JP2014166097A - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模及びソフトウェア処理負荷の増大を抑制しつつ、位置センサレス方式を実現できるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】マイコン２のＣＰＵ６は、ＰＷＭ生成部７にＰＷＭ指令値である比較値を出力すると共に、その比較値に所定の遅延時間ΔＴ相当値を付加したノイズ除去用比較値を出力する。すると、ノイズ推定回路８は、そのノイズ除去用比較値とＰＷＭキャリアのレベルとを比較してノイズ推定信号を生成出力し、ノイズ除去回路９は、ノイズ推定信号を用いて、コンパレータ５が出力する誘起電圧のゼロクロス信号に含まれているノイズ成分を除去する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式によりＰＷＭ制御するモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。

ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式でＰＷＭ制御により駆動するには、モータの巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス点を検出して位置信号を生成する必要がある。しかし、誘起電圧にはＰＷＭ制御に伴う高周波成分がノイズとして含まれており、そのノイズを除去する技術が必要となる。例えば特許文献１には、アナログフィルタ回路を用いてノイズを除去する技術が開示されており、特許文献２には、マイコンのソフトウェアにより、ＰＷＭ信号がオンのタイミングで誘起電圧のゼロクロス点を検出する技術が開示されている。

特開２００８−１７５７５号公報 特開２０１０−２８４０１３号公報

しかしながら、特許文献１の技術では、アナログフィルタを構成する抵抗素子とコンデンサとを３相分設ける必要があり、回路規模が大きくなりコストアップを招く。また、フィルタにより生じた位相遅延の補償をマイコン側で行う必要があり、ソフトウェア処理負荷が増大する。更に、フィルタの時定数が固定となるので、ＰＷＭキャリア周波数の変更が困難になる等の様々な問題がある。
また、特許文献２の技術では、マイコンが、キャリアの１周期毎にゼロクロス検出信号を読み取る必要があるので、やはりソフトウェア処理負荷が増大する。そして、キャリア周波数が高くなるほど処理負荷は重くなる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路規模及びソフトウェア処理負荷の増大を抑制しつつ、位置センサレス方式を実現できるモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することにある。

請求項１記載のモータ制御装置によれば、制御手段は、ＰＷＭ信号出力手段にＰＷＭ指令値を出力すると共に、前記ＰＷＭ指令値に所定の遅延時間相当値を付加した推定用比較値を出力する。すると、ノイズ推定信号出力手段は、その推定用比較値とＰＷＭ制御における搬送波のレベルとを比較してノイズ推定信号を生成出力し、ノイズ除去手段は、ノイズ推定信号を用いて、ゼロクロス信号出力手段が出力する誘起電圧のゼロクロス信号に含まれているノイズ成分を除去する。

すなわち、ＰＷＭ制御を行うことでゼロクロス信号に含まれているノイズ成分は、ＰＷＭ信号に応じたスイッチング動作に伴い、モータの端子電圧に発生するローレベル期間に基づくものである。そして、実際の端子電圧波形の変化には、モータの巻線が有している時定数に応じて鈍りが生じたＰＷＭ信号波形が誘起電圧に重畳して現われる。したがって、ＰＷＭ信号の二値レベル変化のみに基づいてノイズ成分を除去しようとすると、除去しきれない場合がある。

そこで、制御手段が、ＰＷＭ指令値に上記波形の鈍りに基づく遅延時間に相当した値を付加した推定用比較値を出力し、ノイズ推定信号出力手段がその推定用比較値に基づいて生成したノイズ推定信号を用いれば、ノイズ除去手段は、ゼロクロス信号に含まれているノイズ成分を確実に除去することができる。したがって、極めて簡単な回路により、加えてソフトウェアの処理負荷を増大させることなく位置センサレス方式を実現できる。

請求項２記載のモータ制御装置によれば、ノイズ除去手段が有するレベル保持手段は、ノイズ推定信号がインアクティブレベルを示す場合はゼロクロス信号が示すレベルで保持内容を更新して出力し、ノイズ推定信号がアクティブレベルを示す場合はその時点で保持しているレベルを更新せずに出力する。すなわち、ノイズ推定信号がアクティブレベルを示す期間は、ゼロクロス信号にＰＷＭ制御によるスイッチング動作及び時定数に応じた電圧波形の変化が生じている，つまりノイズが発生している期間である。したがって、レベル保持手段が、当該期間についてはその時点で保持しているゼロクロス信号レベルを更新せずに出力することで、ノイズ成分を除去することができる。

第１実施形態であり、モータ駆動システムの構成を示す機能ブロック図 ＰＷＭ生成回路及びノイズ推定回路の内部構成を示す機能ブロック図 ＰＷＭ生成回路及びノイズ推定回路の動作を示すタイミングチャート ノイズ除去回路の内部構成を示す機能ブロック図 初期設定時に、ＣＰＵにより行われる各レジスタの設定処理を示すフローチャート モータ駆動システム全体の動作を示すタイミングチャート 図６の一部を拡大して示す図 第２実施形態を示す図２相当図 図３相当図

（第１実施形態）
図１に示すように、モータ駆動システム１は、マイクロコンピュータ（マイコン）２，インバータ３（駆動回路），モータ（ＰＭＳＭ；Permanent Magnet Synchronous Motor）４，コンパレータ５（ゼロクロス信号出力手段）等を備えている。マイコン２は、ＣＰＵ６（制御手段），ＰＷＭ生成回路７（ＰＷＭ信号出力手段），ノイズ推定回路８（ノイズ推定信号出力手段），ノイズ除去回路９（ノイズ除去手段）等を備え、ＰＷＭ生成回路７を介して、インバータ３に１２０度通電方式による３相ＰＷＭ信号を出力する。

モータ４はブラシレスＤＣモータであり、コンパレータ５（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の入力端子の一方は、インバータ３の各相出力端子（モータ４の各相巻線の一端）に接続されている。コンパレータ５は、モータ４の各相巻線の端子電圧を駆動電源電圧の中点電圧と比較することで、誘起電圧のゼロクロスタイミングを示すゼロクロス検出信号をマイコン２に出力する。

ノイズ推定回路８は、ＰＷＭ生成回路７を介して得られるＰＷＭ指令値に基づいて、ノイズ推定信号をノイズ除去回路９に出力する。上記ゼロクロス検出信号は、マイコン２のノイズ除去回路９に入力されてノイズ成分が除去された後、ＣＰＵ６にロータ位置検出信号（回転位置信号）として出力される。ＣＰＵ６は、ロータ位置検出信号に基づいてＰＷＭ生成回路７に通電タイミング信号を出力する。

図２に示すように、ＰＷＭ生成回路７は、ＰＷＭ周期レジスタ１１，比較値レジスタ１２，ノコギリ波生成回路１３及び比較回路１４等を備え、ノイズ推定回路８は、ノイズ除去用比較値レジスタ１５及び比較回路１６を備えている。各レジスタ１１，１２，１５に対しては、ＣＰＵ６によりアドレス及びデータバスを介してデータの書き込みが行われる。

ノコギリ波生成回路１３は、図示しないクロック信号に基づいてカウント動作を行うアップカウンタであり、ＰＷＭ周期レジスタ１１に書き込まれたＰＷＭ周期に相当するデータをフルカウントとするカウント動作を繰り返す。これにより、上昇ノコギリ波をＰＷＭ制御のキャリア（搬送波）として比較回路１４に出力する（図３（ａ）参照）。ＣＰＵ６は、比較値レジスタ１２に書き込む比較値データ（ＰＷＭ指令値）を、周期相当データ値よりデューティ比に応じたパルス幅データ値を減じた値とする。

比較回路１４は、キャリアの振幅値と比較値とを比較し、振幅値が比較値を上回る期間にハイレベルとなるＰＷＭ信号を出力する（図３（ｂ）参照）。ＣＰＵ６は、ノイズ除去用比較値レジスタ１５については、上記比較値に遅延時間ΔＴ相当値を付加したノイズ除去用比較値データ（推定用比較値）を書き込む。比較回路１６は、キャリアの振幅値とノイズ除去用比較値とを比較し、振幅値がノイズ除去用比較値を下回る期間にハイレベルとなるノイズ推定信号を出力する（図３（ｃ）参照）。

尚、これら一連のレジスタ１１，１２，１５に対するデータの設定は、例えば初期設定時において、図５に示すフローチャートに従い行われる（Ｓ１〜Ｓ４）。但し、マイコン２に与えられるモータ４の制御条件に応じてＰＷＭデューティを変更する必要があれば、比較値レジスタ１２に書き込む比較値データは更新される。

図４に示すように、ノイズ除去回路９は、フリップフロップ１７（Ｕ，Ｖ，Ｗ）とマルチプレクサ１８（Ｕ，Ｖ，Ｗ）とで構成されている。マルチプレクサ１８（レベル保持手段）の一方の入力端子には、各相のゼロクロス検出信号が入力されており、他方の入力端子はフリップフロップ１７（レベル保持手段）の出力端子Ｑに接続されている。そして、マルチプレクサ１８の出力端子はフリップフロップ１７の入力端子Ｄに接続されている。

マルチプレクサ１８の切り換え制御は、ノイズ推定回路８より与えられるノイズ推定信号によって行われ、ノイズ推定信号がローレベル（インアクティブ）であればゼロクロス検出信号側が、ハイレベル（アクティブ）であれば出力端子Ｑ側が選択される。そして、フリップフロップ１７の出力端子Ｑより、ロータ位置検出信号（Ｕ，Ｖ，Ｗ）が出力される。

次に、本実施形態の作用について説明する。図６（ａ）に示すように、ＰＷＭ信号は、比較値レジスタ１２の設定値が変更されない限り一定のデューティ比で出力される。図６（ｂ）〜（ｄ）に示す各相上下のＰＷＭ信号（駆動信号）は、例えば前半６０度非相補動作モードの１２０度通電方式となっている。これにより、コンパレータ５（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に入力される各相のモータ端子電圧は図６（ｅ）〜（ｇ）に示す波形となり、ＰＷＭ信号に基づくスイッチング動作が行われていない相に、誘起電圧波形の変化が現われている。

コンパレータ５により出力されるゼロクロス検出信号は、図６（ｈ）〜（ｊ）に示す波形となり、ノイズ推定信号は、ＰＷＭ信号がローレベルを示す期間をカバーしてハイレベルを示す信号として生成される（図６（ｋ）参照）。そして、ノイズ除去回路９において、ノイズ推定信号を用いてゼロクロス検出信号のノイズが除去され、各相のロータ位置検出信号は、図６（ｌ）〜（ｍ）に示す波形となる。

ここで、ノイズ除去回路９の作用について図７を参照して説明する。図７（ｃ）に示すように、Ｖ相上の駆動信号の二値レベルが変化すると、ＰＷＭ信号によるスイッチング動作が行われないＵ相のモータ端子電圧には、モータ４の巻線が有しているインダクタンスＬ及び抵抗値Ｒより決まる時定数に応じて鈍りが生じているＰＷＭ信号が誘起電圧に重畳して現われる。そのため、電圧の立下り，立ち上がりの波形に鈍りが生じている（図７（ｅ）参照）。

したがって、そのＵ相モータ端子電圧を閾値と比較して得られる誘起電圧ゼロクロス信号は、上記の鈍りが生じている分だけ、ローレベル期間がＶ相上の駆動信号よりも若干広がった波形となる（図７（ｈ）参照）。上記ローレベル期間は、比較値レジスタ１２に書き込まれた比較値に相当する。そこで、ノイズ推定信号を、前記比較値に波形が鈍って変化する期間をカバーする遅延時間ΔＴの相当値を付加した、ノイズ除去用比較値に相当するパルス幅を有する信号として生成する（図７（ｋ）参照）。

ノイズ除去回路９は、このノイズ推定信号を用いてマルチプレクサ１８の切り換えを行い、ノイズ推定信号がインアクティブ（ロー）であればフリップフロップ１８で保持されるデータを、入力されているゼロクロス信号のレベル更新し、アクティブ（ハイ）であればそのときフリップフロップ１８で保持されているデータを更新せずに保持する。これにより、ゼロクロス信号のローレベル期間をマスクしてロータ位置検出信号を生成する（図７（ｌ）参照）。

以上のように本実施形態によれば、マイコン２のＣＰＵ６は、ＰＷＭ生成部７にＰＷＭ指令値である比較値を出力すると共に、その比較値に所定の遅延時間ΔＴ相当値を付加したノイズ除去用比較値を出力する。すると、ノイズ推定回路８は、そのノイズ除去用比較値とＰＷＭキャリアのレベルとを比較してノイズ推定信号を生成出力し、ノイズ除去回路９は、ノイズ推定信号を用いて、コンパレータ５が出力する誘起電圧のゼロクロス信号に含まれているノイズ成分を除去する。したがって、極めて簡単な回路によりゼロクロス信号に含まれているノイズ成分を確実に除去することができる。加えてソフトウェアの処理負荷を増大させることなく位置センサレス方式を実現できる。

そして、ノイズ除去回路９は、ノイズ推定信号がインアクティブレベルを示す場合は、そのときゼロクロス信号が示すレベルで、フリップフロップ１７が保持しているデータを更新して出力し、ノイズ推定信号がアクティブレベルを示す場合は、フリップフロップ１７がその時点で保持しているレベルを更新せずに出力する。これにより、極めて簡単な回路構成でノイズ成分を除去できる。加えて、遅延時間ΔＴ相当値を、モータ４の固定子巻線のインダクタンス値Ｌ及び抵抗値Ｒからなる時定数に基づいて設定するので、ノイズ除去用比較値を妥当に設定できる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。図８に示すように、ＰＷＭ生成回路２１（ＰＷＭ信号出力手段）は、ＰＷＭ生成回路７のノコギリ波生成回路１３を、三角波生成回路２２に置き換えたもので、ノイズ推定回路２３（ノイズ推定信号出力手段）は、比較回路１６を比較回路２４に置き換えたものである。すなわち、第２実施形態は、ＰＷＭキャリアに三角波を用いた場合である。

三角波生成回路２２は、ＰＷＭ周期の１／２相当値を最大値として、アップカウント，ダウンカウントを交互に繰り返すアップダウンカウンタで構成される。そして、比較回路２４には、三角波のキャリアと、比較値レジスタ１２に格納された比較値データとが入力されている。比較回路２４は、三角波のレベルが上昇する期間（アップカウント期間）と下降する期間（ダウンカウント期間）とで、比較動作のロジックを以下のように変化させる。
＜アップカウント期間＞
（キャリア）＜（ノイズ除去用比較値） → １（ハイ）
＜ダウンカウント期間＞
（キャリア）＜（比較値） → １（ハイ）
その結果、図９（ｂ）,（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジから遅延時間ΔＴを含む期間をカバーしたノイズ推定信号を生成できる。
以上のように第２実施形態によれば、ＰＷＭキャリアに三角波を用いた場合でも、第１実施形態と同様の効果が得られる。

本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
遅延時間ΔＴは、ＬＲ時定数に相当する時間よりも長い時間に設定しても良い。
ノイズ除去回路については、その他例えば、フリップフロップの入力端子Ｄにゼロクロス信号を直接入力し、クロック信号にＡＮＤゲートを介して、ノイズ推定信号がインアクティブレベルを示す期間のみクロック信号を入力するように構成しても良い。

図面中、４はモータ（ブラシレスＤＣモータ）、５はコンパレータ（ゼロクロス信号出力手段）、６はＣＰＵ（制御手段）、７はＰＷＭ生成回路（ＰＷＭ信号出力手段）、８はノイズ推定回路（ノイズ推定信号出力手段）、９はノイズ除去回路（ノイズ除去手段）、１７はフリップフロップ（レベル保持手段）、１８はマルチプレクサ（レベル保持手段）を示す。

Claims (6)

1. ブラシレスＤＣモータ（４）を位置センサレス方式によりＰＷＭ制御するモータ制御装置において、
   ＰＷＭ指令値と搬送波のレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成出力するＰＷＭ信号出力手段（７）と、
   ブラシレスＤＣモータの固定子巻線の端子電圧を電源の中点電圧と比較して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス信号出力手段（５）と、
   前記ブラシレスＤＣモータの回転位置信号に基づいて前記固定子巻線への通電タイミングを制御し、前記ＰＷＭ指令値を出力すると共に前記ＰＷＭ指令値に所定の遅延時間相当値を付加した推定用比較値を出力する制御手段（６）と、
   前記推定用比較値と搬送波のレベルとを比較してノイズ推定信号を生成出力するノイズ推定信号出力手段（８，２３）と、
   前記ノイズ推定信号を用いて前記ゼロクロス信号に含まれているノイズ成分を除去することで、前記回転位置信号を生成出力するノイズ除去手段（９）とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記ノイズ除去手段は、前記ノイズ推定信号がインアクティブレベルを示す場合は、前記ゼロクロス信号が示すレベルで保持内容を更新して出力し、
   前記ノイズ推定信号がアクティブレベルを示す場合は、その時点で保持しているレベルを更新せずに出力するレベル保持手段（１７，１８）を備えることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記遅延時間相当値は、前記固定子巻線のインダクタンス値Ｌ及び抵抗値Ｒからなる時定数に基づいて設定されていることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
4. ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式によりＰＷＭ制御するモータ制御方法において、
   ブラシレスＤＣモータの固定子巻線の端子電圧を電源の中点電圧と比較して、ゼロクロス信号を出力するステップと、
   ＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ指令値に、所定の遅延時間相当値を付加した推定用比較値を出力するステップと、
   前記推定用比較値とＰＷＭ搬送波のレベルとを比較してノイズ推定信号を生成出力するステップと、
   前記ノイズ推定信号を用いて前記ゼロクロス信号に含まれているノイズ成分を除去することで、前記ブラシレスＤＣモータの回転位置信号を生成出力するステップと、
   前記回転位置信号に基づいて前記固定子巻線への通電タイミングを制御するステップとからなることを特徴とするモータ制御方法。
5. 前記ノイズ推定信号がインアクティブレベルを示す場合は、前記ゼロクロス信号が示すレベルで保持内容を更新して出力し、
   前記ノイズ推定信号がアクティブレベルを示す場合は、その時点で保持しているレベルを更新せずに出力することで、ノイズを除去することを特徴とする請求項４記載のモータ制御方法。
6. 前記遅延時間相当値を、前記固定子巻線のインダクタンス値Ｌ及び抵抗値Ｒからなる時定数に基づいて設定することを特徴とする請求項４又は５記載のモータ制御方法。

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