JP2018057210A - 多相回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流制御の応答性を高めつつ、断線故障又はオープン故障を適正に判定可能な多相回転機の制御装置を提供する。【解決手段】一組の３相巻線を有するモータ８０１の駆動を制御する制御装置において、制御器２４は、電流フィードバック制御により演算した電圧指令値をインバータ６０に出力し、モータ８０１に流れる電流を制御する。フィルタ４９は、制御器２４が出力した電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをフィルタ処理により補正し、電圧指令フィルタ値Ｖｕ＿ｆ、Ｖｖ＿ｆ、Ｖｗ＿ｆとして出力する。故障判定器５０は、各相について、電圧指令フィルタ値Ｖｕ＿ｆ、Ｖｖ＿ｆ、Ｖｗ＿ｆの絶対値が電圧閾値より大きく、且つ、モータ８０１に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの絶対値が電流閾値より小さいとき、電流経路の断線故障、又は、スイッチング素子のオープン故障であると判定する。フィルタ４９の時定数は、モータ８０１の時定数より大きく設定されている。【選択図】図２

Description

本発明は、多相回転機の制御装置に関する。

従来、インバータ等の電力変換器が変換した電力を多相回転機に供給し多相回転機の駆動を制御する制御装置において、電力変換器を構成するスイッチング素子のオープン故障や電流経路の断線故障を検出する技術が知られている。
例えば特許文献１に開示された装置は、３相回転機の各相間の線間電圧が基準値以上であるタイミングにおいて、各相の電流検出値が閾値以下の状態が所定時間継続した場合に断線と判定する。

特開２０１５−２１３６６６号公報

制御装置が演算した電流指令値に基づいて多相回転機に流れる電流を制御する電流制御では、一般に、多相回転機に流れる電流は、電流指令値に対し一次遅れ型の周波数応答特性を有する。そのため、電流指令値の周波数が低いとき、電流指令値に基づいて演算される電圧指令値と電流との位相は一致するが、電流指令値の周波数が高いとき、電圧指令値の位相に対して電流の位相が遅れる。
したがって、特許文献１の技術において、電流指令値の周波数が高いとき、互いに対応する電圧指令値と電流検出値とを、同じタイミングで、それぞれの基準値、閾値と比較することが困難となる。

また、一次遅れ型の周波数応答特性では、電流指令値の周波数が高いとき、ゲイン応答が低下する。このゲイン応答の低下を補償するため電圧指令値のゲインを大きく設定すると、電圧指令値が閾値を超える可能性が高くなり誤判定が生じやすくなる。このように、電流指令値の周波数が高く、電流制御の応答性が高い場合、正常状態と、断線故障又はオープン故障が発生している故障状態とを正しく判別することが困難であった。
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、電流制御の応答性を高めつつ、断線故障又はオープン故障を適正に判定可能な多相回転機の制御装置を提供することにある。

本発明は、一組以上の多相巻線（８４、８４１、８４２）を有する多相回転機（８０１、８０２）の駆動を制御する制御装置に係る発明である。この多相回転機の制御装置は、一つ以上の電力変換器（６０、６０１、６０２）と、一つ以上の制御器（２４、２４１、２４２、２６１、２６２）と、一つ以上のフィルタ（４９、４４１、４４２、４６１、４６２、４９１、４９２）と、一つ以上の故障判定器（５０１、５０２）とを備える。

電力変換器は、複数のスイッチング素子（６１−６６、６１１−６６１、６１２−６６２）の動作により、一組以上の巻線に通電する。
制御器は、多相回転機に流れる電流に基づくフィードバック制御により演算した電圧指令値を電力変換器に出力し、多相回転機に流れる電流を制御する。
フィルタは、制御器が出力した電圧指令値を、周波数に応じて増幅又は減衰させるフィルタ処理により補正し、電圧指令フィルタ値として出力する。

故障判定器は、各相について、電圧指令フィルタ値の絶対値が電圧閾値（Ｖｔｈ）より大きく、且つ、多相回転機に流れる電流の絶対値が電流閾値（Ｉｔｈ）より小さいとき、電力変換器から多相巻線までの電流経路の断線故障、又は、スイッチング素子のオープン故障であると判定する。
ここで、フィルタの時定数は、多相回転機の時定数（Ｔｏ、Ｔａ、Ｔｂ）より大きく設定されている。

つまり、フィルタの入力に対する出力の周波数応答特性は、電流指令値に対する電流の周波数応答特性と同程度か、それより低周波数側にシフトした応答特性となる。その結果、電圧指令フィルタ値の位相は、多相回転機に流れる電流の位相に近づく。
これにより、故障判定器は、互いの位相が同程度の情報を用いて故障判定することができるため、電流指令値の周波数が高い場合にも、正常時に故障又はオープン故障と誤判定することを防止することができる。よって、電流制御の応答性を高めつつ、電流経路の断線故障、又は、スイッチング素子のオープン故障を適正に判定することができる。

好ましくは、本発明は、互いに磁気的に結合する二組の多相巻線を有する多相回転機の駆動を制御する制御装置であって、二組の多相巻線に個別に通電可能な二つの電力変換器を備える。
各巻線、各巻線に通電する電力変換器、及び、各巻線への通電を制御する一群の構成要素の単位を「系統」と定義すると、故障判定器は、系統毎に設けられ、各系統の各相について断線故障又はオープン故障を判定する。

二系統の制御装置では、二組の巻線間の相互インダクタンスの影響により、電流制御の応答性が高いとき、正常状態と故障状態とを判別することが、一系統の制御装置に比べて一層困難となる。そのため、制御器が出力した電力指令値をフィルタ処理により補正し、電圧指令フィルタ値と、多相回転機に流れる電流値とに基づいて故障判定する本発明の効果が特に有効に発揮される。

第１実施形態による３相回転機の制御装置の全体構成図。 第１実施形態による制御部の制御ブロック図。 一次遅れ応答の周波数特性図。 （ａ）電流指令値の周波数が低いとき、（ｂ）電流指令値の周波数が高いときの電圧指令値と電流との位相差を示す図。 故障判定処理のフローチャート。 第２〜第４実施形態による３相回転機の制御装置の全体構成図。 第２実施形態による制御部の制御ブロック図。 二組の巻線間の相互インダクタンスの影響を考慮したモータモデル。 第３実施形態による制御部の制御ブロック図。 （ａ）モータの和、差のモデル、（ｂ）和制御器、差制御器のブロック図。 第４実施形態による制御部の制御ブロック図。

以下、多相回転機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。また、以下の第１〜第４実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態では、多相回転機を代表して３相回転機の制御装置を示す。この３相回転機の制御装置は、例えば電動パワーステアリング装置において、操舵アシストモータを駆動する制御装置として用いられる。

（第１実施形態）
第１実施形態について、図１〜図５を参照して説明する。
図１に、「３相回転機」としてのモータ８０１の駆動を制御する「制御装置」としてのＥＣＵ１０１の全体構成を示す。モータ８０１は、Ｕ相コイル８１、Ｖ相コイル８２、Ｗ相コイル８３からなる３相巻線８４を一組有する３相ブラシレスモータである。
ＥＣＵ１０１は、インバータ６０、電流センサ７０及び制御部６５１等を備えている。

「電力変換器」としてのインバータ６０は、バッテリ１１からの電源電圧Ｖｒが入力され、６個のスイッチング素子６１−６６の動作により、バッテリ１１の直流電力を３相交流電力に変換して３相巻線８４に通電する。インバータ６０の入力部には、電源リレー１２及び平滑コンデンサ１３が設けられている。

スイッチング素子６１−６６は、例えばＭＯＳＦＥＴで構成され、ブリッジ接続されている。スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。
電流センサ７０は、電流検出素子７１、７２、７３により、モータ８０１に流れる各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出し、制御部６５１にフィードバックする。
回転角センサ８５は、モータ８０１の電気角θを検出し、制御部６５１に通知する。

制御部６５１は、マイコン６７、駆動回路（又はプリドライバ）６８等で構成される。電動パワーステアリング装置に適用されるＥＣＵ１０１の場合、操舵トルクセンサ（図示しない）からの操舵トルクｔｒｑの情報が制御部６５１に入力される。制御部６５１は、操舵トルクｔｒｑ、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、及び電気角θのフィードバック情報等に基づいてインバータ６０のスイッチング素子６１−６６を動作させ、モータ８０１の通電を制御する。

また、制御部６５１は、電源電圧Ｖｒ、及び、電気角θを時間微分して得られる回転数ωの情報を取得する。電源電圧Ｖｒは、例えば、インバータ６０の高電位ラインと低電位ラインとの間で検出された分圧を換算して求められる。また、本明細書では、電気角θの時間微分値である電気角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］に所定の比例定数を乗じて得られる回転数について、「回転数ω」と記す。

ここで、モータ８０１の巻線８４、巻線８４に通電するインバータ６０、及び、制御部６５１において巻線８４への通電を制御する一群の構成要素の単位を「系統」と定義する。第１実施形態のＥＣＵ１０１は、一系統の制御装置である。なお、第２〜第４実施形態は、図６に参照されるように、二組の巻線８４１、８４２を有するモータ８０２に通電する二つのインバータ６０１、６０２を備える二系統の制御装置である。

ところで、ＥＣＵ１０１によりモータ８０１の駆動を制御するシステムにおいて、インバータ６０から巻線８４までの電流経路の断線故障、又は、インバータ６０のスイッチング素子６１−６６のオープン故障が発生する場合がある。
本実施形態の制御部６５１は、インバータ６０へ入力される電源電圧Ｖｒが正常であり、且つ回転数ωが０に近い動作状態を前提として、各相の電圧指令値とモータ８０１に流れる電流とに基づいて、断線故障又はオープン故障を判定する機能を備える。

次に、第１実施形態の制御部６５１の制御ブロック図を図２に示す。
制御部６５１は、一般的な電流フィードバック制御の構成として、制御器２４、２相３相変換部２８、３相２相変換部３１、電流偏差算出器３３等を備える。また、本実施形態に特有の構成として、フィルタ４９及び故障判定器５０を備える。
図２では、ｄ軸及びｑ軸の電流、電圧をまとめて１本の線で表し、３相の電流、電圧をまとめて１本の線で表す。また、２相３相変換部２８及び３相２相変換部３１において座標変換演算に用いられる電気角θの入力図示を省略する。二系統の第２〜第４実施形態の制御ブロック図でも、同様に、電気角θ、θ＋３０［ｄｅｇ］の入力図示を省略する。

３相２相変換部３１は、電流センサ７０が検出した相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相２相変換したｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑをフィードバックする。
電流偏差算出器３３は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、フィードバックされたｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。
制御器２４は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ制御によりｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを演算する。詳しくは、制御器２４は、ＰＩ制御後指令電流Ｉｄ^**、Ｉｑ^**にインピーダンス項（Ｒ＋Ｌｓ）を乗算し、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを演算する。
なお、図２の制御器２４に「ＰＩ」の記号を示しているが、Ｉ（積分）制御のみを実施してもよい。

インピーダンス項（Ｒ＋Ｌｓ）の記号の意味は、以下の通りである。
Ｒ：巻線８４の抵抗
Ｌ：巻線８４の自己インダクタンス
ｓ：微分演算子（ラプラス変数）
このインピーダンス項（Ｒ＋Ｌｓ）は、モータモデルにおけるインピーダンスの逆数項「１／（Ｒ＋Ｌｓ）」に対応するモータ逆モデルの伝達関数である。モータモデルに関しては第２実施形態にて後述する。

２相３相変換部２８は、制御器２４が出力したｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを２相３相変換して３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成し、インバータ６０に出力する。
インバータ６０１は、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて生成されるＰＷＭ信号によりスイッチング素子６１−６６が動作することにより、バッテリ１１の直流電力を変換し、モータ８０１に３相電圧Ｖｕ＿ｉ、Ｖｖ＿ｉ、Ｖｗ＿ｉを印加する。

このような電流フィードバック制御では、電流指令値に対し実際にモータ８０１に流れる電流の周波数応答は、時定数Ｔの一次遅れ系の伝達関数の式（１）で表される。

図３に示すように、一次遅れ系の周波数応答では、周波数が（１／Ｔ）より十分に低い領域ではゲイン０［ｄＢ］、位相０［ｄｅｇ］であり、周波数が（１／Ｔ）を超えると、ゲインは周波数の上昇に従って次第に小さくなると共に、位相は負の値になる。つまり、位相遅れが生じる。周波数が（１／Ｔ）より十分に高い領域では位相が−９０［ｄｅｇ］に収束する。

ここで、制御器２４が出力する電圧指令値の位相は電流指令値の位相に等しいものとすると、図４（ａ）に示すように、電流指令値の周波数が低いとき、モータ８０１に流れる電流の位相は、電圧指令値の位相と一致する。
一方、図４（ｂ）に示すように、電流指令値の周波数が高いとき、モータ８０１に流れる電流の位相は、電圧指令値の位相に対して遅れる。また、電圧指令値に対する電流のゲイン応答の低下を補償するため、電圧指令値のゲインを大きく設定せざるを得なくなる。

ところで、特許文献１（特開２０１５−２１３６６６号公報）には、３相回転機の各相間の線間電圧が基準値以上であるタイミングにおいて、各相の電流検出値が閾値以下の状態が所定時間継続した場合に断線と判定する技術が開示されている。
特許文献１の技術を応用すると仮定し、図４に、故障判定における電圧閾値±Ｖｔｈ及び電流閾値±Ｉｔｈを例示する。電圧指令値の絶対値が電圧閾値の絶対値｜Ｖｔｈ｜より大きく、且つ、電流の絶対値が電流閾値の絶対値｜Ｉｔｈ｜より小さいときを故障と判定する。また、図４（ａ）、（ｂ）のいずれの場合も、実際には回路は正常であり、断線故障又はオープン故障は発生していないものとする。

図４（ａ）の例では、１周期中、電圧指令値の絶対値が電圧閾値の絶対値｜Ｖｔｈ｜を超えることがなく、故障とは判定されない。また、仮に電圧指令値のピ−クの絶対値が電圧閾値の絶対値｜Ｖｔｈ｜を超えたとしても、そのタイミングでは電流もピークであり、正常時には電流の絶対値が電流閾値の絶対値｜Ｉｔｈ｜より小さくなることはないため、故障とは判定されない。

一方、図４（ｂ）の例では、電圧指令値のゲインを大きく設定したことにより電圧指令値のピ−クの絶対値が電圧閾値の絶対値｜Ｖｔｈ｜を超えている。また、電流の位相が電圧指令値の位相に対して遅れ、ピークのタイミングがずれている。したがって、時刻ｔ１と時刻ｔ２との間の期間ＪＸに、電圧指令値が正の電圧閾値＋Ｖｔｈより大きく、且つ、電流が正の電流閾値＋Ｉｔｈより小さくなり、故障と判定される。同様に、時刻ｔ３と時刻ｔ４との間の期間ＪＹに、電圧指令値が負の電圧閾値−Ｖｔｈより小さく、且つ、電流が負の電流閾値−Ｉｔｈより大きくなり、故障と判定される。

このように、特許文献１の従来技術を用いるに際し、電流指令値の周波数が高く、電圧指令値に対する電流検出値の位相遅れが発生する状況では、正常状態と故障状態とを正しく判別することが困難である。そのため、実際に断線故障又はオープン故障が発生していない場合にも故障と誤判定するおそれがある。
しかし、電流制御の応答性を高めることは制御の高速化のためのニーズであり、故障の誤判定を回避するために、わざわざ電流制御の応答性を下げることは好ましくない。
そこで本実施形態は、電流指令値の周波数が高く、電流制御の応答性が高いときにも、断線故障又はオープン故障を適正に判定することを目的とする。

そのための構成として、第１実施形態の制御部６５１は、フィルタ４９及び故障判定器５０を備える。
フィルタ４９は、制御器２４が出力し２相３相変換部２８が２相３相変換した３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、周波数に応じて増幅又は減衰させるフィルタ処理により補正し、電圧指令フィルタ値Ｖｕ＿ｆ、Ｖｖ＿ｆ、Ｖｗ＿ｆとして出力する。
具体的には、フィルタ４９は、式（１）の伝達関数を有する一次遅れフィルタである。ここで、フィルタ４９の時定数Ｔ₁は、モータ８０１の時定数である（Ｌ／Ｒ）よりも大きく設定されている。「Ｔｏ＝（Ｌ／Ｒ）」とすると、式（２）の関係が成立する。
Ｔ₁＞Ｔｏ（＝（Ｌ／Ｒ）） ・・・（２）

式（２）の境界条件におけるフィルタ４９の伝達関数Ｇｏ（ｓ）は、巻線抵抗Ｒを制御器２４のインピーダンス項（Ｒ＋Ｌｓ）で除した式に相当する式（３）で表される。

つまり、フィルタ４９の入力に対する出力の周波数応答特性は、電流指令値に対する電流の周波数応答特性と同程度か、それより低周波数側にシフトした応答特性となる。その結果、電圧指令フィルタ値Ｖｕ＿ｆ、Ｖｖ＿ｆ、Ｖｗ＿ｆの位相は、モータ８０１に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの位相に少なくとも近づき、理想的には一致する。
なお、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをフィルタ４９が補正する構成に代えて、制御器２４が出力したｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑをフィルタが補正した後、ｄｑ軸電圧指令フィルタ値Ｖｄ＿ｆ、Ｖｑ＿ｆを２相３相変換する構成としてもよい。その例のフィルタは、二系統の制御装置に関する第２実施形態で示す。

故障判定器５０は、例えば電気１周期中に数回以上、インバータ６０の電源電圧Ｖｒ、モータ回転数ω、フィルタ４４が出力した電圧指令フィルタ値Ｖｕ＿ｆ、Ｖｖ＿ｆ、Ｖｗ＿ｆ、及び、電流センサ７０が検出した電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを取得する。そして、故障判定器５０は、図５のフローチャートに示す故障判定処理を実施する。図５の説明において、記号Ｓは「ステップ」を表す。

故障判定器５０は、故障判定を開始する前提として、Ｓ１で、電源電圧Ｖｒが電源電圧閾値Ｖｒｔｈより大きいことを判断し、Ｓ２で、モータ回転数ωが回転数閾値ωｔｈより低いことを判断する。電源電圧閾値Ｖｒｔｈは正常範囲の下限値に設定されており、回転数閾値ωｔｈは逆起電圧の影響を無視可能な最低回転数に設定されている。
インバータ６０に正常な電源電圧Ｖｒが印加されていない状態では、電圧指令値に応じた電圧がモータ８０１に出力されない。また、逆起電圧の影響が大きくなる高回転領域では正常な判定が困難となる。そこで、Ｓ１又はＳ２でＮＯの場合、故障判定器５０は、故障判定を開始せず、ルーチンを終了する。

Ｓ１及びＳ２でＹＥＳの場合、故障判定器５０は、Ｓ３で各相の故障判定を開始する。ここで、記号「＃」は、「ｕ，ｖ，ｗ」のいずれかを表す。図５には、故障判定器５０が１相ずつ順に判定を進める処理を示す。ただし、故障判定器５０の処理能力によっては、３相の判定を同時に並行して実施してもよい。
故障判定器５０は、Ｓ４で、例えばＵ相について「電圧指令フィルタ値Ｖｕ＿ｆの絶対値が電圧閾値Ｖｔｈより大きく、且つ、電流Ｉｕの絶対値が電流閾値Ｉｔｈより小さい」か否か判定する。

Ｓ４でＹＥＳと判断されたとき、故障判定器５０は、Ｓ５で、Ｕ相の断線故障又はオープン故障と判定し、インバータ６０に停止信号を出力する。なお、Ｓ４で１回ＹＥＳと判定したららすぐに停止信号を出力するのではなく、所定の回数もしくは一定時間内に所定の積算値に達した時に停止信号を出力することとしてもよい。
Ｓ４でＮＯと判断されたとき、故障判定器５０は、Ｓ６で、Ｕ相は故障ではない、と判定する。
Ｓ７では全相の判定が完了したか判断される。Ｖ相が未判定ならば、Ｓ４に戻り、次にＶ相について判定する。更に、Ｗ相が未判定ならば、再びＳ４に戻り、次にＷ相について判定する。こうして全相の判定が完了したら、ルーチンを終了する。

なお、フェールセーフを目的とする場合、いずれか１相で故障と判定され、停止信号が出力された時点でルーチンを終了してもよい。
また、停止信号が出力されたときの処置については、全スイッチング素子６１−６６の駆動信号をオフすることに加え、電源リレー１２の遮断や運転者への警告等、周知技術の故障時処置を適宜実施可能である。第２〜第４実施形態の二系統の制御装置では、故障が検出された系統の駆動を停止し、正常な一系統での駆動に切り替えてもよい。

以上のように、第１実施形態の故障判定処理では、モータ８０１に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対し、同じタイミングに制御器２４が出力した電圧指令値を用いるのでなく、フィルタ４９で補正された電圧指令フィルタ値Ｖｕ＿ｆ、Ｖｖ＿ｆ、Ｖｗ＿ｆを用いる。
これにより、故障判定器５０は、互いの位相が同程度の情報を用いて故障判定することができるため、電流指令値の周波数が高い場合にも、正常時に故障又はオープン故障と誤判定することを防止することができる。よって、電流制御の応答性を高めつつ、電流経路の断線故障、又は、スイッチング素子のオープン故障を適正に判定することができる。

（第２実施形態）
第２実施形態について、図６〜図８を参照して説明する。全体構成を図６に示すように、第２実施形態のＥＣＵ１０２は、互いに磁気的に結合する二組の３相巻線８４１、８４２を有するモータ８０２を駆動する二系統の制御装置である。ＥＣＵ１０２は、インバータ６０１、６０２、電流センサ７０１、７０２、及び制御部６５２等を備えている。
以下、第１実施形態の構成に対し、二系統の制御装置に特有の構成を中心に説明する。その他、第１実施形態と共通の事項については、重複する説明を省略する。

モータ８０２の第１巻線８４１、第１巻線８４１に通電する第１インバータ６０１、及び、制御部６５２において第１巻線８４１への通電を制御する一群の構成要素は、「第１系統」を構成する。また、モータ８０２の第２巻線８４２、第１巻線８４２に通電する第２インバータ６０２、及び、制御部６５２において第２巻線８４２への通電を制御する一群の構成要素は、「第２系統」を構成する。

図中、第１系統の構成要素には名称の前に「第１」を記し、第２系統の構成要素には名称の前に「第２」を記す。また、第１系統の構成要素には符号の３桁目に「１」を付し、第２系統の構成要素には符号の３桁目に「２」を付す。同様に、電流、電圧の記号の末尾数字「１」、「２」は、第１系統又は第２系統の電流、電圧であることを示す。図７以下についても同様とする。

モータ８０２における第２巻線８４２の各相コイル８１２、８２２、８３２は、第１巻線８４１の各相コイル８１１、８２１、８３１に対し、例えば電気角３０ｄｅｇの位置関係に配置されている。このような巻線８４１、８４２の構成は、特許第５５５６８４５号公報（以下、「参照文献」という）の図３等に開示されている。

第１インバータ６０１は、６個のスイッチング素子６１１、６２１、６３１、６４１、６５１、６６１（以下「６１１−６６１」と記す）を含む。第２インバータ６０２は、６個のスイッチング素子６１２、６２２、６３２、６４２、６５２、６６２（以下「６１２−６６２」と記す）を含む。
正常時、第１インバータ６０１には電源電圧Ｖｒ１が入力され、第２インバータ６０２には電源電圧Ｖｒ２が入力される。第１インバータ６０１は、モータ８０２の第１巻線８４１に３相電圧Ｖｕ１＿ｉ、Ｖｖ１＿ｉ、Ｖｗ１＿ｉを印加する。第２インバータ６０２は、第２巻線８４２に３相電圧Ｖｕ２＿ｉ、Ｖｖ２＿ｉ、Ｖｗ２＿ｉを印加する。
並列に接続された第１インバータ６０１及び第２インバータ６０２の入力部には、各系統の電源リレー１２１、１２２及び平滑コンデンサ１３が設けられている。

第１系統の電流センサ７０１は、電流検出素子７１１、７２１、７３１により第１系統の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出し、制御部６５２にフィードバックする。
第２系統の電流センサ７０２は、電流検出素子７１２、７２２、７３２により第２系統の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出し、制御部６５２にフィードバックする。
制御部６５２は、操舵トルクｔｒｑ、相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２、及び電気角θのフィードバック情報等に基づいてモータ８０２の通電を制御する。また、制御部６５２は、電源電圧Ｖｒ１、Ｖｒ２及び回転数ωの情報を取得する。

図７に示す第２実施形態の制御部６５２は、二系統の電流を系統毎にフィードバック制御するものであり、実質的に同一の構成要素を二組備えている。
第１系統の電流偏差算出器３３１は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、３相２相変換部３１１からフィードバックされたｄｑ軸電流Ｉｄ１、Ｉｑ１との電流偏差ΔＩｄ１、ΔＩｑ１を算出する。制御器２４１は、電流偏差ΔＩｄ１、ΔＩｑ１を０に収束させるように、ＰＩ制御によりｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１を演算する。
第２系統の電流偏差算出器３３２は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、３相２相変換部３１２からフィードバックされたｄｑ軸電流Ｉｄ２、Ｉｑ２との電流偏差ΔＩｄ２、ΔＩｑ２を算出する。制御器２４２は、電流偏差ΔＩｄ２、ΔＩｑ２を０に収束させるように、ＰＩ制御によりｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ２、Ｖｑ２を演算する。
なお、図７の制御器２４１、２４２に「ＰＩ」の記号を示しているが、Ｉ（積分）制御のみを実施してもよい。

ただし、制御部６５２は、更にモータ８０２の二組の３相巻線８４１、８４２間に発生する相互インダクタンスの影響による系統間干渉を考慮した制御を行う。系統間干渉については上記参照文献に詳しく開示されているため、ここでは要点のみを説明する。また、上述の通り、逆起電力の影響を受けない低回転領域、すなわち「回転数ω≒０」の領域での動作を前提とする。

図８に、二組の巻線間の相互インダクタンスの影響を考慮したモータモデルを示す。
このモータモデルでは、ｄｑ軸の区別を省略し、第１系統の電圧、電流をＶ１、Ｉ１、第２系統の電圧、電流をＶ２、Ｉ２と記す。電圧Ｖ１、Ｖ２はインバータ６０１、６０２から巻線８４１、８４２に印加される電圧であり、電流Ｉ１、Ｉ２は巻線８４１、８４２に流れる電流である。第１系統及び第２系統の各巻線の自己インダクタンスＬ、及び、二組の巻線８４１、８４２間の相互インダクタンスＭは、互いに等しいものとする。

相互インダクタンスＭ項を含む電圧方程式は、ω≒０のとき、式（４．１）、（４．２）で表される。

式（４．１）、（４．２）を電流Ｉ１、Ｉ２について整理すると式（４．３）、（４．４）が得られる。図８のモータモデルは、この式を表したものである。

モータモデルに示す通り、相互インダクタンスＭとラプラス変数ｓとの積Ｍｓが干渉項となる。各系統の入力電圧Ｖ１、Ｖ２から、「相手系統の電流に干渉項Ｍｓを乗じた干渉電圧」が減算された値に、インピーダンスの逆数項である「１／（Ｒ＋Ｌｓ）」が乗算され、電流Ｉ１、Ｉ２として出力される。

第２実施形態の制御部６５２は、この干渉電圧を補償するため、制御器２４１、２４２の出力を非干渉化する非干渉化処理部２５を備える。非干渉化処理部２５は、自系統の制御器２４１、２４２の出力に対し、相手系統の制御器２４２、２４１で演算されたＰＩ制御後指令電流Ｉｄ２^**、Ｉｑ２^**、及び、Ｉｄ１^**、Ｉｑ１^**に干渉項Ｍｓを乗算した補償電圧を加算する。補償電圧が加算された後の値がｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、Ｖｄ２、Ｖｑ２として２相３相変換部２８１、２８２に入力される。

第２実施形態のフィルタ４４１、４４２は、制御器２４１、２４２が出力した非干渉化処理前、すなわち、干渉項Ｍｓによる補償電圧が加算される前のｄｑ軸電圧指令値を補正する。つまり、ＰＩ制御後指令電流Ｉｄ１^**、Ｉｑ１^**、及び、Ｉｄ２^**、Ｉｑ２^**にインピーダンス項（Ｒ＋Ｌｓ）が乗算されて得られたｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１＿０、Ｖｑ１＿０、Ｖｄ２＿０、Ｖｑ２＿０がフィルタ４４１、４４２に入力される。
この系統間非干渉化処理前のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１＿０、Ｖｑ１＿０、Ｖｄ２＿０、Ｖｑ２＿０は、モータ８０２において二組の巻線８４１、８４２間の相互インダクタンスによる干渉電圧を除去した後の電圧値に対応する。

第１フィルタ４４１は、第１制御器２４１が出力した非干渉化処理前のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１＿０、Ｖｑ１＿０を補正し、電圧指令フィルタ値Ｖｄ１＿ｆ、Ｖｑ１＿ｆを出力する。
第２フィルタ４４２は、第２制御器２４２が出力した非干渉化処理前のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ２＿０、Ｖｑ２＿０を補正し、電圧指令フィルタ値Ｖｄ２＿ｆ、Ｖｑ２＿ｆを出力する。

ここで、フィルタ４４１、４４２の時定数Ｔ₂は、系統間干渉を考慮しない第１実施形態と同様に、式(５)の通り、モータ時定数Ｔｏより大きく設定されている。
Ｔ₂＞Ｔｏ（＝Ｌ／Ｒ） ・・・（５）
２相３相変換部４８１、４８２は、各系統の電圧指令フィルタ値Ｖｄ１＿ｆ、Ｖｑ１＿ｆ、及び、Ｖｄ２＿ｆ、Ｖｑ２＿ｆを座標変換し、３相電圧指令フィルタ値Ｖｕ１＿ｆ、Ｖｖ１＿ｆ、Ｖｗ１＿ｆ、及び、Ｖｕ２＿ｆ、Ｖｖ２＿ｆ、Ｖｗ２＿ｆを算出する。

第１故障判定器５０１は、第１系統の各相について、図５のフローチャートに基づき、第１インバータ６０１から第１巻線８４１までの電流経路の断線故障、又は、第１インバータ６０１のスイッチング素子６１１−６６１のオープン故障を判定する。第１故障判定器５０１は、故障と判定すると、第１インバータ６０１に停止信号を送信する。
第２故障判定器５０２は、第２系統の各相について、図５のフローチャートに基づき、第２インバータ６０２から第２巻線８４２までの電流経路の断線故障、又は、第２インバータ６０２のスイッチング素子６１２−６６２のオープン故障を判定する。第２故障判定器５０２は、故障と判定すると、第２インバータ６０２に停止信号を送信する。
なお、モータ回転機ωに関するフローチャートのＳ２については、一方の故障判定器の判定結果を他方の故障判定器が共用してもよい。

以上のように、一般に二系統の制御装置では、二組の３相巻線８４１、８４２間の相互インダクタンスの影響により、電流制御の応答性が高いとき、正常状態と故障状態とを正しく判別することが、一系統の制御装置に比べて一層困難となる。
それに対し第２実施形態では、非干渉化処理前の電圧指令値をフィルタ４４１、４４２により補正することで、モータ８０２を流れる電流との位相差を低減した条件で故障判定を実施することができる。したがって、一系統の第１実施形態と同様に、電流制御の応答性を高めつつ、断線故障又はオープン故障を適正に判定することができる。

（第３実施形態）
第３実施形態について、図９、図１０を参照して説明する。なお、第３、第４実施形態の全体構成図は、第２実施形態の図６を援用し、図６の制御部６５２の符号のみを第３、第４実施形態の制御部の符号６５３、６５４に読み替える。
図９に示す第３実施形態の制御部６５３は、二系統の電流の和と差をフィードバック制御するものである。この和と差の制御は上記参照文献に開示されており、トルクリップルの抑制や熱特性の改善に有効である。

制御部６５３は、第２実施形態の制御部６５２の構成に加えて電流指令値加減算部２２及びフィードバック（図中「Ｆ／Ｂ」）電流加減算部３２を備えている。また、各系統の制御器２４１、２４２に代えて、和制御器２６１、差制御器２６２、及び系統電圧算出部２７を備えている。また、各系統のフィルタ４４１、４４２に代えて、和フィルタ４６１、差フィルタ４６２、及び系統電圧算出部４７を備えている。

電流指令値加減算部２２は、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を加減算し、電流指令値の和であるＩｄ和^*、Ｉｑ和^*、及び、電流指令値の差であるＩｄ差^*、Ｉｑ差^*を算出する。二系統の電気的特性は同等であるから、Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*はＩｄ^*、Ｉｑ^*の２倍に相当し、Ｉｄ差^*、Ｉｑ差^*は「０」に相当する。
なお、電流指令値加減算部２２を設けず、「Ｉｄ和^*＝２×Ｉｄ^*、Ｉｑ和^*＝２×Ｉｑ^*、Ｉｄ差^*＝０、Ｉｑ差^*＝０」に設定する構成としてもよい。

フィードバック電流加減算部３２は、３相２相変換部３１１、３１２が座標変換した二系統のフィードバック電流Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２を加減算し、フィードバック電流の和であるＩｄ和、Ｉｑ和、及び、フィードバック電流の差であるＩｄ差、Ｉｑ差を算出する。
電流偏差算出器３４１は、Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*と、Ｉｄ和、Ｉｑ和との偏差ΔＩｄ和、ΔＩｑ和を算出する。
電流偏差算出器３４２は、Ｉｄ差^*（＝０）、Ｉｑ差^*（＝０）と、Ｉｄ差、Ｉｑ差との偏差ΔＩｄ差、ΔＩｑ差を算出する。

和制御器２６１は、電流和の偏差ΔＩｄ和、ΔＩｑ和を０に収束させるように、ＰＩ制御により、二系統のｄｑ軸電圧指令値の和であるＶｄ和、Ｖｑ和を演算する。
差制御器２６２は、電流差の偏差ΔＩｄ差、ΔＩｑ差を０に収束させるように、ＰＩ制御により、二系統のｄｑ軸電圧指令値の差であるＶｄ差、Ｖｑ差を演算する。
なお、後述の図１０（ｂ）には、和制御器２６１及び差制御器２６２に「ＰＩ」の記号を示しているが、Ｉ（積分）制御のみを実施してもよい。

系統電圧算出部２７は、式（６．１）〜（６．４）により、Ｖｄ和、Ｖｑ和、及び、Ｖｄ差、Ｖｑ差に基づいて、各系統のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、及び、Ｖｄ２、Ｖｑ２を算出する。
Ｖｄ１＝（Ｖｄ和＋Ｖｄ差）／２ ・・・（６．１）
Ｖｑ１＝（Ｖｑ和＋Ｖｑ差）／２ ・・・（６．２）
Ｖｄ２＝（Ｖｄ和−Ｖｄ差）／２ ・・・（６．３）
Ｖｑ２＝（Ｖｑ和−Ｖｑ差）／２ ・・・（６．４）

和フィルタ４６１は、和制御器２６１が出力したｄｑ軸電圧指令値の和であるＶｄ和、Ｖｑ和を補正し、電圧指令フィルタ値Ｖｄ和＿ｆ、Ｖｑ和＿ｆを出力する。
差フィルタ４６２は、差制御器２６２が出力したｄｑ軸電圧指令値の差であるＶｄ差、Ｖｑ差を補正し、電圧指令フィルタ値Ｖｄ差＿ｆ、Ｖｑ差＿ｆを出力する。
系統電圧算出部４７は、系統電圧算出部２７と同様に、各系統のｄｑ軸電圧指令フィルタ値Ｖｄ１＿ｆ、Ｖｑ１＿ｆ、及び、Ｖｄ２＿ｆ、Ｖｑ２＿ｆを算出する。

次に図１０（ａ）を参照し、「モータの和、差のモデル」について説明する。
式（４．１）、（４．２）の両辺を加減算すると、式（７．１）、（７．２）が得られる。

式（７．１）、（７．２）を電流和（Ｉ１＋Ｉ２）、電流差（Ｉ１−Ｉ２）について整理すると式（７．３）、（７．４）が得られる。図１０（ａ）の「モータの和、差のモデル」は、この式を表したものである。

また、これに対応するモータ逆モデルにより、和制御器２６１及び差制御器２６２は、図１０（ｂ）のように表される。
和制御器２６１では、ＰＩ制御後指令電流Ｉｄ和^**、Ｉｑ和^**に対し、インピーダンス項「Ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）ｓ）」が乗算される。
差制御器２６２では、ＰＩ制御後指令電流Ｉｄ差^**、Ｉｑ差^**に対し、インピーダンス項「Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）ｓ）」が乗算される。

各インピーダンス項を巻線抵抗Ｒで除したときの微分演算子ｓの係数を式（８．１）、（８．２）により定義する。
Ｔａ＝（Ｌ＋Ｍ）／Ｒ ・・・（８．１）
Ｔｂ＝（Ｌ−Ｍ）／Ｒ ・・・（８．２）
このＴａを「干渉系和時定数」といい、Ｔｂを「干渉系差時定数」という。第３実施形態では、干渉系和時定数Ｔａ又は干渉系差時定数Ｔｂを「モータ８０２の時定数」として扱う。

和フィルタ４６１の時定数Ｔ₃₊は、式（９．１）の通り、干渉系和時定数Ｔａより大きく設定されている。
Ｔ₃₊＞Ｔａ（＝（Ｌ＋Ｍ）／Ｒ） ・・・（９．１）
差フィルタ４６２の時定数Ｔ_3-は、式（９．２）の通り、干渉系差時定数Ｔｂより大きく設定されている。
Ｔ_3-＞Ｔｂ（＝（Ｌ−Ｍ）／Ｒ） ・・・（９．２）
ここで、Ｔａ＞Ｔｂであるため、差フィルタ４６２の時定数Ｔ_3-を和フィルタ４６１の時定数Ｔ₃₊と共通に、干渉系和時定数Ｔａより大きく設定してもよい。

上記式（９．１）の境界条件における和フィルタ４６１の伝達関数Ｇａ（ｓ）、及び、式（９．２）の境界条件における差フィルタ４６２の伝達関数Ｇｂ（ｓ）は、それぞれ、式（１０．１）、（１０．２）で表される。

これにより、和フィルタ４６１及び差フィルタ４６２で補正されたｄｑ軸電圧指令フィルタ値Ｖｄ１＿ｆ、Ｖｑ１＿ｆ、Ｖｄ２＿ｆ、Ｖｑ２＿ｆを座標変換して得られる３相電圧指令フィルタ値の位相は、モータ８０２に流れる電流の位相に近づく。
したがって、第３実施形態は、上記実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第４実施形態）
第４実施形態について、図１１を参照して説明する。
第４実施形態の制御部６５４は、第１実施形態による一系統の制御装置の制御部６５１に対し、二系統の制御装置において各系統の３相電圧指令値を補正するフィルタ４９１、４９２を備える。第１フィルタ４９１は、第１系統の３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を補正し、第２フィルタ４９２は、第２系統の３相電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を補正する。

フィルタ４９１、４９２の時定数Ｔ₄は、式（１１）の通り、第３実施形態で定義した干渉系和時定数Ｔａ（＝（Ｌ＋Ｍ）／Ｒ）より大きく設定されている。
Ｔ₄＞Ｔａ（＝（Ｌ＋Ｍ）／Ｒ） ・・・（１１）
ｄｑ軸電圧指令値に比べ、３相電圧指令値についての系統間干渉の解析は複雑である。そこで第４実施形態では、系統間干渉を排除可能な時定数の最大値として、干渉系和時定数Ｔａを用いる。つまり、フィルタ４９１、４９２の時定数を少なくとも干渉系和時定数Ｔａより大きく設定することで、系統間の干渉を考慮しつつ、各系統の電圧指令フィルタ値の位相を、モータ８０２に流れる電流の位相に近づけることができる。
したがって、第４実施形態は、上記実施形態と同様の作用効果を奏する。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態では、３相巻線を一組、又は、二組有するモータの駆動を制御する制御装置について説明しているが、本発明は、４相以上の多相巻線を有するモータ、又は多相巻線を三組以上有するモータにも同様に適用可能である。
ただし、三組以上の多相巻線を有するモータでは、相互インダクタンスの解析が複雑となる。その場合でも、理論的、実験的に推定される最大のモータ時定数よりもフィルタの時定数を大きく設定することで上記実施形態と同様の作用効果が得られる。

（ｂ）上記実施形態の故障判定処理では、３相電圧指令フィルタ値Ｖｕ＿ｆ、Ｖｖ＿ｆ、Ｖｗ＿ｆ及び３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをそれぞれ電圧閾値Ｖｔｈ及び電流閾値Ｉｔｈと比較している。これに代えて、ｄｑ軸電圧指令フィルタ値Ｖｄ＿ｆ、Ｖｑ＿ｆ及びｄｑ軸流Ｉｄ、Ｉｑに基づいて故障判定を実施してもよい。

（ｃ）本発明の多相回転機の制御装置は、電動パワーステアリング装置に限らず、他のいかなる回転機の制御装置として適用されてもよい。
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。

１０１、１０２・・・ＥＣＵ（制御装置）、
２４、２４１、２４２、２６１、２６２・・・制御器、
４９、４４１、４４２、４６１、４６２、４９１、４９２・・・フィルタ、
５０、５０１、５０２・・・故障判定器、
６０、６０１、６０２・・・インバータ（電力変換器）、
６１−６６、６１１−６６１、６１２−６６２・・・スイッチング素子、
６５１−６５４・・・制御部、
８０１、８０２・・・モータ（３相回転機、多相回転機）、
８４、８４１、８４２・・・３相巻線。

Claims (5)

1. 一組以上の多相巻線（８４、８４１、８４２）を有する多相回転機（８０１、８０２）の駆動を制御する制御装置であって、
   複数のスイッチング素子（６１−６６、６１１−６６１、６１２−６６２）の動作により、前記一組以上の巻線に通電する一つ以上の電力変換器（６０、６０１、６０２）と、
   前記多相回転機に流れる電流に基づくフィードバック制御により演算した電圧指令値を前記電力変換器に出力し、前記多相回転機に流れる電流を制御する一つ以上の制御器（２４、２４１、２４２、２６１、２６２）と、
   前記制御器が出力した電圧指令値を、周波数に応じて増幅又は減衰させるフィルタ処理により補正し、電圧指令フィルタ値として出力する一つ以上のフィルタ（４９、４４１、４４２、４６１、４６２、４９１、４９２）と、
   各相について、前記電圧指令フィルタ値の絶対値が電圧閾値（Ｖｔｈ）より大きく、且つ、前記多相回転機に流れる電流の絶対値が電流閾値（Ｉｔｈ）より小さいとき、前記電力変換器から前記多相巻線までの電流経路の断線故障、又は、前記スイッチング素子のオープン故障であると判定する一つ以上の故障判定器（５０、５０１、５０２）と、
   を備え、
   前記フィルタの時定数は、前記多相回転機の時定数（Ｔｏ、Ｔａ、Ｔｂ）より大きく設定されている多相回転機の制御装置。
2. 互いに磁気的に結合する二組の多相巻線を有する多相回転機の駆動を制御する制御装置であって、
   前記二組の多相巻線に個別に通電可能な二つの前記電力変換器を備え、
   各巻線、各巻線に通電する前記電力変換器、及び、各巻線への通電を制御する一群の構成要素の単位を系統と定義すると、
   前記故障判定器は、系統毎に設けられ、各系統の各相について前記断線故障又は前記オープン故障を判定する請求項１に記載の多相回転機の制御装置。
3. 前記フィルタの時定数は、
   各巻線の自己インダクタンスと二組の巻線間の相互インダクタンスとの和を各巻線の抵抗で除算して算出される干渉系和時定数（Ｔａ）より大きく設定されている請求項２に記載の多相回転機の制御装置。
4. 前記フィルタ（４４１、４４２）は、
   前記制御器（２４１、２４２）が出力した各系統の電圧指令値について、前記多相回転機において二組の巻線間の相互インダクタンスによる干渉電圧を除去した後の電圧値に対応する非干渉化処理前の電圧指令値を補正する請求項２に記載の多相回転機の制御装置。
5. 前記制御器として、二系統の電流の和を制御する和制御器（２６１）、及び、二系統の電流の差を制御する差制御器（２６２）を備え、
   前記フィルタとして、前記和制御器が出力した電圧指令値の和を補正する和フィルタ（４６１）、及び、前記差制御器が出力した電圧指令値の差を補正する差フィルタ（４６２）を備え、
   前記和フィルタの時定数は、
   各巻線の自己インダクタンスと二組の巻線間の相互インダクタンスとの和を各巻線の抵抗で除算して算出される干渉系和時定数（Ｔａ）より大きく設定されており、
   前記差フィルタの時定数は、
   各巻線の自己インダクタンスから二組の巻線間の相互インダクタンスを減じた差を各巻線の抵抗で除算して算出される干渉系差時定数（Ｔｂ）より大きく設定されている請求項２に記載の多相回転機の制御装置。

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