DE102007012801B4

DE102007012801B4 - Motorsteuerung

Info

Publication number: DE102007012801B4
Application number: DE102007012801A
Authority: DE
Inventors: Hirofumi Atarashi
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2006-03-22
Filing date: 2007-03-16
Publication date: 2012-04-19
Anticipated expiration: 2027-03-17
Also published as: US7486043B2; JP4879649B2; US20070222404A1; DE102007012801A1; JP2007288989A

Abstract

Motorsteuerung, die ausgelegt ist, den Betrieb eines Dauermagnetfeld-Drehmotors (1), der einen ersten Rotor (12) und einen zweiten Rotor (11) umfasst, die mehrere durch Dauermagnete (11a, 12a) erzeugte Felder aufweisen und die um eine Drehachse (2) angeordnet sind, durch Ausführen einer Feldsteuerung als Ergebnis der Änderung einer Rotorphasendifferenz als eine Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor (12) und dem zweiten Rotor (11) zu steuern, wobei die Steuerung umfasst: ein Rotorphasendifferenzschieber (25) zur Änderung der Rotorphasendifferenz zwischen dem ersten Rotor (12) und dem zweiten Rotor (11) mittels eines Planetengetriebemechanismus (30) basierend auf einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz in der Feldsteuerung; ein Stromerfassungsmittel zur Erfassung eines durch einen Anker des Motors (1) fließenden Stroms; ein Rotorstellungsdetektor (73) zur Erfassung einer Stellung des ersten Rotors (12); ein Winkelgeschwindigkeitserfassungsmittel zur Erfassung einer Motorwinkelgeschwindigkeit; ein Induktionsspannungskonstantenrechner (63), der den Motor (1) in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem zweiphasigen festen Wechselstromkoordinatensystem oder einem zweiphasigen...

Description

Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Motorsteuerung, die ausgelegt ist, eine Feldschwächungssteuerung eines Permanentmagnet- bzw. Dauermagnetfeld-Drehmotors durch Ändern einer Phasendifferenz zwischen zwei konzentrisch angeordneten Rotoren durchzuführen.
2. Beschreibung des Stands der Technik
Das Dokument ”Kawamura A. [u. A.]: Analysis an Two Axis Motor (Super Motor) for Electric Vehicles, IEEE, AMC 2004, Kawasaki, Japan, S. 71–74” zeigt einen Elektromotor mit einer Wicklung und zwei unabhängigen Rotoren. Die beiden Rotoren drehen dabei in unterschiedliche Richtungen um eine gemeinsame Achse.
Weiterhin ist ein Motor bekannt, der aus einem Dauermagnetfeld-Drehmotor gebildet ist, der mit einem ersten Rotor und einem zweiten Rotor, die konzentrisch um eine sich drehende Achse bereitgestellt sind, ausgestattet ist, und der ausgelegt ist, eine Feldschwächungssteuerung durch Ändern der Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor entsprechend einer Drehgeschwindigkeit auszuführen (siehe zum Beispiel die japanische Patentveröffentlichung JP 2002-204541 A ).
In einem solchen herkömmlichen Motor sind der erste Rotor und der zweite Rotor durch das Zwischenstück eines Elements verbunden, das sich in Radialrichtung verlagert, wenn es einer Zentrifugalkraft ausgesetzt ist. Der Motor ist derart ausgelegt, dass, wenn sich der Motor in einem Haltezustand befindet, sich der Magnetpol des in dem ersten Rotor angeordneten Dauermagneten und der Magnetpol des in dem zweiten Rotor angeordneten Dauermagneten in derselben Richtung befinden, so dass sie maximale magnetische Flüsse des Feldes liefern und sich die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor infolge einer Zentrifugalkraft mit zunehmender Drehgeschwindigkeit des Motors vergrößert, was folglich die magnetischen Flüsse des Feldes verringert. 12 stellt einen Bereich dar, in dem das Feld des Motors abgeschwächt werden muss. In der Figur kennzeichnet die Ordinatenachse das Abtriebsdrehmoment Tr und die Abszissenachse kennzeichnet die Umdrehungszahl N. Der Buchstabe „u” in 12 kennzeichnet eine orthogonale Linie des Motors. Die Linie u wird durch Verbinden von Punkten gebildet, an denen eine Phasenspannung des Motors gleich einer Speisespannung wird, abhängig von einer Kombination der Umdrehungszahl und eines Abtriebsdrehmoments, wenn der Motor ohne Durchführung der Feldabschwächungssteuerung betrieben wird. Der Buchstabe X in 12 kennzeichnet einen Bereich, in dem es nicht erforderlich ist, das Feld abzuschwächen, während Y einen Bereich kennzeichnet, in dem es erforderlich ist, das Feld abzuschwächen.
Wie in 12 dargestellt ist, wird der Bereich Y, in dem das Feld abgeschwächt werden muss, durch die Umdrehungszahl N und das Abtriebsdrehmoment Tr des Motors bestimmt. Folglich führt die herkömmliche Feldabschwächungssteuerung, die nur von der Umdrehungszahl abhängt, ungünstigerweise zu einem übermäßigen oder ungenügenden Steuerungsumfang, um das Feld abzuschwächen.
Im Wesentlichen beabsichtigt die Feldabschwächungssteuerung eine elektromotorische Gegenkraft zu verringern, die in einem Anker infolge der Umdrehung des Motors erzeugt wird, um so eine Spannung zwischen den Klemmen des Ankers an einer Zunahme zu hindern, so dass sie größer ist als eine Speisespannung, wodurch es möglich ist, den Motor in einem größeren Umdrehungsbereich zu verwenden. Wenn sich die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor durch die Umdrehungsanzahl des Motors oder einer Zentrifugalkraft ändert, ist lediglich die Umdrehungsanzahl der Parameter zur Änderung der Feldabschwächung. Dies verhindert ungünstigerweise flexible Änderungen des steuerbaren Bereichs des Abtriebsmoments oder der Umdrehungsanzahl des Motors.
Ferner wird allgemein bei einem Motor, der ebenfalls als Generator arbeitet, der Wirkungsgrad durch Verwenden unterschiedlicher Feldsteuerungshöhen für einen Antriebsbetrieb (positives Abtriebsdrehmoment) bzw. einem Energieerzeugungsbetrieb (negatives Abtriebsmoment) verbessert, wenn die Umdrehungsanzahl dieselbe ist. Wenn sich jedoch die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor durch die Umdrehungsanzahl oder eine Zentrifugalkraft ändert, ist es nachteilig, dass die Feldsteuerungshöhe nicht zwischen dem Antriebsbetrieb und dem Energieerzeugungsbetrieb geändert werden kann.
Zusätzlich kann sich, wenn sich die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor durch eine Zentrifugalkraft ändert, die Phasendifferenz basierend auf der Umdrehungszahl abhängig von der Änderung einer Betriebsbedingung o. ä. des Motors ändern. Überdies erkennt die Motorsteuerung eine tatsächliche Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor nicht, so dass eine erwartete Feldschwächungswirkung nicht erreicht werden kann.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung wurde mit Blick auf den zuvor genannten Hintergrund gemacht und es ist ein Ziel der Erfindung, eine Motorsteuerung bereitzustellen, die in der Lage ist, eine Feldschwächungssteuerung durch Erkennen einer Phasendifferenz zwischen zwei Rotoren, die um eine sich drehende Achse angeordnet sind, mit hoher Genauigkeit durchzuführen, ohne von der Umdrehungsanzahl des Motors abzuhängen.
Zu diesem Zweck ist gemäß der vorliegenden Erfindung eine Motorsteuerung bereitgestellt, die ausgelegt ist, einen Betrieb eines Dauermagnetfeld-Drehmotors, der einen ersten Rotor und einen zweiten Rotor umfasst, die mehrere durch Dauermagnete erzeugte Felder aufweisen und die um eine sich drehende Achse angeordnet sind, durch Ausführen einer Feldsteuerung als Ergebnis der Änderung einer Rotorphasendifferenz als Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor zu steuern. Die Feldsteuerung umfasst eine Feldschwächungssteuerung zur Verringerung der magnetischen Flüsse der Motorfelder und eine Feldstärkungssteuerung zur Vergrößerung der Flüsse der Motorfelder.
Die Motorsteuerung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung umfasst einen Rotorphasendifferenzschieber zur Änderung der Rotorphasendifferenz basierend auf einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz in der Feldsteuerung; einen Stromdetektor zur Ermittlung eines Stroms, der durch einen Anker des Motors fließt; einen Rotorstellungsdetektor zur Ermittlung einer Stellung des ersten Rotors; einen Winkelgeschwindigkeitsdetektor zur Ermittlung einer Winkelgeschwindigkeit des Motors; einen Induktionsspannungskonstantenrechner, der den Motor in eine äquivalente Schaltung basierend auf einem zweiphasigen festen Wechselstromkoordinatensystem oder einem zweiphasigen rotierenden Gleichstromkoordinatensystem basierend auf der Stellung des ersten Rotors umformt und der eine Induktionsspannungskonstante des Motors basierend auf den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung einer Spannung zwischen den Klemmen des Motorankers und einen durch den Anker fließenden Strom und die Winkelgeschwindigkeit des Motors berechnet; einen Rotorphasendifferenzschätzer zur Schätzung der Rotorphasendifferenz basierend auf der Induktionsspannungskonstanten; und eine Erregungssteuerung zur Steuerung der Motorerregung basierend auf dem geschätzten Wert der Rotorphasendifferenz, der durch den Rotorphasendifferenzschätzer bereitgestellt wird.
Mit dieser Anordnung ermöglicht es der Rotorwinkelsteller, die Rotorphasendifferenz entsprechend des Steuerwerts der Rotorphasendifferenz in der Feldsteuerung zu ändern, ohne von der Umdrehungsanzahl des Motors abzuhängen. Deshalb kann die Feldsteuerung durch Ändern der Rotorphasendifferenz entsprechend eines Steuerwerts eines Abtriebsdrehmoments des Motors erreicht werden. Wenn sich die Rotorphasendifferenz ändert, ändert sich der magnetische Fluss eines Felds entsprechend, so dass sich die Induktionsspannungskonstante des Motors ändert. Folglich erlaubt eine Korrelation zwischen der Rotorphasendifferenz und der Induktionsspannungskonstanten Ke des Motors dem Rotorphasendifferenzschätzer, die Rotorphasendifferenz basierend auf der Induktionsspannungskonstanten des Motors zu schätzen, die durch den Induktionsspannungskonstantenrechner errechnet wird. Die Erregungssteuerung steuert die Motorerregung basierend auf dem geschätzten Wert der Rotorphasendifferenz. Dies erlaubt der Erregungssteuerung, die Erregungssteuerung durchzuführen, während sie eine tatsächliche Feldbedingung erfasst, die ein Betriebsparameter des Motors ist. Folglich kann die Genauigkeit der Übereinstimmung zwischen einer Betriebsbedingung des Motors und einem Steuerwert der Erregungshöhe verbessert werden und der Motor effizient betrieben werden.
Der Induktionsspannungskonstantenrechner steuert die Höhe der Motorerregung derart, dass die Vorzeichen der umgeformten Werte in der Äquivalenzschaltung der Ströme, die durch den Motoranker fließen, an unterschiedlichen Punkten einander entgegengesetzt sind, wenn die Erregungshöhe des Motors einem vorgegebenen Wert oder weniger entspricht und berechnet eine Induktionsspannungskonstante des Motors basierend auf der Differenz zwischen den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der Spannungen zwischen den Klemmen des Motorankers an den unterschiedlichen Punkten, der Differenz zwischen den umgeformten Werten der Äquivalenzschaltung der Ströme, die an den unterschiedlichen Punkten durch den Motoranker fließen und einer Winkelgeschwindigkeit des Motors.
Mit dieser Anordnung kann der Berechnungsfehler einer Induktionsspannungskonstante des Motors durch Vergrößern der Differenz der Erregungshöhe zwischen den unterschiedlichen Punkten und durch Verwenden der Differenz der Erregungshöhe verringert werden, wenn die Erregungshöhe des Motors einem vorgegebenen Wert oder weniger entspricht. Dies wird ausführlich hierin nachstehend beschrieben werden.
Die Äquivalenzschaltung basiert auf einem zweiphasigen rotierenden Gleichstromkoordinatensystem, das aus einer d-Achse, die sich in Richtung des magnetischen Flusses eines Motorfelds erstreckt, und einer zu der d-Achse orthogonalen q-Achse besteht. Die Motorsteuerung besitzt einen q-Achsen-Ankerinduktanzrechner zur Berechnung der Induktanz eines auf der q-Achse angeordneten Ankers basierend auf den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der Spannung zwischen den Klemmen des Motorankers und dem durch den Anker fließenden Strom und der Winkelgeschwindigkeit des Motors. Der Rotorphasendifferenzschätzer schätzt die Rotorphasendifferenz basierend auf der Induktanz des auf der q-Achse angeordneten Ankers und der Induktionsspannungskonstanten des Motors.
Wenn sich der magnetische Fluss eines Feldes infolge einer Änderung der Rotorphasendifferenz ändert, ändert sich mit dieser Anordnung die Induktanz des auf der q-Achse angeordneten Ankers entsprechend. Dies ermöglicht dem Induktionsspannungskonstantenrechner, die Rotorphasendifferenz basierend auf der Induktanz des auf der q-Achse angeordneten Ankers und der Induktionsspannungskonstanten des Motors zu schätzen, was es folglich zulässt, eine höhere Genauigkeit der Schätzung der Rotorphasendifferenz zu erreichen.
Ferner steuert der q-Achsen-Ankerinduktanzrechner den durch den auf der q-Achse angeordneten Anker fließenden Strom derart, dass die Vorzeichen der durch den auf der q-Achse angeordneten Anker an unterschiedlichen Punkten fließenden Ströme einander entgegengesetzt sind, wenn der durch den auf der q-Achse angeordneten Anker fließende Strom einem vorgegebenen Wert oder weniger entspricht und berechnet eine Induktanz des auf der q-Achse angeordneten Ankers basierend auf der Differenz zwischen den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der Spannungen zwischen den Klemmen des Motorankers an den unterschiedlichen Punkten, der Differenz zwischen den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der durch den Motoranker an den verschiedenen Punkten fließenden Ströme und einer Winkelgeschwindigkeit des Motors.
Mit dieser Anordnung kann der Berechnungsfehler einer Induktanz eines auf der q-Achse angeordneten Ankers durch Vergrößern der Differenz zwischen den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der durch den Motoranker an den unterschiedlichen Punkten fließenden Ströme und durch Verwenden der vergrößerten Differenz verringert werden, wenn der durch den auf der q-Achse angeordnete Anker fließende Strom einem vorgegebenen Wert oder weniger entspricht. Dies wird ausführlich hierin nachstehend erörtert werden.
Ferner berechnet der q-Achsen-Ankerinduktanzrechner eine Induktanz des auf der q-Achse angeordneten Ankers basierend auf der Differenz zwischen den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der Spannungen zwischen den Klemmen des Motorankers an den unterschiedlichen Punkten, der Differenz zwischen den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der durch den Motoranker an den unterschiedlichen Punkten fließenden Ströme und einer Winkelgeschwindigkeit des Motors.
Mit dieser Anordnung ist es möglich, die Zunahme eines Berechnungsfehlers einer Induktanz des auf der q-Achse des Motors angeordneten Ankers durch Verwenden der Differenz zwischen den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der Spannungen zwischen den Klemmen des Motorankers an den unterschiedlichen Punkten und der Differenz zwischen den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der durch den Motoranker an den unterschiedlichen Punkten fließenden Ströme zu beschränken, wenn der durch den Motoranker fließende Strom äußerst klein ist. Dies wird ausführlich hierin nachstehend erörtert werden.
Ferner schätzt der Induktionsspannungskonstantenrechner die Induktanz des auf der d-Achse angeordneten Ankers basierend auf einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz in der Feldsteuerung und errechnet die Induktionsspannungskonstante durch Verwenden des Schätzwerts der Induktanz des auf der d-Achse angeordneten Ankers.
Mit dieser Anordnung ändert sich eine Induktanz Ld des auf der d-Achse angeordneten Ankers, wenn sich die Rotorphasendifferenz ändert, so dass die Schätzgenauigkeit der Rotorphasendifferenz weiter durch Schätzen der Rotorphasendifferenz durch Verwenden der Induktanz des auf der d-Achse angeordneten Ankers zusätzlich zu der Induktanz des auf der q-Achse angeordneten Ankers und der Induktionsspannungskonstanten des Motors verbessert werden kann.
Die Motorsteuerung umfasst ferner einen Feldschwächungsstromkorrektor zur Steuerung der Erregungshöhe des auf der d-Achse angeordneten Ankers, um einen Feldschwächungsmangel infolge einer Änderung der Rotorphasendifferenz basierend auf einer Differenz zwischen einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz, wenn das Motorfeld durch die Feldsteuerung abgeschwächt wird, und einem Schätzwert der Rotorphasendifferenz, der durch den Phasendifferenzschätzer erhalten wird, zu verringern.
Wenn eine Differenz zwischen einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz, wenn das Motorfeld durch die Feldsteuerung abgeschwächt wird, und einem Schätzwert infolge einer Antwortverzögerung o. ä. des Rotorphasendifferenzschiebers auftritt, wird mit dieser Anordnung die Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse gesteuert, um den Feldschwächungsmangel auf Grund einer Änderung in der Rotorphasendifferenz durch den Feldschwächungsstromkorrektor zu verringern. Dies ermöglicht es, das Auftreten eines Feldschwächungsmangels infolge eines Einflusses einer Antwortverzögerung o. ä. des Rotorphasenschiebers zu beschränken.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Anordnungsdiagramm eines bürstenlosen Gleichstrommotors, der mit einem Doppelrotor ausgestattet ist;
2 ist ein Anordnungsdiagramm und ein erläuterndes Betriebsdiagramm eines Mechanismus zur Änderung einer Phasendifferenz zwischen einem Außenrotor und einem Innenrotor eines in 1 dargestellten bürstenlosen Gleichstrommotors;
3 ist ein erläuterndes Diagramm eines Vorteils, der durch die Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor bereitgestellt wird;
4 ist ein anderes erläuterndes Diagramm des Vorteils, der durch Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor bereitgestellt wird;
5 ist ein Steuerblockdiagramm einer Motorsteuerung;
6 ist ein Spannungszeigerdiagramm in einem dq-Koordinatensystem;
7 ist ein erläuterndes Diagramm einer Datentabelle zur Ermittlung einer Induktionsspannungskonstante;
8 ist ein Ablaufflussdiagramm zur Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor;
9 ist ein Ablaufflussdiagramm zur Kompensation eines Unterschieds zwischen einem Steuerwert und einem Schätzwert der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor;
10 ist ein erläuterndes Verarbeitungsdiagramm zur Verbesserung der Berechnungsgenauigkeit einer Induktionsspannungskonstante und einer Induktanz eines q-Achsen-Ankers;
11 ist ein erläuterndes Diagramm einer Datentabelle, die für die Berechnung der Induktionsspannungskonstante und der Induktanz des q-Achsen-Ankers verwendet wird; und
12 ist ein erläuterndes Diagramm der Notwendigkeit zur Feldschwächungssteuerung bei einem Antriebsbetrieb und einem Energieerzeugungsbetrieb.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf 1 bis 11 erläutert werden. 1 ist ein Anordnungsdiagramm eines bürstenlosen Gleichstrommotors, der mit einem Doppelrotor ausgestattet ist, 2 ist ein Anordnungsdiagramm und ein erläuterndes Betriebsdiagramm eines Mechanismus zur Änderung einer Phasendifferenz zwischen einem Außenrotor und einem Innenrotor eines in 1 dargestellten bürstenlosen Gleichstrommotors, 3 und 4 sind erläuternde Diagramme eines Vorteils, der durch die Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor bereitgestellt wird; 5 ist ein Steuerblockdiagramm einer Motorsteuerung, 6 ist ein Spannungszeigerdiagramm in einem dq-Koordinatensystem, 7 ist ein erläuterndes Diagramm einer Datentabelle zur Ermittlung einer Induktionsspannungskonstante, 8 ist ein Ablaufflussdiagramm zur Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor, 9 ist ein Ablaufflussdiagramm zur Kompensation einer Folgeverzögerung eines Schätzwerts relativ zu einem Steuerwert der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor, 10 ist ein erläuterndes Verarbeitungsdiagramm zur Verbesserung der Berechnungsgenauigkeit einer Induktionsspannungskonstante und 11 ist ein erläuterndes Diagramm einer Datentabelle, die für die Berechnung der Induktionsspannungskonstanten verwendet wird.
In 1 ist ein Motor 1 in der vorliegenden Erfindung ein bürstenloser Gleichstrommotor, der mit einem Innenrotor 11 (der einem zweiten Rotor in der vorliegenden Erfindung entspricht), der Felder aufweist, die durch Dauermagnete 11a und 11b erzeugt werden, die in gleichen Abständen in Umfangsrichtung angeordnet sind, und einem Außenrotor 12 (der einem ersten Rotor in der vorliegenden Erfindung entspricht), der Felder aufweist, die durch Dauermagnete 12a und 12b erzeugt werden, die in gleichen Abständen in Umfangsrichtung angeordnet sind, und einem Stator 10 ausgestattet ist, der einen Anker 10a zur Erzeugung eines rotierenden Magnetfelds relativ zu dem Innenrotor 11 und dem Außenrotor 12 aufweist. Der Motor 1 wird zum Beispiel als Antriebsquelle eines Hybridfahrzeugs oder eines elektrisch betriebenen Fahrzeugs verwendet und arbeitet als Motor und Generator, wenn er in einem Hybridfahrzeug montiert ist.
Der Innenrotor 11 und der Außenrotor 12 sind konzentrisch derart angeordnet, dass ihre Drehachsen beide zu einer Drehachse 2 des Motors 1 koaxial sind. In dem Innenrotor 11 sind die Dauermagnete 11a mit ihren Südpolen angrenzend an die Drehachse 2 und die Dauermagnete 11b mit ihren Nordpolen angrenzend an die Drehachse 2 abwechselnd angeordnet. Ähnlich sind in dem Außenrotor 12 die Dauermagnete 12a mit ihren Südpolen angrenzend an die Drehachse 2 und die Dauermagnete 12b mit ihren Nordpolen angrenzend an die Drehachse 2 abwechselnd angeordnet.
Der Motor 1 umfasst ferner einen Planetengetriebemechanismus 30, der in 2(a) dargestellt ist, um eine Rotorphasendifferenz zu ändern, die eine Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 ist. In 2(a) ist der Planetengetriebemechanismus 30 ein Einritzelplanetengetriebemechanismus, der in einem hohlen Bereich des Innenrotors 11 an seiner inneren Umfangsseite angeordnet ist. Der Planetengetriebemechanismus 30 umfasst einen ersten Zahnkranz R1, der koaxial und in einem Stück mit dem Außenrotor 12 ausgebildet ist, einen zweiten Zahnkranz R2, der koaxial und in einem Stück mit dem Innenrotor 11 ausgebildet ist, ein erstes Planetenrad 31, das mit dem ersten Zahnkranz R1 in Eingriff steht, ein zweites Planetenrad 32, das mit dem zweiten Zahnkranz R2 in Eingriff steht, ein Sonnenrad S, das ein Zwischenrad ist, das mit dem ersten Planetenrad 31 und dem zweiten Planetenrad 32 in Eingriff steht, einen ersten Planetenträger C1, der rotierend das erste Planentenrad 31 hält und der rotierend durch die Drehachse 2 gehalten wird, und einen zweiten Planetenträger C2, der rotierend das zweite Planetenrad 32 hält und der an dem Stator 10 befestigt ist.
In dem Planetengetriebemechanismus 30 weisen der erste Zahnkranz R1 und der zweite Zahnkranz R2 ungefähr denselben Zahnradaufbau auf und das erste Planetenrad 31 und das zweite Planetenrad 32 weisen ungefähr denselben Zahnradaufbau auf. Die Drehachse 33 des Sonnenrads S ist koaxial zu der Drehachse 2 des Motors 1 angeordnet und wird rotierend durch ein Lager 34 gehalten. Folglich ist der Planetengetriebemechanismus 30 derart aufgebaut, dass das erste Planetenrad 31 und das zweite Planetenrad 32 in Eingriff mit dem Sonnenrad S stehen und sich der Außenrotor 12 und der Innenrotor 11 im Gleichlauf drehen.
Ferner ist eine Drehachse 35 des ersten Planetenträgers C1 koaxial zu der Drehachse 2 des Motors 1 angeordnet und mit einem Aktor 25 verbunden. Der zweite Planetenträger C2 ist an dem Stator 10 befestigt.
Der Aktor 25 bewirkt hydraulisch, dass sich der erste Planetenträger C1 in Vorwärtsrichtung oder in Rückwärtsrichtung dreht oder schränkt die Drehung des ersten Planetenträgers C1 um die Drehachse 2 als Antwort auf ein von einer externen Quelle eingegebenem Steuersignal ein. Dann ändert sich, da der erste Planetenträger C1 durch den Aktor 25 gedreht wird, eine relative Lagebeziehung (Phasendifferenz) zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11. Der Planentengetriebemechanismus 30 und der Aktor 25 bilden den Rotorphasendifferenzschieber in der vorliegenden Erfindung.
2(b) stellt eine Beziehung zwischen den Drehgeschwindigkeiten des ersten Zahnkranzes R1, dem ersten Planetenträger C1, dem Sonnenrad S, dem zweiten Planetenträger C2 und dem zweiten Zahnkranz R2 in dem Planetengetriebemechanismus 30 dar, wobei die Ordinatenachse eine Drehgeschwindigkeit Vr angibt.
In 2(b) ist die Geschwindigkeit des zweiten Planetenträgers C2, der an dem Stator 10 befestigt ist, Null. Dies bedeutet, dass sich zum Beispiel, wenn sich das Sonnenrad S in Rückwärtsrichtung dreht (Vr < 0), der zweite Zahnkranz R2 und der Innenrotor 11 in Vorwärtsdrehrichtung (Vr > 0) mit einer Geschwindigkeit basierend auf einem Verhältnis g2 des Sonnenrads S relativ zu dem zweiten Zahnkranz R2 drehen.
Wenn der Aktor 25 nicht in Betrieb ist (wenn der erste Planetenträger C1 nicht durch den Alktor 25 gedreht wird), ist die Drehgeschwindigkeit des ersten Planetenträgers C1 Null. Folglich drehen sich der erste Zahnkranz R1 und der Außenrotor 12 in Rückwärtsrichtung relativ zu dem sich drehenden Sonnenrad S mit einer Geschwindigkeit basierend auf dem Übersetzungsverhältnis g1 des Sonnenrads S relativ zu dem ersten Zahnkranz R1. Das Übersetzungsverhältnis g1 und ein Übersetzungsverhältnis g2 sind so eingestellt, dass sie ungefähr gleich sind (g1 g2), so dass sich der Innenrotor 11 und der Außenrotor 12 im Gleichlauf drehen, womit folglich die Phasendifferenz zwischen dem Innenrotor 11 und dem Außenrotor 12 auf einem konstanten Wert gehalten wird.
Wenn der Aktor 25 in Betrieb ist (wenn der erste Planetenträger C1 durch den Aktor 25 gedreht wird), drehen sich der erste Zahnkranz R1 und der Außenrotor 12 in Rückwärtsrichtung relativ zu dem sich drehenden Sonnenrad S mit einer Geschwindigkeit, die durch Vergrößern oder Verkleinern einer Geschwindigkeit basierend auf dem Übersetzungsverhältnis g1 des Sonnenrads S relativ zu dem ersten Zahnkranz R1 durch den Drehumfang des ersten Planetenträgers C1 erhalten wird. Dies ändert die Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11.
Der Aktor 25 ist derart aufgebaut, dass er in der Lage ist, den ersten Planetenträger C1 in Vorwärtsrichtung oder Rückwärtsrichtung um wenigstens einen mechanischen Winkel β (Grad) = (180/P)·g1/(1 + g1) relativ zu dem Übersetzungsverhältnis g1 des Sonnenrads S zu dem ersten Zahnkranz R1 und einer Anzahl an Polpaaren P des Motors 1 zu drehen.
Deshalb kann die Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 Richtung eines Voreilwinkels oder eines Nacheilwinkels innerhalb des Bereichs von wenigstens 180 Grad im Sinne des elektrischen Winkels geändert werden. Mit anderen Worten kann der Motor 1, soweit erforderlich, zwischen einem Feldschwächungsbetrieb, bei dem die Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 mit denselben Polen einander gegenüberliegend angeordnet sind, und einem Feldstärkungsbetrieb, bei dem die Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 mit entgegengesetzten Polen einander gegenüberliegend angeordnet sind, eingestellt werden.
3(a) stellt den Feldstärkungsbetrieb dar. Die Richtungen der magnetischen Flüsse Q2 der Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Richtungen der magnetischen Flüsse Q1 der Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 sind dieselben, die zu größeren zusammengesetzten magnetischen Flüssen Q3 führen. Unterdessen stellt 3(b) den Feldschwächungsbetrieb dar. Die Richtungen der magnetischen Flüsse Q2 der Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Richtungen der magnetischen Flüsse Q1 der Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 sind einander entgegengerichtet, was zu kleineren zusammengesetzten magnetischen Flüssen Q3 führt.
4 stellt einen Graphen dar, der die Induktionsspannungen vergleicht, die in dem Anker des Stators 10 erzeugt werden, wenn der Motor 1 mit einer vorbestimmten Umdrehungsanzahl in dem in 3(a) bzw. 3(b) dargestellten Betrieb betrieben wird, wobei die Ordinatenachse die Induktionsspannung (V) und die Abszissenachse den elektrischen Winkel (Grad) angibt. In dem Graph gibt „a” den in 3(a) dargestellten Betrieb an (den Feldstärkungsbetrieb), während „b” den in 3(b) dargestellten Betrieb angibt (den Feldschwächungsbetrieb). 4 zeigt, dass eine Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 eine wesentliche Änderung der erzeugten Induktionsspannung verursacht.
Folglich kann die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 durch Vergrößern oder Verkleinern der magnetischen Flüsse der Felder durch Ändern der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 geändert werden. Dies ermöglicht es, einen Betriebsbereich relativ zum Abtrieb und der Umdrehungszahl des Motors 1 zu erweitern, verglichen mit einem Fall, bei dem die Induktionsspannungskonstante Ke konstant bleibt. Überdies kann der Betriebswirkungsgrad des Motors 1 gesteigert werden, da sich der Kupferverlust des Motors 1 verringert, verglichen mit einem Fall, bei dem die Feldschwächungssteuerung durch Erregung des Ankers auf der d-Achse (Feldachse) durch eine dq-Koordinatenumwandlung durchgeführt wird, die gewöhnlich zur Motorsteuerung verwendet wird.
In 5 bis 9 wird nun die Motorsteuerung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung erläutert. Die in 5 dargestellte Motorsteuerung (hierin nachstehend einfach als „die Steuerung” bezeichnet) formt den Motor 1 in eine äquivalente Schaltung basierend auf einem zweiphasigen rotierenden Gleichstromkoordinatensystem um, in dem die Feldrichtung durch die d-Achse angegeben wird, während die zu der d-Achse orthogonale Achse durch die q-Achse angegeben wird. Die Steuerung regelt die Strommenge, die dem Motor 1 zugeführt wird, derart, dass ein Drehmoment basierend auf einem Drehmomentsteuerwert Tr_C, der von einer externen Quelle empfangen wird, von dem Motor 1 abgegeben wird.
Die Steuerung ist eine elektrische Einheit, die aus einer CPU, Speicher und so weiter besteht und einen Stromsteuerwertermittler 60, der einen Steuerwert Id_c der dem auf der d-Achse angeordneten Anker (hierin nachstehend als „der d-Achsen-Anker” bezeichnet) zuzuführenden Strommenge (hierin nachstehend als „der d-Achsen-Strom” bezeichnet) und einen Steuerwert Iq_c der dem auf der q-Achse angeordneten Anker (hierin nachstehend als „der q-Achsen-Anker” bezeichnet) zuzuführenden Strommenge (hierin nachstehend als „der q-Achsen-Strom” bezeichnet) basierend auf einem Drehmomentsteuerwert Tr_c und einem Schätzwert θd_e der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 (Rotorphasendifferenz) des Motors 1 ermittelt, einen Dreiphasen/dq-Umwandler 75, der einen d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s und einen q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s durch Dreiphasen/dq-Umwandlung basierend auf den Stromerfassungssignalen, die durch Strommessfühler 70 und 71 (die den Strommessfühlern in der vorliegenden Erfindung entsprechen) ermittelt werden, aus denen unerwünschte Bestandteile durch einen Bandpassfilter entfernt wurden, und einem Rotorwinkel θr des Außenrotors 12, der durch einen Messwandler 73 (der dem Rotorstellungsdetektor in der vorliegenden Erfindung entspricht) ermittelt wird, berechnet, eine Erregungssteuereinheit 50, die einen Steuerwert Vd_c einer an den d-Achsen-Anker anzulegenden Spannung (hierin nachstehend als „die d-Achsen-Spannung” bezeichnet) und einen Steuerwert Vq_c einer an den q-Achsen-Anker anzulegenden Spannung (hierin nachstehend als „die q-Achsen-Spannung” bezeichnet) derart ermittelt, dass eine Differenz zwischen dem Steuerwert Id_c und dem Erfassungswert Id_s des d-Achsen-Stroms und eine Differenz zwischen dem Steuerwert Iq_c und dem Erfassungswert Iq_s des q-Achsen-Stroms verringert wird, einen rθ-Umwandler 61, der den Steuerwert Vd_c der d-Achsen-Spannung und den Steuerwert Vq_c der q-Achsen-Spannung in einen Teil einer Größe V1 und einen Teil eines Winkels θ umwandelt, und einen PWM-Rechner 62, der die Teile der Größe V1 und des Winkels θ durch PWM-Steuerung in eine dreiphasige Wechselspannung (U, V, W) umwandelt, umfasst. Der Stromsteuerwertermittler 60 und die Erregungssteuereinheit 50 bilden die Erregungssteuerung in der vorliegenden Erfindung.
Die Steuerung ist ferner ausgestattet mit einem Konstantenrechner 63 (umfassend den Induktionsspannungskonstantenrechner und den q-Achsen-Ankerinduktanzrechner in der vorliegenden Erfindung), der die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 und die Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers basierend auf dem d-Achsen-Spannungssteuerwert Vd_c, dem q-Achsen-Spannungssteuerwert Vq_c, dem d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s, dem q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s und einem Winkelgeschwindigkeitserfassungswert ω_s (erfasst durch einen Winkelgeschwindigkeitsdetektor, der nicht dargestellt ist) berechnet, einem Phasendifferenzschätzer 64 (der dem Rotorphasendifferenzschätzer in der vorliegenden Erfindung entspricht), der einen Schätzwert θd_e einer Rotorphasendifferenz basierend auf der Induktionsspannungskonstanten Ke und der Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers ermittelt, einem Soll-Spannungskreisrechner 90 zur Berechnung eines Radius Vp_soll eines Soll-Spannungskreises, der später erläutert werden wird, aus einer Versorgungsspannung Vdc des Motors 1, einem Ist-Spannungskreisrechner 92 zur Berechnung eines Radius Vp eines tatsächlichen Spannungskreises durch Verbinden des d-Achsen-Spannungssteuerwerts Vd_c und des q-Achsen-Spannungssteuerwerts Vq_c, was später erläutert werden wird, einem Subtrahierer 91 zur Berechnung einer Differenz ΔVp zwischen dem Radius Vp_soll des gewünschten Spannungskreises und dem Radius Vp des tatsächlichen Spannungskreises, einem Feldschwächungsstromrechner 93 zur Berechnung einer erforderlichen Stromstärke ΔId_vol zur Feldschwächungssteuerung basierend auf der Differenz ΔVp, einem Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 zur Ermittlung eines Rotorphasendifferenzsteuerwerts θd_c (der dem Rotorphasendifferenzsteuerwert in der Feldschwächungssteuerung in der vorliegenden Erfindung entspricht) zur Bereitstellung einer Feldschwächungswirkung, die äquivalent zu der Wirkung ist, die durch Zuführen des erforderlichen Stroms ΔId_vol an den d-Achsen-Anker erhalten wird, und einem d-Achsen-Stromkorrektor 80 (der dem Feldschwächungsstromkorrektor in der vorliegenden Erfindung entspricht) zur Berechnung eines d-Achsen-Stromkorrekturwerts ΔId_vol_2 basierend auf einer Differenz zwischen dem Steuerwert θc_d und einem Schätzwert θc_e der Rotorphasendifferenz.
Die Erregungssteuereinheit 50 ist mit einem Addierer 51 zum Addieren des Korrekturstroms ΔId_vol_2 zu dem d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c, einem Subtrahierer 52 zur Berechnung einer Differenz ΔId zwischen einem Steuerwert Id_ca mit dem dazu addierten Korrekturstrom ΔId_vol_2 und dem d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s, einer d-Achsen-Stromsteuereinheit 53 zur Berechnung der d-Achsen-Differenzspannung ΔVd zur Erzeugung der Differenz ΔId, einer Entstörungssteuereinheit 56 zur Berechnung einer Komponente (Entstörungskomponente) zur Aufhebung eines Einflusses elektromotorischer Geschwindigkeitskräfte, die einander überlagern, zwischen der d-Achse und der q-Achse basierend auf dem d-Achsen-Stromsteuerwert Id_ca nach der Korrektur und dem q-Achsen-Stromsteuerwert Iq_c, einem Subtrahierer 54 zur Subtraktion der durch die Entstörungssteuereinheit 56 berechneten Entstörungskomponente von der d-Achsen-Differenzspannung ΔVd, einem Subtrahierer 55 zur Berechnung einer Differenz ΔIq zwischen dem Steuerwert Iq_c und dem Erfassungswert Iq_s des q-Achsen-Stroms, einer q-Achsen-Stromsteuereinheit 57 zur Berechnung einer q-Achsen-Differenzspannung ΔVq zur Erzeugung des Differenz ΔIq und einem Addierer 58 zur Addition einer Entstörungskomponente zu der q-Achsen-Differenzspannung ΔVq versehen.
6 stellt eine Beziehung zwischen Strom und Spannung in dem dq-Koordinatensystem dar, in dem die Ordinatenachse die q-Achse (Drehmomentachse) kennzeichnet, während die Abszissenachse die d-Achse (Feldachse) kennzeichnet. In der Figur kennzeichnet C einen Soll-Spannungskreis. Die Steuerung steuert den d-Achsen-Strom und den q-Achsen-Strom derart, dass ein Vektor, der die Spannung Vd zwischen den Klemmen des d-Achsen-Ankers und der Spannung Vq zwischen den Klemmen des q-Achsen-Ankers (wobei der Vektor den Radius eines Ist-Spannungskreises liefert) zusammenfasst, in den Soll-Spannungskreis C eindringt. In der Figur kennzeichnet E eine elektromotorische Gegenkraft, die in dem q-Achsen-Anker durch die Umdrehung des Motors 1 erzeugt wird, ω bezeichnet eine Winkelgeschwindigkeit des Motors 1, R bezeichnet den Widerstand des d-Achsen-Ankers und des q-Achsen Ankers, Lq bezeichnet eine Induktanz des q-Achsen-Ankers, Ld bezeichnet eine Induktanz des d-Achsen-Ankers, Vd bezeichnet eine Spannung zwischen den Klemmen des d-Achsen-Ankers, Vq bezeichnet eine Spannung zwischen den Klemmen des q-Achsen-Ankers, Id bezeichnet den d-Achsen-Strom und Iq bezeichnet den q-Achsen-Strom.
Betrachtet man eine Komponente auf der q-Achse in 6, gilt die durch den Ausdruck (1) angegebene Beziehung; daher kann die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 aus dem unten gegebenen Ausdruck (2) berechnet werden: Ke·ω + R·Iq = Vq – ω·Ld·Id (1), wobei Ke: Induktionsspannungskonstante; ω: Winkelgeschwindigkeit des Motors; R: Widerstand des q-Achsen-Ankers und des d-Achsen-Ankers; Iq: q-Achsen-Strom; Vq: Spannung zwischen den Klemmen des q-Achsen-Ankers; Ld: Induktanz des d-Achsen-Ankers; und Id: d-Achsen-Strom.
Betrachtet man eine Komponente auf der d-Achse in 6, gilt die durch den Ausdruck (3) unten angegebene Beziehung; daher kann die Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers aus dem unten angegebenen Ausdruck (4) berechnet werden: Vd = R·Id – ω·Lq·Iq (3),
Der Konstantenrechner 63 setzt die q-Achsen-Steuerspannung Vq_c, den Winkelgeschwindigkeitserfassungswert ω_s des Motors 1, den d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s und den q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s in Vq, ω, Id bzw. Iq des obigen Ausdrucks (2) ein, um die Induktionsspannungskonstante Ke zu berechnen. Der Konstantenrechner 63 setzt ebenfalls den d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s, den d-Achsen-Spannungssteuerwert Vd_c, den Winkelgeschwindigkeitserfassungswert ω_s des Motors 1 und den q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s in Id, Vd, ω bzw. Iq des obigen Ausdrucks (4) ein, um die Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers zu berechnen.
Der Widerstand R des d-Achsen-Ankers und des q-Achsen-Ankers in dem oben dargestellten Ausdruck (2) und Ausdruck (4) nimmt vorbestimmte feste Werte an. Die Induktanz Ld des d-Achsen-Ankers in Ausdruck (2) kann einen vorbestimmten festen Wert annehmen; es verringert sich jedoch die Induktanz Ld des d-Achsen-Ankers, während sich eine Rotorphasendifferenz vergrößert, so dass die Induktanz Ld einen Schätzwert annehmen kann, der bewirkt, dass sich die Induktanz Ld verringert, während sich der Rotorphasendifferenzsteuerwert θd_c erhöht.
Dann ermittelt der Phasendifferenzschätzer 64 einen Schätzwert θd_e einer Rotorphasendifferenz basierend auf der Induktionsspannungskonstanten Ke und der Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers, die durch den Konstantenrechner 63 berechnet werden. Wenn sich die Rotorphasendifferenz ändert, ändern sich die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 und die Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers entsprechend.
Daher wendet der Phasendifferenzschätzer 64 die Induktionsspannungskonstante Ke und die q-Achsen-Ankerinduktanz Lq, die durch den Konstantenrechner 63 berechnet worden sind, auf eine in 7(b) dargestellte Korrespondenzabbildung von Ke und Lq/θd an, um eine zugehörige Phasendifferenz θd zu erhalten und bestimmt die Phasendifferenz θd als den Schätzwert θd_e der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11.
Die Korrespondenzabbildung von Ke und Lq/θd wird basierend auf Experimentaldaten oder Computersimulationen angefertigt und im Voraus in einem Speicher (nicht dargestellt) gespeichert. Die durch den Konstantenrechner 63 berechnete Induktionsspannungskonstante Ke könnte auf die in 7(a) dargestellte Ke/θd Korrespondenzabbildung angewendet werden, um θd_e zu bestimmen; die Schätzungsgenauigkeit einer Rotorphasendifferenz kann jedoch durch Addieren der Induktionsspannungskonstanten Ke und Verwenden der Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers verbessert werden, um den Schätzwert θd_e einer Rotorphasendifferenz zu bestimmen.
Dann wendet der Stromsteuerwertermittler 60 den Drehmomentsteuerwert Tr_c und den Schätzwert θd_e einer Rotorphasendifferenz auf eine Abbildung von Tr, θd/Id und Iq an, um das zugehörige Id und Iq zu erhalten und bestimmt die erhaltenen Id und Iq als einen d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c bzw. einen q-Achsen-Stromsteuerwert Id_q. Somit ermöglicht die Verwendung des Schatzwerts θd_e einer Rotorphasendifferenz, den d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c und den q-Achsen-Stromsteuerwert Iq_c zu bestimmen, die eine tatsächliche Änderung eines magnetischen Flusses eines Feldes des Motors 1 widerspiegeln. Folglich können Abtriebsdrehmomente des Motors 1 genau basierend auf dem Drehmomentsteuerwert Tr_c gesteuert werden.
Nachfolgend berechnet der Soll-Spannungskreisrechner 90 die Soll-Spannung Vp_soll innerhalb einer Ausgangsspannung Vdc einer Gleichstromversorgung (nicht dargestellt). Der Ist-Spannungskreisrechner 92 berechnet die Größe eines zusammengesetzten Vektors des d-Achsen-Stromsteuerwerts Id_c und des q-Achsen-Stromsteuerwerts Iq_c als tatsächliche Spannung Vp. Dann berechnet der Subtrahierer 91 eine Differenz ΔVp zwischen der Sollspannung Vp soll und der tatsächlichen Spannung Vp. Die Feldschwächungssteuereinheit 93 ermittelt einen erforderlichen Strom ΔId_vol zur Feldschwächungssteuerung derart, dass ΔVp > 0.
Ein Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 ermittelt einen Rotorphasendifferenzsteuerwert θd_c, der eine Feldänderung entsprechend ΔId_vol bewirkt. Dann gibt der Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 den Rotorphasendifferenzsteuerwert θd_c an den Aktor 25 aus. Der Aktor 25 führt die in 8 dargestellte Verarbeitung aus, um die Rotorphasendifferenz zu ändern.
Genauer wandelt der Aktor 25 bei Empfang des Rotorphasendifferenzsteuerwerts θd_c in SCHRITT1 der 8 θd_c in einen mechanischen Winkel β in SCHRITT2 um. Dann wandelt der Aktor 25 in dem folgenden SCHRITT3 den mechanischen Winkel β in einen Arbeitswinkel γ des ersten Planetenträgers C1 um und dreht den ersten Planetenträger um den Arbeitswinkel γ in SCHRITT4.
Ein Rotorphasendifferenzfolgeermittler 80 führt die in 9 dargestellte Verarbeitung durch, um die Verarbeitung zur Kompensation einer Antwortverzögerung der Verarbeitung auszuführen, die Rotorphasendifferenz durch den Aktor 25 zu ändern. Insbesondere liest der Rotorphasendifferenzfolgeermittler 80 den Steuerwert θd_c und den Schätzwert θd_e der Rotorphasendifferenz in SCHRITT10 der 9 und ermittelt in dem nächsten SCHRITT11, ob der Schätzwert θd_e kleiner ist als der Steuerwert θd_c.
Wenn der Schätzwert θd_e kleiner ist als der Steuerwert θd_c (wenn es eine Folgeverzögerung gibt), fährt der Rotorphasendifferenzfolgeermittler 80 mit SCHRITT12 fort, in dem der Rotorphasendifferenzfolgeermittler 80 einen d-Achsenstromänderungswert ΔId_vol in einem d-Achsen-Stromkorrekturwert ΔId_vol_2 einstellt, und dann mit SCHRITT13 fortfährt. Unterdessen, wenn der Steuekrwert θd_c gleich dem Schätzwert θd_e ist oder weniger (wenn es keine Folgeverzögerung gibt), verzweigt der Rotorphasendifferenzfolgeermittler 80 von SCCHRITT11 zu SCHRITT20, um den d-Achsen-Stromkorrekturwert ΔId_vol_2 auf Null zu setzen und fährt dann mit SCHRITT13 fort. Der Rotorphasendifferenzfolgeermittler 80 gibt den d-Achsen-Stromkorrekturwert ΔId_vol_2 an den Addierer 51 in SCHRITT13 aus.
Wenn es folglich eine Antwortverzögerung bei der Änderung der Rotorphasendifferenz gibt, addiert der Addierer 51 den d-Achsen-Stromkorrekturwert ΔId_vol_2 für den d-Achsen-Stromänderungswert ΔId_vol zu dem d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c. Die Zunahme des d-Achsen-Stroms ergänzt die Feldschwächungswirkung, so dass die Antwortverzögerung bei der Änderung der Rotorphasendifferenz ermöglicht, einen Fehlbetrag der Feldschwächung auszugleichen, der der Änderung der Rotorphasendifferenz zuzuschreiben ist.
In 10 und 11 wird die Verarbeitung zur Verbesserung der Genauigkeit bei der Berechnung der Induktionsspannungskonstanten Ke, wenn die Induktionsspannungskonstante Ke berechnet wird, durch Berücksichtigung eines Widerstands R eines Motorankers erläutert.
In 10 bezeichnen (Id₁, Iq₁, Vd₁, Vq₁) den (d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s, q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s, d-Achsen-Spannungssteuerwert Id_c, q-Achsen-Spannungssteuerwert Iq_c) an einem Probenpunkt t₁ des d-Achsen-Stroms und des q-Achsen-Stroms in einem Stromsteuerzyklus Cy₁ der Steuerung. (Id₂, Iq₂, Vd₂, Vq₂) bezeichnen den (d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s, q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s, d-Achsen-Spannungssteuerwert Id_c, q-Achsen-Spannungssteuerwert Iq_c) an einem Probenpunkt t₂ des d-Achsen-Stroms und des q-Achsen-Stroms in einem letzten Stromsteuerzyklus Cy₂ der Steuerung. Die Daten (Id₂, Iq₂, Vd₂, Vq₂) bei t₂ werden in einem Speicher gespeichert.
Der Steuerzyklus der Steuerung ist kurz und ein Einfluss einer Temperaturänderung in einer Ankerspule des Motors 1 oder Temperaturänderungen in dem Innenrotor 11 und dem Außenrotor 12 sind während der Zeitdauer von t₁ nach t₂ vernachlässigbar und es kann angenommen werden, dass eine Phasendifferenz zwischen dem Innenrotor 11 und dem Außenrotor 12 unverändert bleibt.
Folglich nimmt der Konstantenrechner 63 die Differenz zwischen dem folgenden Ausdruck (5), der durch Ersetzen von (Id₁, Iq₁, Vd₁, Vq₁) bei t₁ in den obigen Ausdruck (3) erhalten wird, und dem folgenden Ausdruck (6), der durch Ersetzen der Daten (Id₂, Iq₂, Vd₂, Vq₂) bei t₂ in den obigen Ausdruck (3) erhalten wird, um den unten angegebenen Ausdruck (7) zu liefern. Dann wird Lq, das durch Verwenden einer in 11(b) dargestellten Korrespondenzabbildung der Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers und dem Abtriebsdrehmoment Tr des Motors 1 (Lq/Tr-Abbildung) erhalten wird, in den Ausdruck (7) eingesetzt, um den Widerstand R des Ankers zu berechnen. Die in 11(b) dargestellte Lq/Tr-Abbildung wurde durch Verwenden von Experimentaldaten oder Computersimulationen basierend auf einer Eigenschaft ermittelt, bei der sich die Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers entsprechend mit dem Abtriebsdrehmoment des Motors 1 ändert. Vd₁ = R·Id₁ – ω·Lq·Iq₁ (5), wobei Vd₁: Spannung zwischen den Klemmen des d-Achsen-Ankers bei t₁; R: Widerstand des q-Achsen-Ankers und des d-Achsen-Ankers; Id₁: d-Achsen-Strom bei t₁; ω: Winkelgeschwindigkeit des Motors; Lq: Induktanz des q-Achsen-Ankers; und Iq₁: q-Achsen-Strom bei t₁. Vd₂ = R·Id₂ – ω·Lq·Iq₂(6), wobei Vd₂: Spannung zwischen den Klemmen des d-Achsen-Ankers bei t₂; R: Widerstand des q-Achsen-Ankers und des d-Achsen-Ankers; Id₂: d-Achsen-Strom bei t₂; ω: Winkelgeschwindigkeit des Motors; Lq: Induktanz des q-Achsen-Ankers; und Iq₂: q-Achsen-Strom bei t₂.
Wenn der Widerstand R gemäß des folgenden Ausdrucks (8) berechnet wird, der aus dem obigen Ausdruck (5) abgeleitet wurde, nimmt ein Berechnungsfehler von R störend zu, wenn Id₁ nicht größer als ein vorbestimmter Wert ist, der in die Nähe von Null gesetzt wurde.
Der Konstantenrechner 63 stellt den Steuerwert Id_c des d-Achsen-Stroms derart ein, dass der d-Achsen-Strom Id₁ bei t₁ und der d-Achsen-Strom Id₂ bei t₂ sehr kleine Ströme mit entgegengesetzten Vorzeichen sind. Dies führt dazu, dass ein Absolutwert Id₁ – Id₂ in dem Nenner des obigen Ausdrucks (7) größer ist als ein Absolutwert Id₁ in dem Nenner des obigen Ausdrucks (8), was die Verringerung eines Berechnungsfehlers des Widerstands R erlaubt. Zum Beispiel ermöglicht, wenn der Stromsteuerwertermittler 60 Id_c ≈ 0 ausgibt, das Setzen des Steuerwerts Id_c des d-Achsen-Stroms des Steuerzyklus Cy₁ auf 0,1 und des Steuerwerts Id_c des d-Achsen-Stroms des Steuerzyklus Cy₂ auf –0,1, den Nenner des obigen Ausdrucks (7) auf Id₁ – Id₂ = 0,1 – (–0,1) = 0,2 zu erhöhen. In diesem Fall beträgt der Mittelwert der d-Achsen-Ströme in den Steuerzyklen Cy₁ und Cy₂ Null, was einen kleinen Einfluss auf die Erregungssteuerung des Motors 1 ausübt.
Dann setzt der Konstantenrechner 63 den gemäß des obigen Ausdrucks (8) berechneten Widerstand R, die Induktanz Ld des in 11(a) dargestellten d-Achsen-Ankers und das gemäß der Korrespondenzabbildung des Abtriebsdrehmoments des Motors 1 (Lq/Tr-Abbildung) erhaltene Ld in den folgenden Ausdruck (9) ein, um die Induktionsspannungskonstante Ke zu berechnen.
Die in 11(a) dargestellte Ld/Tr-Abbildung wurde durch Experimentaldaten oder Computersimulationen basierend auf einer Eigenschaft ermittelt, bei der sich die Induktanz Ld des d-Achsen-Ankers gemäß dem Abtriebsdrehmoment des Motors 1 ändert.
Nachfolgend wendet der Konstantenrechner 63 die gemäß des obigen Ausdrucks (9) berechnete Induktionsspannungskonstante Ke auf die in 7(a) dargestellte Korrespondenzabbildung Ke/θd an, um dadurch den Schätzwert θd_e der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 des Motors 1 zu bestimmen.
Ebenso können, wenn die Rotorphasendifferenz θd gemäß der zuvor genannten, in 7(b) dargestellten Korrespondenzabbildung von Ke und Lq/θd bestimmt wird, die Berechnungsfehler der Induktionsspannungskonstanten Ke und der q-Achsen-Ankerinduktanz Lq auf dieselbe Weise verringert werden.
Wenn die Induktanz Lq des q-Achsenankers gemäß des folgenden Ausdrucks (10) berechnet wird, der durch Einsetzen von (Id₁, Iq₁, Vd₁) bei t₁ in den obigen Ausdruck (4) erhalten wird, vergrößert sich ein Berechnungsfehler von Lq, wenn Iq₁ sehr klein ist (≈ 0).
Daher stellt der Konstantenrechner 63 den q-Achsen-Stromsteuerwert Iq_c derart ein, dass der q-Achsen-Strom Iq₁ bei t₁ und der q-Achsen-Strom Iq₂ ei t₂ ein sehr kleiner Strom mit entgegengesetzten Vorzeichen ist und berechnet die q-Achsen-Ankerinduktanz Lq gemäß des folgenden Ausdrucks (11).
Dies führt dazu, dass ein Absolutwert Iq₁ – Iq₂ in dem Nenner des obigen Ausdrucks (11) größer ist als ein Absolutwert Iq₁ in dem Nenner des obigen Ausdrucks (10), was die Verringerung eines Berechnungsfehlers der q-Achsen-Ankerinduktanz Lq erlaubt.
Der Widerstand R in dem obigen Ausdruck (11) kann zum Beispiel gemäß der folgenden Ausdrücke (12) bis (20) bezogen auf den Motor berechnet werden.
Der q-Achsen-Strom Iq ist, wenn der Motor erregt wird, gemäß des folgenden Ausdrucks (12) gegeben:
Wenn die Klemmen des d-Achsen-Ankers und des q-Achsen-Ankers kurzgeschlossen sind, um Vd = 0 und Vq = 0 zu setzen, wird dann der folgende Ausdruck (13) aus dem obigen Ausdruck (12) abgeleitet:
Wenn der d-Achsen-Anker und der q-Achsen-Anker kurzgeschlossen sind, wenn ein Bereich derart begrenzt ist, dass das Abtriebsdrehmoment des Motors im Wesentlichen konstant bleibt und der Erregungsstrom ebenfalls konstant bleibt, dann gilt in dem Nenner des obigen Ausdrucks (13) R² << ω²·Ld·Lq, was folglich den folgenden Ausdruck (14) liefert:
Der folgende Ausdruck (15) berücksichtigt eine Differenz zwischen einer Referenztemperatur T₀ und einer aktuellen Temperatur T_c und einem Temperaturkoeffizienten Kt einer Ankerspule. Der Ausdruck (16) wird aus dem Ausdruck (15) durch Modifizieren des Ausdrucks (15) nach T_c abgeleitet. Der obige Ausdruck (14) wird in Ausdruck (16) eingesetzt, um den unten angegebenen Ausdruck (17) zu erhalten.
wobei R₀: Widerstandswert des Ankers bei der Referenztemperatur T₀; Kt: Widerstandstemperaturkoeffizient des Ankers; und T_c: Aktuelle Temperatur.
R = R₀{1 + Kt(T_c – T₀)} (17)
Dann ermöglicht die Anwendung der gemäß des obigen Ausdrucks (11) berechneten q-Achsen-Ankerinduktanz Lq und der gemäß des obigen Ausdrucks (9) berechneten Induktionsspannungskonstante Ke auf die in 7(b) dargestellte Korrespondenzabbildung von Ke und Lq/θd, einen Berechnungsfehler der Rotorphasendifferenz θd zu verringern, wenn die d-Achsen-Ströme Id und die q-Achsen-Ströme Iq sehr klein sind.
Die vorliegende Ausführungsform hat die Steuerung für einen Motor in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung dargestellt, in der der Motor 1 in eine Äquivalenzschaltung basierend auf dem dq-Koordinatensystem umgeformt wird, das ein zweiphasiges rotierendes Gleichstromkoordinatensystem ist. Die vorliegende Erfindung ist jedoch ebenfalls auf einen Fall anwendbar, in dem der Motor 1 in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem αβ-Koordinatensystem umgeformt ist, das ein zweiphasiges festes Wechselstromkoordinatensystem ist.

Claims

Motorsteuerung, die ausgelegt ist, den Betrieb eines Dauermagnetfeld-Drehmotors (1), der einen ersten Rotor (12) und einen zweiten Rotor (11) umfasst, die mehrere durch Dauermagnete (11a, 12a) erzeugte Felder aufweisen und die um eine Drehachse (2) angeordnet sind, durch Ausführen einer Feldsteuerung als Ergebnis der Änderung einer Rotorphasendifferenz als eine Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor (12) und dem zweiten Rotor (11) zu steuern, wobei die Steuerung umfasst: ein Rotorphasendifferenzschieber (25) zur Änderung der Rotorphasendifferenz zwischen dem ersten Rotor (12) und dem zweiten Rotor (11) mittels eines Planetengetriebemechanismus (30) basierend auf einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz in der Feldsteuerung; ein Stromerfassungsmittel zur Erfassung eines durch einen Anker des Motors (1) fließenden Stroms; ein Rotorstellungsdetektor (73) zur Erfassung einer Stellung des ersten Rotors (12); ein Winkelgeschwindigkeitserfassungsmittel zur Erfassung einer Motorwinkelgeschwindigkeit; ein Induktionsspannungskonstantenrechner (63), der den Motor (1) in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem zweiphasigen festen Wechselstromkoordinatensystem oder einem zweiphasigen rotierenden Gleichstromkoordinatensystem basierend auf einer Stellung des ersten Rotors (12) umformt, und das eine Induktionsspannungskonstante des Motors (1) basierend auf den umgeformten Werten einer Spannung zwischen den Klemmen des Motorankers und eines durch den Anker fließenden Stroms in der Äquivalenzschaltung und der Winkelgeschwindigkeit des Motors (1) berechnet; ein Rotorphasendifferenzschätzer (64) zur Schätzung der Rotorphasendifferenz basierend auf der Induktionsspannungskonstanten; und eine Erregungssteuereinheit (50) zur Steuerung der Motorerregung basierend auf dem Schätzwert der durch den Rotorphasendifferenzschätzer (64) bereitgestellten Rotorphasendifferenz, wobei der Motor (1) zwischen einem Feldschwächungsbetrieb, bei welchem Dauermagnete (12a) des ersten Rotors (12) und Dauermagnete (11a) des zweiten Rotors (11) mit denselben Polen einander gegenüberliegend angeordnet sind, und einem Feldstärkungsbetrieb, bei welchem Dauermagnete (12a) des ersten Rotors (12) und Dauermagnete (11a) des zweiten Rotors (11) mit entgegengesetzten Polen einander gegenüberliegend angeordnet sind, umschaltbar ist.
Motorsteuerung gemäß Anspruch 1, worin der Induktionsspannungskonstantenrechner (63) die Erregungshöhe des Motors (1) derart steuert, dass die Vorzeichen der umgeformten Werte in der Äquivalenzschaltung der durch den Motoranker fließenden Ströme an unterschiedlichen Punkten einander entgegengesetzt sind, wenn die Erregungshöhe des Motors (1) einem vorgegebenen Wert oder weniger entspricht und eine Induktionsspannungskonstante des Motors (1) basierend auf der Differenz zwischen den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der Spannungen zwischen den Klemmen des Motorankers an den unterschiedlichen Punkten, der Differenz zwischen den umgeformten Werten der Äquivalenzschaltung der Ströme, die an den unterschiedlichen Punkten durch den Motoranker fließen und einer Winkelgeschwindigkeit des Motors (1) berechnet.
Motorsteuerung gemäß Anspruch 1, ferner umfassend: ein q-Achsen-Ankerinduktanzrechner (63) zur Berechnung der Induktanz eines auf der q-Achse angeordneten Ankers basierend auf den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der Spannungen zwischen den Klemmen des Motorankers und dem durch den Anker fließenden Strom und einer Winkelgeschwindigkeit des Motors (1), worin die Äquivalenzschaltung auf einem zweiphasigen rotierenden Gleichstromkoordinatensystem basiert, das aus einer d-Achse, die sich in Richtung eines magnetischen Flusses eines Motorfelds erstreckt, und der zu der d-Achse orthogonalen q-Achse besteht, und der Rotorphasendifferenzschätzer (64) die Rotorphasendifferenz basierend auf der Induktanz des auf der q-Achse angeordneten Ankers und der Induktionsspannungskonstanten des Motors (1) schätzt.
Motorsteuerung gemäß Anspruch 3, worin der q-Achsen-Ankerinduktanzrechner (63) den durch den auf der q-Achse angeordneten Anker fließenden Strom derart steuert, dass die Vorzeichen der durch den auf der q-Achse angeordneten Anker fließenden Ströme an unterschiedlichen Punkten einander entgegengesetzt sind, wenn der durch den auf der q-Achse angeordneten Anker fließende Strom einem vorgegebenen Wert oder weniger entspricht, und eine Induktanz des auf der q-Achse angeordneten Ankers basierend auf der Differenz zwischen den umgeformten Werten in der Äquivalenzschaltung der Spannungen zwischen den Klemmen des Motorankers an den unterschiedlichen Punkten, der Differenz zwischen den umgeformten Werten der in der Äquivalenzschaltung der durch den Motoranker an unterschiedlichen Stellen fließenden Ströme und einer Winkelgeschwindigkeit des Motors (1) berechnet.
Motorsteuerung gemäß Anspruch 4, worin der Induktionsspannungskonstantenrechner (63) die Induktanz des auf der d-Achse angeordneten Ankers basierend auf einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz in der Feldsteuerung schätzt und die Induktionsspannungskonstante unter Verwendung des Schätzwerts der Induktanz des auf der d-Achse angeordneten Ankers berechnet.
Motorsteuerung gemäß Anspruch 5, ferner umfassend: ein Feldschwächungsstromkorrektor (80) zur Steuerung der Erregungshöhe des auf der d-Achse angeordneten Ankers, um einen Feldschwächungsmangel infolge einer Änderung der Rotorphasendifferenz basierend auf einer Differenz zwischen einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz, wenn das Motorfeld durch die Feldsteuerung abgeschwächt wird, und einem Schätzwert der Rotorphasendifferenz, der durch das Phasendifferenzschätzmittel erhalten wird, zu verringern.
Motorsteuerung gemäß Anspruch 3, worin der Induktionsspannungskonstantenrechner (63) die Induktanz des auf der d-Achse angeordneten Ankers basierend auf einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz in der Feldsteuerung schätzt und die Induktionsspannungskonstante unter Verwendung des Schätzwerts der Induktanz des auf der d-Achse angeordneten Ankers berechnet.
Motorsteuerung gemäß Anspruch 3, ferner umfassend: ein Feldschwächungsstromkorrektor (80) zur Steuerung der Erregungshöhe des auf der d-Achse angeordneten Ankers, um einen Feldschwächungsmangel infolge einer Änderung der Rotorphasendifferenz basierend auf einer Differenz zwischen einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz, wenn das Motorfeld durch die Feldsteuerung abgeschwächt wird, und einem Schätzwert der Rotorphasendifferenz, der durch das Phasendifferenzschätzmittel erhalten wird, zu verringern.