JP2013230019A - ３相回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ２組の巻線組を有する３相回転機の駆動を制御する制御装置において、トルクリップルを抑制し、熱特性を改善する３相回転機の制御装置を提供する。
【解決手段】 ＰＩ制御器３１は、２系統のインバータ６０１、６０２の出力電流についての電流指令値の和（Ｉ^*和）と電流検出値の和（Ｉ和）との偏差に対し和ゲイン（Ｋ和）を乗算し、電圧指令値の和（Ｖ和）を演算する。ＰＩ制御器３２は、２系統のインバータ６０１、６０２の出力電流についての電流指令値の差（Ｉ^*差）と電流検出値の差（Ｉ差）との偏差に対し差ゲイン（Ｋ差）を乗算し、電圧指令値の差（Ｖ差）を演算する。２系統間の電流差を０に収束させるように制御することで、トルクリップルを抑制し、熱特性を改善することができる。また、和ゲインと差ゲインを適切に設定することで、一方の系統が故障し電流が流れなくなったとき、正常な系統に過電流が流れることを防止する。
【選択図】図６

Description

本発明は、３相回転機の制御装置に関する。

従来、２組の３相巻線組を有する３相回転機の駆動を制御する装置として、２組の巻線組に対応する２系統の電力変換器を備えた制御装置が知られている。例えば特許文献１に記載の制御装置は、２系統の電力変換器から、対応する２組の巻線組に供給される電流の和をフィードバック制御している。

特開２０１１−１５２０２７号公報

２系統の電力変換器の出力電流の和だけを制御する場合、２系統の抵抗に差があると系統間に電流差が生じ、特に低回転時にトルクリップルが発生したり、熱特性が悪化したりするという問題がある。また、一方の系統でオープン故障が発生し電流が流れなくなると、正常な系統に通常時の２倍相当の過大な電流が流れるという問題がある。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、２系統の電力変換器を備え、互いに磁気的に結合する２組の巻線組を有する３相回転機の駆動を制御する制御装置において、トルクリップルを抑制し、熱特性を改善する３相回転機の制御装置を提供することにある。

本発明は、互いに磁気的に結合する２組の３相巻線組を有する３相回転機の駆動を制御する制御装置において、２組の巻線組に対応して設けられる２系統の電力変換器が出力する電流の和と差を制御することを特徴とする。
具体的には、本発明の制御装置は、電流和制御器および電流差制御器を備える。
電流和制御器は、２系統の電力変換器の出力電流についての「電流指令値の和」と「電流検出値の和」との偏差に対し和ゲインを乗算し、２系統の電力変換器への「電圧指令値の和」を演算する。電流差制御器は、２系統の電力変換器の出力電流についての「電流指令値の差」と「電流検出値の差」との偏差に対し差ゲインを乗算し、２系統の電力変換器への「電圧指令値の差」を演算する。

また、本発明の制御装置は、２系統の電力変換器が、互いの位相差が（３０±６０×ｎ（ｎは整数））°である交流電流を２組の巻線組に出力することを特徴とする。
さらに、本発明の制御装置は、２系統の電力変換器が出力する交流電流の周波数である参照周波数に応じて電流和制御器と電流差制御器との応答性を異ならせるように、和ゲインと差ゲインとの比である和差ゲイン比を変更する応答性可変モードでの制御を行うことを特徴とする。

ところで、２組の３相巻線組は、通電時、互いに磁気的に結合し、相互インダクタンスが発生する。そこで、相互インダクタンスの影響を考慮し、電流和制御器および電流差制御器は、３相回転機の逆モデルに基づいて電圧指令値の和および差を演算することが好ましい。

以上の構成による本発明の制御装置は、下記（１）〜（３）の作用効果を奏する。
（１）本発明の３相回転機の制御装置は、２系統の電力変換器に対し、電流の和と差の制御を行う。２系統間の電流差を０に収束させるように制御することで、トルクリップルを抑制し、熱特性を改善することができる。また、和ゲインと差ゲインを適切に設定することで、一方の系統が故障し電流が流れなくなったとき、正常な系統に過電流が流れることを防止する。なお、和ゲインと差ゲインの具体的な設定については、実施形態において説明する。

（２）基本波に５次高調波が重畳した重畳波がｄｑ変換されると、５次成分は６次の歪成分となる。これに対し、２系統の交流電流の位相が（３０±６０×ｎ）°ずれていることにより、電流の和の制御において電気角６次の歪成分をキャンセルすることができる。

（３）２系統の電流の和と差の制御では、３相回転機の高回転時に誘起電圧が大きくなると電流歪が大きくなるという問題がある。この電流歪は、３相回転機の高回転時に音や振動を発生させる要因となる。そこで、３相回転機の回転数に対応する参照周波数に応じて電流和制御器と電流差制御器との応答性を異ならせるように、和差ゲイン比を変更することで、電流歪の影響を抑制し、高回転時の音や振動を低減することができる。

本発明の第１実施形態による３相回転機の制御装置により制御される２系統インバータの回路模式図。 本発明の第１実施形態による３相回転機の制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の概略構成図。 本発明の第１実施形態による制御装置が適用される３相モータの模式図。 本発明の第１実施形態による３相回転機の制御装置のブロック図。 本発明の第１実施形態に対する比較例としての電流の和の制御ブロック図。 本発明の第１実施形態による電流の和と差の制御ブロック図。 相互インダクタンスの影響を説明する説明図。 相互インダクタンスの影響を考慮したブロック図。 相互インダクタンスを含む電流の和の制御を説明するブロック図。 相互インダクタンスを含む電流の差の制御を説明するブロック図。 相互インダクタンスを含む電流の（ａ）和の制御、（ｂ）差の制御のｄｑ軸モデルを説明するブロック図。 ｄｑ軸モデルで示した電流の和と差の制御ブロック図。 電流基本波および５次高調波を示す説明図。 電流の和と差の制御における高回転時の電流歪を説明する説明図。 本発明の第１実施形態による応答性可変モードと応答性固定モードとの状態遷移図。 本発明の第１実施形態による参照周波数と和差ゲイン比との特性図。 本発明の第２実施形態による参照周波数と和差ゲイン比との特性図。 本発明の第３実施形態による参照周波数と和差ゲイン比との特性図。

以下、本発明による３相回転機の制御装置を車両の電動パワーステアリング装置に適用した実施形態を図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態について、図１〜図１６を参照して説明する。

［３相回転機の制御装置の構成］
図２は、電動パワーステアリング装置１を備えたステアリングシステム９０の全体構成を示す。ハンドル９１に接続されたステアリングシャフト９２には、操舵トルクを検出するためのトルクセンサ９４が設置されている。ステアリングシャフト９２の先端にはピニオンギア９６が設けられており、ピニオンギア９６はラック軸９７に噛み合っている。ラック軸９７の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪９８が回転可能に連結されている。ステアリングシャフト９２の回転運動は、ピニオンギア９６によってラック軸９７の直線運動に変換され、ラック軸９７の直線運動変位に応じた角度について一対の車輪９８が操舵される。

電動パワーステアリング装置１は、回転軸を回転させるアクチュエータ２、及び、回転軸の回転を減速してステアリングシャフト９２に伝達する減速ギア８９を含む。
アクチュエータ２は、操舵アシストトルクを発生する「３相回転機」としてのモータ８０と、モータ８０を駆動する「制御装置」としてのＥＣＵ１０とから構成される。本実施形態のモータ８０は３相ブラシレスモータであり、減速ギア８９を正逆回転させる。

ＥＣＵ１０は、制御部６５、及び、制御部６５の指令に従ってモータ８０への電力供給を制御する「電力変換器」としてのインバータ６０を含む。また、モータ８０の回転角を検出する回転角センサ８５が設けられる。回転角センサ８５は、例えば、モータ８０側に設けられる磁気発生手段である磁石と、ＥＣＵ１０側に設けられる磁気検出素子とによって構成される。

制御部６５は、トルクセンサ９４からの操舵トルク信号、回転角センサ８５からの回転角信号等に基づいて、インバータ６０への出力を制御する。これにより、電動パワーステアリング装置１のアクチュエータ２は、ハンドル９１の操舵を補助するための操舵アシストトルクを発生し、ステアリングシャフト９２に伝達する。

詳しくは、図１に示すように、モータ８０は、２組の巻線組８０１、８０２を有する。
第１巻線組８０１は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相巻線８１１、８１２、８１３から構成され、第２巻線組８０２は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相巻線８２１、８２２、８２３から構成される。ここで、第１巻線組８０１および第２巻線組８０２は、電気的には結合されていないが、モータ８０が構成する磁気回路により磁気的には結合されている。２つの巻線組８０１、８０２間の「磁気的な結合」について、詳しくは後述する。

インバータ６０は、第１巻線組８０１に対応して設けられる第１系統インバータ６０１と、第２巻線組８０２に対応して設けられる第２系統インバータ６０２から構成される。以下、インバータ、及びそのインバータと対応する３相巻線組の組合せの単位を「系統」という。

ＥＣＵ１０は、電源リレー５２、コンデンサ５３、第１系統インバータ６０１、第２系統インバータ６０２、第１系統電流検出器７０１、第２系統電流検出器７０２、及び制御部６５等を備えている。電流検出器７０１、７０２は、特許請求の範囲に記載の「電流検出手段」に相当し、インバータ６０１、６０２が巻線組８０１、８０２に供給する相電流を相毎に検出する。

バッテリ５１は、例えば１２Ｖの直流電源である。電源リレー５２は、バッテリ５１からインバータ６０１、６０２への電力供給を遮断可能である。
コンデンサ５３は、バッテリ５１と並列に接続され、電荷を蓄え、インバータ６０１、６０２への電力供給を補助したり、サージ電流などのノイズ成分を抑制したりする。

第１系統インバータ６０１は、第１巻線組８０１の各巻線８１１、８１２、８１３への通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子６１１〜６１６がブリッジ接続されている。本実施形態のスイッチング素子６１１〜６１６は、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）である。以下、スイッチング素子６１１〜６１６をＭＯＳ６１１〜６１６という。

高電位側のＭＯＳ６１１、６１２、６１３は、ドレインがバッテリ５１の正極側に接続されている。また、ＭＯＳ６１１、６１２、６１３のソースは、低電位側のＭＯＳ６１４、６１５、６１６のドレインに接続されている。ＭＯＳ６１４、６１５、６１６のソースは、電流検出器７０１を構成する電流検出素子７１１、７１２、７１３を介してバッテリ５１の負極側に接続されている。高電位側のＭＯＳ６１１、６１２、６１３と低電位側のＭＯＳ６１４、６１５、６１６との接続点は、それぞれ、巻線８１１、８１２、８１３の一端に接続されている。
電流検出素子７１１、７１２、７１３は、それぞれ、第１系統Ｕ、Ｖ、Ｗ相の巻線８１１、８１２、８１３に通電される相電流を検出する。

第２系統インバータ６０２についても、スイッチング素子（ＭＯＳ）６２１〜６２６、電流検出器７０２を構成する電流検出素子７２１、７２２、７２３の構成は、第１系統インバータ６０１と同様である。
制御部６５は、マイコン６７、駆動回路（プリドライバ）６８等で構成される。マイコン６７は、トルク信号、回転角信号等の入力信号に基づき、制御に係る各演算値を制御演算する。駆動回路は、ＭＯＳ６１１〜６１６、６２１〜６２６のゲートに接続され、マイコン６７の制御に基づいてスイッチング出力する。

モータ８０の構成について、さらに図３を参照して説明する。図３（ａ）に示すように、モータ８０は、回転軸Ｏを中心としてロータ８３がステータ８４に対して回転する。
本実施形態による３相ブラシレスモータは、ｍを自然数とすると、ステータ８４のコイル数が（１２×ｍ）であり、ロータ８３の永久磁石８７の極数が（２×ｍ）であることを特徴とする。図３は、ｍ＝２の例を示す。なお、ｍは２以外の自然数であってもよい。

図３（ｂ）は、スラスト方向Ｚ（図３（ａ）参照）から視たロータ８３の永久磁石８７およびステータ８４の模式図である。永久磁石８７は、Ｎ極とＳ極が交互に２個ずつ、計４（＝２×２）極設けられている。ステータコイルは、６個のコイルからなるコイル群が４群、すなわち２４（＝１２×２）個のコイルから構成される。１つのコイル群は、Ｕ１コイル、Ｕ２コイル、Ｖ１コイル、Ｖ２コイル、Ｗ１コイルおよびＷ２コイルがこの順に時計回りで配列される。また、２つのコイル群が「１組の巻線組」を構成する。

図３（ｃ）は、スラスト方向Ｚから視たステータ８４の展開図であり、図３（ｄ）は、ラジアル方向Ｒ（図３（ａ）参照）から視た巻線の展開図である。図３（ｄ）に示すように、例えばＵ１コイルを形成する巻線は、１本の導線が、６個おきに配置される突出部８６に順に巻回されることにより形成される。
これにより、Ｕ相を例に取ると、第２巻線組８０２を構成するＵ２コイル８２１の周方向の配置は、第１巻線組８０１を構成するＵ１コイル８１１に対し、電気角３０°に相当する角度だけ進んだ位置関係になる。よって、第２巻線組８０２に供給される３相交流の位相を、第１巻線組８０１に供給される３相交流の位相に対して３０°進めることが可能となる。

次に、ＥＣＵ１０の制御ブロック図を図４に示す。
図４に２点鎖線で示すように、制御部６５は、電流指令値演算部１５、電流フィードバック演算部２００、第１系統、第２系統の３相２相変換部３８１、３８２、２相３相変換部３９１、３９２、及び異常判断手段７５１、７５２等から構成される。
図４では、電流および電圧を示す記号の末尾に、第１系統と第２系統とを区別するための数字「１」、「２」を付している。以下の説明で、系統を区別しないときは、数字「１」、「２」を除いた記号を用いる。

電流指令値演算部１５は、回転角センサ８５による回転角θ、車速センサによる車速Ｖｄｃ、トルクセンサ９４による操舵トルクＴｑ^*の各信号が入力され、これらの入力信号に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*、及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を生成する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*は、磁束の向きに平行なｄ軸電流についての電流指令値であり、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*は、ｄ軸と直交するｑ軸電流についての電流指令値である。

図４に破線ブロックで示す電流フィードバック演算部２００について、ここではブロックへの入出力のみを簡単に説明し、詳しい構成については後述する。電流フィードバック演算部２００には、電流指令値演算部１５が生成した電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*が入力される。また、各系統の３相２相変換部３９１、３９２によって変換された電流検出値Ｉｄ、Ｉｑが入力される。そして、各系統の２相３相変換部３８１、３８２に電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを出力する。

第１系統の２相３相変換部３８１は、回転角センサ８５からフィードバックされた回転角θに基づき、２相の電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に変換して第１系統インバータ６０１に出力する。
第２系統の２相３相変換部３８２は、回転角（θ＋３０°）に基づき、２相の電圧指令値Ｖｄ２、Ｖｑ２をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に変換して第２系統インバータ６０２に出力する。

第１系統の３相２相変換部３９１は、回転角センサ８５からフィードバックされた回転角θに基づき、電流検出器７０１が検出した３相の相電流検出値Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を、ｄ軸電流検出値Ｉｄ１およびｑ軸電流検出値Ｉｑ１に変換する。
第２系統の３相２相変換部３９２は、回転角（θ＋３０°）に基づき、電流検出器７０２が検出した３相の相電流検出値Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を、ｄ軸電流検出値Ｉｄ２およびｑ軸電流検出値Ｉｑ２に変換する。
異常判断手段７５１、７５２は、電流検出器７０１、７０２が検出した相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが所定の下限値から上限値以下までの正常範囲にあるか否かを判断する。

次に、電流フィードバック制御に係る構成を、図５、図６を参照して説明する。図５、図６では、本実施形態による電流フィードバック制御の特徴を単純化して説明するため、電流および電圧をｄｑ軸のベクトルに分解せず、スカラー量として示している。
先に、本実施形態に対する比較例の電流フィードバック制御の構成について図５を参照して説明する。図５に示す構成によれば、「２系統の電流の和」を制御する。すなわち、電流加算器４１は、第１系統インバータ６０１の出力電流の検出値Ｉ１と、第２系統インバータ６０２の出力電流の検出値Ｉ２とを加算し、「Ｉ和」を出力する。

電流和偏差算出部２１は、２系統の電流指令値の和であるＩ和^*と、電流検出値の和であるＩ和との偏差Ｅ（Ｉ和）を算出し、ＰＩ制御器３１に出力する。ＰＩ制御器３１は、偏差Ｅ（Ｉ和）を０に収束させるように、比例積分制御演算によって２系統の電圧指令値の和である「Ｖ和」を演算する。

次に、本実施形態の電流フィードバック制御の構成について図６を参照して説明する。図６に破線ブロックで示す部分は、図４の電流フィードバック演算部２００に対応する。図６に示すように、本実施形態のＥＣＵ１０は、「２系統の電流の和と差」を制御する。すなわち、上述の「電流の和」を制御する構成と、以下に説明する「電流の差」を制御する構成との両方を有している。ここで、電流または電圧について「２系統の差」という場合、第１系統の値から第２系統の値を差し引いた値を意味するものとする。
電流減算器４２は、第１系統インバータ６０１の出力電流の検出値Ｉ１から第２系統インバータ６０２の出力電流の検出値Ｉ２を減算し、「Ｉ差」を出力する。

電流差偏差算出部２２は、２系統の電流指令値の差であるＩ差^*と、電流検出値の差であるＩ差との偏差Ｅ（Ｉ差）を算出し、ＰＩ制御器３２に出力する。ＰＩ制御器３２は、偏差Ｅ（Ｉ差）を０に収束させるように、比例積分制御演算によって２系統の電圧指令値の差である「Ｖ差」を演算する。
ここで、第１系統インバータ６０１と第２系統インバータ６０２との電気的特性は同等であるから、２系統の電流指令値の差であるＩ差^*は原則として０である。

ＰＩ制御器３１およびＰＩ制御器３２は、特許請求の範囲に記載の「電流和制御器」および「電流差制御器」に相当する。また、「和ゲイン（Ｋ和）」は、ＰＩ制御器３１に入力される偏差Ｅ（Ｉ和）に対して乗算されるゲインであり、「差ゲイン（Ｋ差）」は、ＰＩ制御器３２に入力される偏差Ｅ（Ｉ差）に対して乗算されるゲインである。また、和ゲインに対する差ゲインの比（Ｋ差／Ｋ和）を「和差ゲイン比」という。

周波数換算部４５は、モータ８０の電気角速度、或いは、ステアリングシャフト９２の操舵速度を換算して参考周波数ｆｒを算出し、ＰＩ制御器３１、３２に出力する。ＰＩ制御器３１、３２は、参考周波数ｆｒに応じて和差ゲイン比を変更することで、ＰＩ制御器３１とＰＩ制御器３２との応答性を異ならせる。これについて、詳しくは後述する。

［相互インダクタンスの影響］
ところで、上述したように、第１巻線組８０１および第２巻線組８０２は互いに磁気的に結合されているため、２系統の巻線組を流れる電流については、自己インダクタンスのみでなく、巻線組間に発生する相互インダクタンスが影響する。この相互インダクタンスの影響に関して、図７〜図１２を参照して説明する。以下の説明では、最初に、３相モータの回転座標系において電気角速度ωを０としたときのｄｑ軸モデルを説明し、その後、電気角速度ωが０でないときの一般的なｄｑ軸モデルを簡単に説明する。

図７に示すように、抵抗およびコイルが直列に接続された２つの回路を想定する。第１系統と第２系統の抵抗Ｒおよびコイルの自己インダクタンスＬは同等である。また、２系統のコイルによる磁界が互いに干渉し、相互インダクタンスＭが発生する。
第１系統および第２系統の印加電圧をＶＩ、Ｖ２、回路に流れる電流をＩ１、Ｉ２とすると、電圧Ｖ１、Ｖ２は、ラプラス変数ｓを用いて式１．１、１．２のように表される。
Ｖ１＝Ｒ×Ｉ１＋Ｌ×Ｉ１ｓ＋Ｍ×Ｉ２ｓ ・・・式（１．１）
Ｖ２＝Ｒ×Ｉ２＋Ｌ×Ｉ２ｓ＋Ｍ×Ｉ１ｓ ・・・式（１．２）
すなわち、式１．１、１．２の第３項には、相互インダクタンスと相手側の回路の電流の積が含まれる。図８（ａ）は、式１．１、１．２をブロック図で示したものである。

次に、式１．１と式１．２との和を計算すると、式１．３が導かれる。
Ｖ１＋Ｖ２＝Ｒ×（Ｉ１＋Ｉ２）＋Ｌ×（Ｉ１＋Ｉ２）ｓ＋Ｍ×（Ｉ１＋Ｉ２）ｓ
Ｉ１＋Ｉ２＝（Ｖ１＋Ｖ２）×［１／｛Ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ｝］ ・・・式（１．３）
また、式１．１から式１．２を引いた差を計算すると、式１．４が導かれる。
Ｖ１−Ｖ２＝Ｒ×（Ｉ１−Ｉ２）＋Ｌ×（Ｉ１−Ｉ２）ｓ−Ｍ×（Ｉ１−Ｉ２）ｓ
Ｉ１−Ｉ２＝（Ｖ１−Ｖ２）×［１／｛Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）ｓ｝］ ・・・式（１．４）
図８（ｂ）、（ｃ）は、式１．３、１．４をブロック図で示したものである。
以下、（Ｖ１＋Ｖ２）を「Ｖ和」、（Ｉ１＋Ｉ２）を「Ｉ和」、（Ｖ１−Ｖ２）を「Ｖ差」、（Ｉ１−Ｉ２）を「Ｉ差」と表す。

相互インダクタンスを含む電流の和の制御によるフィードバック制御のブロック図を図９に、同じく電流の差の制御によるフィードバック制御のブロック図を図１０に示す。和の制御での制御定数Ｋｉ和は積分ゲイン、Ｋｐ和は比例ゲインであり、差の制御での制御定数Ｋｉ差は積分ゲイン、Ｋｐ差は比例ゲインである。これらの積分ゲイン、比例ゲインは、それぞれ、ゲインＫを用いて式１．５〜１．７のように表される。
Ｋｉ和＝Ｋｉ差＝Ｋ×Ｒ ・・・式（１．５）
Ｋｐ和＝Ｋ×（Ｌ＋Ｍ） ・・・式（１．６）
Ｋｐ差＝Ｋ×（Ｌ−Ｍ） ・・・式（１．７）
ここで、式１．６から式１．７を引くと、式１．８が得られる。
Ｋｐ和−Ｋｐ差＝２ＫＭ ・・・式（１．８）
すなわち、和の制御と差の制御とで、積分ゲインは等しく設定され、比例ゲインは、相互インダクタンスＭの２Ｋ倍の値だけ異なるように設定される。

続いて、図９（ａ）、図１０（ａ）の制御項は、式１．９、式１．１０のように計算することができる。
（Ｋｉ和／ｓ）＋Ｋｐ和＝（Ｋ／ｓ）×｛Ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ｝ ・・・式（１．９）
（Ｋｉ差／ｓ）＋Ｋｐ差＝（Ｋ／ｓ）×｛Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）ｓ｝ ・・式（１．１０）
したがって、図９（ａ）、図１０（ａ）を図９（ｂ）、図１０（ｂ）に書き換えることができる。ここで、制御の第２項である{Ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ}および{Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）ｓ}は、「モータ逆モデル」に相当し、モータ項と相殺する。よって、図９（ｃ）、図１０（ｃ）に示すように、和の制御と差の制御での、制御項とモータ項とを乗算した比例定数はいずれも（Ｋ／ｓ）となるため、応答性を等しくすることができる。

このように和の制御と差の制御での応答性を等しくすることで、一方の系統が故障したとき、正常な系統の過電流を防止することができる理由を説明する。
第１系統および第２系統の電圧指令値Ｖ１、Ｖ２は、式１．９、１．１０に基づき、式１．１１、式１．１２のように示される。
Ｖ１＝（Ｖ和＋Ｖ差）／２
＝Ｅ（Ｉ和）×（Ｋ／ｓ）×｛Ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ｝／２
＋Ｅ（Ｉ差）×（Ｋ／ｓ）×｛Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）ｓ｝／２
＝（Ｋ／ｓ）×［｛Ｉ和^*−（Ｉ１＋Ｉ２）｝／２×｛Ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ｝＋
｛０−（Ｉ１−Ｉ２）｝／２×｛Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）ｓ｝］
＝（Ｋ／ｓ）×｛（Ｌｓ＋Ｒ＋Ｍｓ）×（Ｉ和^*／２）−（Ｌｓ＋Ｒ）Ｉ１−ＭｓＩ２｝
＝（Ｋ／ｓ）×［（Ｌｓ＋Ｒ）｛（Ｉ和^*／２）−Ｉ１｝＋Ｍｓ｛（Ｉ和^*／２）−Ｉ２｝］
・・・式（１．１１）

Ｖ２＝（Ｖ和−Ｖ差）／２
＝Ｅ（Ｉ和）×（Ｋ／ｓ）×｛Ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ｝／２
−Ｅ（Ｉ差）×（Ｋ／ｓ）×｛Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）ｓ｝／２
＝（Ｋ／ｓ）×［｛Ｉ和^*−（Ｉ１＋Ｉ２）｝／２×｛Ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ｝−
｛０−（Ｉ１−Ｉ２）｝／２×｛Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）ｓ｝］
＝（Ｋ／ｓ）×｛（Ｌｓ＋Ｒ＋Ｍｓ）×（Ｉ和^*／２）−（Ｌｓ＋Ｒ）Ｉ２−ＭｓＩ１｝
＝（Ｋ／ｓ）×［（Ｌｓ＋Ｒ）｛（Ｉ和^*／２）−Ｉ２｝＋Ｍｓ｛（Ｉ和^*／２）−Ｉ１｝］
・・・式（１．１２）

式１．１１、１．１２の最終行における大括弧内の第１項は自己の系統の電流に基づくものであって、電流指令値の和の半分の値（Ｉ和^*／２）に対するフィードバック制御と等価である。また、相互インダクタンスＭを含む第２項は電圧の釣り合いによって非干渉化される。したがって、一方の系統が故障し電流が流れなくなったとき、正常な系統には電流指令値の和の半分の値が通電されるため、過電流が流れることを防止する。

以上の説明は、電気角速度ωを０としたときのｄｑ軸モデルによる。次に、電気角速度ωが０でない場合の一般的なｄｑ軸モデルで簡単に説明する。
相互インダクタンスを含む電流の和と差の制御において電圧ベクトルＶをｄ軸成分Ｖｄとｑ軸成分Ｖｑとに分解すると、ｄｑ軸間に干渉項が存在する式２．１〜２．４が得られる。式２．２において、φはモータ８０の永久磁石の電機子鎖交磁束数を示す。
Ｖｄ和＝Ｒ×Ｉｄ和＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ×Ｉｄ和−ω（Ｌ＋Ｍ）ｓ×Ｉｑ和
・・・式（２．１）
Ｖｑ和＝Ｒ×Ｉｑ和＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ×Ｉｑ和＋ω（Ｌ＋Ｍ）ｓ×Ｉｄ和＋２ωφ
・・・式（２．２）
Ｖｄ差＝Ｒ×Ｉｄ差＋（Ｌ−Ｍ）ｓ×Ｉｄ差−ω（Ｌ−Ｍ）ｓ×Ｉｑ差
・・・式（２．３）
Ｖｑ差＝Ｒ×Ｉｑ差＋（Ｌ−Ｍ）ｓ×Ｉｑ差＋ω（Ｌ−Ｍ）ｓ×Ｉｄ差
・・・式（２．４）

図１１は、式２．１〜２．４をブロック図で示したものである。また、ｄｑ軸モデルによる電流の和と差の制御ブロック図を図１２に示す。図１２に破線ブロックで示す部分は、図４の電流フィードバック演算部２００に対応する。
図１２に示すように、偏差算出部２３、２４、２５、２６は、それぞれ、Ｉｄ和、Ｉｄ差、Ｉｑ和、Ｉｑ差について、電流指令値と電流検出値との偏差を算出する。この偏差Ｅ（Ｉｄ和）、Ｅ（Ｉｄ差）、Ｅ（Ｉｑ和）、Ｅ（Ｉｑ差）に基づき、モータ逆モデル３０および制御器３３、３４、３５、３６を通して電圧指令値の和／差であるＶｄ和、Ｖｄ差、Ｖｑ和、Ｖｑ差が演算される。

モータ逆モデル３０および制御器３３、３４、３５、３６では、例えば、式２．５〜２．８のような演算が行われる。
Ｖｄ和＝｛Ｒ×Ｅ（Ｉｄ和）＋（Ｌ＋Ｍ）s×Ｅ（Ｉｄ和）
−ω（Ｌ＋Ｍ）×Ｅ（Ｉｄ和）｝×（Ｋ／ｓ） ・・・式（２．５）
Ｖｑ和＝｛Ｒ×Ｅ（Ｉｑ和）＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ×Ｅ（Ｉｑ和）
＋ω（Ｌ＋Ｍ）×Ｅ（Ｉｑ和）｝×（Ｋ／ｓ）＋２ωΦ・・・式（２．６）
Ｖｄ差＝｛Ｒ×Ｅ（Ｉｄ差）＋（Ｌ−Ｍ）ｓ×Ｅ（Ｉｄ差）
−ω（Ｌ−Ｍ）×Ｅ（Ｉｄ差）｝×（Ｋ／ｓ） ・・・式（２．７）
Ｖｑ差＝｛Ｒ×Ｅ（Ｉｑ差）＋（Ｌ−Ｍ）ｓ×Ｅ（Ｉｑ差）
＋ω（Ｌ−Ｍ）×Ｅ（Ｉｑ差）｝×（Ｋ／ｓ） ・・・式（２．８）

もしくは、式２．９〜２．１２のような演算が行われる。
Ｖｄ和＝｛Ｒ×Ｅ（Ｉｄ和）＋（Ｌ＋Ｍ）s×Ｅ（Ｉｄ和）｝×（Ｋ／ｓ）
−ω（Ｌ＋Ｍ）×（Ｉｄ和） ・・・式（２．９）
Ｖｑ和＝｛Ｒ×Ｅ（Ｉｑ和）＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ×Ｅ（Ｉｑ和）｝×（Ｋ／ｓ）
＋ω（Ｌ＋Ｍ）×（Ｉｑ和）＋２ωΦ ・・・式（２．１０）
Ｖｄ差＝｛Ｒ×Ｅ（Ｉｄ差）＋（Ｌ−Ｍ）ｓ×Ｅ（Ｉｄ差）｝×（Ｋ／ｓ）
−ω（Ｌ−Ｍ）×（Ｉｄ差） ・・・式（２．１１）
Ｖｑ差＝｛Ｒ×Ｅ（Ｉｑ差）＋（Ｌ−Ｍ）ｓ×Ｅ（Ｉｑ差）｝×（Ｋ／ｓ）
＋ω（Ｌ−Ｍ）×（Ｉｑ差） ・・・式（２．１２）

系統電圧算出部３７は、Ｖｄ和、Ｖｄ差、Ｖｑ和、Ｖｑ差を、第１系統および第２系統の電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｑ１、Ｖｑ２に変換する。各系統の２相３相変換部３８１、３８２、及び３相２相変換部３９１、３９２については、図４で説明したとおりである。電流加減算部４０は、３相２相変換部３９１、３９２が出力した電流検出値Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｑ１、Ｉｑ２を、Ｉｄ和、Ｉｄ差、Ｉｑ和、Ｉｑ差に変換する。
周波数換算部４５は、図６の説明と同様に、モータ８０の電気角速度、或いは、ステアリングシャフト９２の操舵速度を換算して参考周波数ｆｒを算出し、制御器３３、３４、３５、３６に出力する。

ｄｑ軸モデルでは、式２．１〜２．１２に基づき、電気角速度ωを０としたときのｄｑ軸モデルの式１．５〜１．１２に対応する展開ができるが、詳細は省略する。
結論として、第１系統および第２系統のｄ軸、ｑ軸の電圧指令値は、それぞれ、「系統間の干渉項」および「ｄｑ軸間の干渉項」が含まれる。そこで、第１系統と第２系統の積分ゲインを等しく設定し、比例ゲインを相互インダクタンスＭの２Ｋ倍の値だけ異なるように設定することで、系統間、ｄｑ軸間の非干渉化が行われる。
その結果、各系統の電流を電流指令値の和の半分の値（Ｉ和^*／２）でフィードバック制御するのと等価になる。したがって、一方の系統に電流が流れなくなったとき、正常な系統に過電流が流れることを防止する。
また、第１系統のｄ軸、第１系統のｑ軸、第２系統のｄ軸、第２系統のｑ軸の４者が互いに干渉するが、電流の和と差を制御する構成とした場合、和の制御のｄ軸とｑ軸、および差の制御のｄ軸とｑ軸の２組が干渉する構成となり、制御構成が簡素化できる。

以上のように、本実施形態のＥＣＵ１０における電流制御について正確に説明するためには、相互インダクタンスを含むｄｑ軸モデルにより検討する必要があり、複雑である。しかし、本実施形態のＥＣＵ１０における電流制御の本質的な第１の特徴は、２系統のインバータ６０１、６０２に対し「電流の和と差」をそれぞれ制御するということであり、この点は、図６の制御ブロック図に集約して示されている。そこで、以下の説明は、図６に示すとおり、ｄｑ軸ベクトルの概念を用いない表現によって進めることとする。

［２系統の電流位相差と高回転時の電流歪］
本実施形態のＥＣＵ１０における電流制御の第２の特徴は、図３を参照して説明したように、２系統のインバータ６０１、６０２が出力する交流電流の位相が電気角３０°ずれていることである。これにより、５次高調波が重畳した電流基本波をｄｑ変換したときの６次歪成分をキャンセルすることができる。その理由を、図１３、図１４（ａ）を参照して説明する。

図１３に、第１系統および第２系統の電流基本波Ｉｂｗ１、Ｉｂｗ２、及び第１系統の基本波Ｉｂｗ１に対する５次高調波Ｉｐｅｎｔ１を示す。なお、第２系統の基本波Ｉｂｗ２に対する５次高調波Ｉｐｅｎｔ２は、煩雑になるため図示を省略する。１次成分である基本波Ｉｂｗ１、Ｉｂｗ２は、振幅をＡとして、式３．１、３．２のように表される。
Ｉｂｗ１＝Ａｓｉｎθ ・・・式（３．１）
Ｉｂｗ２＝Ａｓｉｎ（θ＋３０） ・・・式（３．２）
第１系統の基本波Ｉｂｗ１に振幅Ｂの５次高調波Ｉｐｅｎｔ１が重畳した重畳波がｄｑ変換されると、式３．３、３．４のように、１次成分は直流成分Ａ’に変換され、５次成分は６次の歪成分Ｉｈｅｘ１となる。
Ａｓｉｎθ＋Ｂｓｉｎ（５θ） −＜ｄｑ変換＞→ Ａ’＋Ｂ’ｓｉｎ（６θ）
・・・式（３．３）
Ｉｈｅｘ１＝Ｂ’ｓｉｎ（６θ） ・・・式（３．４）

同様に、第２系統の基本波Ｉｂｗ２に５次高調波Ｉｐｅｎｔ２が重畳した重畳波がｄｑ変換されると、式３．５、３．６のように、１次成分は直流成分Ａ’に変換され、５次成分は６次の歪成分Ｉｈｅｘ２となる。
Ａｓｉｎ（θ＋３０）＋Ｂｓｉｎ｛５×（θ＋３０）｝ −＜ｄｑ変換＞→
Ａ’＋Ｂ’ｓｉｎ｛６×（θ＋３０）｝＝Ａ’＋Ｂ’ｓｉｎ（６θ＋１８０）
＝Ａ’−Ｂ’ｓｉｎ（６θ） ・・・式（３．５）
Ｉｈｅｘ２＝−Ｂ’ｓｉｎ（６θ）＝−Ｉｈｅｘ１ ・・・式（３．６）

したがって、図１４（ａ）に示すように、ｄｑ変換された電流について２系統の和を演算する制御では、６次成分が互いに逆位相となって相殺される。
ところが、図１４（ｂ）に示すように、ｄｑ変換された電流について２系統の差を演算する制御では、６次成分が互いに同じ位相となるため、モータ８０の高回転時に誘起電圧が大きくなると歪が大きくなり、音や振動を発生するという問題が生じる。

そこで本実施形態のＥＣＵ１０における電流制御では、モータ８０の回転数に対応する「参照周波数」に応じて和と差の制御における応答性を変更する制御を実行することを第３の特徴とする。具体的には、図１５に示すように、和の制御の「和ゲインＫ和」と差の制御の「差ゲインＫ差」との比（＝Ｋ差／Ｋ和）である「和差ゲイン比α」を変更する。この制御を行うモードを「応答性可変モード」という。
参照周波数ｆｒは、モータ８０の電気角速度を換算して算出してもよく、或いは、ステアリングシャフト９２の操舵速度を換算して算出してもよい。

この応答性可変モードによる制御は、高回転時の歪低減を目的とする反面、「一方の系統が故障し電流が流れなくなったとき、正常系統に過電流が流れることを防止する」ための和差ゲイン比を最適値に固定することができないというデメリットを伴う。そのため、高回転時に和差ゲイン比を変更することにより、一方の系統が故障したとき、正常系統の出力電流が正常範囲の上限値を超える場合が生じる可能性がある。

そこで、一方の系統の出力電流が正常範囲の上限値を超えた場合は、他方の系統が故障したと推定し、正常系統の過電流防止に最適な和差ゲイン比を採用することを優先する。よって、この場合、ＥＣＵ１０は、参照周波数に関わらず、和と差の制御における応答性を固定する。具体的には、和差ゲイン比αを一定値とする。この制御を行うモードを「応答性固定モード」という。
このように、本実施形態のＥＣＵ１０における電流制御では、状況によって、「応答性可変モード」と「応答性固定モード」とのモードを切り替えることを第４の特徴とする。

「応答性可変モード」と「応答性固定モード」との切り替えについて、図１５を参照して説明する。各系統の出力電流の正常範囲の下限値をＩｍｉｎとし、上限値をＩｍａｘとする。下限値Ｉｍｉｎを下回る電流値は、実質的にゼロに等しいとみなされる。
仮に２系統のインバータのうち第１系統のインバータ６０１が正常であり、第２系統のインバータ６０２が故障したとすると、故障した第２系統の出力電流は下限値Ｉｍｉｎを下回る。その結果、正常な第１系統の出力電流が上限値Ｉｍａｘを超えると、ＥＣＵ１０は、応答性可変モードから応答性固定モードへ切り替える。この場合、応答性固定モードでの和差ゲイン比αは、実用上の参照周波数領域の全体に亘って、第１系統の出力電流が上限値Ｉｍａｘを超えないような値に設定される。

また、応答性固定モードでの制御中に、故障系統のインバータが正常な状態に回復し、出力電流が下限値Ｉｍｉｎから上限値Ｉｍａｘまでの正常範囲に入ったとすると、ＥＣＵ１０は、応答性固定モードでの制御から応答性可変モードでの制御へ切り替える。
このように、本実施形態の制御装置は、２系統のインバータ６０１、６０２が正常であるときは基本的に「応答性可変モード」での制御を行い、１系統のインバータの出力電流が異常となったとき「応答性固定モード」での制御を行う。
加えて本実施形態では、応答性可変モードで和差ゲイン比α（＝Ｋ差／Ｋ和）を変更するとき、和の制御のゲインＫ和を固定し、差の制御のゲインＫ差を変化させることを第５の特徴とする。

次に、応答性可変モードにおける参照周波数ｆｒと和差ゲイン比αとの特性について、図１６を参照して説明する。図１６に示すように、第１実施形態では、参照周波数ｆｒの全領域に亘って和差ゲイン比αが参照周波数ｆｒに応じて変化する。言い換えれば、和差ゲイン比αは、参照周波数ｆｒの関数α（ｆｒ）として表される。

参照周波数ｆｒが低い低回転領域ほど、モータ８０の誘起電圧の歪成分の影響は小さいため、和差ゲイン比αを比較的大きく設定することができる。
一方、参照周波数ｆｒが高い高回転領域ほど、モータ８０の誘起電圧の歪成分の影響が顕著となる。したがって、参照周波数ｆｒが高くなるにつれて和差ゲイン比αを小さくするように変化させることで、歪成分の影響を好適に抑制することができる。

本実施形態のＥＣＵ１０の作用効果について説明する。
（１）本実施形態のＥＣＵ１０は、２系統のインバータ６０１、６０２に対し、電流の和と差の制御を行う。２系統間の電流差を０に収束させるように制御することで、トルクリップルを抑制し、熱特性を改善することができる。また、上述したように和ゲインＫ和と差ゲインＫ差を適切に設定することで、一方の系統が故障し電流が流れなくなったとき、正常な系統に過電流が流れることを防止する。

（２）基本波に５次高調波が重畳した重畳波がｄｑ変換されると、５次成分は６次の歪成分となる。これに対し、２系統の交流電流の位相が３０°ずれていることにより、電流の和の制御において電気角６次の歪成分をキャンセルすることができる。
（３）２系統の電流の和と差の制御では、モータ８０の高回転時に誘起電圧が大きくなると電流歪が大きくなるという問題がある。この電流歪は、モータ８０の高回転時に音や振動を発生させる要因となる。そこで、モータ８０の回転数に対応する参照周波数に応じてＰＩ制御器３１、３２の応答性を異ならせるように和差ゲイン比αを変更することで、電流歪の影響を抑制し、高回転時の音や振動を低減することができる。

（４）２系統の出力電流によって「応答性可変モード」と「応答性固定モード」とのモードを切り替えることで、２系統のうち１系統のインバータが故障したとき正常系統のインバータに過電流が流れることを、より適切に防止することができる。
（５）応答性可変モードで和差ゲイン比α（＝Ｋ差／Ｋ和）を変更するとき、和ゲインＫ和を変更すると、電流指令値Ｉ^*に対するインバータの出力が遅くなるおそれがある。そこで、和ゲインＫ和を固定し、差ゲインＫ差を変更することで、インバータの出力を安定させることができる。

次に、応答性可変モードにおける参照周波数ｆｒと和差ゲイン比αとの特性についての他の実施形態を、図１７、図１８を参照して説明する。
（第２実施形態）
図１７に示す第２実施形態によれば、参照周波数ｆｒが閾値ｆｒｔ未満の領域ＺＬでは和差ゲイン比は一定値αＬであり、参照周波数ｆｒが閾値ｆｒｔ以上の領域ＺＨでは和差ゲイン比は参照周波数ｆｒに応じて変化する。ここで、参照周波数閾値ｆｒｔは、それ以上の周波数領域ＺＨにおいてモータ８０の誘起電圧の歪成分の大きさが所定値以上となる周波数に相当する。

すなわち、参照周波数閾値ｆｒｔ未満の比較的低回転の領域ＺＬでは誘起電圧の歪成分の大きさは問題とならないレベルであるので、和差ゲイン比αを、「一系統が故障したときの正常系統の過電流防止」のための最適値に固定することが望ましい。
一方、参照周波数閾値ｆｒｔ以上の比較的高回転の領域ＺＨでは誘起電圧の歪成分が問題となり得るので、上記第１実施形態と同様、参照周波数ｆｒが高くなるにつれて和差ゲイン比αを小さくするように変化させる。

（第３実施形態）
図１８に示す第３実施形態によれば、参照周波数ｆｒが閾値ｆｒｔ未満の領域ＺＬでは和差ゲイン比は一定値αＬであり、参照周波数ｆｒが閾値ｆｒｔ以上の領域ＺＨでは和差ゲイン比は、αＬよりも小さい一定値αＨである。
すなわち、歪成分による影響を抑制する必要のある比較的高回転の領域ＺＨにおいて、実用上想定される最高周波数ｆｒに対応可能な和差ゲイン比αＨを領域ＺＨ全体に亘って一律に適用する。したがって、参照周波数ｆｒと和差ゲイン比αとの特性は２段階の階段状に示される。これにより、和差ゲイン比αの設定が単純となる。
第３実施形態の変形例では、参照周波数閾値ｆｒｔ以上の領域ＺＨを複数に区分して各区分における和差ゲイン比を一定値とし、３段階以上の階段状の特性としてもよい。

（その他の実施形態）
（ア）図３では、モータ８０の構成例として、第１巻線組８０１に対する第２巻線組８０２の位相が、電気角３０°に相当する角度だけ進んだ位相、すなわち＋３０°である例を示した。この他、第１巻線組８０１に対する第２巻線組８０２の位相は、電気角３０°に相当する角度だけ遅れた位相、すなわち−３０°であってもよい。また、第２巻線組８０２のＵ相の位相が、第１巻線組８０１のＶ相またはＷ相（Ｕ相に対し±１２０°）に対して±３０°である±９０°または±１５０°であってもよい。
これらを総括すると、第１巻線組８０１と第２巻線組８０２とに通電される相電流は、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）°であればよい。

（イ）上記実施形態では、異常判断手段７５１、７５２は、相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗについて正常範囲にあるか否か判断しているが、これに限らず、ｄｑ変換後のＩｄ、Ｉｑについて正常範囲にあるか否か判断してもよい。

（ウ）ＥＣＵ１０の具体的な構成は、上記実施形態の構成に限らない。例えばスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタやＩＧＢＴ等であってもよい。
（エ）本発明の３相回転機の制御装置は、電動パワーステアリング装置用のモータの制御装置に限らず、他の３相モータまたは発電機用の制御装置として適用されてもよい。
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。

１０ ・・・ＥＣＵ（制御装置）、
３１ ・・・ＰＩ制御器（電流和制御器）、
３２ ・・・ＰＩ制御器（電流差制御器）、
６０、６０１、６０２ ・・・インバータ（電力変換器）、
７０１、７０２ ・・・電流検出器（電流検出手段）、
８０ ・・・モータ（３相回転機）、
８０１、８０２ ・・・巻線組、
ｆｒ ・・・参照周波数、
α ・・・和差ゲイン比。

Claims (8)

1. 互いに磁気的に結合する２組の３相巻線組（８０１、８０２）を有する３相回転機（８０）の駆動を制御する制御装置（１０）であって、
   前記２組の巻線組に対応して設けられ、互いの位相差が（３０±６０×ｎ（ｎは整数））°である交流電流を前記２組の巻線組に出力する２系統の電力変換器（６０１、６０２）と、
   前記２系統の電力変換器から前記２組の巻線組に出力される電流を系統毎に検出する電流検出手段（７０１、７０２）と、
   前記２系統の電力変換器の出力電流についての電流指令値の和と前記電流検出手段によって検出された２系統の電流検出値の和との偏差に対し和ゲインを乗算し、前記２系統の電力変換器への電圧指令値の和を演算する電流和制御器（３１）と、
   前記２系統の電力変換器の出力電流についての電流指令値の差と前記電流検出手段によって検出された２系統の電流検出値の差との偏差に対し差ゲインを乗算し、前記２系統の電力変換器への電圧指令値の差を演算する電流差制御器（３２）と、
   を備え、
   前記２系統の電力変換器が出力する交流電流の周波数である参照周波数に応じて前記電流和制御器と前記電流差制御器との応答性を異ならせるように、前記和ゲインと前記差ゲインとの比である和差ゲイン比を変更する応答性可変モードでの制御を行うことを特徴とする３相回転機の制御装置。
2. 前記電流和制御器および前記電流差制御器は、前記２組の巻線組の磁気的な結合を含む前記３相回転機の逆モデルに基づいて前記電圧指令値の和および差を演算することを特徴とする請求項１に記載の３相回転機の制御装置。
3. 前記電流検出手段が検出した電流検出値が正常範囲にあるか否か判断する異常判断手段（７５１、７５２）を備え、
   一方の前記電力変換器の出力電流が正常範囲の上限値を超えたとき、前記参照周波数に関わらず前記和差ゲイン比を一定値とする応答性固定モードでの制御を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の３相回転機の制御装置。
4. 前記応答性固定モードにおいて前記２系統の電力変換器の出力電流がいずれも正常範囲内となったとき、前記応答性固定モードから前記応答性可変モードに移行することを特徴とする請求項３に記載の３相回転機の制御装置。
5. 前記応答性可変モードにおいて、前記３相回転機の誘起電圧の歪成分の大きさが所定値未満の周波数領域では前記和差ゲイン比を一定値とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
6. 前記和差ゲイン比を変更するにあたり、前記和ゲインを固定し前記差ゲインを変更することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
7. 前記参照周波数は、前記３相回転機の電気角速度を換算して算出されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
8. 前記３相回転機は、車両の電動パワーステアリング装置（１）において操舵アシストトルクを発生する操舵アシストモータとして適用され、
   前記参照周波数は、ステアリングシャフト（９２）の操舵速度を換算して算出されることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。

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