。

一方、アクチュエータ２５が作動状態（アクチュエータ２５により第１プラネタリキャリアＣ１が回動している状態）にあるときは、第１リングギアＲ１及び外側ロータ１２は、回転するサンギアＳに対して、第１リングギアＲ１に対するサンギアＳのギア比ｇ１に応じた速度に対して、第１プラネタリキャリアＣ１の回動分だけ増速又は減速されて、逆方向に回転する。そして、これにより、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差が変化する。

また、アクチュエータ２５は、第１リングギアＲ１に対するサンギアＳのギア比ｇ１と電動機１の極対数Ｐに対して、少なくとも、機械角度β（度）＝（180／Ｐ）×ｇ１／（１＋ｇ１）だけ、第１プラネタリキャリアＣ１を正転方向又は逆転方向に回動可能に構成されている。

そのため、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差は、少なくとも電気角で１８０度の範囲で進角側又は遅角側に変更することができ、電動機１の状態は、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂと内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂが同極同士を対向して配置された界磁弱め状態と、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂと内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂが異極同士を対向して配置された界磁強め状態との間で、適宜設定可能である。

図３（ａ）は界磁強め状態を示しており、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂの磁束Ｑ２と内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂの磁束Ｑ１の向きが同一であるため、合成された磁束Ｑ３が大きくなる。一方、図３（ｂ）は界磁弱め状態を示しており、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂの磁束Ｑ２と内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂの磁束Ｑ１の向きが逆であるため、合成された磁束Ｑ３が小さくなる。

図４は、図３（ａ）の状態と図３（ｂ）の状態において、電動機１を所定回転数で作動させた場合にステータ１０の電機子に生じる誘起電圧を比較したグラフであり、縦軸が誘起電圧（Ｖ）に設定され、横軸が電気角（度）に設定されている。図中ａが図３（ａ）の状態（界磁強め状態）であり、ｂが図３（ｂ）の状態（界磁弱め状態）である。図４から、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差を変更することで、生じる誘起電圧のレベルが大幅に変化していることがわかる。

そして、このように、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差を変更して、界磁の磁束を増減させることにより、電動機１の誘起電圧定数Ｋeを変化させることができる。これにより、誘起電圧定数Ｋeが一定である場合に比べて、電動機１の出力及び回転数に対する運転可能領域を拡大することができる。また、電動機の制御として一般的なｄｑ座標変換により、ｄ軸（界磁軸）側の電機子に通電して界磁弱め制御を行う場合に比べて、電動機１の銅損が減少するため、電動機１の運転効率を高めることができる。

次に、図５〜図９を参照して、本発明の電動機の制御装置について説明する。図５に示した電動機の制御装置（以下、単に制御装置という）は、電動機１を界磁方向をｄ軸としてｄ軸と直交する方向をｑ軸とした２相直流の回転座標系による等価回路に変換して扱い、外部から与えられるトルク指令値Ｔr_cに応じたトルクが電動機１から出力されるように、電動機１に対する通電量を制御するものである。

制御装置はＣＰＵ、メモリ等により構成される電子ユニットであり、トルク指令値Ｔr_cと電動機１の外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差（ロータ位相差）の推定値θd_eとに基づいて、ｄ軸側の電機子（以下、ｄ軸電機子という）の通電量（以下、ｄ軸電流という）の指令値Ｉd_cとｑ軸側の電機子（以下、ｑ軸電機子という）の通電量（以下、ｑ軸電流という）の指令値Ｉq_cとを決定する電流指令値決定部６０、電流センサ７０，７１（本発明の電流検出手段に相当する）により検出されてバンドパスフィルタ７２により不要成分が除去された電流検出信号と、レゾルバ７３（本発明のロータ位置検出手段に相当する）により検出される外側ロータ１２のロータ角度θrとに基づいて、３相／ｄｑ変換によりｄ軸電流の検出値Ｉd_sとｑ軸電流の検出値Ｉq_sとを算出する３相／ｄｑ変換部７５、ｄ軸電流の指令値Ｉd_cと検出値Ｉd_sの偏差及びｑ軸電流の指令値Ｉq_cと検出値Ｉq_sの偏差が減少するように、ｄ軸電機子に印加する電圧（以下、ｄ軸電圧という）の指令値Ｖd_cとｑ軸電機子に印加する電圧（以下、ｑ軸電圧という）の指令値Ｖq_cとを決定する通電制御部５０、ｄ軸電圧の指令値Ｖd_cとｑ軸電圧の指令値Ｖq_cを大きさＶ1と角度θの成分に変換するｒθ変換部６１、及び該大きさＶ1と角度θの成分をＰＷＭ制御により３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流電圧に変換するＰＷＭ演算部６２を備えている。なお、電流指令値決定部６０と通電制御部５０により、本発明の通電制御手段が構成される。

さらに、制御装置は、ｄ軸電圧の指令値Ｖd_c及びｑ軸電圧の指令値Ｖq_cとｄ軸電流の検出値Ｉd_s及びｑ軸電流の検出値Ｉq_sと角速度の検出値ω_s（図示しない角速度検出手段により検出される）とに基づいて、電動機１の誘起電圧定数Ｋeとｑ軸電機子のインダクタンスＬqとを算出する定数算出部６３（本発明の誘起電圧定数算出手段とｑ軸電機子インダクタンス算出手段の機能を含む）、誘起電圧定数Ｋeとｑ軸電機子のインダクタンスＬqに基づいてロータ位相差の推定値θd_eを求める位相差推定部６４（本発明の位相差推定手段に相当する）と、電動機１の電源電圧Ｖdcから後述する目標電圧円の半径Ｖp_targetを算出する目標電圧円算出部９０、ｄ軸電圧指令Ｖd_cとｑ軸電圧指令Ｖq_cを合成した後述する実電圧円の半径Ｖpを算出する実電圧円算出部９２、目標電圧円の半径Ｖp_targetと実電圧円の半径Ｖpとの偏差ΔＶpを算出する減算器９１、該偏差ΔＶpに応じて界磁弱め制御の必要電流ΔＩd_volを算出する界磁弱め電流算出部９３、該必要電流ΔＩd_volをｄ軸電機子に流した場合と同等の界磁弱め効果を生じさせるためのロータ位相差の指令値θd_c（本発明の界磁弱め制御におけるロータ位相差の指令値に相当する）を決定するロータ位相差指令値決定部９４、及びロータ位相差の指令値θd_cと推定値θd_eとの偏差に応じて、ｄ軸電流の補正値ΔＩd_vol_2を算出するｄ軸電流補正部８０（本発明の界磁弱め電流補正手段に相当する）を備えている。

また、通電制御部５０は、ｄ軸電流の指令値Ｉd_cに補正電流ΔＩd_vol_2を加算する加算器５１、補正電流ΔＩd_vol_2が加算された指令値Ｉd_caとｄ軸電流の検出値Ｉd_sとの偏差ΔＩdを算出する減算器５２、該偏差ΔＩdを生じさせるためのｄ軸偏差電圧ΔＶdを算出するｄ軸電流制御部５３、補正後のｄ軸電流の指令値Ｉd_caとｑ軸電流の指令値Ｉq_cとに基づいて、ｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消すための成分（非干渉成分）を算出する非干渉制御部５６、ｄ軸偏差電圧ΔＶdから非干渉制御部５６により算出された非干渉成分を減じる減算器５４、ｑ軸電流の指令値Ｉq_cと検出値Ｉq_sとの偏差ΔＩqを算出する減算器５５、該偏差ΔＩqを生じさせるためのｑ軸偏差電圧ΔＶqを算出するｑ軸電流制御部５７、及びｑ軸偏差電圧ΔＶqに非干渉成分を加える加算器５８を備えている。

図６は、ｄｑ座標系における電流と電圧の関係を示したものであり、縦軸がｑ軸（トルク軸）とされ、横軸がｄ軸（界磁軸）とされている。図中Ｃは目標電圧円である。そして、制御装置は、ｄ軸電機子の端子間電圧Ｖdとｑ軸電機子の端子間電圧Ｖqの合成ベクトル（実電圧円の半径となる）が、目標電圧円Ｃ内に入るように、ｄ軸電流とｑ軸電流を制御する。なお、図中Ｅは電動機１の回転によりｑ軸電機子に生じる逆起電力、ωは電動機１の角速度、Ｒはｄ軸電機子及びｑ軸電機子の抵抗、Ｌqはｑ軸電機子のインダクタンス、Ｌdはｄ軸電機子のインダクタンス、Ｖdはｄ軸電機子の端子間電圧、Ｖqはｑ軸電機子の端子間電圧、Ｉdはｄ軸電流、Ｉqはｑ軸電流である。

図６のｑ軸側の成分について、以下の式（１）の関係が成立するため、以下の式（２）から電動機１の誘起電圧定数Ｋeを算出することができる。

但し、Ｋe：誘起電圧定数、ω：電動機の角速度、Ｒ：ｑ軸電機子及びｄ軸電機子の抵抗、Ｉq：ｑ軸電流、Ｖq：ｑ軸電機子の端子間電圧、Ｌd：ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｉd：ｄ軸電流。

また、図６のｄ軸側の成分について、以下の式（３）の関係が成立するため、以下の式（４）からｑ軸電機子のインダクタンスＬqを算出することができる。

そこで、定数算出部６３は、ｑ軸指令電圧Ｖq_c、電動機１の角速度の検出値ω_s、ｄ軸電流の検出値Ｉd_s、及びｑ軸電流の検出値Ｉq_sを、上記式（２）のＶq、ω、Ｉd、及びＩqにそれぞれ代入して、誘起電圧定数Ｋeを算出する。また、定数算出部６３は、ｄ軸電流の検出値Ｉd、ｄ軸電圧の指令値Ｖd_c、電動機１の角速度の検出値ω_s、及びｑ軸電流の検出値Ｉqを、上記式（４）のＩd、Ｖd、ω、及びＩqにそれぞれ代入して、ｑ軸電機子のインダクタンスＬqを算出する。

なお、上記式（２），式（４）におけるｄ軸電機子及びｑ軸電機子の抵抗Ｒは、予め設定した固定値である。また、上記式（２）におけるｄ軸電機子のインダクタンスＬdは、予め設定した固定値としてもよいが、ロータ位相差が大きくなるほどｄ軸電機子のインダクタンスＬdが小さくなるので、ロータ位相差の指令値θd_cが大きいほどインダクタンスＬdが小さくなるようにした推定値を用いてもよい。

次に、位相差推定部６４は、定数算出部６３により算出された誘起電圧定数Ｋeとｑ軸電機子のインダクタンスＬqとに基づいて、ロータ位相差の推定値θd_eを求める。ここで、ロータ位相差が変化すると、それに応じて電動機１の誘起電圧定数Ｋeとｑ軸電機子のインダクタンスＬqが変化する。

そこで、位相差推定部６４は、図７（ｂ）に示したＫe，Ｌq／θdの対応マップに、定数算出部６３により算出された誘起電圧定数Ｋeとｑ軸電機子のインダクタンスＬqとを適用して対応する位相差θdを取得し、該位相差θdを外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差の推定値θd_eとする。

なお、Ｋe，Ｌq／θdの対応マップは、実験データやコンピュータシミュレーションに基づいて作成され、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、図７（ａ）に示したＫe／θdの対応マップに、定数算出部６３により算出された誘起電圧定数Ｋeを適用して、θd_eを求めることもできるが、誘起電圧定数Ｋeに加えてｑ軸電機子のインダクタンスＬqを用いてロータ位相差の推定値θd_eを求めることで、ロータ位相差の推定精度を高めることができる。

そして、電流指令値決定部６０は、Ｔr，θd／Ｉd，Ｉqマップに、トルク指令値Ｔr_cと、ロータ位相差の推定値θd_eを適用して、対応するＩd，Ｉqを取得し、該取得したＩd，Ｉqをそれぞれｄ軸電流指令値Ｉd_c及びｑ軸電流指令値Ｉq_cとして決定する。このように、ロータ位相差の推定値θd_eを用いることで、実際の電動機１の界磁の磁束の変化を反映したｄ軸電流指令値Ｉd_c及びｑ軸電流指令値Ｉq_cを決定することができる。そのため、トルク指令値Ｔr_cに対して電動機１の出力トルクを精度良く制御することができる。

次に、目標電圧円算出部９０は、直流電源（図示しない）の出力電圧Ｖdc内で目標電圧Ｖp_targetを算出し、実電圧円算出部９２は、ｄ軸電流の指令値Ｉd_cとｑ軸電流の指令値Ｉq_cの合成ベクトルの大きさを算出する。そして、減算器９１により、目標電圧Ｖp_targetと実電圧Ｖpの偏差ΔＶpが算出され、界磁弱め制御部９３は、ΔＶp＞０となるように、ｄ軸電流の変更値ΔＩd_volを決定する。

Ｉd／θd置換部９４は、ΔＩd_volに相当する界磁の変化を生じさせるロータ位相差の指令値θd_cを決定する。そして、Ｉd／θd置換部９４は、ロータ位相差の指令値θd_cをアクチュエータ２５に出力し、アクチュエータ２５は、図８に示した処理を実行してロータ位相差を変更する。

すなわち、アクチュエータ２５は、図８のＳＴＥＰ１でロータ位相差の指令値θd_cを受信すると、ＳＴＥＰ２でθd_cを機械角度βに変換する。そして、続くＳＴＥＰ３で、アクチュエータ２５は機械角度βを第１プラネタリキャリアＣ1の動作角度γに変換し、ＳＴＥＰ４で該動作角度γ分だけ、第１プラネタリキャリアを回動させる。

また、ロータ位相差追従判定部８０は、図９に示した処理を実行して、アクチュエータ２５によるロータ位相差の変更処理の応答遅れを補うための処理を実行する。すなわち、位相差追従判定部８０は、図９のＳＴＥＰ１０でロータ位相差の指令値θd_cと推定値θd_eを読み込み、次のＳＴＥＰ１１で指令値θd_cよりも推定値θd_eの方が小さいか否かを判断する。

そして、指令値θd_cよりも推定値θd_eの方が小さいとき（追従遅れが生じているとき）はＳＴＥＰ１２に進み、ｄ軸電流補正値ΔＩd_vol_2にｄ軸電流変更値ΔＩd_volをセットしてＳＴＥＰ１３に進む。一方、指令値θd_cが推定値θd_e以下であるとき（追従遅れが生じていないとき）には、ＳＴＥＰ１１からＳＴＥＰ２０に分岐して、ｄ軸電流補正値ΔＩd_vol_2にゼロをセットし、ＳＴＥＰ１３に進む。そして、ＳＴＥＰ１３で、ロータ位相差追従判定部８０は、ｄ軸電流補正値ΔＩd_vol_2を加算器５１に出力する。

これにより、ロータ位相差の変更処理の応答遅れが生じているときは、加算器５１において、ｄ軸電流の指令値Ｉd_cにｄ軸電流変更値ΔＩd_vol分のｄ軸電流補正値ΔＩd_vol_2が加算される。そして、ｄ軸電流の増加により界磁弱めの効果が増すため、ロータ位相差の変更処理の応答遅れによって、ロータ位相差の変更による界磁弱めの不足分を補うことができる。

次に、図１０及び図１１を参照して、電動機の電機子の抵抗Ｒを考慮して誘起電圧定数Ｋeを算出するときに、誘起電圧定数Ｋeの算出精度を向上させるための処理について説明する。

図１０において、（Ｉd₁，Ｉq₁，Ｖd₁，Ｖq₁）は、制御装置の今回の制御サイクルＣy₁におけるｄ軸電流及びｑ軸電流のサンプリング時点ｔ₁の（ｄ軸電流の検出値Ｉd_s、ｑ軸電流の検出値Ｉq_ｓ，ｄ軸電圧の指令値Ｖd_c，ｑ軸電圧の指令値Ｖq_c）を示しており、（Ｉd₂，Ｉq₂，Ｖd₂，Ｖq₂）は、前回の制御サイクルＣy₂におけるｄ軸電流及びｑ軸電流のサンプリング時点ｔ₂の（ｄ軸電流の検出値Ｉd_s、ｑ軸電流の検出値Ｉq_ｓ，ｄ軸電圧の指令値Ｖd_c，ｑ軸電圧の指令値Ｖq_c）である。なお、ｔ₂における（Ｉd₂，Ｉq₂，Ｖd₂，Ｖq₂）のデータはメモリに記憶されている。

ここで、制御装置の制御サイクルは短時間であるため、ｔ₁からｔ₂の間においては、電動機１の電機子のコイルの温度変化や内側ロータ１１及び外側ロータ１２の温度変化の影響は無視することができる程度であり、内側ロータ１１と外側ロータ１２の位相差は変化しないと想定することができる。

そこで、定数算出部６３は、上記式（３）にｔ₁における（Ｉd₁，Ｉq₁，Ｖd₁）を代入した以下の式（５）と、上記式（３）にｔ₂における（Ｉd₂，Ｉq₂，Ｖd₂）を代入した以下の式（６）との差をとって得られる以下の式（７）に、図１１（ｂ）に示したｑ軸電機子のインダクタンスＬqと電動機１の出力トルクＴrの対応マップ（Ｌq／Ｔrマップ）により得られるＬqを代入して、電機子の抵抗Ｒを算出する。なお、図１１（ｂ）のＬq／Ｔrマップは、ｑ軸電機子のインダクタンスＬqが電動機１の出力トルクに応じて変化するという特性に基づいて、実験データやコンピュータシミュレーションにより決定されたものである。

但し、Ｖd₁：ｔ₁におけるｄ軸電機子の端子間電圧、Ｒ：ｑ軸電機子及びｄ軸電機子の抵抗、Ｉd₁：ｔ₁におけるｄ軸電流、ω：電動機の角速度、Ｌq：ｑ軸電機子のインダクタンス、Ｉq₁：ｔ₁におけるｑ軸電流。

但し、Ｖd₂：ｔ₂におけるｄ軸電機子の端子間電圧、Ｒ：ｑ軸電機子及びｄ軸電機子の抵抗、Ｉd₂：ｔ₂におけるｄ軸電流、ω：電動機の角速度、Ｌq：ｑ軸電機子のインダクタンス、Ｉq₂：ｔ₂におけるｑ軸電流。

ここで、上記式（５）を変形した以下の式（８）により抵抗Ｒを算出した場合、Ｉd₁がゼロ近傍に設定された所定値以下であるときにはＲの算出誤差が大きくなってしまう。

そこで、定数算出部６３は、ｔ₁におけるｄ軸電流Ｉd₁とｔ₂におけるｄ軸電流Ｉd₂が、符号が異なる微小電流となるように、ｄ軸電流の指令値Ｉd_cを設定する。これにより、上記式（８）の分母におけるＩd₁よりも、上記式（７）の分母におけるＩd₁−Ｉd₂の方が絶対値が大きくなり、抵抗Ｒの算出誤差を減少させることができる。例えば、電流指令値決定部６０によりＩd_c≒０が出力されているときに、制御サイクルＣy₁のｄ軸電流の指令値Ｉd_c＝0.1とし、制御サイクルＣy₂のｄ軸電流の指令値をＩd_c＝-0.1に設定することで、上記式（７）の分母をＩd₁−Ｉd₂＝0.1−（-0.1）＝0.2と大きくすることができる。この場合、制御サイクルＣy₁とＣy₂のｄ軸電流の平均はゼロとなるので、電動機１の通電制御に与える影響は小さい。

そして、定数算出部６３は、上記式（２）に、サンプリング時点ｔ ₁ でのｑ軸電圧の指令値Ｖq ₁ ，ｄ軸電流の検出値Ｉd ₁ ，ｑ軸電流の検出値Ｉq ₁ ，電動機１の角速度の検出値ωを代入するか、あるいは、サンプリング時点ｔ ₂ でのｑ軸電圧の指令値Ｖq ₂ ，ｄ軸電流の検出値Ｉd ₂ ，ｑ軸電流の検出値Ｉq ₂ ，電動機１の角速度の検出値ωを代入した以下の式（９）に、上記式（８）で算出された抵抗Ｒと、図１１（ａ）に示したｄ軸電機子のインダクタンスＬdと電動機１の出力トルクＴrの対応マップ（Ｌd／Ｔrマップ）により得られるＬdを代入して、誘起電圧定数Ｋeを算出する。

但し、Ｖq ₁ ：ｔ ₁ におけるｑ軸電圧の指令値、Ｉd ₁ ：ｔ ₁ におけるｄ軸電流の検出値、Ｉq ₁ ：ｔ ₁ におけるｑ軸電流の検出値、Ｖq ₂ ：ｔ ₂ におけるｑ軸電圧の指令値、Ｉd ₂ ：ｔ ₂ におけるｄ軸電流の検出値、Ｉq ₂ ：ｔ ₂ におけるｑ軸電流の検出値、ω：電動機の角速度、Ｒ：ｑ軸電機子及びｄ軸電機子の抵抗、Ｌd：ｄ軸電機子のインダクタンス。

なお、図１１（ａ）のＬd／Ｔrマップは、ｄ軸電機子のインダクタンスＬdが電動機１の出力トルクに応じて変化するという特性に基づいて、実験データやコンピュータシミュレーションにより決定されたものである。

そして、定数算出部６３は、上記式（９）により算出した誘起電圧定数Ｋeを、図７（ａ）に示したＫe／θdの対応マップに適用して、電動機１の外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差の推定値θd_eを求める。

次に、上述した図７（ｂ）のＫe，Ｌq／θdの対応マップより、ロータ位相差θdを求める場合にも、同様にして誘起電圧定数Ｋeとｑ軸電機子のインダクタンスＬqの算出精度を減少させることができる。

上記式（４）にｔ₁における（Ｉd₁，Ｉq₁，Ｖd₁）を代入した以下の式（１０）により、ｑ軸電機子のインダクタンスＬqを算出した場合、Ｉq₁が微小（≒０）であるときにＬqの算出誤差が大きくなる。

そこで、定数算出部６３は、ｔ₁におけるｑ軸電流Ｉq₁とｔ₂におけるｑ軸電流Ｉq₂が、符号が異なる微小電流となるようにｑ軸電流の指令値Ｉq_cを設定し、以下の式（１１）により、ｑ軸電機子のインダクタンスＬqを算出する。

これにより、上記式（１０）の分母におけるＩq₁よりも上記式（１１）の分母の（Ｉq₁−Ｉq₂）の方が絶対値が大きくなり、ｑ軸電機子のインダクタンスＬqの算出誤差を減少させることができる。

なお、上記式（１１）における抵抗Ｒは、例えば電動機についての以下の式（１２）〜式（１７）により算出することができる。

電動機に通電されているときのｑ軸電流Ｉqは、以下の式（１２）で与えられる。

そして、ｄ軸電機子及びｑ軸電機子の端子間を短絡して、Ｖd＝０、Ｖq＝０とすると、上記式（１２）は以下の式（１３）となる。

また、ｄ軸電機子及びｑ軸電機子の短絡時に電動機の出力トルクがほぼ一定となり、通電電流も一定となる領域に限定すると、上記式（１３）の分母において、Ｒ²<<ω²・Ｌd・Ｌqが成立するため、以下の式（１４）の形になる。

ここで、電機子コイルの基準温度Ｔ₀と現在温度Ｔ_cとの差及び温度係数Ｋtを考慮して以下の式（１５）とし、式（１５）をＴ_cについて変形して式（１６）を得る。そして、式（１６）に上記式（１４）を代入して、以下の式（１７）が得られる。

但し、Ｒ₀：基準温度Ｔ₀における電機子の抵抗値、Ｋt：電機子の抵抗の温度係数、Ｔ_c：現在温度。

そして、上記式（１１）により算出されるｑ軸電機子のインダクタンスＬqと、上記式（９）により算出される誘起電圧定数Ｋeとを、図７（ｂ）のＫe，Ｌq／θdの対応マップに適用することで、ｄ軸電流Ｉdとｑ軸電流Ｉqが微小であるときのロータ位相差θdの算出誤差を減少させることができる。

なお、本実施の形態では、本発明の電動機の制御装置として、電動機１を２相直流の回転座標であるｄｑ座標系による等価回路に変換して扱うものを示したが、２相交流の固定座標系であるαβ座標系による等価回路に変換して扱う場合においても、本発明の適用が可能である。

２重ロータを備えたＤＣブラシレスモータの構成図。図１に示したＤＣブラシレスモータの外側ロータと内側ロータの位相差を変更する機構の構成図及び作動説明図。外側ロータと内側ロータの位相差を変更することによる効果の説明図。外側ロータと内側ロータの位相差を変更することによる効果の説明図。電動機の制御装置の制御ブロック図。ｄｑ座標系における電圧ベクトル図。誘起電圧定数を決定するためのデータテーブルの説明図。外側ロータと内側ロータの位相差を変更する処理のフローチャート。外側ロータと内側ロータの位相差の指令値と推定値との偏差を補う処理のフローチャート。誘起電圧定数及びｑ軸電機子のインダクタンスの算出精度を向上させるための処理の説明図。誘起電圧定数及びｑ軸電機子のインダクタンスの算出に使用されるデータテーブルの説明図である。駆動側と回生側における界磁弱め制御の必要性の説明図。

符号の説明

１…電動機、２…電動機の回転軸、１０…ステータ、１１…内側ロータ、１１ａ，１１ｂ…永久磁石、１２…外側ロータ、１２ａ，１２ｂ…永久磁石、２５…アクチュエータ、３０…遊星歯車機構、Ｃ１…第１プラネタリキャリア、Ｃ２…第２プラネタリキャリア、Ｒ１…第１リングギア、Ｒ２…第２リングギア、Ｓ…サンギア、３１…第１プラネタリギア、３２…第２プラネタリギア、３３…サンギアの回転軸、３４…軸受け、３５…第１プラネタリキャリアの回転軸、５０…通電制御部、６０…電流指令値決定部、６３…定数算出部、６４…ロータ位相差推定部

Claims

永久磁石による界磁を複数個有する第１ロータ及び第２ロータを、回転軸の周囲に配置した永久磁石界磁型の回転電動機の作動を、該第１ロータと該第２ロータとの位相差であるロータ位相差を変更することによる界磁制御を行って制御する電動機の制御装置であって、
前記界磁制御における前記ロータ位相差の指令値に応じて、前記ロータ位相差を変更するロータ位相差変更手段と、
前記電動機の電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記第１ロータの位置を検出するロータ位置検出手段と、
前記電動機の角速度を検出する角速度検出手段と、
前記電動機を２相交流の固定座標系又は前記第１ロータの位置に基づく２相直流の回転座標系による等価回路に変換して扱い、前記電動機の電機子の端子間電圧及び該電機子に流れる電流の該等価回路における変換値と、前記電動機の角速度とに基づいて、前記電動機の誘起電圧定数を算出する誘起電圧定数算出手段と、
該誘起電圧定数に基づいて、前記ロータ位相差を推定するロータ位相差推定手段と、
該ロータ位相差推定手段による前記ロータ位相差の推定値に基づいて、前記電動機の通電制御を行う通電制御手段とを備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
前記誘起電圧定数算出手段は、
前記電動機の通電量が所定値以下であるときに、異なる時点間における前記電動機の電機子に流れる電流の前記等価回路による変換値の符号が異なるように、前記電動機の通電量を制御し、
該時点間における前記電動機の電機子の端子間電圧の前記等価回路による変換値の差分と、該時点間における前記電動機の電機子に流れる電流の前記等価回路による変換値の差分と、前記電動機の角速度とに基づいて、前記電動機の電機子の抵抗を算出し、
該算出した前記電機子の抵抗と、前記異なる時点のいずれかにおける前記電動機の電機子の端子間電圧及び前記電動機に流れる電流の前記等価回路による変換値と、前記電動機の角速度とに基づいて、前記電動機の誘起電圧定数を算出することを特徴とする請求項１記載の電動機の制御装置。
前記等価回路は、前記電動機の界磁の磁束方向であるｄ軸と該ｄ軸と直交するｑ軸からなる２相直流の回転座標系によるものであり、
前記電動機の電機子の端子間電圧及び該電機子に流れる電流の前記等価回路における変換値と、前記電動機の角速度とに基づいて、ｑ軸側の電機子のインダクタンスを算出するｑ軸電機子インダクタンス算出手段を備え、
前記ロータ位相差推定手段は、ｑ軸側の電機子のインダクタンスと前記電動機の誘起電圧定数とに基づいて、前記ロータ位相差を推定することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電動機の制御装置。
前記ｑ軸電機子インダクタンス算出手段は、ｑ軸側の電機子に流れる電流が所定値以下であるときに、異なる時点間におけるｑ軸側の電機子に流れる電流の符号が異なるように、ｑ軸側の電機子に流れる電流を制御し、該時点間における前記電動機の電機子の端子間電圧の前記等価回路による変換値の差分と、該時点間における前記電動機の電機子に流れる電流の前記等価回路による変換値の差分と、前記電動機の角速度とに基づいて、ｑ軸側の電機子のインダクタンスを算出することを特徴とする請求項３記載の電動機の制御装置。
前記誘起電圧定数算出手段は、前記界磁制御における前記ロータ位相差の指令値に応じて、ｄ軸側の電機子のインダクタンスを推定し、該ｄ軸側の電機子のインダクタンスの推定値を用いて前記誘起電圧定数を算出することを特徴とする請求項３又は請求項４記載の電動機の制御装置。
前記界磁制御により前記電動機の界磁を弱めるときの前記ロータ位相差の指令値と、前記位相差推定手段による前記ロータ位相差の推定値との偏差に応じて、前記ロータ位相差の変更による界磁弱めの不足分を減少させるように、ｄ軸側の電機子の通電量を制御する界磁弱め電流補正手段を備えたことを特徴とする請求項３から請求項５のうちいずれか１項記載の電動機の制御装置。