JP5578110B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、突極性を有する回転機の端子を互いに相違する電圧印加手段に選択的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気的な状態量に基づき回転機の回転角度を推定する推定手段を備える回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の推定ｄ軸の正方向および負方向に振動する高周波電圧信号を印加した際に電動機に実際に伝播する高周波電流信号に基づき電動機の電気角を推定するものも提案されている。

特許第３３１２４７２号公報

ただし、上記のように、３相電動機の制御量を制御するための電圧に高周波電圧信号を重畳させる場合、高周波電圧信号に起因したノイズが生じる。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、突極性を有する回転機の端子を互いに相違する電圧印加手段に選択的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気的な状態量に基づき回転機の回転角度を推定する推定手段を備える新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、突極性を有する回転機の端子を互いに相違する電圧印加手段に選択的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気的な状態量に基づき回転機の回転角度を推定する推定手段を備える回転機の制御装置において、前記回転機を流れる電流についての前記電力変換回路の操作状態の切り替えに伴って変化する成分であるリプル電流を検出するリプル電流検出手段と、前記リプル電流の検出値に基づき、前記回転機の電気角周期で周期的に変化する電圧である周期ベクトルの少なくとも１成分を算出するベクトル成分算出手段とを備え、前記推定手段は、前記ベクトル成分算出手段による算出値に基づき、前記回転角度を推定することを特徴とする。

突極性を有する回転機は、回転子の周上の透磁率の相違に起因して固定子の自己インダクタンスや相互インダクタンスが変化する。そしてこの変化は、電気角の半周期を１周期とするものとして精度良くモデル化することができる。この周期的に変化するインダクタンス成分は、電気角周期で周期的に変化する成分と電気角に依存しない成分とに分解することができる。そして電気角周期で周期的に変化する成分の少なくとも一部を上記周期ベクトルとするなら、上記周期ベクトルを用いて回転角度を推定することができる。特に、この周期ベクトルには、電流の微分値を含むようにすることができるため、リプル電流に応じた成分とすることもできる。そしてこの場合、周期ベクトルは、回転機の低回転速度領域であっても使用不可能なほどに小さい値とはならない。上記発明では、この点に着目し、リプル電流を用いて上記周期ベクトルの少なくとも１成分を算出することで、回転角度を推定する。

第２の発明は、第１の発明において、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機の端子に印加することが要求されて且つ前記電力変換回路の出力電圧の平均値によって実現される平均電圧と、前記電力変換回路の現在の操作状態を示す電圧ベクトルとの差に基づき、印加電圧の高周波成分である高周波電圧の前記少なくとも１成分を算出する高周波電圧算出手段をさらに備え、前記ベクトル成分算出手段は、前記リプル電流の検出値に基づき、前記高周波電圧算出手段によって算出された高周波電圧から、前記周期ベクトルに平行な成分である高周波周期ベクトルの前記少なくとも１成分を抽出する高周波周期ベクトル抽出手段を備え、前記推定手段は、前記高周波周期ベクトルの前記少なくとも１成分に基づき前記回転角度を推定することを特徴とする。

電力変換回路は、用いる電圧印加手段を短いタイムスケールで切り替えることで、回転機の端子に印加される平均電圧を正弦波電圧とする。この場合、電力変換回路の現在の操作状態を示す電圧ベクトルから平均電圧ベクトルを減算したものが、上記切り替えに伴う高周波電圧ベクトルとなる。そしてこの高周波電圧ベクトルによって回転機を流れる電流が短いタイムスケールで変動する。このため、この電流の変動を、高周波電圧ベクトルおよび高周波周期ベクトルと関係付けることができる。上記発明では、この点に鑑み、この変動する電流（上記検出されるリプル電流）に基づき、高周波電圧ベクトルのうち周期ベクトルに平行な成分を抽出する。

第３の発明は、第１の発明において、前記ベクトル成分算出手段は、前記リプル電流の検出値と、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機に流れる電流と、前記電力変換回路の現在の操作状態を示す電圧ベクトルとに基づき、前記少なくとも１成分を算出することを特徴とする。

回転機を流れる電流は、電力変換回路の現在の操作状態のみによっては定まらず、操作状態の過去の履歴に応じて定まるものである。このため、電力変換回路の現在の操作状態によって回転機の端子に印加される電圧が定まったとしても、これに流れる電流が定まらず、ひいては、電圧と電流とを関係付けるための情報が不足する。この点、上記発明では、回転機の制御量を制御するために前記回転機に流れる電流をも用いることで、電圧と電流とを関係付けることができ、ひいては、電圧のうち周期ベクトル成分を特定する処理を行うことができる。

第４の発明は、第３の発明において、前記ベクトル成分算出手段は、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機に流れる電流と前記リプル電流の検出値とに基づき、前記電力変換回路の現在の操作状態を示す電圧ベクトルのうちの前記周期ベクトルに平行なベクトル成分である現在時周期ベクトルについての前記少なくとも１成分を抽出する現在時周期ベクトル抽出手段と、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機に流れる電流に基づき、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機の端子に印加することが要求されて且つ前記電力変換回路の出力電圧の平均値によって実現される平均電圧から、前記周期ベクトルに平行なベクトル成分である平均周期ベクトルについての前記少なくとも１成分を抽出する平均周期ベクトル抽出手段と、前記現在時周期ベクトルの前記少なくとも１成分から前記平均周期ベクトルの前記少なくとも１成分を減算することで高周波周期ベクトルの前記少なくとも１成分を算出する高周波周期ベクトル算出手段と、を備え、前記推定手段は、前記高周波周期ベクトルの前記少なくとも１成分に基づき前記回転角度を推定することを特徴とする。

現在時周期ベクトルは、突極機特有の周期的に変化するインダクタンス成分を、電気角周期で周期的に変化する成分と電気角に依存しない成分とに分解した場合における電気角周期で周期的に変化する成分等となる。この成分は、電流の微分値に比例する項と電流の微分値に依存しない項とを有するが、これら各項同士で符号が逆となることがある。そしてこの場合には、現在時周期ベクトルは非常に小さくなり、ひいては回転角度の推定に用いたのではその推定精度が低下するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、現在時周期ベクトルのうち上記電流の微分値に依存しない項を平均周期ベクトルとして抽出し、現在時周期ベクトルから減算することで、上記電流の微分値に比例する項（高周波周期ベクトル）を抽出する。

第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明において、前記リプル電流検出手段は、前記電力変換回路の操作状態が固定されている期間における少なくとも２点の電流に基づき前記リプル電流を検出することを特徴とする。

第６の発明は、第１〜５のいずれか１つの発明において、前記ベクトル成分算出手段は、前記周期ベクトルを前記推定される回転角度が誤差Δθを有するとして回転座標系に変換したものについての前記少なくとも１成分を算出することを特徴とする。

上記発明では、回転座標系を用いることで、回転角度の変化に起因して回転機の制御量を制御するための電流が変化することを回避することができる。このため、回転機を流れる電流の回転座標系成分の全変化を、上記操作状態の切り替えに伴うリプル電流とみなしたとしても、誤差を生じない。

第７の発明は、第１〜５のいずれか１つの発明において、前記ベクトル成分算出手段は、固定座標系における前記周期ベクトルの前記少なくとも１成分を算出することを特徴とする。

第８の発明は、第７の発明において、前記推定手段は、固定座標系における前記周期ベクトルの前記少なくとも１成分についての複数周期分の算出値の履歴に基づき今回の回転角度を推定する手段を備えることを特徴とする。

固定座標系における周期ベクトルの成分は、回転角度を独立変数とする三角関数に比例するため、逆三角関数によって回転角度を直接算出することができる。ただし、この場合、都度の周期ベクトルの算出値に含まれるノイズ等の影響が最終的な回転角度に直接的に及ぼされるおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、複数周期分の周期ベクトルの算出値の少なくとも１成分を用いることで、上記ノイズ等の影響を好適に抑制する。

なお、前記推定手段は、前記ベクトル成分算出手段によって算出された前記少なくとも１成分の逆三角関数から第１回転角度を算出する手段と、該第１回転角度から算出される回転速度を平滑化したものの積分演算によって第２回転角度を算出する手段と、前記推定される最終的な回転角度を前記第１回転角度にフィードバック制御すべく、前記第２回転角度を補正することで前記最終的な回転角度を算出する手段とを備えるようにしてもよい。

第９の発明は、第１〜８のいずれか１つの発明において、前記電力変換回路は、前記回転機の端子に直流電圧源の正極および負極のそれぞれを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であることを特徴とする。

第１０の発明は、第９の発明において、前記ベクトル成分算出手段は、前記直流電圧源の電圧と、前記直流交流変換回路のスイッチング素子における電圧降下とに基づき、前記直流交流変換回路の出力電圧を算出して前記少なくとも１成分の算出処理に用いることを特徴とする。

直流交流変換回路の出力電圧（電位）は、直流電圧源の電極電位に対してスイッチング素子における電圧降下量だけずれたものとなりうる。上記発明では、この点に鑑み、スイッチング素子の電圧降下量を考慮することで、直流交流変換回路の出力電圧をより高精度に求めることができ、ひいては上記少なくとも１成分をより高精度に算出することができる。

第１１の発明は、第１０の発明において、前記直流交流変換回路の前記スイッチング素子は、一方向の電流の流通のみを許容するものであり、前記直流交流変換回路の前記スイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されており、前記ベクトル成分算出手段は、前記少なくとも１成分の算出処理において前記直流交流変換回路の出力電圧を算出するに際し、前記回転機を流れる電流の極性に基づき前記スイッチング素子における電圧降下と前記ダイオードの電圧降下とのいずれかを選択的に用いることを特徴とする。

スイッチング素子が一方向の電流の流通のみを許容するものである場合、回転機の電流の極性によって、電流がスイッチング素子に流れるかダイオードに流れるかが相違しうる。そして、スイッチング素子の電圧降下量とダイオードの電圧降下量とは相違することがある。上記発明では、この点に鑑み、直流交流変換回路の出力電圧の算出に際して、これら一対の電圧降下量のいずれを用いるかを選択する。

第１２の発明は、第１〜１１のいずれか１つの発明において、前記回転機は、永久磁石を備え、前記周期ベクトルは、前記回転機の固定座標系における電圧方程式のうち電気角および電流の双方に依存する突極機特有の項から前記永久磁石によって誘起される誘起電圧に平行な成分を抽出したものを含むことを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 モータジェネレータを流れる電流のリプルを示すタイムチャート。 上記実施形態にかかる回転角度の推定処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるリプル電流の検出手法を示すタイムチャート。 上記推定処理において用いる電圧ベクトル成分を示す図。 第２の実施形態にかかる回転角度の推定処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかる回転角度の推定処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる回転角度の推定処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかる回転角度の推定処理の手順を示す流れ図。 第６の実施形態にかかる推定処理において用いる電圧ベクトル成分を示す図。 第７の実施形態にかかるリプル電流の検出手法を示すタイムチャート。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。

モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して端子電圧が例えば百Ｖ以上の高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１４を備えている。さらに、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧Ｖｄｃ）を検出する電圧センサ１６を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。以下、上記操作信号ｇ＊＃の生成に関する処理について説明する。

電流センサ１４によって検出される３相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、αβ変換部２２において固定座標系の実電流ｉα、ｉβに変換される。ここで、α軸の正方向は、Ｕ相に一致し、β軸はこれに対して「π／２」だけ進角した方向とする。αβ軸上の実電流ｉα、ｉβは、ｄｑ変換部２４においてモータジェネレータ１０の回転角度θに基づき回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。

一方、指令電流設定部２６は、要求トルクＴｒに基づき、モータジェネレータ１０を流れる電流のｄｑ軸上の指令値（指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ）を設定する。電流制御器２８では、実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量として指令電圧ｖｄｒを算出するとともに、実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量として指令電圧ｖｑｒを算出する。ここで、フィードバック制御器は、比例要素および積分要素によって構成することが望ましい。なお、これら指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒは、周知の非干渉制御や誘起電圧補償等のフィードフォワード項を上記フィードバック制御器の出力に加算することで算出することが望ましい。

αβ変換部３０は、回転角度θに基づき、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを、α軸上の指令電圧ｖαｒとβ軸上の指令電圧ｖβｒとに変換するものである。３相変換部３２は、指令電圧ｖαｒ、ｖβｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換する。ＰＷＭ信号生成部３４は、インバータＩＶの出力電圧が３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとなるように、インバータＩＶのスイッチング素子を操作する操作信号ｇ＊＃を生成して出力する。この操作信号の生成に際しては、電圧センサ１６によって検出される高電圧バッテリ１２の電圧（電源電圧Ｖｄｃ）が用いられる。

ところで、本実施形態では、回転角度θを角度推定部４０によって推定する。この推定に際しては、拡張誘起電圧を用いる。拡張誘起電圧は、「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御のための拡張誘起電圧オブザーバ 平成１１年電気学会全国大会 Ｎｏ．１０２６」等に詳しい導出がある。ここでは、ＩＰＭＳＭの固定子の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが、回転子の周方向の透磁率の相違に起因して周期的（１電気角の２分の１の期間が１周期）に変動する周知のモデルが前提となっている。拡張誘起電圧は、このモデルのうち「２θ」を独立変数とする三角関数の項を、誘起電圧に平行な項と回転角度に依存しない項とに分割することで得られた以下の式（ｃ１）における右辺第２項である。

ただし、上記の式（ｃ１）では、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、抵抗Ｒ、電機子鎖交磁束定数φ、電気角速度（回転速度ω）を用いている。

上記の式（ｃ１）を、「θ＋Δθ：回転角度θの推定誤差Δθ」だけ回転させることで得られる回転座標系での方程式は、以下の式（ｃ２）となる。なお、「θ＋Δθ」だけ回転した座標系は、ｄｑ軸に対してΔθだけずれた座標系であり通常γδ座標系とされるものであるが、本実施形態では、説明の便宜上、これをｄｑ座標系と記載する。

上記の式（ｃ２）における回転座標系の拡張誘起電圧（ｅ・ｓｉｎΔθ，ｅ・ｃｏｓΔθ）を用いることで、回転角度θの推定誤差Δθを推定することができる。このため、これをゼロにフィードバック制御するように回転角度θを操作することで、回転角度θを真の値とすることができる。

ただし、回転速度ωがゼロまたは非常に小さい場合、拡張誘起電圧のうち回転速度ωに比例する項は非常に小さくなる。このため、通常、拡張誘起電圧は、極低速運転状態においては用いられない。しかし、本実施形態では、上記拡張誘起電圧のうち、ｑ軸の時間微分値に比例する項を利用することで、モータジェネレータ１０の停止時や極低速回転速度運転時においても拡張誘起電圧を利用して回転角度θを推定する。

ここで、ｑ軸の時間微分値を大きくすべく、指令電流ｉｑｒを変動させる場合には、トルク変動の原因となる。そこで本実施形態では、インバータＩＶのスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流に着目する。すなわち、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓ＊＃のスイッチング状態の切り替えによって、出力平均電圧を正弦波電圧を模擬したものとするものであるものの、短いタイムスケールでは、インバータＩＶの出力電圧は大きく変動しており、これに伴って図２に示すように、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流も変動している。この変動する電流であるリプル電流と、これを生じさせる高周波電圧等に基づき、拡張誘起電圧から上記推定誤差Δθを抽出することで回転角度θを推定することができる。

図３に、本実施形態にかかる回転角度θの推定処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルＶｉがゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７のいずれかであるか否かを判断する。この処理は、リプル電流の検出対象となる電圧ベクトルとなっているか否かを判断するためのものである。ここで、リプル電流の検出対象となる電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルとしたのは、モータジェネレータ１０の低回転速度運転時においては、単一の電圧ベクトルが維持される期間は、ゼロ電圧ベクトルのものが一番長いためである。このため、制御装置２０内で所定周期で電流をサンプリングする場合、単一の電圧ベクトルが維持される期間が短い場合と比較して、一対の電流の差の検出精度を高くすることができる。また、ゼロ電圧ベクトルに伴うリプル電流が最も大きくなるため、リプル電流の検出精度を高いものとすることが容易ともなる。

ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において、平均電流ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａと、リプル電流変化速度ｐｉｕ，ｐｉｖ，ｐｉｗとを算出する。ここで、リプル電流変化速度は、図４（ａ）に示す態様にて算出すればよい。すなわち、ゼロ電圧ベクトル期間（ここでは、Ｖ０を例示）の間の互いに相違する時刻ｔ０、ｔ１における電流の変化速度として、リプル電流変化速度ｐｉｕ，ｐｉｖ，ｐｉｗを算出する。なお、上記時刻ｔ１，ｔ２は、図４（ｂ）に示すように、ゼロ電圧ベクトル期間の両端部とすることが望ましい。これにより、電流の差を大きくすることができるため、リプル電流変化速度ｐｉｕ，ｐｉｖ，ｐｉｗの検出精度を向上させることができる。一方、平均電流は、図４（ｃ）に示すように、ゼロ電圧ベクトル期間（ここでは、Ｖ０を例示）の中央における各相電流の値とすればよい。もっとも、これに代えて、隣接する有効電圧ベクトル期間（図中、Ｖ１，Ｖ６を例示）の中央における各相電流の値としてもよい。

先の図３のステップＳ１４においては、上記の式（ｃ２）の右辺第２項の拡張誘起電圧（ｅ・ｓｉｎΔθ，ｅ・ｃｏｓΔθ）＝（ｅｄ，ｅｑ）を、下記の式（ｃ３）によって算出する。

上記の式（ｃ３）は、上記の式（ｃ２）における右辺第１項を左辺に移項したものである。また、電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）は、微分演算子以外にかかる場合（抵抗Ｒにかかる場合）には、平均電流ｉ＊ａ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）をｄｑ変換したものであり、微分演算子にかかる場合には、リプル電流変化速度ｐｉ＊をｄｑ変換したものである。なお、上記電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）は、現在の電圧ベクトルＶｉをｄｑ軸上に変換したものである。ちなみに、図５（ａ）に示す各電圧ベクトルＶｉのｄｑ軸成分を、図５（ｂ）に示した。

続くステップＳ１６においては、上記の式（ｃ２）における高調波成分以外の部分（基本波成分）を用いた以下の式（ｃ４）によって、拡張誘起電圧の基本波成分である平均拡張誘起電圧（ｅｄｑ，ｅｑａ）を抽出する。

続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１４において算出された拡張誘起電圧（ｅｄ，ｅｑ）から上記ステップＳ１６において算出された平均拡張誘起電圧（ｅｄａ，ｅｑａ）を減算することで、拡張誘起電圧の高周波成分である高周波拡張誘起電圧（ｅｄｔｒ，ｅｑｔｒ）を算出する。続くステップＳ２０では、まず、高周波拡張誘起電圧のｄ軸成分とｑ軸成分との比の逆正接関数によって推定誤差Δθを算出する。次に、これを入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和として電気角速度（回転速度ω）を算出する。そして回転速度ωの時間積分演算として回転角度θを推定する。これにより、回転角度θは、推定誤差Δθをゼロにフィードバック制御するための操作量となる。

なお、上記ステップＳ２０の処理が完了する場合や、ステップＳ１０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

このように、本実施形態では、高周波拡張誘起電圧（ｅｄｔｒ，ｅｑｔｒ）に基づき、推定誤差Δθを算出することができる。ここで、高周波拡張誘起電圧を用いたのは、上記の式（ｃ１）からもわかるように、回転速度ωがゼロでない場合に拡張誘起電圧の係数ｅがゼロになりうるからである。すなわち、ＩＰＭＳＭでは、「Ｌｄ＜Ｌｑ」であるため、「Ｌｄ−Ｌｑ」は負であり、ｄ軸電流は通常ゼロ以下であるため、力行時においては、「（Ｌｄ−Ｌｑ）ωｉｄ＋ωφ＞０」である。一方、力行時（ｑ軸電流が正の場合）においては、ｑ軸電流の微分値は、ゼロ電圧ベクトル期間においては負となるため、ｑ軸電流の微分値に比例する項も正となり、この項が他の項と打ち消しあう。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）インバータＩＶのスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流を用いて算出される拡張誘起電圧（の一部）から、推定誤差Δθを算出した。これにより、永久磁石界磁による誘起電圧が小さいモータジェネレータ１０の極低速運転状態においても、誘起電圧に平行なベクトルに基づき、回転角度を推定することができる。

（２）拡張誘起電圧（ｅｄ，ｅｑ）から平均拡張誘起電圧（ｅｄａ，ｅｑａ）を減算することで、高周波拡張誘起電圧（ｅｄｔｒ，ｅｑｔｒ）を算出し、これに基づき推定誤差Δθを算出した。これにより、回転速度ωがゼロでなくなることでｑ軸電流の微分値に比例する項と、それ以外の項とが打ち消しあう事態が生じたとしても、誘起電圧に平行な成分をゼロより大きい値として算出することができる。

（３）ゼロ電圧ベクトル期間における電流の変動をリプル電流として検出した。これにより、モータジェネレータ１０の回転速度が小さい場合に、リプル電流の算出期間を極力大きくすることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかる回転角度θの推定処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図６に示す処理において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１２の処理の後、ステップＳ２２において、モータジェネレータ１０の端子に印加される電圧の高周波成分（ｖｄｔｒ，ｖｑｔｒ）を算出する。これは、インバータＩＶの現在の操作状態を示す電圧ベクトルＶｉから指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを減算したものとなる。すなわち、インバータＩＶの平均電圧は、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒであり、電圧ベクトルＶｉは、これを用いて「Ｖｉ＝（ｖｄｒ，ｖｑｒ）＋｛Ｖｉ−（ｖｄｒ，ｖｑｒ）｝」と分解できる。ここで、右辺第１項は、基本波電圧であり、第２項は、高周波電圧と考えることができる。

続くステップＳ２４においては、下記の式（ｃ５）に基づき、高周波拡張誘起電圧（ｅｄｔｒ，ｅｑｔｒ）を算出する。

上記の式（ｃ５）は、上記の式（ｃ２）の高周波成分のみを抽出したものである。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかる回転角度θの推定処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図７に示す処理において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、まずステップＳ１０ａにおいて、インバータＩＶの現在の操作状態を表現する電圧ベクトルＶｉが有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６であるか否かを判断する。この処理は、リプル電流の検出対象となる電圧ベクトルとなっているか否かを判断するためのものである。ここで、リプル電流の検出対象となる電圧ベクトルを有効電圧ベクトルとしたのは、モータジェネレータ１０の回転速度ωがゼロではない場合において、拡張誘起電圧の係数ｅのうちのｑ軸電流の微分値に比例する項と残りの項との符号を等しくするための設定である。

そしてステップＳ２０ａでは、ステップＳ１４において算出された拡張誘起電圧（ｅｄ，ｅｑ）に基づき、推定誤差Δθを算出する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、固定座標系（αβ座標系）における拡張誘起電圧モデルを用いて上記第１の実施形態に対応する処理を行うことで、モータジェネレータ１０の回転角度θを推定する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

角度推定部４０ａでは、拡張誘起電圧から回転角度θ１を算出する。速度算出部４２では、回転角度θ１の時間微分演算に基づき回転速度ω１を算出する。ローパスフィルタ４４は、回転速度ω１を入力とし、これに重畳されるノイズを除去することで回転速度ωを算出する。なお、ローパスフィルタ４４は、たとえば１次遅れフィルタ等とすればよい。積分演算部４６では、回転速度ωの積分演算を行う。フィードバック制御部４８では、最終的な回転角度θを回転角度θ１にフィードバック制御するための操作量を算出する。補正部５０では、積分演算部４６の出力を上記操作量で補正することで回転角度θを算出する。

図９に、本実施形態にかかる回転角度θの推定処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図９に示す処理において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１４ａにおいて、以下の式（ｃ６）により、αβ座標系における拡張誘起電圧（ｅα、ｅβ）を算出する。

上記の式（ｃ６）は、上記の式（ｃ１）における右辺第１項を左辺に移項したものである。また、電流ベクトル（ｉα，ｉβ）は、微分演算子以外にかかる場合（抵抗Ｒにかかる場合）には、平均電流ｉ＊ａ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）をαβ変換したものであり、微分演算子にかかる場合には、リプル電流変化速度ｐｉ＊をαβ変換したものである。なお、上記電圧ベクトル（ｖα、ｖβ）は、現在の電圧ベクトルＶｉをαβ軸上に変換したものである。

続くステップＳ１６ａにおいては、上記の式（ｃ１）における高調波成分以外の部分（基本波成分）を用いた以下の式（ｃ７）によって、拡張誘起電圧の基本波成分である平均拡張誘起電圧（ｅαａ，ｅβａ）を抽出する。

続くステップＳ１８ａにおいては、上記ステップＳ１４ａにおいて算出された拡張誘起電圧（ｅα，ｅβ）から上記ステップＳ１６ａにおいて算出された平均拡張誘起電圧（ｅαａ，ｅβａ）を減算することで、拡張誘起電圧の高周波成分である高周波拡張誘起電圧（ｅαｔｒ，ｅβｔｒ）を算出する。続くステップＳ２０ｂでは、高周波拡張誘起電圧のα軸成分とβ軸成分との比の逆正接関数によって回転角度θ１を算出する。

なお、上記ステップＳ２０ｂの処理が完了する場合や、ステップＳ１０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）の効果に準じた効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（４）回転角度θ１の複数周期分の算出値の履歴に基づき今回の回転角度θを推定した。これにより、都度算出される回転角度θ１に含まれるノイズ等の影響が最終的な回転角度θに直接的に及ぼされる事態を好適に回避することができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、固定座標系（αβ座標系）における拡張誘起電圧モデルを用いて上記第２の実施形態に対応する処理を行うことで、モータジェネレータ１０の回転角度θを推定する。

図１０に、本実施形態にかかる回転角度θの推定処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１０に示す処理において、先の図６に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１２の処理の後、ステップＳ２２ａにおいて、モータジェネレータ１０の端子に印加される電圧の高周波成分（ｖαｔｒ，ｖβｔｒ）を算出する。これは、インバータＩＶの現在の操作状態を示す電圧ベクトルＶｉから指令電圧ｖαｒ、ｖβｒを減算したものとなる。

続くステップＳ２４ａにおいては、下記の式（ｃ８）に基づき、高周波拡張誘起電圧（ｅαｔｒ，ｅβｔｒ）を算出する。

上記の式（ｃ８）は、上記の式（ｃ１）の高周波成分のみを抽出したものである。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態では、先の図５に示したように、インバータＩＶの出力電圧（現在の操作状態を示す電圧ベクトルＶｉ）を算出するに際し、スイッチング素子Ｓ＊＃やダイオードＤ＊＃の電圧降下量を無視した。本実施形態では、図１１に示すように、これを考慮する。

すなわち、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎがオン状態となる場合において、モータジェネレータ１０に印加される実際の電圧ＶＬを、高電圧バッテリ１２の負極電位よりもスイッチング素子Ｓ＊ｎやダイオードＤ＊ｎの電圧降下量だけ高く設定する。詳しくは、相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が正である場合には、ダイオードＤ＊ｎの電圧降下量Ｖｆだけ高く設定し、相電流ｉ＊が負である場合には、スイッチング素子Ｓ＊ｎの電圧降下量Ｖｃｅだけ高く設定する。

また、高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐがオン状態となる場合において、モータジェネレータ１０に印加される実際の電圧ＶＨは、高電圧バッテリ１２の正極電位よりもスイッチング素子Ｓ＊ｐやダイオードＤ＊ｐの電圧降下量だけ低く設定する。詳しくは、相電流ｉ＊が正である場合には、スイッチング素子Ｓ＊ｐの電圧降下量Ｖｃｅだけ低く設定し、相電流ｉ＊が負である場合には、ダイオードＤ＊ｐの電圧降下量Ｖｆだけ低く設定する。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかるｄｑ軸上のリプル電流変化速度ｐｉｄ，ｐｉｑの算出手法を示す。本実施形態では、互いに相違する時刻ｔ０，ｔ１のそれぞれにおける実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ変換することで得られる実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、リプル電流変化速度を算出する。この場合、モータジェネレータ１０の回転角度θの変化に起因した電流の変化がないため、実電流ｉｄ，ｉｑの全変化を、インバータＩＶのスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流とみなしたとしても、誤差を生じない。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「リプル電流検出手段について」
対象とする電圧ベクトルとされる期間内（期間の境界を含む）の２点の電流に基づきリプル電流変化速度を検出するものに限らない。たとえば、期間内の３点の電流に基づき検出するものであってもよい。これは、たとえば隣接する２点同士の差によって算出される一対の電流の変化速度の平均値を算出するなどして行うことができる。

なお、期間内の電流値に基づき検出するものにも限らず、たとえば期間に移行する直前の電流値や期間の終了直後の電流値を用いてもよい。

「平均電圧について」
指令電圧（ｖｄｒ、ｖｑｒ）を用いる代わりに、たとえば電圧方程式の微分演算子の項を削除したものに指令電流（ｉｄｒ，ｉｑｒ）や実電流（ｉｄ，ｉｑ）を入力して算出する手段等、周知の手段によって算出される値を用いてもよい。

「制御量の制御のための電流について」
先の図４（ｃ）に例示した態様にて検出されるものに限らない。たとえば、前回のＰＷＭ周期における電流の平均値であってもよい。もっとも電流の検出値を用いるものに限らず、たとえば指令電流（ｉｄｒ，ｉｑｒ）を用いてもよい。

「固定座標系を用いた場合について」
今回の回転角度が複数の周期ベクトルの算出値の履歴によって定まるようにすることでノイズ等の影響を抑制する手段としては、上記実施形態において例示したものに限らない。たとえば最終的な算出値を今回の算出値にフィードバック制御するための操作量によって今回の算出値と前回の算出値との加重平均値を補正することで、最終的な算出値を算出してもよい。

「ベクトル成分算出手段について」
上記各実施形態のように、周期ベクトルの全成分を算出するものに限らず、一成分を算出するものであってもよい。この場合であっても、推定手段において逆正弦関数や逆余弦関数を用いて回転角度を推定することはできる。

「推定手段について」
逆正接関数を用いるものに限らないことについては、「ベクトル成分算出手段について」に記載したとおりである。さらに、逆三角関数を用いるものにも限らない。たとえば回転座標系における周期ベクトルの正弦波成分ｓｉｎΔθをゼロにフィードバック制御すべく回転角度θを操作するものであってもよい。

「電源電圧の利用手法について」
上記第６の実施形態において、ダイオードＤ＊＃の電圧降下量Ｖｆと、スイッチング素子Ｓ＊＃の電圧降下量Ｖｃｅとを区別しなくて簡易に同一とみなして電源電圧Ｖｄｃを補正してもよい。

「電力変換回路について」
インバータＩＶに限らず、たとえば、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。

「回転機について」
突極性を有する回転機としては、ＩＰＭＳＭに限らず、たとえば同期リラクタンスモータ等であってもよい。また、永久磁石を備えないものとしては、同期リラクタンスモータにも限らず、たとえば巻線界磁型同期機等であってもよい。

１０…モータジェネレータ（突極性を有する回転機の一実施形態）、２０…制御装置、４０…角度推定部。

Claims (12)

1. 突極性を有する回転機の端子を互いに相違する電圧印加手段に選択的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気的な状態量に基づき回転機の回転角度を推定する推定手段を備える回転機の制御装置において、
   前記回転機を流れる電流についての前記電力変換回路の操作状態の切り替えに伴って変化する成分であるリプル電流を検出するリプル電流検出手段と、
   前記リプル電流の検出値に基づき、前記回転機の電気角周期で周期的に変化する電圧である周期ベクトルの少なくとも１成分を算出するベクトル成分算出手段とを備え、
   前記周期ベクトルの高周波成分を高周波周期ベクトルとし、
   前記ベクトル成分算出手段は、前記リプル電流の検出値に基づき、前記周期ベクトルに平行な成分である前記高周波周期ベクトルの少なくとも１成分を抽出する高周波周期ベクトル抽出手段を備え、
   前記推定手段は、前記高周波周期ベクトルの少なくとも１成分に基づき、前記回転角度を推定することを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記回転機の制御量を制御するために前記回転機の端子に印加することが要求されて且つ前記電力変換回路の出力電圧の平均値によって実現される平均電圧と、前記電力変換回路の現在の操作状態を示す電圧ベクトルとの差に基づき、印加電圧の高周波成分である高周波電圧の前記少なくとも１成分を算出する高周波電圧算出手段をさらに備え、
   前記高周波周期ベクトル抽出手段は、前記リプル電流の検出値に基づき、前記高周波電圧算出手段によって算出された高周波電圧から、前記高周波周期ベクトルの少なくとも１成分を抽出することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記高周波周期ベクトル抽出手段は、前記リプル電流の検出値と、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機に流れる電流と、前記電力変換回路の現在の操作状態を示す電圧ベクトルとに基づき、前記高周波周期ベクトルの少なくとも１成分を抽出することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
4. 前記ベクトル成分算出手段は、
   前記回転機の制御量を制御するために前記回転機に流れる電流と前記リプル電流の検出値とに基づき、前記電力変換回路の現在の操作状態を示す電圧ベクトルから、前記回転機に流れる電流の微分項に比例する項と前記電流の微分項に依存しない項とを有する現在時周期ベクトルについての前記少なくとも１成分を抽出する現在時周期ベクトル抽出手段と、
   前記現在時周期ベクトルのうち前記電流の微分項に依存しない項を平均周期ベクトルとし、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機に流れる電流に基づき、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機の端子に印加することが要求されて且つ前記電力変換回路の出力電圧の平均値によって実現される平均電圧から、前記平均周期ベクトルについての前記少なくとも１成分を抽出する平均周期ベクトル抽出手段と、を備え、
   前記高周波周期ベクトル抽出手段は、前記現在時周期ベクトルの前記少なくとも１成分から前記平均周期ベクトルの前記少なくとも１成分を減算することで、前記高周波周期ベクトルの少なくとも１成分を抽出することを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記リプル電流検出手段は、前記電力変換回路の操作状態が固定されている期間における少なくとも２点の電流に基づき前記リプル電流を検出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記ベクトル成分算出手段は、前記周期ベクトルを前記推定される回転角度が誤差Δθを有するとして回転座標系に変換したものについての前記少なくとも１成分を算出することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記ベクトル成分算出手段は、固定座標系における前記周期ベクトルの前記少なくとも１成分を算出することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記推定手段は、固定座標系における前記周期ベクトルの前記少なくとも１成分についての複数周期分の算出値の履歴に基づき今回の回転角度を推定する手段を備えることを特徴とする請求項７記載の回転機の制御装置。
9. 前記電力変換回路は、前記回転機の端子に直流電圧源の正極および負極のそれぞれを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記ベクトル成分算出手段は、前記直流電圧源の電圧と、前記直流交流変換回路のスイッチング素子における電圧降下とに基づき、前記直流交流変換回路の出力電圧を算出して前記少なくとも１成分の算出処理に用いることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
11. 前記直流交流変換回路の前記スイッチング素子は、一方向の電流の流通のみを許容するものであり、
    前記直流交流変換回路の前記スイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されており、
    前記ベクトル成分算出手段は、前記少なくとも１成分の算出処理において前記直流交流変換回路の出力電圧を算出するに際し、前記回転機を流れる電流の極性に基づき前記スイッチング素子における電圧降下と前記ダイオードの電圧降下とのいずれかを選択的に用いることを特徴とする請求項１０記載の回転機の制御装置。
12. 前記回転機は、永久磁石を備え、
    前記周期ベクトルは、前記回転機の固定座標系における電圧方程式のうち電気角および電流の双方に依存する突極機特有の項から前記永久磁石によって誘起される誘起電圧に平行な成分を抽出したものを含むことを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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