KR102288216B1 - 토크 예측 제어를 통한 pmsm 구동 제어 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법에 관한 것이며, 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법은 (a) 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산하는 단계; 및 (b) 상기 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 상기 PMSM이 구동되도록 제어하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치 및 방법 {APPARATUS AND METHOD FOR PMSM DRIVE CONTROL USING TORQUE PREDICTIVE CONTROL}
본원은 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치 및 방법에 관한 것이다. 특히, 본원은 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치로 구동되는 영구자석 동기전동기(Permanent Magnet Synchronous Motors, PMSM)의 향상된 토크 예측 제어가 가능하도록 하는 향상된 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근, 화석에너지 고갈로 인해 신재생 에너지 및 전기 자동차에 대한 관심이 높아지고 있다. 신재생 에너지 및 전기 자동차에는 전력변환장치가 필수적이며, 일반적으로 전력변환장치에는 직류단에 커패시터와 같은 큰 용량의 에너지 저장 소자가 사용된다. 이러한 직류단 커패시터는 시스템의 부피를 증가시키고, 수명을 단축시키며 유지 보수를 어렵게 하는 단점이 있다.
일반적으로 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치로 매트릭스 컨버터가 각광 받고 있다. 매트릭스 컨버터는 양방향 전력 흐름, 입력 역률의 독립적 제어 및 에너지 저장 소자의 최소 사용을 가능하게 함에 따라 기존 컨버터의 대안으로 연구되고 있다. 또한, 직류단 커패시터가 없는 매트릭스 컨버터를 통해 영구자석 동기전동기(Permanent Magnet Synchronous Motors, PMSM)의 토크 제어 방법에 대한 연구가 꾸준히 증가하고 있다.
영구자석 동기전동기(PMSM)의 토크 제어는 일반적으로 빠른 동특성을 갖기 위해 스위칭 테이블을 이용한 직접 토크 제어 방법을 사용하지만, 이는 영구자석 동기전동기(PMSM)의 출력 특성을 저하시키는 단점이 발생한다. 이에 대한 보다 구체적인 설명은 다음과 같다. 이때 후술하는 설명에서 영구자석 동기전동기(Permanent Magnet Synchronous Motors, PMSM)는 설명의 편의상 전동기라 달리 표현될 수 있다.
영구자석 동기전동기(PMSM) 토크 제어 시스템의 일반적인 형태(즉, 종래 일반적인 전동기 구동 시스템의 형태)는 직류단을 공유하는 두 개의 인버터로 구성되어 있으며, 인버터의 입력과 출력에는 각각 계통(Grid)과 전동기(PMSM)가 연결되어 있다.
계통과 연결된 인버터는 일정한 주파수와 크기를 갖는 교류 전압을 요구되는 크기의 직류 전압으로 변환시킬 수 있다. 전동기와 연결된 인버터는 직류단 전압을 전동기(PMSM)가 요구하는 주파수와 크기의 교류 전압으로 변환시켜 전동기(PMSM)에 공급할 수 있다.
또한, 영구자석 동기전동기(PMSM)의 토크 제어 시스템의 직류단은 전해 커패시터를 포함한다. 이때, 직류단의 전해 커패시터는 입력단과 출력단 사이에서 전력 전달의 완충 역할을 하므로, 필요로 하는 전력을 모두 수용하기 위해서는 대용량의 전해 커패시터가 요구된다.
그런데, 대용량의 전해 커패시터는 많은 공간을 필요로 할 뿐만 아니라, 전동기(PMSM)의 장시간 구동으로 인한 고온 조건에서 정전 용량의 급격한 감소로 인해 전체 전력변환장치의 수명을 단축시키는 주요 요인으로 작용한다. 즉, 대용량의 직류단 커패시터는 전력변환장치의 소형화, 저가격화, 수명을 저해하는 요소로 작용한다. 이러한 전동기(PMSM) 구동 시스템에서는 전력변환장치의 고장에 대한 신뢰성 향상 및 시스템의 크기와 비용을 줄이기 위한 다양한 연구 개발이 이루어지고 있다.
영구자석 동기전동기(PMSM) 토크 제어 시스템의 전동기 측 인버터의 형태는 2-레벨 인버터, 3-레벨 NPC 타입 인버터, 3-레벨 T 타입 인버터 등 다양한 토폴로지를 이용하여 구성될 수 있다.
이 중 2-레벨 인버터는 각 상당 2개의 스위치로 구성되며, 총 6개의 스위치 상태에 따라 상전압이 결정될 수 있다. 전동기(PMSM) 구동을 위해 2-레벨 인버터를 사용하는 경우에는 출력 전력의 품질을 악화시키는 고조파 성분이 발생하며, 이를 저감하기 위해 스위칭 주파수를 증가시키는 방법이 사용된다. 하지만, 가격과 성능을 바탕으로 선택되는 스위칭 소자의 한계로 인해 스위칭 주파수를 무한정 증가시킬 수 없는 문제가 존재한다.
3-레벨 인버터는 각 상의 스위칭 소자를 직렬로 연결하여 사용하며, 고전압 및 고전력 시스템에 주로 사용된다. 3-레벨 인버터의 경우에는 2-레벨 인버터와 비교(대비)하여 내압이 같은 스위칭 소자를 통해 직류단 전압을 증가시킬 수 있으며, 이 경우에 최대 허용치 스위칭 주파수가 감소하는 효과가 있다. 3-레벨 인버터는 동일한 조건에서 2-레벨 인버터에 비해 출력 전력의 고조파 함유가 적고 스위치의 차단 전압이 직류단 전압의 절반이 되는 장점이 있다.
일반적으로 3-레벨 인버터는 NPC 타입 인버터 및 T 타입 인버터로 분류된다. NPC 타입 인버터는 한 상의 출력에 대해 4개의 스위치가 직렬로 연결되며, 직렬로 연결된 상단 및 하단 스위치와 중성점을 연결하는 클램핑 다이오드가 사용된다. T 타입 인버터는 한 상의 출력에 대해 T자 모양을 이루는 4개의 스위치로 구성되며, 총 12개의 스위치로 이루어져 있다.
한편, 일반적으로 영구자석 동기전동기(PMSM)의 토크 제어 방법은 벡터 제어, 직접 토크 제어, 토크 예측 제어 방법 등이 있다.
벡터 제어는 비례 적분 제어기를 사용하여 전동기의 출력 토크를 간접적으로 제어하는 방법을 의미한다. 이는 산업체에서 널리 사용되고 있지만, 비례 적분 이득을 정밀하게 설계해야 하고 전동기(PMSM)의 파라미터 변동에 있어서 성능이 저하되는 단점이 있다.
직접 토크 제어는 히스테리시스 제어기와 스위칭 테이블을 이용하여 전동기(PMSM)의 토크 및 자속을 제어하는 방법을 의미한다. 이는 빠른 토크 응답 특성을 가지며 제어기 설계가 비교적 쉬운 장점이 있다. 그러나, 직접 토크 제어의 경우 스위칭 테이블의 세분화 정도에 따라 전압 벡터의 선택 범위가 결정되며, 적절하지 않은 전압 벡터가 선택되는 경우에는 전동기(PMSM)의 출력 토크 및 자속에 큰 맥동(pulsation)이 발생하는 문제가 있다.
토크 예측 제어 방법은 직접 토크 제어와는 달리 스위칭 테이블을 사용하지 않으며, 자속 및 전압원 인버터단의 출력 전압 사이의 관계를 수학적으로 분석하여 원하는 지령 전압 벡터를 계산한다. 또한, 토크 예측 제어 방법은 제어기 설계가 비교적 간단한 장점이 있다.
그러나, 종래의 일반적인 토크 예측 제어는 계산의 편의를 위해 지령 전압 벡터의 크기를 고정시키며, 이는 전동기(PMSM)의 출력 토크에 맥동을 유발하고 전동기(PMSM)의 출력 토크의 응답 특성을 저하시키는 문제가 있다.
본원의 배경이 되는 기술은 일예로 [K. B. Lee and F. Blaabjerg, “Performance improvement of DTC for induction motor-fed by three-level inverter with an uncertainty observer using RBFN," IEEE Trans. Energy Convers., vol. 20, no. 2, pp.276-283, Jun. 2005.] 문헌에 개시되어 있다.
상기의 문헌은 3-레벨 인버터에서 RBFN 관측기를 사용한 유도 전동기의 직접 토크 제어에 대해 개시한다. 그런데, 상기의 문헌에 개시된 직접 토크 제어는 앞서 설명한 바와 같이 스위칭 테이블의 세분화 정도에 따라 전압 벡터의 선택 범위가 결정되는데, 이때, 적절하지 않은 전압 벡터가 선택되는 경우에는 전동기(PMSM)의 출력 토크 및 자속에 큰 맥동(pulsation)이 발생하는 문제가 있다.
본원은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치로 구동되는 영구자석 동기전동기(Permanent Magnet Synchronous Motors, PMSM)의 향상된 토크 예측 제어가 가능하도록 하는 향상된 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치 및 방법을 제공하려는 것을 목적으로 한다.
본원은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, PMSM의 출력 토크 맥동을 감소시키고 출력 토크의 응답 특성(속도)을 향상시킬 수 있는 향상된 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치 및 방법을 제공하려는 것을 목적으로 한다.
다만, 본원의 실시예가 이루고자 하는 기술적 과제는 상기된 바와 같은 기술적 과제들로 한정되지 않으며, 또 다른 기술적 과제들이 존재할 수 있다.
상기한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본원의 제1측면에 따른 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법은, (a) 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산하는 단계; 및 (b) 상기 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 상기 PMSM이 구동되도록 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 (a) 단계에서 상기 수정된 지령 전압 벡터 정보는 상기 수정된 지령 전압 벡터의 크기 정보 및 위상각 정보를 포함할 수 있다.
또한, 상기 크기 정보는, 상기 지령 전압 벡터의 최대 값인 최대 지령 전압 벡터와 수정된 지령 전압 벡터의 비에 의해 결정될 수 있다.
또한, 상기 위상각 정보는, 지령 토크와 PMSM의 출력 토크의 오차를 최소화하는 수정된 지령 전압 벡터의 위상각 정보일 수 있다.
또한, 상기 (b) 단계는, 상기 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 결정된 인버터단 스위치의 상태에 기초하여 상기 PMSM이 구동되도록 제어할 수 있다.
또한, 상기 (a) 단계에서 상기 지령 전압 벡터는 상기 PMSM의 출력 토크 및 자속 변화량을 이용하여 계산될 수 있다.
또한, 상기 PMSM는, 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치와 연결된 PMSM일 수 있다.
한편, 본원의 제2 측면에 따른 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치는, 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산하는 계산부; 및 상기 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 상기 PMSM이 구동되도록 제어하는 제어부를 포함할 수 있다.
또한, 상기 수정된 지령 전압 벡터 정보는 상기 수정된 지령 전압 벡터의 크기 정보 및 위상각 정보를 포함할 수 있다.
또한, 상기 크기 정보는, 상기 지령 전압 벡터의 최대 값인 최대 지령 전압 벡터와 수정된 지령 전압 벡터의 비에 의해 결정될 수 있다.
또한, 상기 위상각 정보는, 지령 토크와 PMSM의 출력 토크의 오차를 최소화하는 수정된 지령 전압 벡터의 위상각 정보일 수 있다.
또한, 상기 PMSM는, 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치와 연결된 PMSM일 수 있다.
한편, 본원의 제3측면에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템은, 계통으로부터 공급되는 교류 신호를 변환하여 PMSM으로 공급하는 전력변환장치; 및 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산하고, 상기 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 상기 PMSM이 구동되도록 제어하는 제어부를 포함하는 본원의 제2측면에 따른 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치를 포함할 수 있다.
상술한 과제 해결 수단은 단지 예시적인 것으로서, 본원을 제한하려는 의도로 해석되지 않아야 한다. 상술한 예시적인 실시예 외에도, 도면 및 발명의 상세한 설명에 추가적인 실시예가 존재할 수 있다.
전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치로 구동되는 영구자석 동기전동기(Permanent Magnet Synchronous Motors, PMSM)의 향상된 토크 예측 제어가 가능하다.
전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, 토크 예측 제어(향상된/개선된 토크 예측 제어)를 통한 PMSM 구동 제어 장치 및 방법을 제공함으로써, PMSM의 출력 토크 맥동을 감소시키고 출력 토크의 응답 특성(속도)을 향상시킬 수 있다. 즉, 본원에서 제안하는 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치 및 방법에 의하면, PMSM의 출력 토크 리플 감소(저감) 및 빠른 응답 속도를 기대할 수 있다.
본원은 직류단 커패시터가 제거된 전력변환장치의 토폴로지를 제공함으로써, 전력변환장치의 수명 향상, 소형화 및 저가격화를 가능하게 할 수 있다. 달리 말해, 본원은 일반적으로 사용되는 전력변환장치의 직류단 커패시터를 제거함으로써, 높은 전력 밀도를 가지며, 가격 측면에서 경쟁력을 가지도록 할 수 있다.
본원은 PMSM을 구동하기 위한 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치의 토폴로지를 제공하며, 그를 기반으로 PMSM의 향상된 토크 예측 제어가 가능하다.
다만, 본원에서 얻을 수 있는 효과는 상기된 바와 같은 효과들로 한정되지 않으며, 또 다른 효과들이 존재할 수 있다.
도 1은 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템의 개략적인 구성을 나타낸 도면이다.
도 2는 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템에 포함된 발전부의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3은 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템에 포함된 발전부 중 정류단 측의 세부 구성(a)과 인버터단 측의 세부 구성(b)을 나타낸 도면이다.
도 4는 본원의 일 실시예에 따른 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치의 계산부에 의해 수행되는 정류단의 변조 과정과 인버터단의 변조 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 종래의 토크 예측 제어를 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템의 유효성을 검증하기 위한 일 실험예에서 고려된 PMSM의 파라미터의 예를 나타낸다.
도 7 및 도 8은 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템의 유효성을 검증하기 위한 일 실험예에 따른 결과를 나타낸다.
도 9는 본원의 일 실시예에 따른 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법에 대한 동작 흐름도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본원이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본원의 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본원은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본원을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
본원 명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결" 또는 "간접적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다.
본원 명세서 전체에서, 어떤 부재가 다른 부재 "상에", "상부에", "상단에", "하에", "하부에", "하단에" 위치하고 있다고 할 때, 이는 어떤 부재가 다른 부재에 접해 있는 경우뿐 아니라 두 부재 사이에 또 다른 부재가 존재하는 경우도 포함한다.
본원 명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 1은 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템(100)의 개략적인 구성을 나타낸 도면이고, 도 2는 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템(100)에 포함된 발전부(20)의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다. 이하에서는 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템(100)을 설명의 편의상 본 시스템(100)라 하기로 한다.
도 1 및 도 2를 참조하면, 본 시스템(100)은 PMSM 구동 제어 장치(10) 및 발전부(20)를 포함할 수 있다.
본원에서 PMSM은 영구자석 동기전동기(Permanent Magnet Synchronous Motors)를 의미한다.
PMSM 구동 제어 장치(10)는 본원에서 제안하는 본원의 일 실시예에 따른 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치(10)를 의미하며, 이하에서는 PMSM 구동 제어 장치(10)를 설명의 편의상 본 장치(10)라 하기로 한다. 본 장치(10)는 향상된(개선된) 토크 예측 제어를 통해 PMSM 구동 제어를 수행할 수 있으며, 본 장치(10)에 대한 설명은 후술하여 보다 자세히 설명하기로 한다.
본 시스템(100)은 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치(22)에 의해 구동되는 PMSM의 향상된(개선된) 토크 제어 시스템(100), 직류단 커패시터가 없는 PMSM의 향상된 토크 예측 제어 시스템(100) 등으로 달리 표현될 수 있다.
본 시스템(100)은 본 장치(10)에 의한 향상된(개선된) 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어를 통해, PMSM의 출력 토크 맥동을 감소시키고 출력 토크의 응답 특성(속도)을 향상시킬 수 있다. 즉, 본 시스템(100)에 의하면, PMSM의 출력 토크 리플 감소(저감) 및 빠른 응답 속도를 기대할 수 있다.
다시 말해, 본 시스템(100)은 본 장치(10)에 의한 향상된 토크 제어(향상된 토크 예측 제어)를 통해, PMSM의 출력 토크 맥동을 감소(저감)시킬 수 있으며, 토크 응답 속도를 향상시킬 수 있다. 이러한 본 시스템(100)은 예시적으로 전기 자동차, 철도, 산업용 엘리베이터와 같은 제한된 공간에서의 전동기 구동 응용 분야에 효과적으로 적용(응용)될 수 있다.
발전부(20)는 계통(Grid, 21), 전력변환장치(22) 및 PMSM(26)을 포함할 수 있다. 전력변환장치(22)는 정류단(23), 직류단(DC-link, 24) 및 인버터단(25)을 포함할 수 있다. 여기서, 정류단(23)은 전류원 정류단(current source rectifier, CSR, 23)이라 달리 표현되고, 인버터단(25)은 전압원 인버터단(voltage source inverter, VSI, 25)이라 달리 표현될 수 있다. 또한, 직류단(24)은 커패시터가 없는 직류단(24)으로서, 정류단(23)과 인버터단(25) 사이의 부분을 의미할 수 있으며, 이는 본원에서 가상의 직류단(24)이라 달리 표현될 수 있다.
계통(21)은 전력변환장치(20)의 정류단(23)과 연결되도록 배치되고, 정류단(23)으로 교류 신호(교류 전압, 교류 전류)를 제공(공급)할 수 있다.
이러한 계통(21)은 전원 장치, AC-전류원 등으로 달리 표현될 수 있다. 이에 따르면, 도면에 도시된 AC-소스(AC-Source, AC 전원)는 계통(21)으로부터 공급되는 교류 신호를 의미할 수 있다.
전력변환장치(20)는 계통(21)으로부터 공급되는 교류 신호(교류 전압, 교류 전류)를 변환할 수 있다.
정류단(23)은 본 시스템(100)의 입력 측에 위치할 수 있다. 정류단(23)은 12개의 단방향 스위치(IGBT)와 역병렬 다이오드의 조합에 의하여 6개의 양방향 스위치로 이루어질 수 있다. 즉, 정류단(23)은 반도체 소자로서 IGBT와 다이오드를 포함할 수 있다.
또한, 입력 측에는 LC 필터(L f , C f )가 포함될 수 있다. 이러한 LC 필터는 입력 전력의 품질을 높이기 위해 구비될 수 있다. LC 필터는, 계통(21)으로부터 공급되는 교류 신호(교류 전압과 교류 전류)의 고조파 함유량을 감소시켜 정류단(23)으로 제공할 수 있다.
정류단(23)은 제어부(12)에 의한 정류단(23) 내 반도체 소자(스위치)의 ON/OFF 제어를 통해, 가상의 직류단(24)에 걸리는 직류단(24) 전압을 생성할 수 있다.
직류단(24)은 정류단(23)과 인버터단(25)의 사이에 위치할 수 있다.
본 시스템(100)에서 고려되는 전력변환장치(22)의 직류단(24)은 커패시터와 같은 큰 용량의 에너지 저장 소자가 존재하지 않는(제거된) 형태일 수 있다. 즉, 본 시스템(100)에서 고려되는 전력변환장치(22)는 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치(22)일 수 있다.
이에 따르면, 본 시스템(100)은 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치가 적용됨(즉, 직류단의 대용량 커패시터가 제거됨)에 따라, 직류단을 공유하는 두 개의 인버터로 이루어진 종래 일반적인 전동기 구동 시스템과 대비하여 소형화, 저가격화, 수명 증가, 시스템의 무게와 부피 감소 등이 가능하며, 비용 측면에서 경쟁력을 가질 수 있다.
인버터단(25)은 본 시스템(100)의 출력 측에 위치할 수 있다. 인버터단(25)은 6개의 단방향 스위치와 역병렬 다이오드로 이루어질 수 있다.
PMSM(26)은 전력변환장치(20)의 인버터단(25)과 연결되도록 배치되고, 전력변환장치(20)에 의해 변환된 교류 신호를 인버터단(25)으로부터 공급받을 수 있다.
본 시스템(100)에 포함된 PMSM(26)은 본 장치(10)에 의한 향상된 토크 예측 제어에 의해 맥동이 저감된 향상된 토크를 출력할 수 있다.
즉, 전력변환장치(22)는 계통(21)으로부터 공급되는 교류 신호(교류 전압, 교류 전류)를 변환하여 PMSM(26)으로 공급할 수 있다. 이때, 정류단(23)은 계통(21)으로부터 공급되는 교류 신호(일예로, 일정한 주파수와 크기를 갖는 교류 전압)를 요구되는 크기의 직류 전압으로 변환하여 직류단(24, 가상의 직류단)으로 제공할 수 있다. 또한, 인버터단(25)은 직류단(24, 가상의 직류단)의 전압을 PMSM(26)이 요구하는 주파수와 크기의 교류 전압으로 변환하여 PMSM(26)로 제공(공급)할 수 있다.
직류단 커패시터가 없는 PMSM의 향상된 토크 제어 시스템에서는 직류단 커패시터의 부재로 인해 안정적인 부하가 요구되며, 낮은 동특성(동적 응답 특성)을 갖는다. 이러한 직류단 커패시터가 없는 PMSM의 향상된 토크 제어 시스템에서 빠른 동특성을 갖도록 하기 위해서는 입력과 출력의 제어를 통해 안정적인 제어 시스템이 요구된다. 따라서, 본원에서는 직류단 커패시터가 없는 PMSM의 토크 제어 시스템에서 PMSM의 출력 토크와 전류의 품질 및 동특성을 효과적으로 향상(개선)시키기 위해, 도 3과 같은 구조에 기반한 향상된 토크 예측 제어 기술을 제안한다.
도 3은 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템(100)에 포함된 발전부(20) 중 정류단(23) 측의 세부 구성(a)과 인버터단(25) 측의 세부 구성(b)을 나타낸 도면이다. 달리 말해, 도 3에서 (a)는 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템(100)에서 계통(21)과 연결된 정류단(24) 측의 제어 블록도를 나타낸다. 도 3에서 (b)는 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템(100)에서 PMSM(26)과 연결된 인버터단(25) 측의 제어 블록도를 나타낸 도면이다.
이때, 도 3에서 정류단 측의 제어 블록도와 인버터단의 제어 블록도에 대응하는 계산 내지 제어는 계산부(11)와 제어부(12)를 포함하는 본 장치(10)에 의하여 수행될 수 있다.
도 3을 참조하면, 정류단(23) 측에서 본 장치(10)의 계산부(11)는 계통(21)으로부터 공급되는 교류 신호를 센싱(측정)하고, 센싱된 교류 신호(특히, 센싱된 3상 전류)에 대하여 좌표 변환(Coordinate Transformation)(S1)을 적용함으로써 센싱된 전류의 위상을 판별할 수 있다. 이로부터 계산부(11)는 CSR(Compressed sparse row) 벡터 및 듀티 비(d x , d y )를 계산(CSR Vector/d x , d y Calculation)(S2)할 수 있다.
이후, 계산부(11)는 계산된 듀티 비를 이용하여 가상의 직류단(24) 전압을 계산(S3)하고 전류원 정류단(23)의 변조 신호(Modulation Signal)(S4)를 생성할 수 있다. 여기서, 계산부(11)는 듀티 비와 입력 측 선간 전압의 곱을 통해 가상의 직류단 전압에 걸리는 직류단 전압의 평균값 V dc (av) 을 가상의 직류단(24) 전압으로서 계산(V DC Average Calculation, S4)할 수 있다. 이때, 본원에서 가상의 직류단(24)이라 함은 전력변환장치(22)에서 정류단(23)과 인버터단(25) 간의 연결 부분으로서, 직류단(24)이라 달리 표현될 수 있다.
이후, 제어부(12)는 앞서 생성된 변조 신호(S4)와 삼각 반송파의 비교를 통해 획득된 PWM(Pulse Width Modulation, S6) 신호를 이용하여 정류단(23)의 변조가 수행(즉, 정류단에 변조 기법이 적용)되도록 제어할 수 있다. 그 결과, 제어부(12)는 정류단(23)의 변조를 통해 획득된 입력 교류 전압의 최대값을 게이트 신호(Gate Signal, S5) 신호로서 가상의 직류단(24)에 제공(전달)할 수 있다.
한편, 인버터단(25) 측에서 본 장치(10)의 계산부(11)는 PMSM 회전자의 출력 전류인 3상 전류(I A , I B , I C )의 좌표 변환(Coordinate Transformation)(S7)을 통해 획득된 d-q축 전류와 PMSM의 위상각을 이용하여 PMSM의 출력 토크 T e 와 자속 ψ s 을 계산(S8)할 수 있다. 또한, 계산부(11)는 단계S8에서 계산된 토크 T e 와 자속 ψ s 을 지령과 비교함으로써 토크 변화량 △T e 과 자속 변화량 △ψ s 을 계산할 수 있다.
최종적으로 계산부(11)는 토크, 자속 및 인버터단(25)의 출력 전압 사이의 관계를 수학적으로 분석하여 원하는 지령 전압 벡터를 계산할 수 있으며, 이를 기반으로 제어부(12)는 토크 예측 제어(Torque Predictive Control, S9)를 수행할 수 있다. 이때, 토크 예측 제어(S9)를 통해 PWM(S6)에 필요한 지령 전압 벡터가 계산될 수 있다.
그런데, 종래에 일반적인 토크 예측 제어(S9)를 통해 계산된 지령 전압 벡터는, 계산의 간소화를 위해 항상 전압 벡터(지령 전압 벡터, 유효 전압 벡터)의 크기가 고정되었다. 다시 말해, 종래 일반적인 토크 예측 제어(S9)에서는 계산의 편의를 위해 지령 전압 벡터의 크기를 고정시켰다. 이처럼, 토크 예측 제어(S9)를 통해 계산된 지령 전압 벡터의 크기를 고정시키는 경우에는 PMSM의 출력 토크 및 자속에 맥동을 발생시키고, 토크 응답 특성을 저하시키게 된다.
따라서, 이러한 문제를 해소하기 위해, 본 장치(10)의 계산부(11)는 지령 전압 벡터의 크기를 다시 계산(재계산)하여 수정된 지령 전압 벡터를 계산(S10)할 수 있다. 이때, 단계S10을 통해 계산된 수정된 지령 전압 벡터는 공간 전압 벡터 변조 방식(Space Vector Modulation, SVM, S12)을 통해 변형될 수 있으며, 이후 삼각파(삼각 반송파)와 비교됨으로써 이를 통해 최종적으로 스위치의 상태가 결정될 수 있다.
달리 말해, 수정된 지령 전압 벡터가 계산(S10)된 이후, 본 장치(10)의 제어부(12)는 수정된 지령 전압 벡터에 대응하는 전압원 인버터단(25)의 변조 신호(Modulation Signal)(S11)를 생성할 수 있으며, 생성된 변조 신호에 대하여 공간 전압 벡터 변조 방식(SVM, S12)이 적용(즉, 인버터단에 변조 기법이 적용)되도록 제어할 수 있다. 그 결과, 제어부(12)는 인버터단(23)의 변조를 통해 획득된 수정된 지령 전압 벡터에 대한 변조 결과를 게이트 신호(Gate Signal, S13)로서 인버터단(25)에 제공(전달)할 수 있다. 이때, 수정된 지령 전압 벡터에 대한 변조 결과에 의하면, 인버터단(25)의 스위치 상태가 결정될 수 있다.
이하에서는 본 장치(10)에 대하여 보다 상세히 설명하기에 앞서, 제어부(11)에 의한 정류단(23)의 변조 기법 적용과 인버터단(25)의 변조 기법 적용에 대하여 도 4를 참조해 보다 상세히 설명하기로 한다.
도 4는 본원의 일 실시예에 따른 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치(10, 본 장치)의 제어부(12)에 의해 수행되는 정류단(전류원 정류단, 23)의 변조 과정과 인버터단(전압원 인버터단, 25)의 변조 과정을 설명하기 위한 도면이다. 특히, 도 4에서 (a)는 정류단(23)의 공간 벡터도를 나타내고, 도 4에서 (b)는 인버터단(25)의 공간 벡터도를 나타낸다.
도 4의 (a)를 참조하면, 제어부(11)는 직류단 커패시터가 없는 PMSM의 향상된 토크 예측 제어 시스템(100, 본 시스템)에서 정류단(23)의 변조 기법의 적용시, 가상의 직류단(24) 전압이 입력 교류 전압의 최대값으로 형성되도록 제어할 수 있다. 또한, 제어부(11)는 입력 측의 단위 역률과 정현파의 전류가 보장되도록 제어할 수 있다. 달리 말해, AC-소스의 최고 전압(즉, 계통으로부터 공급되는 입력 교류 전압의 최대값)은 정류단(23, CSR) 측의 변조를 통해 직류단(24)으로 제공될 수 있다. 이때, 정류단(CSR) 측의 변조에 의하여, 입력 측의 전류는 완전하게(perfectly) 정현파와 단위 역률을 유지할 수 있다.
여기서, 가상의 직류단(24) 전압은 전류원 정류단(23)의 스위칭 상태에 따라 생성될 수 있다. 전류원 정류단(23)은 제어부(12)의 제어에 의해, 매 순간에 하나의 상단 양방향 스위치와 하나의 하단 양방향 스위치가 온(ON, 단락, 도통)되도록 동작이 제어될 수 있다.
구체적으로, 도 4의 (a)에 도시된 정류단(23)의 공간 벡터도를 참조하면, 제어부(12)는 정류단(23)의 스위칭 상태에 따라 6개의 유효 벡터와 3개의 Null-벡터가 정류단(23)에 인가되도록 제어할 수 있다. 달리 표현하여, 정류단(23, CSR)의 공간 벡터는 6개의 활성 상태(active states)와 3 개의 널 상태(null states)로 이루어질 수 있다.
제어부(12)는 상단에 위치한 양방향 스위치와 하단에 위치한 양방향 스위치 중 서로 다른 상의 스위치가 온(ON)되는 경우 정류단(23)에 유효 벡터가 인가되도록 제어할 수 있으며, 이러한 경우 가상의 직류단(24)으로 전력이 전달될 수 있다.
반면, 제어부(12)는 같은 상의 두 스위치가 온(ON)되는 경우 정류단(23)에 Null-벡터가 인가되도록 제어할 수 있으며, 이러한 경우 가상의 직류단(24)에는 전압이 걸리지 않을 수 있다. 달리 표현하여, 한 쌍의 스위치가 동시에 ON 상태로 제어되면, 널 상태가 발생하게 되고, 이에 따라 직류단(24) 전압이 0으로 단락될 수 있다.
또한, 제어부(12)는 도 4의 (a)와 같이, 지령 전류 벡터(I*)의 위상이 영역 1(①)에 위치하는 경우, 지령 전류 벡터에 근접한 두 개의 유효 벡터(CSR V 1 와 CSR V 6 )를 정류단(23)에 인가할 수 있다. 여기서, 지령 전류 벡터는 하기 식 1과 같이 표현될 수 있다.
[식 1]
Figure 112018123664500-pat00001
여기서, I m 은 위상 전류 진폭(phase current amplitude), ω 0 는 AC-소스(AC-Source)의 각 주파수(즉, 계통으로부터 공급되는 교류 신호의 각 주파수), θ a , θ b 및 θ c 는 개별 위상각(phase angles)을 의미한다.
근접한 두 개의 유효 벡터(CSR V 1 와 CSR V 6 )를 정류단(23)에 인가하기 위해, 제어부(12)는 정류단(23)의 상단 a상 스위치를 한 주기 동안 온(ON) 상태로 유지되도록 제어하고, 정류단(24)의 하단 b상과 c상 스위치를 한 주기 동안 하기 식 2를 만족하는 듀티 비(d x , d y )에 따라 변조되도록 제어할 수 있다. 즉, 듀티 비는 하기 식 2와 같이 표현될 수 있다.
[식 2]
Figure 112018123664500-pat00002
또한, 가상의 직류단(24)에 걸리는 직류단 전압의 평균값 V dc (av) 는 식 2의 듀티 비와 입력 측 선간 전압(V ab 와 V ca )의 곱을 통해 하기 식 3을 만족하도록 계산될 수 있다.
[식 3]
Figure 112018123664500-pat00003
여기서, V m 은 위상 전압 진폭(phase voltage amplitude), Ψ 0 은 역률(power factor)을 나타낸다.
다른 영역에 대해서도 지령 전류 벡터의 위상에 따라 상술한 방식과 동일한 방식으로 전류원 정류단(23)의 변조가 이루어질 수 있다.
한편, 도 4의 (b)를 참조하면, 제어부(11)는 직류단 커패시터가 없는 PMSM의 향상된 토크 예측 제어 시스템(100, 본 시스템)에서 인버터단(25)의 변조 기법의 적용시, 일반적인 2-레벨 전압원 인버터의 변조 기법과 유사한 방식을 통해 변조를 수행할 수 있다.
도 4의 (b)에 도시된 인버터단(25)의 공간 벡터도를 참조하면, 제어부(12)는 인버터단(25)의 스위칭 상태에 따라 6개의 유효 벡터와 2개의 영 벡터가 인버터단(25)에 인가되도록 제어할 수 있다.
제어부(12)는 인버터단(25)이 공간 벡터 변조 기법과 반송파(carrier) 기반의 PWM 기법에 의해 변조되도록 제어할 수 있다. 여기서, PWM 신호는 두 개의 변조 신호와 반송파의 비교를 통해 생성될 수 있으며, 두 개의 변조 신호는 하기 식 4를 만족할 수 있다. 달리 말해, 반송파 기반의 PWM 기법은 인버터단(25, VSI) 측의 변조시 사용될 수 있다. 또한, 인버터단(25, VSI) 측에서 정현파 입출력 전류를 생성하기 위해서는 직류단 전압의 평균값인 V dc(av) 의 보상(compensation)이 요구될 수 있다.
[식 4]
Figure 112018123664500-pat00004
상기의 과정을 통하여 정류단(23)의 변조와 인버터단(25)의 변조가 이루어질 수 있다.
이하에서는 본 장치(10)에 대하여 보다 상세히 설명하기로 한다.
본 장치(10)는 계산부(11) 및 제어부(12)를 포함할 수 있다.
계산부(11)는 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산할 수 있다. 이때, 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터는 기존(종래)의 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터를 의미할 수 있다. 즉, 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터는 앞서 설명한 바와 같이 종래에 일반적인 토크 예측 제어(S9)를 통해 계산된 지령 전압 벡터를 의미할 수 있다. 이에 대한 구체적인 설명은 다음과 같다.
계산부(11)는 기존(종래)의 토크 예측 제어시, 토크, 자속 및 인버터단(25)의 출력 전압 사이의 관계를 수학적으로 분석하여 원하는 지령 전압 벡터를 계산할 수 있다. 달리 표현하여, 계산부(11)는 기존(종래)의 토크 예측 제어시, PMSM의 토크, 자속 및 전압 각각에 대한 방정식 간의 관계를 이용하여 PMSM의 제어에 필요한 전압 벡터(지령 전압 벡터)를 계산할 수 있다. 계산된 지령 전압 벡터는 빠른 토크 응답 및 오버슈트가 없는 특성을 가지며, 이를 위한 제어기의 구현이 비교적 쉽게 이루어질 수 있다.
즉, PMSM의 제어에 필요한 전압 벡터(원하는 지령 전압 벡터)를 계산하기 위해서는 PMSM의 토크, 자속, 전압 방정식의 관계에 대하여 수학적 수식을 통한 분석이 필요하다. 여기서, PMSM의 전압(u s ), 자속(λ s ) 및 토크(T e ) 각각에 대한 방정식은 하기 식 5 내지 식 7과 같이 표현될 수 있다. 구체적인 설명은 다음과 같다.
도 5는 종래의 토크 예측 제어(Conventional TPC)를 설명하기 위한 도면이다. 특히, 도 5는 다른 좌표축(coordinate axes)을 가진 PMSM의 공간 벡터(Space vector) 다이어그램의 예를 나타낸다.
도 5를 참조하면, α-β 축을 갖는 기준 프레임(reference frames)과 d-q 축을 갖는 기준 프레임은 각각 PMSM의 회전자(rotor)에 동기화된 고정 기준 프레임(stationary reference frame)과 회전 프레임(rotating frame)을 나타낸다. 또한, θ s 와 θ r 은 각각 고정자(stator) 자속 벡터의 위상각 및 회전자(rotor) 자속 벡터의 위상각을 나타낸다.
이에 따르면, 고정 기준 프레임의 전압 벡터는 PMSM의 전압(u s )로서 하기 식 5와 같이 표현될 수 있다.
[식 5]
Figure 112018123664500-pat00005
여기서, u s 는 PMSM의 전압으로서, 달리 표현해 고정 기준 프레임의 전압 벡터(즉, 고정자의 전압 벡터)를 의미할 수 있다. i s 는 고정자의 전류 벡터를 의미한다. λ s 는 고정자의 자속 벡터를 의미한다. 또한,
Figure 112018123664500-pat00006
일 수 있다. 또한, R s 는 고정자 저항을 의미할 수 있다.
식 5에서 고정자의 자속 벡터인 λ s 는 하기 식 6으로 표현될 수 있다.
[식 6]
Figure 112018123664500-pat00007
여기서, λ s 는 PMSM의 자속으로서, 달리 표현해 고정자의 자속 벡터를 의미할 수 있다. 또한, L s 는 고정자의 자기 인덕턴스(self-inductance)를 의미한다. λ r 은 회전자 자속(즉, 회전자의 자속 벡터)을 의미한다.
또한, PMSM의 토크(T e ), 즉 PMSM의 전자기 토크(electromagnetic-torque)인 T e 는 하기 식 7과 같이 표현될 수 있다.
[식 7]
Figure 112018123664500-pat00008
여기서, p n 은 극 쌍(pole pairs)의 수를 나타낸다.
상기의 식 5를 미분하여 고정자 쇄교 자속의 미분항으로 정리하면 하기 식 8과 같을 수 있다. 또한, 상기의 식 6을 미분하여 전류의 변화율로 표현하면 하기 식 9와 같을 수 있다. 또한, 상기의 식 7을 미분하면 하기 식 10과 같이 표현될 수 있다.
[식 8]
Figure 112018123664500-pat00009
[식 9]
Figure 112018123664500-pat00010
[식 10]
Figure 112018123664500-pat00011
또한, 식 8과 식 9를 식 10에 대입하여 정리하면 하기 식 11과 같이 표현될 수 있으며, 이를 자속(즉, 회전자 자속)인 λ r 과 전압(즉, 고정자 전압 벡터)인 u s 의 관계로 나타내면 하기 식 12와 같이 표현될 수 있다.
[식 11]
Figure 112018123664500-pat00012
[식 12]
Figure 112018123664500-pat00013
이때, 제어부(12)는 상기 식 12로부터 PMSM의 고정자 쇄교 자속인 λ s 와 회전자 자속인 λ r 을 추정하는 경우, 고정자 전압 벡터인 u s 를 이용하여 PMSM의 토크를 원하는 값으로 제어할 수 있다. 또한, 제어부(12)는 상기 식 6을 이용하여 PMSM의 고정자 쇄교 자속인 λ s 와 회전자 자속인 λ r 을 추정할 수 있다. 더하여, 제어부(12)는 상기 식 12를 통해, 회전자 자속인 λ r 과 고정자 전압인 u s 사이의 각이 하기 식 13을 만족하도록 계산할 수 있다.
[식 13]
Figure 112018123664500-pat00014
이때, 종래의 일반적인 토크 예측 제어에서는 계산의 편의와 제어 구조의 단순화를 위해, 지령 전압 벡터(달리 말해, 유효 전압 벡터)의 크기를 k배(0<k ≤1)만큼 고정시켰다. 이러한 고정된 지령 전압 벡터(유효 전압 벡터)의 크기에 의하면, PMSM의 출력 토크에 큰 맥동이 발생하게 되며, 토크 응답 특성이 저하되게 된다. 달리 말해, 종래의 일반적인 토크 예측 제어에서는 제어 구조를 단순화하기 위해 PMSM의 토크 제어를 위한 전압 벡터(지령 전압 벡터, 유효 전압 벡터)의 크기를 k(0<k≤1)로 고정시켰으며, 이에 따라 PMSM의 토크 및 전류 파형의 리플 성분이 고정된 k만큼 증가하는 문제가 있었다.
따라서, 이러한 문제를 극복하기 위해, 본 장치(100)는 지령 전압 벡터(유효 전압 벡터)의 크기를 고정하지 않고, PMSM의 출력 토크 및 자속 변화량을 이용하여 적절한 지령 전압 벡터(적절한 유효 전압 벡터)의 크기를 계산할 수 있다. 즉, 계산부(11)는 적절한 지령 전압 벡터의 크기 정보로서 수정된 지령 전압 벡터의 크기 정보를 계산할 수 있다. 이에 대한 구체적인 설명은 다음과 같다.
계산부(11)는 상기 식 5에서 고정자 저항인 R s 에 의한 전압 강하를 무시하는 경우, 고정자 쇄교 자속인 λ s 를 제어하기 위한 d축 고정자 전압(u ds )의 크기를 하기 식 14를 만족하도록 계산할 수 있다.
[식 14]
Figure 112018123664500-pat00015
또한, 본 시스템(100)에서 PMSM의 출력 토크의 맥동을 감소(저감)시키기 위해서는 적절한 k 값의 선정이 필요하다.
따라서, 계산부(11)는 PMSM의 출력 토크의 맥동 감소(저감)을 위해 k 가 하기 식 15를 만족하도록 설정할 수 있다. 즉, 계산부(11)는 k 값을 지령 전압 벡터의 최대 값인 최대 지령 전압 벡터(u *)와 수정된 지령 전압 벡터(u* mod )의 비로 설정할 수 있다.
[식 15]
Figure 112018123664500-pat00016
또한, 계산부(11)는 상기의 식 13과 상기의 식 15를 이용하여 수정된 지령 전압 벡터(u * mod )의 위상각을 하기 식 16을 만족하도록 계산할 수 있다.
[식 16]
Figure 112018123664500-pat00017
여기서,
Figure 112018123664500-pat00018
는 수정된 지령 전압 벡터의 위상각을 의미할 수 있다. 특히,
Figure 112018123664500-pat00019
는 지령 토크와 PMSM의 출력 토크의 오차를 최소화하는 수정된 지령 전압 벡터(u * mod )의 위상각을 의미할 수 있다.
이에 따르면, 본 장치(10)의 계산부(11)는 PMSM의 출력 토크(T e )의 변화량과 자속(λ s ) 변화량을 이용하여 지령 전압 벡터(유효 전압 벡터, u * s )의 크기를 계산할 수 있으며, 이후 상기 식 15를 만족하는 최대 지령 전압 벡터(u *)와 수정된 지령 전압 벡터(u * mod )의 비(k)를 조절함으로써, 수정된 지령 전압 벡터(u * mod )의 크기인 |u * mod |와 수정된 지령 전압 벡터의 위상각인
Figure 112018123664500-pat00020
를 결정할 수 있다. 이러한 본 장치(10)는 지령 전압 벡터의 크기를 고정시켰던 종래의 토크 예측 제어와 대비하여, 수정된 지령 전압 벡터로 하여금 지령 전압 벡터의 특성의 조절이 가능하므로, PMSM의 출력 토크의 맥동을 최소화할 수 있다.
이후, 제어부(12)는 수정된 지령 전압 벡터(u * mod )의 크기인 |u * mod |와 수정된 지령 전압 벡터의 위상각인
Figure 112018123664500-pat00021
를 포함하는 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 PMSM이 구동되도록 제어할 수 있다. 달리 말해, 제어부(12)는 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 한 PMSM의 토크 예측 제어(향상된 토크 예측 제어)를 수행할 수 있다. 이러한 본 장치(10)를 통한 PMSM의 향상된 토크 예측 제어에 의하면, PMSM의 출력 토크의 맥동이 감소(저감)되고 토크 응답 특성이 향상될 수 있다.
즉, 본 장치(10)는 상기 식 15와 같이 표현된 k와 상기 식 16과 같이 표현된 수정된 지령 전압 벡터의 위상각을 통해, 향상된(개선된) 토크 예측 제어에서의 PMSM 토크 제어를 위한 수정된 지령 전압 벡터 정보를 결정할 수 있다. 이후, 본 장치(10)는 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 향상된(개선된) 토크 예측 제어(TPC)를 수행함으로써, PMSM의 토크와 전류 파형의 리플 성분을 감소(저감)시킬 수 있다.
다시 말하자면, 계산부(11)는 기존(종래) 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터(u * s )의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터(u * mod ) 정보를 계산할 수 있다. 이때, 기존 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터(유효 전압 벡터, u * s )는 PMSM(26)의 출력 토크(T e )의 변화량과 자속(λ s ) 변화량을 이용하여 계산될 수 있다.
또한, 수정된 지령 전압 벡터(u * mod ) 정보는 수정된 지령 전압 벡터의 크기(|u * mod |) 정보 및 수정된 지령 전압 벡터의 위상각(
Figure 112018123664500-pat00022
) 정보를 포함할 수 있다.
여기서, 수정된 지령 전압 벡터의 크기(|u * mod |) 정보는, 지령 전압 벡터의 최대 값인 최대 지령 전압 벡터(u *)와 수정된 지령 전압 벡터의 비(k)에 의해 결정(조절)될 수 있다. 특히, 수정된 지령 전압 벡터의 크기(|u * mod |) 정보는, 최대 지령 전압 벡터(u *)와 수정된 지령 전압 벡터의 크기(|u * mod |)의 비를 나타내는 k 값 및 최대 지령 전압 벡터(u *)의 값에 의하여 결정(조절)될 수 있다. 여기서, 최대 지령 전압 벡터(u *)와 수정된 지령 전압 벡터의 크기(|u * mod |)의 비를 나타내는 k는 상기 식 15를 만족할 수 있다.
또한, 수정된 지령 전압 벡터의 위상각(
Figure 112018123664500-pat00023
) 정보는 지령 토크와 PMSM(26)의 출력 토크의 오차를 최소화하는 수정된 지령 전압 벡터의 위상각 정보를 의미할 수 있다. 이러한 수정된 지령 전압 벡터의 위상각(
Figure 112018123664500-pat00024
) 정보는 k를 이용하여 상기 식 16을 만족하도록 계산(산출)될 수 있다.
이후, 제어부(12)는 계산부(11)에서 계산된 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 PMSM(26)이 구동되도록 제어할 수 있다. 특히, 제어부(12)는 계산부(11)에서 계산된 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 결정된 인버터단(25) 스위치의 상태에 기초하여 PMSM(26)이 구동되도록 PMSM(26)을 포함한 본 시스템(100)을 제어할 수 있다. 이때, 제어부(12)에 의해 제어되는 PMSM(26)은 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치(22)와 연결된 PMSM(26)를 의미할 수 있다.
제어부(12)는 정류단(23) 및 인버터단(25)의 동작(구동)을 제어할 수 있으며, 이에 따라 PMSM(26)의 동작이 제어될 수 있다.
구체적으로, 앞서 설명한 바와 같이, 계산부(11)는 지령 전압 벡터의 크기의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산(S10)할 수 있다. 이때, 단계S10을 통해 계산된 수정된 지령 전압 벡터 정보는 공간 전압 벡터 변조 방식(SVM, S12)을 통해 변형될 수 있으며, 이후 삼각파(삼각 반송파)와 비교됨으로써 이를 통해 인버터단(25)의 스위치의 상태가 결정될 수 있다.
달리 말해, 계산부(11)에 의해 수정된 지령 전압 벡터 정보가 계산(S10)된 이후, 본 장치(10)의 제어부(12)는 수정된 지령 전압 벡터 정보에 대응하는 전압원 인버터단(25)의 변조 신호(Modulation Signal)(S11)를 생성하고, 생성된 변조 신호에 대하여 공간 전압 벡터 변조 방식(SVM, S12)이 적용(즉, 인버터단에 변조 기법이 적용)되도록 제어할 수 있다. 그 결과, 제어부(12)는 인버터단(23)의 변조를 통해 획득된 수정된 지령 전압 벡터에 대한 변조 결과를 인버터단(25)에 제공(전달)할 수 있다. 이때, 수정된 지령 전압 벡터에 대한 변조 결과에 의하면, 인버터단(25)의 스위치 상태가 결정될 수 있다.
이처럼, 본 장치(10)는 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 결정된 인버터단(25)의 스위치 상태에 기초하여 PMSM의 향상된 토크 예측 제어를 수행할 수 있다. 이에 따라, 본 장치(10)는 토크 응답 특성이 향상되고 맥동이 감소(저감)된 PMSM의 출력 토크를 획득할 수 있다.
본 장치(10)의 전반적인 동작 흐름을 다시 설명하면 다음과 같다.
본 장치(10)에서 계산부(11)는 PMSM 회전자의 출력 전류(I A , I B , I C ) 및 위상각(θ e )을 사용하여 PMSM의 고정자 자속(λ s )과 출력 토크(T e )를 계산할 수 있다. 또한, 계산부(11)는 기존(종래) 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터(u * s )를 PMSM의 고정자 자속 변화량(△λ s )과 출력 토크 변화량(△T e )의 오차를 통해 계산할 수 있다. 이때, 본원에서 기존(종래) 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터(u * s )는 기준 전압 벡터, 기준 지령 전압 벡터 등으로 달리 표현될 수 있다. 또한, 계산부(11)는 적절한 전압 벡터 크기인 u * mod 에 의해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산할 수 있다. 이때, 수정된 지령 전압 벡터 정보는 PMSM의 수정된 지령 전압 벡터, 자속 오차 및 위상각에 의해 결정될 수 있다. 제어부(12)는 이러한 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 PMSM의 구동을 제어할 수 있다.
본원에서는 PMSM을 구동하기 위한 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치(22)의 토폴로지 및 그에 기반한 향상된 토크 예측 제어 기술에 대하여 제안한다. 이러한 본 시스템(100)은 직류단 커패시터가 존재하지 않음에 따라 시스템의 소형화와 가격 측면에서 경쟁력을 가질 수 있으며, 이에 따라 전기자동차, 철도, 산업용 엘리베이터 등과 같은 제한된 공간에서의 전동기 구동 응용 분야에 효과적으로 적용될 수 있다. 또한, 본 장치(10)에 의한 PMSM의 향상된 토크 예측 제어에 의하면, PMSM의 우수한 출력 토크 및 전류를 획득할 수 있으므로, 전자 구동 시스템, 철도 산업 분야, 우주 산업 분야 등에 효과적으로 활용(적용)될 수 있다.
본 시스템(100)에 포함된 전력변환장치(22)의 토폴로지는 정류단과 인버터단을 연결하는 직류단에 커패시터가 제거된 형태이므로, 이러한 본원은 시스템의 무게 및 부피를 줄이고 수명을 증가시킬 수 있다. 또한, 본원은 시스템의 제작 및 유지 보수 비용 측면에서 높은 경쟁력을 가질 수 있다.
본 시스템(100)은 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치(22)를 포함하는 PMSM의 구동 제어 시스템으로서, 본 시스템(100)에서는 전동기(PMSM)의 출력 토크의 맥동이 큰 제어 방법인 직접 토크 제어 방법 대신 향상된 토크 예측 제어 방법이 적용될 수 있다.
본원에서는 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치의 구조(구성) 및 변조 기법에 대한 기술을 제안할 뿐만 아니라, 향상된 토크 예측 제어를 통해 PMSM의 출력 토크의 맥동을 감소시키고 토크 응답 특성을 향상시킬 수 있는 PMSM의 제어 기술에 대하여 제안한다.
본원에서는 종래 기술과는 달리, 일반적인 비례 적분 제어기를 사용하지 않기 때문에 비례 적분 이득의 선정 과정이 필요하지 않으며, PMSM의 파라미터 변동에 강인한 특성을 가질 수 있다.
또한, 본원에서는 일반적인 토크 예측 제어를 위한 PMSM의 토크, 자속, 전압 방정식의 관계에 대한 수학적 수식의 분석 기술에 대하여 개시하며, 뿐만 아니라 출력 토크의 맥동을 줄이기 위한 최적의 전압 벡터 크기(즉, 수정된 지령 전압 벡터의 크기)의 계산 기술에 대하여 개시한다.
본원에서는 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치를 이용하며, 직접 토크 제어와는 달리 PMSM의 출력 토크, 자속 및 전압원 인버터단의 출력 전압 사이의 관계를 수학적으로 분석하여 토크 제어에 필요한 지령 전압 벡터를 계산하므로, 출력 토크의 맥동을 효과적으로 감소(저감)시킬 수 있다. 다시 말해, 본원은 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치(22)를 기반으로 한 PMSM의 향상된 토크 예측 제어 기술을 제공함으로써, PMSM의 출력 토크에 나타나는 맥동 성분을 효과적으로 감소(저감)시킬 수 있다.
또한, 본 시스템(100)의 인버터단(25)에 대하여, 본 장치(10)의 제어부(12)는 PMSM(26)의 전류 및 위상각 정보를 이용하고, 전동기의 출력 토크, 자속 및 출력 전압 사이의 관계를 수학적으로 분석하여 계산된 지령 전압 벡터로서 수정된 지령 전압 벡터를 인버터단(25)에 인가할 수 있다. 이를 통해, 본원은 PMSM의 토크 제어 시 사용되는 일반적인 종래의 방법들과 대비하여 PMSM의 출력 토크의 맥동 성분을 효과적으로 감소시키고 토크 응답 특성을 향상시킬 수 있다.
직류단 커패시터가 없는 전력변환장치(20)가 적용되는 이러한 본원은 일반적인 AC/DC/AC 시스템에 비하여 에너지 저장 소자의 부피 및 수명 측면에서 큰 이점을 가짐에 따라, 유지 보수가 어려운 우주 산업 분야, 소형화가 요구되는 가전제품 분야 및 산업용 가변속 구동 장치 등에 적용될 수 있다.
또한, 본 시스템(100)은 정현적인 입/출력 전류를 가지며, PMSM의 출력 토크의 맥동 성분을 저감시키고, 토크 응답 특성을 향상시킬 수 있다.
종래에는 직류단에 커패시터와 같은 에너지 저장 소자를 포함하는 구조로 구성된 PMSM 구동 시스템에 대한 연구가 주로 이루어졌다. 이러한 시스템에서 고려되는 직류단 커패시터는 PMSM 구동 시스템의 소형화와, 저가격화, 수명을 저해하는 요소로 작용한다. 이에 반해, 본 시스템(100)은 직류단 커패시터가 제거된 PMSM 구동 시스템에 대하여 제안하므로, 에너지 저장 소자의 부재로 인해 부피가 작으므로 제품의 소형화를 장점으로 상품화가 가능하다. 또한, 이러한 본 시스템(100)은 고용량의 전력변환이 필요하거나 특성상 전력변환부(전력변환장치)가 차지하는 공간이 최소화되어야 하는 발전 시스템, 우주 산업 분야에 효과적으로 적용될 수 있다.
다시 말해, 본원은 개선된 토크 예측 제어(improved torque predictive control, TPC)(향상된 토크 예측 제어)를 통해 PMSM 구동(drives)시키기 위한 간접 매트릭스 컨버터(indirect-matrix- converter, IMC)에 대하여 제안한다. 이러한 본원에 의하면, 종래 기술과 대비하여 PMSM의 토크의 리플 성분(ripple component)이 효과적으로 감소되고, 동적 토크 응답(dynamic torque response)이 향상될 수 있다.
여기서, 간접 매트릭스 컨버터(IMC)는 전류원 정류단(23)이 전압원 인버터(25)로 에너지 저장 소자 없이 직접 연결된 형태인 본원에서 제안하는 전력변환장치(22)의 토폴로지를 의미할 수 있다. 본원에서 제안하는 IMC에 의하면, DC 링크에 커패시터가 필요 없기 때문에 AC-DC-AC 전력변환의 일반적인 시스템과는 달리 시스템의 부피를 효과적으로 줄일 수 있다. 이러한 IMC는 입력-출력 전류 및 고전력 밀도에서 정현파 파형을 가질 수 있다.
이하에서는 본원에서 제안하는 기술(PMSM의 향상된 토크 예측 제어 기술)(즉, 본 장치를 포함하는 본 시스템)의 유효성을 검증하기 위한 실험 결과에 대하여 설명한다. 즉, 기존 TPC와 대비하여 본원에서 제안하는 향상된(개선된) TPC의 유효성을 검증하기 위해, 본원에서 제안한 방법을 사용하여 PMSM 구동에 대한 간접 매트릭스 컨버터(indirect-matrix- converter, IMC)(즉, 전력변환장치)를 PSIM에 의해 시뮬레이션한 결과에 대하여 기술한다.
도 6은 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템(100)의 유효성을 검증하기 위한 일 실험에서 고려된 PMSM의 파라미터의 예를 나타낸다. 도 7 및 도 8은 본원의 일 실시예에 따른 PMSM의 토크 예측 제어 시스템(100)의 유효성을 검증하기 위한 일 실험예에 따른 결과를 나타낸다.
특히, 도 7은 본원의 일 실험 결과로서, 본 장치(10)의 제어에 따른 전력변환장치(22, IMC)의 입출력 선간 전압(V UV , V AB ), 입출력 위상 전류(I U 와 I A ) 및 직류단(24) 전압(V DC )의 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 또한, 도 8은 본원의 일 실험 결과로서, 본 장치(10)의 제어에 따른 300 rpm에서의 출력 토크(T e )와 고정자 자속(λ s )의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 7 및 도 8에서 Conventional TPC는 종래의 토크 예측 제어 기술을 의미하고, Proposed method는 본원에서 제안하는 향상된(개선된) 토크 예측 제어 기술(즉, 본 장치를 포함하는 본 시스템에 의한 토크 예측 제어 기술)을 의미한다.
도 6을 참조하면, 본원의 일 실험예에서, 계통으로부터 공급되는 교류 신호(즉, AC-소스, AC-전원, AC source)의 라인 간 전압은 330Vrms이고, 주파수는 60Hz로 설정될 수 있다. 또한, 본원의 일 실험예에서 제어 방식의 샘플링 시간은 100 μs이고, 스위칭 주파수는 10 kHz로 설정될 수 있다.
또한, 본원의 일 실험예에서는 정격 출력(Rated power)이 11 kW, 정격 전류(Rated current)가 19.9 A, 정격 속도(Rated speed)가 1750 rpm, 정격 토크(Rated torque)가 60 Nm, 고정자 저항(Stator resistance)이 0.349 Ω, 고정자 인덕턴스(Stator inductance)가 15.6 mH, 영구자석 자속(Permanent-magnet flux)가 0.554 Wb, 극 수(Number of poles)가 6으로 설정될 수 있다.
도 7을 참조하면, 본원의 일 실험예에서는 300 rpm에서 PMSM의 출력 토크가 10 Nm으로 제어될 수 있다. 또한, 제어 방법은 0.3초에서 종래의 TPC로부터 본원에서 제안된 방법으로 변경되었다. 전력변환장치(22, IMC)의 입/출력 전류인 I U 및 I A 는 전력변환장치(22, IMC)의 특성에 따라 정현파 파형으로 획득될 수 있다.
이에 따르면, 도 7에 도시된 바와 같이, 종래의 기술(Proposed method)에서는 I U 및 I A 가 리플 성분을 갖는 반면, 본원에서 제안하는 기술(Proposed method)에서는 I U 및 I A 의 리플 성분이 효과적으로 감소되었음을 확인할 수 있다.
도 8을 참조하면, 본원의 일 실험예에서는 PMSM의 출력 토크(T e )와 고정자 자속(λ s )이 각각 10 Nm 및 0.56 Wb로 제어될 수 있으며, 0.3초 적용될 수 있다. 본원에서 제안하는 기술(Proposed method)에서 제안하는 기술에 의하면, T e 의 리플 성분이 0.66 Nm에서 0.23 Nm로 감소되고, λ s 의 리플 성분이 0.03 Wb에서 거의 0 Wb로 감소되었음을 확인할 수 있다. 즉, 본원에서 제안하는 기술(향상된 토크 예측 제어 기술)에 의하면, 향상된 TPC를 사용하는 PMSM 구동의 전력변환장치(22, IMC)에서 동적 토크 응답이 향상되고 리플 성분이 감소됨을 확인할 수 있다.
이하에서는 상기에 자세히 설명된 내용을 기반으로, 본원의 동작 흐름을 간단히 살펴보기로 한다.
도 9는 본원의 일 실시예에 따른 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법에 대한 동작 흐름도이다.
도 9에 도시된 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법은 앞서 설명된 본 장치(10)에 의하여 수행될 수 있다. 따라서, 이하 생략된 내용이라고 하더라도 본 장치(10)에 대하여 설명된 내용은 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법에 대한 설명에도 동일하게 적용될 수 있다.
도 9를 참조하면, 단계S110에서는 계산부(11)가 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산할 수 있다.
이때, 단계S110에서 지령 전압 벡터는 PMSM의 출력 토크 및 자속 변화량을 이용하여 계산될 수 있다. 또한, 단계S110에서 수정된 지령 전압 벡터 정보는 수정된 지령 전압 벡터의 크기 정보 및 위상각 정보를 포함할 수 있다.
여기서, 수정된 지령 전압 벡터의 크기 정보는, 지령 전압 벡터의 최대 값인 최대 지령 전압 벡터와 수정된 지령 전압 벡터의 비에 의해 결정(조절)될 수 있다.
또한, 수정된 지령 전압 벡터의 위상각 정보는 지령 토크와 PMSM의 출력 토크의 오차를 최소화하는 수정된 지령 전압 벡터의 위상각 정보를 의미할 수 있다.
다음으로, 단계S120에서는 제어부(12)가 단계S110에서 계산된 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 PMSM이 구동되도록 제어할 수 있다.
또한, 단계S120에서는 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 결정된 인버터단 스위치의 상태에 기초하여 PMSM이 구동되도록 제어할 수 있다. 단계S120에 의하면, 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 PMSM의 향상된 토크 예측 제어가 이루어질 수 있다.
또한, 단계S120에서 제어부(12)에 의해 제어되는 PMSM은 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치와 연결된 PMSM를 의미할 수 있다.
상술한 설명에서, 단계 S110 및 단계S120은 본원의 구현예에 따라서, 추가적인 단계들로 더 분할되거나, 더 적은 단계들로 조합될 수 있다. 또한, 일부 단계는 필요에 따라 생략될 수도 있고, 단계 간의 순서가 변경될 수도 있다.
본원의 일 실시 예에 따른 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
또한, 전술한 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법은 기록 매체에 저장되는 컴퓨터에 의해 실행되는 컴퓨터 프로그램 또는 애플리케이션의 형태로도 구현될 수 있다.
전술한 본원의 설명은 예시를 위한 것이며, 본원이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본원의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다.
본원의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본원의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
100: PMSM의 토크 예측 제어 시스템
10: 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 장치
11: 계산부
12: 제어부
20: 발전부

Claims (13)

  1. 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법에 있어서,
    (a) 토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산하는 단계; 및
    (b) 상기 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 상기 PMSM이 구동되도록 제어하는 단계,
    를 포함하고,
    상기 (a) 단계에서 상기 수정된 지령 전압 벡터 정보는 상기 수정된 지령 전압 벡터의 크기 정보 및 위상각 정보를 포함하고,
    상기 수정된 지령 전압 벡터 정보 중 상기 크기 정보는, 상기 지령 전압 벡터의 최대 값인 최대 지령 전압 벡터와 수정된 지령 전압 벡터의 비에 의해 결정되고,
    상기 수정된 지령 전압 벡터 정보 중 상기 위상각 정보는, 지령 토크와 PMSM의 출력 토크의 오차를 최소화하는 수정된 지령 전압 벡터의 위상각 정보인 것인, 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    상기 (b) 단계는,
    상기 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 결정된 인버터단 스위치의 상태에 기초하여 상기 PMSM이 구동되도록 제어하는 것인, 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 (a) 단계에서 상기 지령 전압 벡터는 상기 PMSM의 출력 토크 및 자속 변화량을 이용하여 계산되는 것인, 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 PMSM는, 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치와 연결된 PMSM인 것인, 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 방법.
  8. 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치에 있어서,
    토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산하는 계산부; 및
    상기 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 상기 PMSM이 구동되도록 제어하는 제어부,
    를 포함하고,
    상기 수정된 지령 전압 벡터 정보는 상기 수정된 지령 전압 벡터의 크기 정보 및 위상각 정보를 포함하고,
    상기 수정된 지령 전압 벡터 정보 중 상기 크기 정보는, 상기 지령 전압 벡터의 최대 값인 최대 지령 전압 벡터와 수정된 지령 전압 벡터의 비에 의해 결정되고,
    상기 수정된 지령 전압 벡터 정보 중 상기 위상각 정보는 지령 토크와 PMSM의 출력 토크의 오차를 최소화하는 수정된 지령 전압 벡터의 위상각 정보인 것인, 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치.
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 삭제
  12. 제8항에 있어서,
    상기 PMSM는, 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치와 연결된 PMSM인 것인, 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치.
  13. PMSM의 토크 예측 제어 시스템에 있어서,
    계통으로부터 공급되는 교류 신호를 변환하여 PMSM으로 공급하는 전력변환장치; 및
    토크 예측 제어를 통해 획득되는 지령 전압 벡터의 재계산을 통해 수정된 지령 전압 벡터 정보를 계산하고, 상기 수정된 지령 전압 벡터 정보를 기반으로 상기 PMSM이 구동되도록 제어하는 제어부를 포함하는 토크 예측 제어를 통한 PMSM 구동 제어 장치,
    를 포함하고,
    상기 수정된 지령 전압 벡터 정보는, 상기 수정된 지령 전압 벡터의 크기 정보 및 위상각 정보를 포함하고,
    상기 수정된 지령 전압 벡터 정보 중 상기 크기 정보는 상기 지령 전압 벡터의 최대 값인 최대 지령 전압 벡터와 수정된 지령 전압 벡터의 비에 의해 결정되고,
    상기 수정된 지령 전압 벡터 정보 중 상기 위상각 정보는 지령 토크와 PMSM의 출력 토크의 오차를 최소화하는 수정된 지령 전압 벡터의 위상각 정보인 것인, PMSM의 토크 예측 제어 시스템.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010252432A (ja) 2009-04-10 2010-11-04 Denso Corp 回転機の制御装置
JP2011234581A (ja) 2010-04-30 2011-11-17 Denso Corp 回転機の制御装置
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Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2792471B1 (fr) * 1999-04-13 2001-05-25 Alstom Procede de regulation d'une machine tournante et dispositif d'alimentation d'une telle machine
JP4622863B2 (ja) * 2006-01-10 2011-02-02 トヨタ自動車株式会社 モータの制御装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010252432A (ja) 2009-04-10 2010-11-04 Denso Corp 回転機の制御装置
JP2011234581A (ja) 2010-04-30 2011-11-17 Denso Corp 回転機の制御装置
KR101322240B1 (ko) 2013-09-10 2013-10-28 서울과학기술대학교 산학협력단 영구자석 동기모터의 토크제어장치 및 토크제어방법

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