WO2016117067A1

WO2016117067A1 - 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置

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Publication number: WO2016117067A1
Application number: PCT/JP2015/051626
Authority: WO
Inventors: 古川　晃; 辰也森
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2015-01-22
Filing date: 2015-01-22
Publication date: 2016-07-28
Also published as: EP3249805A1; EP3249805A4; CN107210699A; US10158315B2; EP3249805B1; US20170324363A1; JP6230731B2; CN107210699B; JPWO2016117067A1

Abstract

　位相差を有する第１巻線と第２巻線を含む交流回転機の制御装置において、第１巻線の電流を検出可能と判定した場合には、第１の電流検出器によって検出された第１巻線の電流と第２の電流検出器によって検出された第２巻線の電流との和を推定和電流として出力し、第１巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、前回値として出力した推定和電流を維持する推定和電流演算器を有し、第１巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、推定和電流演算器から出力された推定和電流から第２の電流検出器によって検出された第２巻線の電流を引くことで算出した第１巻線の推定電流値に基づいて第１巻線に対する第１の電圧指令を演算する。

Description

交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置

　本発明は、制御周期を変更する必要なく、交流回転機の出力を向上できる交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置に関するものである。

　従来の三相ＰＷＭインバータ装置における相電流検出装置においては、制御周期Ｔｓｗは、位相指令値θ＊および電圧指令値Ｖ＊に応じて長短変化するようになっている。そして、位相指令値θ＊および電圧指令値Ｖ＊に応じて定まるゼロベクトル以外のいずれかの基本電圧ベクトルに対応するスイッチングモードの保持時間（ｔ１またはｔ２）が、インバータ主回路のデッドタイムｔｄｄとホールＣＴ９による電流検出に要する時間ｔｓｗとの和（ｔｄｄ＋ｔｓｗ）よりも長いときには、一定の短い制御周期Ｔｓｗが選択される。一方、スイッチングモードの保持時間が時間（ｔｄｄ＋ｔｓｗ）よりも短くなるときには、保持時間が時間（ｔｄｄ＋ｔｓｗ）よりも長くなるように、制御周期Ｔｓｗが長くされる例が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

特開平３―２３０７６７号公報

　しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。制御周期Ｔｓｗを長くすると、三相ＰＷＭインバータ装置から出力されるＰＷＭの周期（制御周期Ｔｓｗに等しい）が長くなり、ＰＷＭ周期の逆数で与えられるＰＷＭ周波数が低下する。

　三相ＰＷＭインバータの出力に交流回転機を接続すると、交流回転機に流れる電流には、ＰＷＭ周波数の成分が含まれる。このため、ＰＷＭ周波数が低下することにより電流に含まれるその成分の周波数も低下することによって、交流回転機から騒音が発生するいった課題が生じる。

　特に、電動パワーステアリング用に用いられる交流回転機は、静音性が求められ、ＰＷＭ周波数は、例えば、２０ｋＨｚ以上（可聴域超の周波数帯域）に設定される。ここで、電動パワーステアリング用に用いられる交流回転機に、特許文献１にあるような制御周期Ｔｓｗを長くする（ＰＷＭ周波数を下げる）方式を適用すると、ＰＷＭ周波数が２０ｋＨｚ未満となってしまう。この結果、交流回転機より騒音が発生し、電動パワーステアリングが搭載された車に乗車している人に、不快感を与えてしまうといった課題が生じる。

　本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、制御周期を変更する必要なく、交流回転機の出力を向上できる交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置を提供することを目的とする。

　本発明に係る交流回転機の制御装置は、位相差を有する第１巻線と第２巻線を含む交流回転機と、第１巻線の電流を検出する第１の電流検出器と、第２巻線の電流を検出する第２の電流検出器と、交流回転機の電流指令と電流検出値とに基づいて、第１の電圧指令と第２の電圧指令を演算する制御部と、第１の電圧指令に基づいて、第１巻線に電圧を印加する第１の電圧印加器と、第２の電圧指令に基づいて、第２巻線に電圧を印加する第２の電圧印加器と、第１の電圧指令と第２の電圧指令の少なくとも１つに基づいて、第１の電流検出器による第１巻線の電流の検出可否を判定する第１の検出可否判定器と、第１巻線の電流と第２巻線の電流の和である推定和電流を演算する推定和電流演算器とを有し、制御部は、第１の検出可否判定器が第１の電流検出器により第１巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、推定和電流演算器から出力された推定和電流から第２の電流検出器によって検出された第２巻線の電流を引くことで算出した第１巻線の推定電流値に基づいて第１の電圧指令を演算するものである。

　また、本発明に係る電動パワーステアリングの制御装置は、本発明の交流回転機の制御装置を備え、制御部は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを、交流回転機が発生するように、第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算するものである。

　本発明によれば、第１巻線の電流を検出可能と判定した場合には、第１の電流検出器によって検出された第１巻線の電流と第２の電流検出器によって検出された第２巻線の電流との和を推定和電流として出力し、第１巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、前回値として出力した推定和電流を維持する推定和電流演算器を有し、第１巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、推定和電流演算器から出力された推定和電流から第２の電流検出器によって検出された第２巻線の電流を引くことで算出した第１巻線の推定電流値に基づいて第１巻線に対する第１の電圧指令を演算する構成を備えている。この結果、制御周期を変更する必要なく、交流回転機の騒音を低減した状態で交流回転機の出力を向上できる、といった従来にない顕著な効果を奏する。

本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。本発明の実施の形態１における交流回転機として用いられる３相交流発電機の構成を説明するための図である。本発明の実施の形態１における半導体スイッチＳｕｐ１～Ｓｗｎ１のオンオフ状態に応じた第１の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１）とＩｄｃ１との関係を示した図である。本発明の実施の形態１における半導体スイッチＳｕｐ２～Ｓｗｎ２のオンオフ状態に応じた第２の電圧ベクトルＶ０（２）～Ｖ７（２）とＩｄｃ２に等しい電流との関係を示した図である。本発明の実施音形態１において、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づく第１の電圧指令ベクトルＶ１＊と、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づく第２の電圧指令ベクトルＶ２＊を示した説明図である。本発明の実施の形態１における第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、および第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の波形図である。本発明の実施の形態１における第１の電圧印加器に関して、電圧指令と、各相上側アーム素子がオンする割合との関係を説明するための図である。本発明の実施の形態１における第２の電圧印加器に関して、電圧指令と、各相上側アーム素子がオンする割合との関係を説明するための図である。本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する動作説明図である。本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図９とは別の動作説明図である。本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図９、図１０とは別の動作説明図である。本発明の実施の形態１における第１の検出可否判定器および第２の検出可否判定器の機能に関する説明図である。本発明の実施の形態１における第１の検出可否判定器の一連動作を示したフローチャートである。本発明の実施の形態１における第１巻線の電流と第２巻線の電流との関係を示した図である。本発明の実施の形態１における推定和電流演算器による一連処理を示したフローチャートである。本発明の実施の形態１における推定和電流演算器の内部構成を示すブロック図の一例である。本発明の実施の形態２における第１の検出可否判定器の一連動作を示したフローチャートである。本発明の実施の形態２における第３の所定値Ｖｓ３を０．１Ｖｄｃに設定した場合の、先の図１７の各ステップに対応する波形を示した図である。本発明の実施の形態４における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。本発明の実施の形態５における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。本発明の実施の形態５における半導体スイッチＳｕｐ１～Ｓｗｎ１のオンオフ状態に応じた第１の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１）と、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１との関係を示した図である。本発明の実施の形態５における半導体スイッチＳｕｐ２～Ｓｗｎ２のオンオフ状態に応じた第２の電圧ベクトルＶ０（２）～Ｖ７（２）と、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２との関係を示した図である。本発明の実施の形態５における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する動作説明図である。本発明の実施の形態５における第１の検出可否判定器の機能に関する説明図である。本発明の実施の形態５における第１の検出可否判定器の一連動作を示したフローチャートである。本発明の実施の形態６における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。本発明の実施の形態７における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。本発明の実施の形態８における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。本発明の実施の形態８における第２の検出可否判定器の一連動作を示したフローチャートである。本発明の実施の形態８における推定和電流演算器による一連処理を示したフローチャートである。本発明の実施の形態８における推定和電流演算器の内部構成を示すブロック図の一例である。本発明の実施の形態９における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。本発明の実施の形態９において、差電流ゲインを、第１の電圧指令に基づいて変動させる状態を示した図である。本発明の実施の形態９において、和電流ゲインを、第１の電圧指令に基づいて変動させる状態を示した図である。本発明の実施の形態１０における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。

　以下、本発明の交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。

　実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。また、図２は、本発明の実施の形態１における交流回転機として用いられる３相交流発電機の構成を説明するための図である。図１に示した交流回転機１ａは、図２のように、中性点Ｎ１で接続された第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、および中性点Ｎ２で接続された第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２が、電気的に接続されることなく回転機の固定子に納められている３相交流回転機である。

　なお、Ｕ１巻線とＵ２巻線、Ｖ１巻線とＶ２巻線、Ｗ１巻線とＷ２巻線のそれぞれには、３０度の位相差がある。図２では、交流回転機１ａとして、第１の３相巻線と第２の３相巻線がともにＹ結線の場合を例示しているが、本発明は、Δ結線の場合にも適用可能である。

　直流電源２ａは、第１の電圧印加器３ａに直流電圧Ｖｄｃ１を出力し、直流電源２ｂは、第２の電圧印加器３ｂに直流電圧Ｖｄｃ２を出力する。これらの直流電源２ａ、２ｂとしては、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器が含まれる。また、直流電源２ａ、２ｂのいずれか１つを用いて、第１の電圧印加器３ａおよび第２の電圧印加器３ｂに直流電圧を出力する構成も、本発明の範囲に含まれる。

　第１の電圧印加器３ａは、逆変換回路（インバータ）を用いて、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’をＰＷＭ変調し、半導体スイッチＳｕｐ１、Ｓｕｎ１、Ｓｖｐ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｐ１、Ｓｗｎ１（以下の説明では、これら６つの半導体スイッチを、半導体スイッチＳｕｐ１～Ｓｗｎ１と表現する）をオンオフする。これにより、第１の電圧印加器３ａは、直流電源２ａから入力した直流電圧Ｖｄｃ１を交流に電力変換して、交流回転機１ａの第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１に、交流電圧を印加する。

　ここで、半導体スイッチＳｕｐ１～Ｓｗｎ１としては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチと、ダイオードを逆並列に接続したものを用いる。

　第２の電圧印加器３ｂは、逆変換回路（インバータ）を用いて、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’をＰＷＭ変調し、半導体スイッチＳｕｐ２、Ｓｕｎ２、Ｓｖｐ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｐ２、Ｓｗｎ２（以下の説明では、これら６つの半導体スイッチを、半導体スイッチＳｕｐ２～Ｓｗｎ２と表現する）をオンオフする。これにより、第２の電圧印加器３ｂは、直流電源２ｂから入力した直流電圧Ｖｄｃ２を交流に電力変換して、交流回転機１ａの第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に、交流電圧を印加する。

　ここで、半導体スイッチＳｕｐ２～Ｓｗｎ２としては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチと、ダイオードを逆並列に接続したものを用いる。

　第１の電流検出器４ａは、シャント抵抗や計器用変流器（ＣＴ）等の電流センサを用いて、第１の電力変換器３ａの第１の直流母線を流れる電流Ｉｄｃ１を検出する。図３は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチＳｕｐ１～Ｓｗｎ１のオンオフ状態に応じた第１の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１）とＩｄｃ１との関係を示した図である。なお、図３に示したＳｕｐ１～Ｓｗｎ１は、「１」がスイッチオン、「０」がスイッチオフの状態をそれぞれ示すものとする。

　第１の電流検出器４ａは、図３に示した関係に基づいて、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出する。なお、第１の電流検出器４ａは、Ｉｄｃ１より、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち２相分を検出し、残りの１相は、三相電流の和が零になることを利用して、演算によって求めてもよい。

　第２の電流検出器４ｂは、シャント抵抗や計器用変流器（ＣＴ）等の電流センサを用いて、第２の電力変換器３ｂの第２の直流母線を流れる電流Ｉｄｃ２を検出する。図４は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチＳｕｐ２～Ｓｗｎ２のオンオフ状態に応じた第２の電圧ベクトルＶ０（２）～Ｖ７（２）とＩｄｃ２に等しい電流との関係を示した図である。なお、図４に示したＳｕｐ２～Ｓｗｎ２は、「１」がスイッチオン、「０」がスイッチオフの状態をそれぞれ示すものとする。

　第２の電流検出器４ｂは、図４に示した関係に基づいて、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出する。なお、第２の電流検出器４ｂは、、Ｉｄｃ２より、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２のうち２相分を検出し、残りの１相は、三相電流の和が零になることを利用して、演算によって求めてもよい。

　また、図３に示した第１の電圧ベクトルにおけるかっこ内の数字（１）、および図４に示した第２の電圧ベクトルにおけるかっこ内の数字（２）は、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルを判別するためのものであり、第１の電圧指令に基づく第１の電圧ベクトルには、（１）が付され、第２の電圧指令に基づく第２の電圧ベクトルには、（２）が付されている。

　第１の検出可否判定器１２ａは、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１の３相電流が検出可能であるか否かを判定し、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１を出力する。

　続いて、制御部５ａについて説明する。座標変換器６ａは、第１の電流検出器４ａより検出された第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を、交流回転機１ａの回転位置θに基づいて回転座標上の電流に変換し、回転二軸上における第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を演算する。

　座標変換器６ｂは、第２の電流検出器４ｂで検出された第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を、交流回転機１ａの回転位置θから３０度減算した位置θ－３０に基づいて回転座標上の電流に変換し、回転二軸上における第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２を演算する。

　推定和電流演算器１４は、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１と、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２から、推定和電流Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ、Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌを演算する。

　切替器７ａは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に基づいて、第１の３相電流が検出可能と判定された場合には、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を、それぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’として出力する。

　また、切替器７ａは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に基づいて、第１の３相電流が検出不可能と判定された場合には、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２と推定和電流Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ、Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌから、それぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’を、下式（１）、（２）で算出して出力する。
　　Ｉｄ１’＝Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ－Ｉｄ２　　　　　　　　　　　（１）
　　Ｉｑ１’＝Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌ－Ｉｑ２　　　　　　　　　　　（２）

　また、切替器７ａは、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２をそれぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’として出力する。

　ここで、回転二軸座標上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’、および回転二軸座標上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’のそれぞれは、後述する回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１、および回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１を演算するために用いられる電流検出値に相当する。

　減算器８ａは、交流回転機１ａのｄ軸電流指令Ｉｄ＊と切替器７ａから出力された回転二軸座標上の電流Ｉｄ１’との偏差ｄＩｄ１を演算する。
　減算器８ｂは、交流回転機１ａのｑ軸電流指令Ｉｑ＊と切替器７ａから出力された回転二軸座標上の電流Ｉｑ１’との偏差ｄＩｑ１を演算する。

　減算器８ｃは、交流回転機１ａのｄ軸電流指令Ｉｄ＊と切替器７ａから出力された回転二軸座標上の電流Ｉｄ２’との偏差ｄＩｄ２を演算する。
　減算器８ｄは、交流回転機１ａのｑ軸電流指令Ｉｑ＊と切替器７ａから出力された回転二軸座標上の電流Ｉｑ２’との偏差ｄＩｑ２を演算する。

　制御器９ａは、Ｐ制御器やＰＩ制御器を用いて、偏差ｄＩｄ１を零に制御するように、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ１を演算する。
　制御器９ｂは、Ｐ制御器やＰＩ制御器を用いて、偏差ｄＩｑ１を零に制御するように、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｑ１を演算する。

　制御器９ｃは、Ｐ制御器やＰＩ制御器を用いて、偏差ｄＩｄ２を零に制御するように、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ２を演算する。
　制御器９ｄは、Ｐ制御器やＰＩ制御器を用いて、偏差ｄＩｑ２を零に制御するように、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｑ２を演算する。

　座標変換器１０ａは、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１を、交流回転機１ａの回転位置θに基づいて、３相交流座標へ座標変換し、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を演算する。

　座標変換器１０ｂは、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２を、交流回転機１ａの回転位置θから３０度減算した位置θ－３０に基づいて、３相交流座標へ座標変換し、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を演算する。

　オフセット演算器１１ａは、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に対して、下式（３）～（５）に示すように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を加算し、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’として出力する。
　　Ｖｕ１’＝Ｖｕ１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１　　　　　　　　　　　　（３）
　　Ｖｖ１’＝Ｖｖ１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１　　　　　　　　　　　　（４）
　　Ｖｗ１’＝Ｖｗ１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１　　　　　　　　　　　　（５）

　オフセット演算器１１ｂは、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に対して、下式（６）～（８）に示すように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を加算し、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’として出力する。
　　Ｖｕ２’＝Ｖｕ２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２　　　　　　　　　　　　（６）
　　Ｖｖ２’＝Ｖｖ２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２　　　　　　　　　　　　（７）
　　Ｖｗ２’＝Ｖｗ２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２　　　　　　　　　　　　（８）

　続いて、第１の電圧指令、第２の電圧指令と、第１の検出可否判定器１２ａの動作について、詳細に説明する。図５は、本発明の実施音形態１において、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づく第１の電圧指令ベクトルＶ１＊と、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づく第２の電圧指令ベクトルＶ２＊を示した説明図である。図５に示すように、第１の電圧指令ベクトルＶ１＊および第２の電圧指令ベクトルＶ２＊のそれぞれは、Ｕ（１）－Ｖ（１）－Ｗ（１）軸、Ｕ（２）－Ｖ（２）－Ｗ（２）軸を回転するベクトルとなる。

　なお、図５に示したかっこ内の数字は、第１巻線に対応した軸と第２巻線に対応した軸を分けて示すためのものである。具体的には、（１）がついているＵ（１）、Ｖ（１）、Ｗ（１）は、それぞれ第１巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応した軸を示しており、（２）がついているＵ（２）、Ｖ（２）、Ｗ（２）は、それぞれ第２巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応した軸を示している。ここで、Ｕ（１）軸を基準とした場合の第１の電圧指令ベクトルＶ１＊と第２の電圧指令ベクトルＶ２＊との位相角は、ともにθｖであり、位相差はない。

　図６は、本発明の実施の形態１における第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、および第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の波形図である。先の図５に示したＵ（２）、Ｖ（２）、Ｗ（２）軸は、それぞれＵ（１）、Ｖ（１）、Ｗ（１）軸に対し３０度位相が遅れている。従って、図６に示すように、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２は、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に比べて３０度位相が遅れる。

　図６において、横軸は、Ｕ（１）軸を基準とした電圧位相角θｖである。よって、第１巻線と第２巻線に３０度の位相差を有する交流回転機１ａに対して、第１の電圧指令と第２の電圧指令は、３０度の位相差を有する。また、第１巻線と第２巻線に３０＋６０×Ｎ（Ｎ：整数）度の位相差を有する交流回転機に対しても、同様に、第１の電圧指令と第２の電圧指令は、３０＋６０×Ｎ度の位相差を有する。

　図７は、本発明の実施の形態１における第１の電圧印加器３ａに関して、電圧指令と、各相上側アーム素子がオンする割合との関係を説明するための図である。図７（ａ）は、図６に示した第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１であり、座標変換器１０ａの出力である。また、図７（ｂ）は、オフセット演算器１１ａの出力である第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’であり、上式（３）～（５）によって演算される。

　なお、上式（３）～（５）におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１の最大値Ｖｍａｘ１、最小値Ｖｍｉｎ１を用いて、下式（９）で与えている。
　　Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝－０．５（Ｖｍｉｎ１＋Ｖｍａｘ１）　　　（９）

　ただし、第１の電圧印加器３ａが出力できる相電圧の電圧出力範囲は、０～母線電圧Ｖｄｃ１である。従って、電圧出力範囲の幅を、第１の電圧印加器３ａが出力可能なＶｄｃ１以内とすべく、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’は、－０．５Ｖｄｃ１未満、０．５Ｖｄｃ１超となる場合には、それぞれ－０．５Ｖｄｃ１、０．５Ｖｄｃ１で制限されている。

　また、Ｖｏｆｆｓｅｔ１として、上式（９）以外に、２相変調方式や３次高調波重畳方式として知られるような、他のオフセット電圧演算方法を用いてもよい。

　図７（ｃ）は、第１の電圧印加器３ａにおける、各相上側アーム素子（Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１）がオンする割合を示すオンデューティＤｓｕｐ１、Ｄｓｖｐ１、Ｄｓｗｐ１である。これらのオンデューティＤｓｕｐ１、Ｄｓｖｐ１、Ｄｓｗｐ１は、それぞれＶｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’を用いて
　　Ｄｓｘｐ１＝０．５＋Ｖｘ１’／Ｖｄｃ１
より求める。ただし、ｘ＝Ｕ、Ｖ、Ｗである。例えば、Ｄｓｕｐ１が０．６のとき、第１の電圧印加器３ａは、スイッチング周期ＴｓｗにおいてＳｕｐ１のオン割合０．６とする。

　ここで、第１の電圧印加器３ａにおいては、各相毎に、常時、上側アーム素子（Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１）と下側アーム素子（Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１）のいずれか一方がオンする。従って、各相上側アーム素子のオンデューティ（Ｄｓｕｐ１、Ｄｓｖｐ１、Ｄｓｗｐ１）と、下側アーム素子のオンデューティ（Ｄｓｕｎ１、Ｄｓｖｎ１、Ｄｓｗｎ１）との間には、下式（１０）～（１２）の関係がある。
　　Ｄｓｕｐ１＋Ｄｓｕｎ１＝１　　　　　　　　　　　　　　　（１０）
　　Ｄｓｖｐ１＋Ｄｓｖｎ１＝１　　　　　　　　　　　　　　　（１１）
　　Ｄｓｗｐ１＋Ｄｓｗｎ１＝１　　　　　　　　　　　　　　　（１２）

　よって、例えば、Ｄｓｕｐ１が０．６の場合、上式（１０）より、Ｄｓｕｎ１は０．４となる。以上より、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいた第１の電圧印加器３ａにおける各スイッチング素子のオンデューティが定まる。

　図８は、本発明の実施の形態１における第２の電圧印加器３ｂに関して、電圧指令と、各相上側アーム素子がオンする割合との関係を説明するための図である。図８（ａ）は、図６に示した第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２であり、座標変換器１０ｂの出力である。また、図８（ｂ）は、オフセット演算器１１ｂの出力である第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’であり、上式（６）～（８）によって演算される。

　なお、上式（４）～（６）におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の最大値Ｖｍａｘ２、最小値Ｖｍｉｎ２を用いて、下式（１３）で与えている。
　　Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝－０．５（Ｖｍｉｎ２＋Ｖｍａｘ２）　　（１３）

　ただし、第２の電圧印加器３ｂが出力できる相電圧の電圧出力範囲は、０～母線電圧Ｖｄｃ２である。従って、電圧出力範囲の幅を、第２の電圧印加器３ｂが出力可能なＶｄｃ２以内とすべく、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’は、－０．５Ｖｄｃ２未満、０．５Ｖｄｃ２超となる場合には、それぞれ－０．５Ｖｄｃ２、０．５Ｖｄｃ２で制限されている。

　また、Ｖｏｆｆｓｅｔ２として、上式（１３）以外に、２相変調方式や３次高調波重畳方式として知られるような、他のオフセット電圧演算方法を用いてもよい。

　図８（ｃ）は、第２の電圧印加器３ｂにおける、各相上側アーム素子（Ｓｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２）がオンする割合を示すオンデューティＤｓｕｐ２、Ｄｓｖｐ２、Ｄｓｗｐ２である。これらのオンデューティＤｓｕｐ２、Ｄｓｖｐ２、Ｄｓｗｐ２は、それぞれＶｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’を用いて
　　Ｄｓｘｐ２＝０．５＋Ｖｘ２’／Ｖｄｃ２
より求める。

　ここで、第２の電圧印加器３ｂにおいては、各相毎に、常時、上側アーム素子（Ｓｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２）と下側アーム素子（Ｓｕｎ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｎ２）のいずれか一方がオンする。従って、各相上側アーム素子のオンデューティ（Ｄｓｕｐ２、Ｄｓｖｐ２、Ｄｓｗｐ２）と、下側アーム素子のオンデューティ（Ｄｓｕｎ２、Ｄｓｖｎ２、Ｄｓｗｎ２）との間には、下式（１４）～（１６）の関係がある。
　　Ｄｓｕｐ２＋Ｄｓｕｎ２＝１　　　　　　　　　　　　　　　（１４）
　　Ｄｓｖｐ２＋Ｄｓｖｎ２＝１　　　　　　　　　　　　　　　（１５）
　　Ｄｓｗｐ２＋Ｄｓｗｎ２＝１　　　　　　　　　　　　　　　（１６）

　よって、例えば、Ｄｓｕｐ２が０．６の場合、上式（１４）より、Ｄｓｕｎ２は０．４となる。以上より、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいた第２の電圧印加器３ｂにおける各スイッチング素子のオンデューティが定まる。

　図９は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する動作説明図である。具体的には、第１の電圧印加器３ａの半導体スイッチＳｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１、および第２の電圧印加器３ｂの半導体スイッチＳｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２のオンオフパターンと、電流検出器４ａ、４ｂにおける、スイッチング信号の周期（ＰＷＭ周期）Ｔｓｗ内での電流検出タイミングとの関係を示した図である。

　なお、Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１、およびＳｕｎ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｎ２は、それぞれＳｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１、およびＳｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２と反転（１ならば０、０ならば１、ただしデッドタイム期間を除く）の関係にあるため、図示を省略している。

　図９においては、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に関して、大きい順に第１最大相電圧Ｅｍａｘ１、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１、第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１としたとき、下式（１７）～（１９）の関係があるものとする。
　　Ｅｍａｘ＝Ｖｕ１’　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１７）
　　Ｅｍｉｄ＝Ｖｖ１’　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１８）
　　Ｅｍｉｎ＝Ｖｗ１’　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１９）

　同様に、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に関して、大きい順に第２最大相電圧Ｅｍａｘ２、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２、第２最小相電圧Ｅｍｉｎ２としたとき、下式（２０）～（２２）の関係があるものとする。
　　Ｅｍａｘ＝Ｖｕ２’　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２０）
　　Ｅｍｉｄ＝Ｖｖ２’　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２１）
　　Ｅｍｉｎ＝Ｖｗ２’　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２２）

　時刻ｔ１（ｎ）において、Ｓｕｐ１、Ｓｕｐ２を１、かつＳｖｐ１、Ｓｗｐ１、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２を０とし、時刻ｔ１（ｎ）からΔｔ１経過後の時刻ｔ２（ｎ）まで継続する。図３、図４より、時刻ｔ１（ｎ）～ｔ２（ｎ）において、第１の電圧ベクトルは、Ｖ１（１）、第２の電圧ベクトルは、Ｖ１（２）である。電流検出器４ａ、４ｂは、時刻ｔ１（ｎ）～ｔ２（ｎ）における、時刻ｔｓ１－１（ｎ）にて、Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を検出する。

　第１の電圧印加器３ａや第２の電圧印加器３ｂのデッドタイム時間と、第１の電流検出器がＩｄｃ１を検出する、あるいは第２の電流検出器がＩｄｃ２を検出するのに要する時間（例えば、検出波形に含まれるリンギングが収束するのに要する時間やサンプルホールドに要する時間）の和を「第１の所定値」とした場合、ずらし時間Δｔ１は、その「第１の所定値」以上に設定される。例えば、Δｔ１＝５μｓである。

　図３より、時刻ｔ１（ｎ）～ｔ２（ｎ）においては、第１の電圧ベクトルは、Ｖ１（１）であり、時刻ｔｓ１－１（ｎ）で検出されたＩｄｃ１は、Ｉｕ１に等しい。また、図４より、時刻ｔ１（ｎ）～ｔ２（ｎ）においては、第２の電圧ベクトルは、Ｖ１（２）であり、時刻ｔｓ１－１（ｎ）で検出されたＩｄｃ２は、Ｉｕ２に等しい。

　次に、時刻ｔ２（ｎ）において、Ｓｖｐ１、Ｓｖｐ２を１とし、そのスイッチングパターンを時刻ｔ３（ｎ）まで継続する。図３、図４より、時刻ｔ２（ｎ）～ｔ３（ｎ）において、第１の電圧ベクトルは、Ｖ２（１）、第２の電圧ベクトルは、Ｖ２（２）である。電流検出器４ａ、４ｂは、時刻ｔ２（ｎ）～ｔ３（ｎ）における、時刻ｔｓ１－２（ｎ）にて、再度、Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を検出する。ずらし時間Δｔ２は、ずらし時間Δｔ１と同様に「第１の所定値」以上に設定される。一般的には、Δｔ１＝Δｔ２に設定される。

　図３より、時刻ｔ２（ｎ）～ｔ３（ｎ）においては、第１の電圧ベクトルは、Ｖ２（１）であり、時刻ｔｓ１－２（ｎ）で検出されたＩｄｃ１は、－Ｉｗ１に等しい。また、図４より、時刻ｔ２（ｎ）～ｔ３（ｎ）においては、第２の電圧ベクトルは、Ｖ２（２）であり、時刻ｔｓ１－２（ｎ）で検出されたＩｄｃ２は、－Ｉｗ２に等しい。

　以上より、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｗ１、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｗ２が検出できたので、三相電流の和が零なることを利用すると、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１（＝－Ｉｕ１－Ｉｗ１）、Ｉｗ１、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２（＝－Ｉｕ２－Ｉｗ２）、Ｉｗ２を検出できる。

　そして、時刻ｔ３（ｎ）にて、Ｓｗｐ１、Ｓｗｐ２を１とする。Ｓｕｐ１～Ｓｗｐ２のパルス幅（「１」を継続する時間）は、各スイッチに対応するオンデューティＤｓｕｐ１、Ｄｓｗｐ２とスイッチング周期Ｔｓｗとの乗算値によって定まる。

　以上より、本実施の形態１では、第１最大相電圧Ｅｍａｘ１に対応する相の上側アーム素子のスイッチ、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相の上側アーム素子のスイッチ、第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１に対応する相の上側アーム素子のスイッチの順に、第１の所定値以上に設定されたΔｔ１やΔｔ２だけ時刻をずらしてオンしている。

　そして、このようなスイッチングにより、図３に示す、Ｉｄｃ１から、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち、２相を検出できる２種類の第１の電圧ベクトルを形成し、図４に示す、Ｉｄｃ２から、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２のうち、２相を検出できる２種類の第２の電圧ベクトルを形成する。

　しかしながら、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相の電圧指令値によっては、Ｉｄｃ１から第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち、２相を検出できる２種類の第１の電圧ベクトルを形成することができず、結果として、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出することができない場合がある。

　例えば、図１０は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図９とは別の動作説明図であり、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出することができない場合を例示している。

　図１０では、Ｖｖ１’が小さく、Ｄｓｖｐ１・ＴｓｗがΔｔ２より小さくなった状態を示している。この状態では、時刻ｔ２（ｎ）でＳｖｐ１をオンすると、時刻ｔ３（ｎ）よりも前にオフしてしまい、第１の電圧ベクトルＶ２（１）がずらし時間Δｔ２の区間に渡って形成できない。

　また、図１１は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図９、図１０とは別の動作説明図であり、図１０と同様に、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出することができない場合を例示している。

　図１１では、Ｖｖ１’が大きく、Ｄｓｖｐ１・ＴｓｗがＴｓｗ－Δｔ１より大きくなった状態を示している。この状態では、スイッチング周期Ｔｓｗが終了する時刻ｔ４（ｎ）でＳｖｐ１をオフした場合においても、時刻ｔ２（ｎ）よりも前でＳｖｐ１をオンしなければ、Ｄｓｖｐ１・Ｔｓｗに対応したパルス幅が出せない。この結果として、Ｖ１（１）がずらし時間Δｔ１の区間に渡って形成できない。

　第２の電圧印加器３ｂについても同様であり、先の図９において、Ｖｖ２’が小さい場合には、Ｖ２（２）がずらし時間Δｔ２の区間に渡って形成できない。また、Ｖｖ２’が大きい場合には、Ｖ１（２）がずらし時間Δｔ１の区間に渡って形成できない。

　この課題は、特許文献１に記載されたスイッチング周期（特許文献１における制御周期）Ｔｓｗを増大させることで解決できる。ずらし時間Δｔ１やずらし時間Δｔ２を固定時間とすると、Ｔｓｗを増大させることで、Ｔｓｗに占めるずらし時間Δｔ１やずらし時間Δｔ２の割合が低下する。このため、先に述べた中間相電圧が小さくＤｓｖｐ１が小さい場合や、中間相電圧が大きくＤｓｖｐ１が大きい場合にも、電流検出が可能となる。

　しかしながら、Ｔｓｗを増大させると、Ｔｓｗの逆数で与えられるスイッチング周波数が低下し、その周波数が可聴域に入ると、スイッチング周波数成分の騒音が増大する課題が生じる。例えば、交流回転機１ａが電動パワーステアリング用モータの場合、スイッチング周波数が２０ｋＨｚ以上（可聴域の帯域外）に設定される。

　これは、人間の可聴域が２０Ｈｚ～２０ｋＨｚであり、２０ｋＨｚ以上（可聴域の帯域外）に設定することで、スイッチング周波数成分の音が人間の耳には聞えないからである。しかしながら、ずらし時間Δｔ１やずらし時間Δｔ２を確保するためにスイッチング周波数を２０ｋＨｚより低下させると、スイッチング周波数成分の音が人間の耳に聞こえてしまい、結果として騒音となってしまう。

　また、このような騒音を避けるために、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１がずらし時間Δｔ１やΔｔ２を確保できる範囲になるように、第１の電圧指令の振幅を制限してしまうと、交流回転機１ａに印加される電圧が制限され、交流回転機１ａにより、高い出力が発生できないといった別の課題が生じる。

　続いて、第１の検出可否判定器１２ａおよび第２の検出可否判定器１２ｂについて説明する。図１２は、本発明の実施の形態１における第１の検出可否判定器１２ａおよび第２の検出可否判定器１２ｂの機能に関する説明図である。

　具体的には、第１の検出可否判定器１２ａは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相の電圧指令値が第１の所定値Ｖｓ１以下、かつ第２の所定値Ｖｓ２以上の範囲か否かを判別し、第１の電流検出器４ａが第１の３相電流を検出可能か判別する。同様に、第２の検出可否判定器１２ｂは、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２に対応する相の電圧指令値が第１の所定値Ｖｓ１以下、かつ第２の所定値Ｖｓ２以上の範囲か否かを判別し、第２の電流検出器４ｂが第２の３相電流を検出可能か判別する。

　ここで、第１の中間相電圧Ｅｍｉｄ１や第２の中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第１の所定値Ｖｓ１と等しければ、中間相電圧における上側アーム素子のＴｓｗにおけるオン時間が、Ｔｓｗ－Δｔ１に等しいことを意味している。従って、第１の所定値Ｖｓ１は、ずらし時間Δｔ１を確保できる上限値に相当する。

　一方、第１の中間相電圧Ｅｍｉｄ１や第２の中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第２の所定値Ｖｓ２と等しければ、中間相電圧における上側アーム素子のＴｓｗにおけるオン時間が、Δｔ２を確保できることを意味している。従って、第２の所定値Ｖｓ２は、ずらし時間Δｔ２を確保できる下限値である。

　図１２（ａ）は、図７（ｂ）に示した第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’を点線、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１を実線、第１の所定値Ｖｓ１および第２の所定値Ｖｓ２を一点鎖線で示す。ここでは、
　　Ｖｓ１＝０．４Ｖｄｃ１
　　Ｖｓ２＝－０．４Ｖｄｃ１
に設定する。

　図１２（ｂ）は、第１の検出可否判定器１２ａの出力である。第１の検出可否判定器１２ａは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１が第１の所定値Ｖｓ１以下、かつ第２の所定値Ｖｓ２以上の範囲内か範囲外かを判別することで、第１の３相電流が検出可能か否かを判別する。そして、第１の検出可否判定器１２ａは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１が第１の所定値Ｖｓ１以下、かつ第２の所定値Ｖｓ２以上の範囲内であれば１、範囲外であれば０となる第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１を出力する。

　図１２（ｃ）は、図８（ｂ）に示した第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’を点線、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２を実線、第１の所定値Ｖｓ１および第２の所定値Ｖｓ２を一点鎖線で示す。

　図１２（ｄ）は、後の実施の形態で詳述する第２の検出可否判定器１２ｂの出力である。第２の検出可否判定器１２ｂは、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第１の所定値Ｖｓ１以下、かつ第２の所定値Ｖｓ２以上の範囲内か範囲外かを判別することで、第２の３相電流が検出可能か否かを判別する。そして、第２の検出可否判定器１２ｂは、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第１の所定値Ｖｓ１以下、かつ第２の所定値Ｖｓ２以上の範囲内であれば１、範囲外であれば０となる第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２を出力する。

　第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に着目すると、電圧位相角θｖで６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５、６）度近傍で０となる。第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に着目すると、電圧位相角θｖで３０＋６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５）度近傍で０となる。

　よって、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１と第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２とでは、０となる電圧位相角θｖが互いに３０度ずれており、ｆｌａｇ＿１が０のとき、ｆｌａｇ＿２は１であり、逆に、ｆｌａｇ＿２が０のとき、ｆｌａｇ＿１は１である。よって、ｆｌａｇ＿１とｆｌａｇ＿２が同時に０になることはなく、少なくとも一方は、１であることがわかる。

　図１３は、本発明の実施の形態１における第１の検出可否判定器１２ａの一連動作を示したフローチャートである。ステップＳ１０００ａにおいて、第１の検出可否判定器１２ａは、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１を演算する。

　ステップＳ１０００ｂにおいて、第１の検出可否判定器１２ａは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１が第１の所定値Ｖｓ１以下であるか否かを判定し、第「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ１０００ｃへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ１０００ｅへ進む。

　ステップＳ１０００ｃに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ａは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１が第２の所定値Ｖｓ２以上であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ１０００ｄへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ１０００ｅへ進む。

　ステップＳ１０００ｄに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ａは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に１を代入する。一方、ステップＳ１０００ｅに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ａは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に０を代入する。

　切替器７ａは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１が１の場合には、第１の３相電流を検出可能であると判定し、第１の３相電流から求めた回転二軸上の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を、それぞれＩｄ’、Ｉｑ’として出力する。また、切替器７ａ歯、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１が０の場合には、第１の３相電流を検出不可能と判定し、第２の３相電流から求めた回転二軸上の電流Ｉｄ、Ｉｑを、それぞれＩｄ’、Ｉｑ’として出力する。

　本発明では、検出不可となっている巻線の電流を、推定和電流から算出する推定和電流演算器１４を備えていることで技術的特徴としている。そこで、以下では、推定和電流演算器１４の機能について説明する。

　変調率が１００％を超える領域での使用時には、第１巻線の電流と第２巻線の電流には電気角周波数の６倍の周波数（以下電気角６次という）の電流リプルが発生する。ただし、両巻線の位相差が３０ｄｅｇあるため、位相が１８０ｄｅｇ異なる信号となっている。図１４は、本発明の実施の形態１における第１巻線の電流と第２巻線の電流との関係を示した図である。

　図１４のような関係を有することで、磁石トルクで発生するトルクリプルは相殺できる。しかしながら、電圧飽和により所望の電圧ベクトルが出力できない電気角領域では、第１巻線の電流と第２巻線の電流は、異なる値となることになる。

　第１巻線の電流が検出不可となった場合に第２巻線の電流をそのまま用いると、第１巻線の電圧指令に逆位相の電気角６次の信号が重畳されることになる。したがって、本来持っていた電気角６次の振幅よりも大きな振幅の電気角６次のリプルを生じることになる。

　この成分で生じたトルクリプルは、位相差の異なる第２巻線の電流により相殺できないため、出力トルクに電気角６次のトルクリプルとして表れる。そこで、本実施の形態１における推定和電流演算器１４では、単に第２巻線の電流を第１巻線の電流として用いた場合に、無駄に大きくなってしまう電流リプルを抑制するために、推定和電流を用いた推定を行っている。

　図１４を見てわかるように、第１巻線の電流と第２巻線の電流の和は一定となっている。そこで、推定和電流演算器１４は、この関係を利用して、推定和電流を算出する。図１５は、本発明の実施の形態１における推定和電流演算器１４による一連処理を示したフローチャートである。

　ステップＳ１１００において、推定和電流演算器１４は、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１が１と等しいか否かを判定する。そして、推定和電流演算器１４は、ステップＳ１１００においてｆｌａｇ＿１が１に等しく、「ＹＥＳ」である場合には、ステップＳ１１０１へ進む。そして、ステップＳ１１０１に進んだ場合には、推定和電流演算器１４は、第１巻線の電流Ｉｄ１と第２巻線の電流Ｉｄ２の和をＩｄｓｕｍ＿ｃａｌに、第１巻線の電流Ｉｑ１と第２巻線の電流Ｉｑ２の和をＩｑｓｕｍ＿ｃａｌに代入する。

　一方、推定和電流演算器１４は、ステップＳ１１００においてｆｌａｇ＿１が１に等しくなく、「ＮＯ」である場合には、処理の初めに戻り、推定和電流Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌおよびＩｑｓｕｍ＿ｃａｌとして、前回値を保持する。

　図１６は、本発明の実施の形態１における推定和電流演算器１４の内部構成を示すブロック図の一例である。推定和電流演算器１４は、入力Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｑ１、Ｉｑ２、ｆｌａｇ＿１に対して、Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ、Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌを出力する。

　加算器１２００は、Ｉｄ１とＩｄ２を加算して、Ｉｄｓｕｍ＿ｔｍｐを出力する。切換器１２０２は、ｆｌａｇ＿１に従い、加算器１２００により今回算出されたＩｄｓｕｍ＿ｔｍｐ、または前回の出力値であるＩｄｓｕｍ＿ｃａｌのいずれかを選択切り替えして出力する。

　すなわち、切換器１２０２は、ｆｌａｇ＿１が０の場合、つまり第１巻線の電流を検出不可能と判定している場合には、Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌの前回値を出力し、ｆｌａｇ＿１が１の場合、つまり第１巻線の電流を検出可能と判定している場合には、Ｉｄｓｕｍ＿ｔｍｐを出力する。

　一方、加算器１２０１は、Ｉｑ１とＩｑ２をで加算して、Ｉｑｓｕｍ＿ｔｍｐを出力する。切換器１２０３は、ｆｌａｇ＿１に従い、加算器１２０１により今回算出されたＩｑｓｕｍ＿ｔｍｐ、または前回の出力値であるＩｑｓｕｍ＿ｃａｌのいずれかを選択切り替えして出力する。

　すなわち、切換器１２０３は、ｆｌａｇ＿１が０の場合、つまり第１巻線の電流を検出不可能と判定している場合には、Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌの前回値を出力し、ｆｌａｇ＿１が１の場合、つまり第１巻線の電流を検出可能と判定している場合には、Ｉｑｓｕｍ＿ｔｍｐを出力する。

　なお、本実施の形態１では、推定和電流演算器１４と切換器７ａを分け、推定和電流を演算した後に、検出可否判定器から出力されたｆｌａｇ＿１により切り換える構成となっている。しかしながら、推定和電流を一旦演算するということは必須ではない。すなわち、推定和電流演算器１４と切換器７ａの処理を一気に行うような、つまり推定和電流演算器１４を包含するような切換器７ｂを用いる構成としてもよいことは、いうまでもない。

　また、推定和電流Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌおよびＩｑｓｕｍ＿ｃａｌを演算するのに各巻線の電流を用いたが、本発明は、これに限定されるものではない。例えば、制御器８０６によって検出電流は電流指令にほぼ追従するため、下式（２３）、（２４）のように、電流指令の２倍として推定和電流を算出する推定和電流演算器１４ａを、推定和電流演算器１４の代わりに採用してもよい。なお、電流指令を用いて推定和電流を算出する場合には、今回の電流指令を用いてもよいことはいうまでもない。
　　Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ＝２×Ｉｄ＊　　　　　　　　　　　　　（２３）
　　Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌ＝２×Ｉｑ＊　　　　　　　　　　　　　（２４）

　以上のように、実施の形態１によれば、第１の電圧指令に基づいて第１の電流検出器４ａが第１巻線の電流を検出可能か判定している。そして、検出可能と判定した場合には、第１巻線の電流に基づいて第１の電圧指令を演算し、検出不可能と判定した場合には、第２巻線の電流と推定和電流に基づいて第１の電圧指令を演算している。

　このような構成を備えることで、特許文献１のようにスイッチング周期Ｔｓｗを長くすることなく、また、第１中間相電圧がずらし時間を確保できる範囲になるように第１の電圧指令の振幅を制限する必要もなしに、第１の電圧指令および第２の電圧指令の振幅を大きくすることが可能となる。この結果、交流回転機１ａの低騒音を維持した状態で、高出力化が可能となる効果を得ることができる。

　実施の形態２．
　本実施の形態２における交流回転機の制御装置は、第１の検出可否検出器１２ｂにおける演算処理が、先の実施の形態１における第１の検出可否判定器１２ａと異なっている。そこで、本実施の形態２における第１の検出可否判定器１２ｂの演算処理を中心に、以下に説明する。

　図１７は、本発明の実施の形態２における第１の検出可否判定器１２ｂの一連動作を示したフローチャートである。ステップＳ２０００ａにおいて、第１の検出可否判定器１２ｂは、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１最大相電圧Ｅｍａｘ１、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１、第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１を演算する。

　ステップＳ２０００ｂにおいて、第１の検出可否判定器１２ｂは、第１最大相電圧と第１中間相電圧との差（Ｅｍａｘ１－Ｅｍｉｄ１）が、第３の所定値Ｖｓ３以上であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ２０００ｃへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ２０００ｅへ進む。

　ステップＳ２０００ｃに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ｂは、第１中間相電圧と第１最小相電圧との差（Ｅｍｉｄ１－Ｅｍｉｎ１）が、第３の所定値Ｖｓ３以上であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ２０００ｄへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ２０００ｅへ進む。

　ステップＳ２０００ｄに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ｂは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に１を代入する。一方、ステップＳ２０００ｅに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ｂは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に０を代入する。

　ここで、第３の所定値Ｖｓ３は、ずらし時間Δｔ１またはずらし時間Δｔ２と、スイッチング周期Ｔｓｗとの比に基づいて決めればよい。例えば、ずらし時間Δｔ１＝Δｔ２＝５μｓ、スイッチング周期Ｔｓｗとすると、第３の所定値Ｖｓ３は、Δｔ１／Ｔｓｗ・Ｖｄｃ＝０．１Ｖｄｃとなる。

　図１８は、本発明の実施の形態２における第３の所定値Ｖｓ３を０．１Ｖｄｃに設定した場合の、先の図１７の各ステップに対応する波形を示した図である。図１８（ａ）は、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’の波形である。図１８（ｂ）は、ステップＳ２０００ａに対応する第１最大相電圧Ｅｍａｘ１、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１、第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１の各波形である。

　図１８（ｃ）は、ステップＳ２０００ｂに対応する第１最大相電圧と第１中間相電圧との差Ｅｍａｘ１－Ｅｍｉｄ１、およびステップＳ２０００ｃに対応する第１中間相電圧と第１最小相電圧との差Ｅｍｉｄ１－Ｅｍｉｎ１の各波形である。さらに、図１８（ｄ）は、ステップＳ２０００ｄおよびステップＳ２０００ｅに対応する第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１の波形である。

　本実施の形態２に示すように、第１最大相電圧と第１中間相電圧との差、第１中間相電圧と第１最小相電圧との差、を演算し、それらの値が第３の所定値未満となった場合に、第１巻線の電流を検出不可と判定することによっても、先の実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

　また、本実施の形態２では、オフセット演算器１１ａの出力である第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１の検出可否判定器１２ｂが第１巻線の電流の検出可否を判定した。しかしながら、オフセット演算器１１ａの入力である第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’の代わりに代入して演算しても、Ｅｍａｘ１－Ｅｍｉｄ１やＥｍｉｄ１－Ｅｍｉｎ１の演算結果は同じとなる。

　従って、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を、第１の検出可否判定器１２ｂに入力する構成としても、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて演算する場合と同等の効果が得られる。

　また、本実施の形態２においても、推定和電流演算器１４の代わりに、推定和電流演算器１４ａを用いても、同様の効果が得られる。

　実施の形態３．
　本実施の形態３における交流回転機の制御装置は、第１の検出可否判定器１２ｃにおける演算処理が、先の実施の形態１における第１の検出可否判定器１２ａと異なっている。そこで、本実施の形態３における第１の検出可否判定器１２ｃの演算処理を中心に、以下に説明する。

　本実施の形態３における第１の検出可否検出器１２ｃは、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、下式（２５）により、電圧位相角θｖを演算し、電圧位相角θｖの領域に応じて、第１巻線の電流の検出可否を判定する。

　先の実施の形態１においては、電圧位相角θｖが６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５、６）度近傍で、第１巻線の電流の検出ができないことを示した。そこで、第１の検出可否判定器１２ｃは、第１の電圧指令に基づく演算によって得たθｖが、６０×ｘ－α以上、６０×ｘ＋α以下（ただし、α：マージン）の範囲内にある場合には、検出不可と判定し、ｆｌａｇ＿１として０を出力し、範囲外にある場合には、検出可と判定し、ｆｌａｇ＿１として１を出力する。

　ここで、マージンαは、ずらし時間Δｔ１、Δｔ２や第１の電圧指令の最大値等によって決定するが、３０度以内の大きさである。

　本実施の形態３に示すように、第１の電圧指令の電圧位相角に応じて、第１巻線の電流の検出判定の可否を判定することによっても、先の実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

　なお、本実施の形態３では、オフセット演算器１１ａの出力である第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１の検出可否判定器１２ｃが第１巻線の電流の検出可否を判定した。しかしながら、オフセット演算器１１ａの入力である第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’の代わりに代入して演算しても、上式（２６）の演算結果は同じとなる。

　従って、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を、第１の検出可否判定器１２ｃに入力する構成としても、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて演算する場合と同等の効果が得られる。

　その他、回転二軸の電圧指令Ｖｄ、Ｖｑに基づいて電圧位相角θｖを求める方式など、電圧指令に基づいて電圧位相角θｖを求めた上で、電圧位相角θｖに基づいて第１巻線の電流の検出可否を判定する方法は、すべて本発明に含まれる。

　また、本実施の形態３においても、推定和電流演算器１４の代わりに、推定和電流演算器１４ａを用いても、同様の効果が得られる。

　実施の形態４．
　本実施の形態４における交流回転機の制御装置は、第１の検出可否判定器１２ｄにおける演算処理が、先の実施の形態１～３における第１の検出可否判定器１２ａ、１２ｂ、１２ｃと異なっている。そこで、本実施の形態４における第１の検出可否判定器１２ｄによる演算処理を中心に、以下に説明する。

　図１９は、本発明の実施の形態４における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。本実施の形態４では、第１の検出可否検出器１２ｄが、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’の代わりに、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいて、電圧位相角θｖを下式（２６）より演算し、電圧位相角θｖの領域に応じて、第１巻線の電流の検出可否を判定している。

　先の実施の形態１では、電圧位相角θｖが、６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５、６）度近傍で、第１巻線の電流の検出ができないことを示した。そこで、第１の検出可否判定器１２ｄは、第２の電圧指令に基づく演算によって得たθｖが、６０×ｘ－α以上、６０×ｘ＋α以下の範囲内にある場合には、第１巻線の電流を検出不可と判定し、ｆｌａｇ＿１として０を出力する。一方、第１の検出可否判定器１２ｄは、θｖが範囲外にある場合には、第１巻線の電流を検出可能と判定し、ｆｌａｇ＿１として１を出力する。

　なお、マージンαは、ずらし時間Δｔ１、Δｔ２や、第１の電圧指令の最大値等によって決定するが、３０度以内の大きさである。

　以上のように、実施の形態４によれば、第２の電圧指令の電圧位相角を演算し、演算した電圧位相角の領域に応じて、第１巻線の電流の検出判定の可否を判定する構成を備えている。このような構成を用いることによっても、先の実施の形態１～３と同等の効果を得ることができる。

　なお、本実施の形態４では、オフセット演算器１１ｂの出力である第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいて、第１の検出可否判定器１２ｄが第１巻線の電流の検出可否を判定した。しかしながら、オフセット演算器１１ｂの出力である第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’の代わりに、オフセット演算器１１ｂの入力である第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を代入して演算しても、上式（２６）の演算結果は同じとなる。

　従って、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を第１の検出可否判定器１２ｄに入力する構成とした場合にも、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいて演算する場合と同等の効果が得られる。

　また、先の実施の形態３から得た第１の電圧指令に基づく電圧位相角θｖと、実施の形態４から得た第２の電圧指令に基づく電圧位相角θｖとの平均を演算し、その平均化された電圧位相角θｖに基づいて、第１巻線の電流の検出可否を判定してもよい。この場合には、平均化されることによって、電圧位相角θｖに含まれるノイズ成分が抑制される効果を得ることができる。

　また、本実施の形態４においても、推定和電流演算器１４の代わりに、推定和電流演算器１４ａを用いても、同様の効果が得られる。

　実施の形態５．
　図２０は、本発明の実施の形態５における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の実施の形態１～４と異なるのは、本実施の形態５では、第１の電流検出器４ａ、第２の電流検出器４ｂ、第１の検出可否検出器１２ａの代わりに、第１の電流検出器４ｃ、第２の電流検出器４ｄ、第１の検出可否検出器１２ｅを備えて構成されている点である。そこで、この相違点を中心に、以下に説明する。

　本実施の形態５における第１の電流検出器４ｃは、シャント抵抗や計器用変流器（ＣＴ）等の電流センサを、第１の電圧印加器３ａの各相下側アーム素子（Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１）に対して直列に接続するように設けられている。

　図２１は、本発明の実施の形態５における半導体スイッチＳｕｐ１～Ｓｗｎ１のオンオフ状態に応じた第１の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１）と、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１との関係を示した図である。第１の電流検出器４ｃは、図２１に示した関係に基づいて、半導体スイッチＳｕｐ１～Ｓｗｎ１のオンオフ状態に応じた第１の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１）から、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を個別に検出する。

　本実施の形態５では、各相下アーム素子に直列に電流センサを設ける構成としたので、下側アーム素子がオンしている相のみ、電流検出が可能である。例えば、第１の電圧ベクトルＶ１（１）の場合、オンしているスイッチは、Ｓｕｐ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１である。従って、Ｕ１相は、上側アーム素子がオン、Ｖ１相およびＷ１相は、下側アーム素子がオンしているため、Ｖ１相を流れる電流Ｉｖ１、およびＷ１相を流れる電流Ｉｗ１のみが検出可能であり、Ｕ１相を流れる電流Ｉｕ１は、検出不可能である。このため、Ｉｕ１は、Ｉｖ１とＩｗ１を用いて、３相電流の和が零となることを利用して検出される。

　よって、第１の電圧ベクトルＶ１（１）のとき、Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１相に設けられた電流センサに流れる電流Ｉｕ１＿ｓ、Ｉｖ１＿ｓ、Ｉｗ１＿ｓは、それぞれ０、－Ｉｖ１、－Ｉｗ１となる（図２１参照）。同様に、第１の電圧ベクトルがＶ３（１）、Ｖ５（１）における電流センサに流れる電流Ｉｕ＿ｓ、Ｉｖ＿ｓ、Ｉｗ＿ｓは、図２１に示すとおりである。

　第１の電圧ベクトルがＶ２（１）、Ｖ４（１）、Ｖ６（１）の場合には、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち、１相しか検出できない。このため、３相分の電流を得ることはできない。

　第１の電流検出器４ｃと同様に、本実施の形態５における第２の電流検出器４ｄは、シャント抵抗や計器用変流器（ＣＴ）等の電流センサを、第２の電圧印加器３ｂの各相下側アーム素子（Ｓｕｎ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｎ２）に対して直列に接続するように設けられている。

　図２２は、本発明の実施の形態５における半導体スイッチＳｕｐ２～Ｓｗｎ２のオンオフ状態に応じた第２の電圧ベクトルＶ０（２）～Ｖ７（２）と、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２との関係を示した図である。第２の電流検出器４ｄは、図２２にした関係に基づいて、半導体スイッチＳｕｐ２～Ｓｗｎ２のオンオフ状態に応じた第２の電圧ベクトルＶ０（２）～Ｖ７（２）から、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を個別に検出する。

　本実施の形態５では、各相下アーム素子に直列に電流センサを設ける構成としたので、下側アーム素子がオンしている相のみ、電流検出が可能である。例えば、第２の電圧ベクトルＶ１（２）の場合、オンしているスイッチは、Ｓｕｐ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｎ２である。従って、Ｕ２相は、上側アーム素子がオン、Ｖ２相およびＷ２相は、下側アーム素子がオンしているため、Ｖ２相を流れる電流Ｉｖ２、およびＷ２相を流れる電流Ｉｗ２のみが検出可能であり、Ｕ２相を流れる電流Ｉｕ２は、検出不可能である。このため、Ｉｕ２は、Ｉｖ２とＩｗ２を用いて、３相電流の和が零となることを利用して検出される。

　よって、第２の電圧ベクトルＶ１（２）のとき、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２相に設けられた電流センサに流れる電流Ｉｕ２＿ｓ、Ｉｖ２＿ｓ、Ｉｗ２＿ｓは、それぞれ０、－Ｉｖ２、－Ｉｗ２となる（図２２参照）。同様に、第２の電圧ベクトルがＶ３（２）、Ｖ５（２）における電流センサに流れる電流Ｉｕ２＿ｓ、Ｉｖ２＿ｓ、Ｉｗ２＿ｓは、図２２に示すとおりである。

　第２の電圧ベクトルがＶ２（２）、Ｖ４（２）、Ｖ６（２）の場合には、第１巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２のうち、１相しか検出できない。このため、３相分の電流を得ることはできない。

　図２３は、本発明の実施の形態５における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ｃ、４ｄにおける電流検出タイミングに関する動作説明図である。具体的には、第１の電圧印加器３ａの半導体スイッチＳｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１、および第２の電圧印加器３ｂの半導体スイッチＳｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２のオンオフパターンと、第１の電流検出器４ｃおよび第２の電流検出器４ｄにおける、スイッチング周期Ｔｓｗ内での電流検出タイミングとの関係を示した図である。

　図２３においては、先の図９と同様に、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に関して、大きい順に第１最大相電圧Ｅｍａｘ１、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１、第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１としたとき、上式（１７）～（１９）の関係があるものとする。

　同様に、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に関して、大きい順に第２最大相電圧Ｅｍａｘ２、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２、第２最小相電圧Ｅｍｉｎ２としたとき、上式（２０）～（２２）の関係があるものとする。

　時刻ｔ１（ｎ）において、Ｓｕｐ１、Ｓｕｐ２を１、かつＳｖｐ１、Ｓｗｐ１、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２を０とし、Δｔ１経過後の時刻ｔ２（ｎ）まで継続する。図２１、図２２より、時刻ｔ１（ｎ）～ｔ２（ｎ）において、第１の電圧ベクトルは、Ｖ１（１）、第２の電圧ベクトルは、Ｖ１（２）である。時刻ｔ１（ｎ）～ｔ２（ｎ）における、時刻ｔｓ１－１（ｎ）にて、第１巻線の電流を検出する。

　第１の電圧ベクトルは、Ｖ１（１）であるから、図２１より、Ｉｖ１＿ｓ、Ｉｗ１＿ｓは、それぞれＩｖ１、Ｉｗ１に等しく、Ｉｕ１は、Ｉｖ１とＩｗ１から、３相電流の和が零となることを利用して求める。

　また、時刻ｔｓ１－１（ｎ）にて、第２巻線の電流を検出し、第２の電圧ベクトルは、Ｖ１（２）であるから、図２２より、Ｉｖ２＿ｓ、Ｉｗ２＿ｓは、それぞれＩｖ２、Ｉｗ２に等しく、Ｉｕ２は、Ｉｖ２とＩｗ２から、３相電流の和が零となることを利用して求める。

　次に、時刻ｔ２（ｎ）において、Ｓｖｐ１、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ１、Ｓｗｐ２を１とする。Ｓｕｐ１～Ｓｗｐ２のパルス幅（「１」を継続する時間）は、各スイッチに対応するオンデューティＤｓｕｐ１～Ｄｓｗｐ２とスイッチング周期Ｔｓｗとの乗算値によって定まる。

　以上より、本実施の形態５では、上側アーム素子のスイッチを、第１最大相電圧Ｅｍａｘ１に対応する相をまずオンし、それからΔｔ１だけ時刻をずらして第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相および第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１をオンしている。そして、このようなスイッチングにより、図２１に示す、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち、２相を検出できる第１の電圧ベクトル（Ｖ１（１）またはＶ３（１）またはＶ５（１））を形成し、図２２に示す、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２のうち、２相を検出できる第２の電圧ベクトル（Ｖ１（２）またはＶ３（２）またはＶ５（２））を形成する。

　しかしながら、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相の電圧指令値によっては、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち、１相しか検出できない場合が生じる。このような場合を、図２３の例で説明する。

　Ｖｖ１が第１の所定値Ｖｓ１より大きい場合には、Ｄｓｖｐ１・ＴｓｗがＴｓｗ－Δｔ１より大きくなると、スイッチング周期Ｔｓｗが終了する時刻ｔ４（ｎ）でオフした場合においても、時刻ｔ２（ｎ）よりも前でオンしなければ、Ｄｓｖｐ１・Ｔｓｗに対応したパルス幅が出ない。この結果として、Δｔ１の区間においてＶ１（１）を形成できず、第１巻線の電流が検出できない。

　さらに、第２の電圧印加器３ｂについても、同様に、図２３において、Ｖｖ２’が第１の所定値Ｖｓ１より大きい場合には、ずらし時間Δｔ１の区間でＶ１（２）を形成できず、第２巻線の電流が検出できない。

　図２４は、本発明の実施の形態５における第１の検出可否判定器１２ｅの機能に関する説明図である。具体的には、第１の検出可否判定器１２ｅは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相の電圧指令値および第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２に対応する相の電圧指令値が第１の所定値Ｖｓ１以下の範囲か否かを判別している。図２４（ａ）は、図７（ｂ）に示した第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’を点線、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１を実線、第１の所定値Ｖｓ１を一点鎖線で示す。先の実施の形態１の図１２と同様に、Ｖｓ１＝０．４Ｖｄｃ１に設定する。

　図２４（ｂ）は、第１の検出可否判定器１２ｅの出力である。第１の検出可否判定器１２ｅは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１が第１の所定値Ｖｓ１以下の範囲内か範囲外かを判別することで、第１巻線の電流が検出可能か否かを判定し、第１の所定値Ｖｓ１以下の範囲内であれば１、範囲外であれば０となる第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１を出力する。

　図２４（ｃ）は、図８（ｂ）に示した第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’を点線、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２を実線、Ｖｓ１を一点鎖線で示している。図２４（ｄ）は、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第１の所定値Ｖｓ１以下の範囲内か範囲外かを判別する第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２であり、第１の所定値Ｖｓ１以下の範囲内であれば１、範囲外であれば０となる。

　なお、この第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２は、後の実施の形態で用い、本実施の形態では用いないが、図２４では、説明用として記載している。

　第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に着目すると、電圧位相角θｖで６０＋１２０×ｘ（ｘ：０、１、２）度近傍で０となる。第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に着目すると、電圧位相角θｖで９０＋１２０×ｘ（ｘ：０、１、２）度近傍で０となる。よって、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１と第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２とでは、０となる電圧位相角θｖは互いに３０度ずれており、ｆｌａｇ＿１が０のとき、ｆｌａｇ＿２は１であり、逆に、ｆｌａｇ＿１が１のとき、ｆｌａｇ＿２は０である。

　図２５は、本発明の実施の形態５における第１の検出可否判定器１２ｅの一連動作を示したフローチャートである。ステップＳ４０００ａにおいて、第１の検出可否判定器１２ｅは、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１を演算する。ステップＳ４０００ｂにおいて、第１の検出可否判定器１２ｅは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１が第１の所定値Ｖｓ１以下であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ４０００ｃへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ４０００ｄへ進む。

　ステップＳ４０００ｃに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ｅは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に１を代入する。一方、ステップＳ４０００ｅに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ｅは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に０を代入する。

　以上のように、実施の形態５によれば、第１の電圧印加器の各相下側アーム素子を流れる電流に基づいて第１巻線の電流を検出し、第２の電圧印加器の各相下側アーム素子を流れる電流に基づいて第２巻線の電流を検出する構成を備えている。このような構成によっても、先の実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

　なお、ｆｌａｇ＿１は、電圧位相角θｖで６０＋１２０×ｘ（ｘ：０、１、２）度近傍で０となることを示した。そこで、実施の形態１から実施の形態３への変更点を参照することによって、第１の電流検出器が第１の電圧印加器の各相下側アーム素子を流れる電流に基づいて、第１巻線の電流を検出する構成に対しても、第１の電圧指令から演算した電圧位相角θｖに基づいて、第１巻線の検出可否を判定することもできる。

　また、実施の形態１から実施の形態４への変更点を参照することによって、第１の電流検出器が第１の電圧印加器の各相下側アーム素子を流れる電流に基づいて、第１巻線の電流を検出する構成に対しても、第２の電圧指令から演算した電圧位相角θｖに基づいて、第１巻線の検出可否を判定することもできる。

　また、実施の形態５では、第１の電流検出器は、第１の電圧印加器の各相下側アーム素子を流れる電流に基づいて第１巻線の電流を検出し、第２の電流検出器は、第２の電圧印加器の各相下側アーム素子を流れる電流に基づいて第２巻線の電流を検出する構成とした。しかしながら、第１の電流検出器は、第１の電圧印加器の３相中何れか２相の下側アーム素子を流れる電流に基づいて第１巻線の電流を検出し、第２の電流検出器は、第２の電圧印加器の３相中何れか２相の下側アーム素子を流れる電流に基づいて第２巻線の電流を検出する構成としても、同様に実施できるのは言うまでもない。

　さらに、本実施の形態５においても、推定和電流演算器１４の代わりに、推定和電流演算器１４ａを用いても、同様の効果が得られる。

　実施の形態６．
　図２６は、本発明の実施の形態６における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の実施の形態１～５と異なるのは、本実施の形態６では、第１巻線の電流を検出するのに第１の電流検出器４ａを用い、第２巻線の電流を検出するのに第２の電流検出器４ｄを用いている点である。そこで、この相違点を中心に、以下に説明する。

　本実施の形態６では、第１の電圧印加器３ａは、先の実施の形態１で述べた、図９のＳｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１に示すオンオフパターンを発生し、第２の電圧印加器３ｂは、先の実施の形態５で述べた、図２３のＳｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２に示すオンオフパターンを発生する。

　先の実施の形態１の図１２においては、第１の電流検出器４ａにより検出された、第１の電圧印加器３ａの直流母線を流れる電流に基づいて、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出する場合に、電圧位相角θｖで６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５、６）度近傍でｆｌａｇ＿１が０となり、第１巻線の電流を検出できないことを示した。

　また、先の実施の形態５の図２４においては、第２の電流検出器４ｄによって検出された、第２の電圧印加器３ｂの下アーム素子を流れる電流に基づいて、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出する場合に、電圧位相角θｖで９０＋１２０×ｘ（ｘ：０、１、２）度近傍でｆｌａｇ＿２が０となり、第２巻線の電流を検出できないことを示した。

　よって、図２６のような構成を採用した場合にも、ｆｌａｇ＿１とｆｌａｇ＿２は、同時に０となることはなく、ｆｌａｇ＿１とｆｌａｇ＿２の少なくとも一方は、１である。このため、本実施の形態６の構成においても、先の実施の形態１～５と同様に、ｆｌａｇ＿１が１の場合、すなわち、第１巻線の電流が検出可能な場合には、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗに基づいて、第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算し、ｆｌａｇ＿１が０の場合、すなわち、第１巻線の電流が検出不可能な場合には、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２に基づいて、第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算することが可能である。

　以上のように、実施の形態６によれば、第１の電流検出器は、第１の電圧印加器の直流母線を流れる電流に基づいて第１巻線の電流を検出し、第２の電流検出器は、第２の電圧印加器の各相下アーム素子を流れる電流に基づいて第２巻線の電流を検出する構成を備えている。このような構成によっても、先の実施の形態１～５と同等の効果を得ることができる。

　なお、本実施の形態６においても、推定和電流演算器１４の代わりに、推定和電流演算器１４ａを用いても、同様の効果が得られる。

　実施の形態７．
　図２７は、本発明の実施の形態７における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の実施の形態１～６と異なるのは、本実施の形態７では、第１巻線の電流を検出するのに第１の電流検出器４ｃを用い、第２巻線の電流を検出するのに第２の電流検出器４ｂを用いている点である。そこで、この相違点を中心に、以下に説明する。

　実施の形態７では、第１の電圧印加器３ａは、先の実施の形態５で述べた、図２３のＳｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１に示すオンオフパターンを発生し、第２の電圧印加器３ｂは、先の実施の形態１で述べた、図９のＳｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２に示すオンオフパターンを発生する。

　先の実施の形態５の図２４においては、第１の電流検出器４ｃによって検出された、第１の電圧印加器３ａの各相下アーム素子を流れる電流に基づいて、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出する場合に、電圧位相角θｖで６０＋１２０×ｘ（ｘ：０、１、２）度近傍でｆｌａｇ＿１が０となり、第１巻線の電流を検出できないことを示した。

　また、先の実施の形態１の図１２においては、第２の電流検出器４ｂによって検出された、第２の電圧印加器３ｂの直流母線を流れる電流に基づいて、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出する場合に、電圧位相角θｖで３０＋６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５）度近傍でｆｌａｇ＿２が０となり、第２巻線の電流を検出できないことを示した。

　よって、図２７のような構成を採用した場合にも、ｆｌａｇ＿１とｆｌａｇ＿２は、同時に０となることはなく、ｆｌａｇ＿１とｆｌａｇ＿２の少なくとも一方は、１である。このため、本実施の形態７の構成においても、先の実施の形態１～５と同様に、ｆｌａｇ＿１が１の場合、すなわち、第１巻線の電流が検出可能な場合には、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１に基づいて、第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算し、ｆｌａｇ＿１が０の場合、すなわち、第１巻線の電流が検出不可能な場合には、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２に基づいて、第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算することが可能である。

　以上のように、実施の形態７によれば、第１の電流検出器は、第１の電圧印加器の各相下アーム素子を流れる電流に基づいて第１巻線の電流を検出し、第２の電流検出器は、第２の電圧印加器の直流母線を流れる電流に基づいて第２巻線の電流を検出する構成を備えている。このような構成によっても、先の実施の形態１～６と同等の効果を得ることができる。

　また、本実施の形態７においても、推定和電流演算器１４の代わりに、推定和電流演算器１４ａを用いても、同様の効果が得られる。

　実施の形態８．
　図２８は、本発明の実施の形態８における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の実施の形態１の構成と比較すると、本実施の形態８の構成は、第２の検出可否判定器１３ａをさらに備えるとともに、制御部５ｂの内部構成が異なっている。そこで、この相違点を中心に、以下に説明する。

　第２の検出可否判定器１３ａは、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいて、第２巻線の電流が検出可能であるか否かを判定する第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２を出力する。

　先の実施の形態１において、第２の電流検出器４ｂが第２の電圧印加器３ｂの直流母線を流れる電流に基づいて第２巻線の電流を検出する場合に、第２の中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第１の閾値Ｖｓ１以下、かつ第２の閾値Ｖｓ２以上であるとき、第２巻線の電流を検出可能であり、第２の中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第１の閾値Ｖｓ１超、または第２の閾値Ｖｓ１未満ならば、第２巻線の電流を検出不可能であることを説明した。

　以上の説明に基づいて、本実施の形態８において新たに追加された第２の検出可否判定器１３ａの機能について説明する。図２９は、本発明の実施の形態８における第２の検出可否判定器１３ａの一連動作を示したフローチャートである。ステップＳ７０００ａにおいて、第２の検出可否判定器１３ａは、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいて、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２を演算する。

　ステップＳ７０００ｂにおいて、第２の検出可否判定器１３ａは、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第１の所定値Ｖｓ１以下であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ７０００ｃへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ７０００ｅへ進む。

　ステップＳ７０００ｃに進んだ場合には、第２の検出可否判定器１３ａは、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第２の所定値Ｖｓ２以上であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であればステップＳ７０００ｄへ進み、「ＮＯ」であればステップＳ７０００ｅへ進む。

　ステップＳ７０００ｄに進んだ場合には、第２の検出可否判定器１３ａは、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に１を代入する。一方、ステップＳ７０００ｅに進んだ場合には、第２の検出可否判定器１３ａは、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に０を代入する。

　続いて、本実施の形態８における制御部５ｂについて、制御部５ａからの変更点を中心に、説明する。制御部５ｂ内の推定和電流演算器１４ｂは、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１と、ｆｌａｇ＿１と、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２と、ｆｌａｇ＿２とに基づいて、推定和電流を算出する。

　図３０は、本発明の実施の形態８における推定和電流演算器１４ｂによる一連処理を示したフローチャートである。ステップＳ７１００において、推定和電流演算器１４ｂは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１が１と等しいか否かを判定する。そして、推定和電流演算器１４ｂは、ステップＳ７１００においてｆｌａｇ＿１が１に等しく、「ＹＥＳ」である場合には、ステップＳ７１０１へ進む。

　そして、ステップＳ７１０１に進んだ場合には、推定和電流演算器１４ｂは、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２が１と等しいか否かを判定する。そして、推定和電流演算器１４ｂは、ステップＳ７１０１においてｆｌａｇ＿２が１に等しく、「ＹＥＳ」である場合には、ステップＳ７１０２へ進む。

　そして、ステップＳ７１０２に進んだ場合には、推定和電流演算器１４ｂは、第１巻線の電流Ｉｄ１と第２巻線の電流Ｉｄ２の和をＩｄｓｕｍ＿ｃａｌに、第１巻線の電流Ｉｑ１と第２巻線の電流Ｉｑ２の和をＩｑｓｕｍ＿ｃａｌに代入する。

　一方、推定和電流演算器１４ｂは、ステップＳ７１００において、ｆｌａｇ＿１が１に等しくなく、「ＮＯ」である場合、または、ステップＳ７１０１において、ｆｌａｇ＿２が１に等しくなく、「ＮＯ」である場合には、処理の初めに戻り、推定和電流Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌおよびＩｑｓｕｍ＿ｃａｌとして、前回値を保持する。

　図３１は、本発明の実施の形態８における推定和電流演算器１４ｂの内部構成を示すブロック図の一例である。論理積演算器７２０６は、ｆｌａｇ＿１とｆｌａｇ＿２の論理積をとり、ｆｌａｇ＿ａｌｌを出力する。推定和電流演算器１４ｂは、入力Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｑ１、Ｉｑ２、ｆｌａｇ＿ａｌｌに対して、Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ、Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌを出力する。

　加算器７２００は、Ｉｄ１とＩｄ２を加算して、Ｉｄｓｕｍ＿ｔｍｐを出力する。切換器７２０２は、ｆｌａｇ＿ａｌｌに従い、加算器７２００により今回算出されたＩｄｓｕｍ＿ｔｍｐ、または前回の出力値であるＩｄｓｕｍ＿ｃａｌのいずれかを選択切り替えして出力する。

　すなわち、加算器７２００は、ｆｌａｇ＿ａｌｌが０の場合、つまり第１巻線の電流または第２巻線の電流を検出不可能と判定している場合には、Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌの前回値を出力し、ｆｌａｇ＿ａｌｌが１の場合、つまり第１巻線の電流と第２巻線の電流を検出可能と判定している場合には、Ｉｄｓｕｍ＿ｔｍｐを出力する。

　同様に、加算器７２０１は、Ｉｑ１とＩｑ２を加算して、Ｉｑｓｕｍ＿ｔｍｐを出力する。切換器７２０３は、ｆｌａｇ＿ａｌｌに従い、加算器７２０１により今回算出されたＩｑｓｕｍ＿ｔｍｐ、または前回の出力値であるＩｑｓｕｍ＿ｃａｌのいずれかを選択切り替えして出力する。

　すなわち、加算器７２０１は、ｆｌａｇ＿ａｌｌが０の場合、つまり第１巻線の電流または第２巻線の電流を検出不可能と判定している場合には、Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌの前回値を出力し、ｆｌａｇ＿ａｌｌが１の場合、つまり第１巻線の電流と第２巻線の電流を検出可能と判定している場合には、Ｉｑｓｕｍ＿ｔｍｐを出力する。

　切替器７ｃは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２に基づいて、回転二軸上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’および回転二軸上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’を出力する。

　具体的には、切替器７ｃは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に基づいて、第１巻線の電流が検出可能と判定された場合には、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を、それぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’として出力する。

　また、切替器７ｃは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に基づいて、第１巻線の電流が検出不可能と判定された場合には、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２と推定和電流Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ、Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌから、それぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’を、上式（１）、（２）で算出して出力する。

　また、切替器７ｃは、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に基づいて、第２巻線の電流が検出可能と判定された場合には、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２を、それぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’として出力する。

　また、切替器７ｃは、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に基づいて、第２巻線の電流が検出不可能と判定された場合には、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１と推定和電流Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ、Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌから、それぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’を、下式（２７）、（２８）で算出して出力する。
　　Ｉｄ２’＝Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ－Ｉｄ１　　　　　　　　　　（２７）
　　Ｉｑ２’＝Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌ－Ｉｑ１　　　　　　　　　　（２８）

　以上のように、実施の形態８によれば、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１および第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に基づいて、検出不可能な巻線の電流を推定する構成を備えている。このような構成により、反対の巻線の電流に含まれる電気角６次の電流リプル成分を検出電流に重畳することなく、第１の電圧指令および第２の電圧指令を得ることができる。

　先の実施の形態１～７では、第１巻線の電流が検出不可能な場合に、第２巻線の電流および推定和電流を用いて、第１の電圧指令を演算していた。この場合、先の図１２（ｂ）に示したように、第１巻線の電流が検出不可能な（ｆｌａｇ＿１＝０）場合に相当する、電圧位相角θｖで６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５）度近傍では、第２巻線の電流と推定和電流を用いて、回転二軸上の電流を得ていた。

　これに対して、本実施の形態８では、第１の検出可否判定器に加えて、第２の検出可否判定器を設けた構成を備えている。このような構成により、先の図１２（ｄ）において、第２巻線の電流が検出不可能な場合に、第１巻線の電流および推定和電流を用いて第２の電圧指令を演算できる。

　この結果、本実施の形態８によれば、先の実施の形態１～７の効果に加えて、第２巻線の電流の制御性能を向上させ、交流回転機１ａより発生するトルクリップルや振動、騒音を低減できるといったさらなる効果を得ることができる。

　また、先の実施の形態２を参照することによって、第２の検出可否判定器における、第２巻線の電流の検出可否判定方法として、第２最大相電圧と第２中間相電圧との差、第２中間相電圧と第２最小相電圧との差を演算し、それらの値が第３の所定値未満となった場合に、第２巻線の電流を検出不可と判定することもできる。

　また、先の実施の形態３、４を参照することによって、第１の電圧指令と第２の電圧指令の少なくとも一方から電圧位相角θｖを求め、第２巻線の電流の検出判定の可否を判定することによっても、先の実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

　また、本実施の形態８においても、推定和電流演算器１４ｂの代わりに、推定和電流演算器１４ａに相当するものを用いても、同様の効果が得られる。

　実施の形態９．
　図３２は、本発明の実施の形態９における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。本実施の形態９の構成は、先の実施の形態８の構成と比較すると、制御部５ｂの代わりに制御部５ｃを用いている点が異なっている。そこで、この相違点を中心に、以下に説明する。

　加算器８０１ａは、回転二軸上の電流Ｉｄ１’と回転二軸上の電流Ｉｄ２’との加算値（Ｉｄ１’＋Ｉｄ２’）を出力する。
　加算器８０１ｂは、回転二軸上の電流Ｉｑ１’と回転二軸上の電流Ｉｑ２’との加算値（Ｉｑ１’＋Ｉｑ２’）を出力する。

　減算器８０２ａは、回転二軸上の電流Ｉｄ１’を回転二軸上の電流Ｉｄ２’で減算した値（Ｉｄ１’－Ｉｄ２’）を出力する。
　減算器８０２ｂは、回転二軸上の電流Ｉｑ１’を回転二軸上の電流Ｉｑ２’で減算した値（Ｉｑ１’－Ｉｑ２’）を出力する。

　乗算器８０３ａは、加算器８０１ａから出力された加算値（Ｉｄ１’＋Ｉｄ２’）をＫ１倍し、和電流Ｉｄ＿ｓｕｍとして出力する。ここで、Ｋ１は、０．５である。
　乗算器８０３ｂは、加算器８０１ｂから出力された加算値（Ｉｑ１’＋Ｉｑ２’）をＫ１倍し、和電流Ｉｑ＿ｓｕｍを出力する。ここで、Ｋ１は、０．５である。

　乗算器８０４ａは、減算器８０２ａから出力された減算値（Ｉｄ１’－Ｉｄ２’）をＫ２倍し、差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄを出力する。ここで、Ｋ２は、０．５である。
　乗算器８０４ｂは、減算器８０２ｂから出力された減算値（Ｉｑ１’－Ｉｑ２’）をＫ２倍し、差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｑを出力する。ここで、Ｋ２は、０．５である。

　減算器８０５ａは、交流回転機１ａのｄ軸電流指令Ｉｄ＊と和電流Ｉｄ＿ｓｕｍとの偏差ｄＩｄ＿ｓｕｍを演算する。
　減算器８０５ｂは、交流回転機１ａのｑ軸電流指令Ｉｑ＊と和電流Ｉｑ＿ｓｕｍとの偏差ｄＩｑ＿ｓｕｍを演算する。

　制御器８０６ａは、Ｐ制御器やＰＩ制御器などを用いて、それら制御器の比例ゲインＫｐｄ＿ｓｕｍと偏差ｄＩｄ＿ｓｕｍの乗算値に基づいて、偏差ｄＩｄ＿ｓｕｍを零に制御するように、和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍを出力する。
　制御器８０６ｂは、Ｐ制御器やＰＩ制御器などを用いて、それら制御器の比例ゲインＫｐｑ＿ｓｕｍと偏差ｄＩｑ＿ｓｕｍの乗算値に基づいて、偏差ｄＩｑ＿ｓｕｍを零に制御するように、和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍを出力する。

　制御器８０６ｃは、Ｐ制御器やＰＩ制御器などを用いて、それら制御器の比例ゲインＫｐｄ＿ｄｅｌｔａと偏差ｄｅｌｔａ＿ｄＩｄの乗算値に基づいて、差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄを零に制御するように、差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄを出力する。
　制御器８０６ｄは、Ｐ制御器やＰＩ制御器などを用いて、それら制御器の比例ゲインＫｐｑ＿ｄｅｌｔａと偏差ｄｅｌｔａ＿ｄＩｑの乗算値に基づいて、差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｑを零に制御するように、差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｑを出力する。

　加算器８０７ａは、和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍと差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄとを加算した値を第１の電圧指令Ｖｄ１として出力する。
　加算器８０７ｂは、和電圧Ｖｑ＿ｓｕｍと差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｑとを加算した値を第１の電圧指令Ｖｑ１として出力する。

　減算器８０８ａは、和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍを差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄで減算した値を第２の電圧指令Ｖｄ２として出力する。
　減算器８０８ｂは、和電圧Ｖｑ＿ｓｕｍを差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｑで減算した値を第２の電圧指令Ｖｑ２として出力する。

　続いて、本実施の形態９における制御部５ｃの動作を詳細に説明する。第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２がともに１である場合、すなわち、第１巻線の電流、第２巻線の電流がともに検出可能と判定された場合には、回転二軸上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’は、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１に等しく、回転二軸上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’は、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２に等しい。

　よって、和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、Ｉｑ＿ｓｕｍ、および差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑは、それぞれ下式（２９）～（３２）のようになる。
　　Ｉｄ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｄ１’＋Ｉｄ２’）
　　　　　　　　＝Ｋ１×（Ｉｄ１＋Ｉｄ２）　　　　　　　　　（２９）
　　Ｉｑ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｑ１’＋Ｉｑ２’）
　　　　　　　　＝Ｋ１×（Ｉｑ１＋Ｉｑ２）　　　　　　　　　（３０）
　　ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ＝Ｋ２×（Ｉｄ１’－Ｉｄ２’）
　　　　　　　　　　＝Ｋ２×（Ｉｄ１－Ｉｄ２）　　　　　　　（３１）
　　ｄｅｌｔａ＿Ｉｑ＝Ｋ２×（Ｉｑ１’－Ｉｑ２’）
　　　　　　　　　　＝Ｋ２×（Ｉｑ１－Ｉｑ２）　　　　　　　（３２）

　よって、和電流は、第１の電流検出器４ａによって検出された第１巻線の電流と、第２の電流検出器４ｂによって検出された第２巻線の電流との和で表され、差電流は、第１の電流検出器４ａによって検出された第１巻線の電流と、第２の電流検出器４ｂによって検出された第２巻線の電流との差で表される。

　和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、Ｉｑ＿ｓｕｍと、和電流ゲインに基づいて、和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ、Ｖｑ＿ｓｕｍが演算され、差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑと、差電流ゲインに基づいて、差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｖｑが演算される。さらに、加算器８０７ａ、８０７ｂおよび減算器８０８ａ、８０８ｂによって、第１の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１、第２の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２が演算される。

　ここで、交流回転機１ａの第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２は、電気的に接続されていないが、磁気的に互いに結合されている。従って、第２の３相巻線には、第１巻線の電流の微分値と、第１巻線と第２巻線間の相互インダクタンスとの積に比例する電圧が発生する。一方、第１の３相巻線には、第２巻線の電流の微分値と、第１巻線と第２巻線間の相互インダクタンスとの積に比例する電圧が発生する。すなわち、第１巻線と第２巻線は、磁気的に干渉している。

　これに対し、本実施の形態９においては、和電流、差電流に基づいて、第１の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１、および第２の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２が演算されている。この結果、第１巻線の電流と第２巻線の電流がともに検出可能な場合には、第１巻線の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１は、第１の電流検出器４ａによって検出された第１巻線の電流に加えて、第２の電流検出器４ｂによって検出された第２巻線の電流も考慮して演算される。

　同様に、第２の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２は、第２の電流検出器４ｂによって検出された第２巻線の電流に加えて、第１の電流検出器４ａによって検出された第１巻線の電流も考慮して演算される。従って、本実施の形態９の構成を備えることで、第１巻線と第２巻線の磁気的な干渉に対して、より安定な制御系を構築できる。

　次に、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１が０、かつ第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２が１である場合、すなわち、第１巻線の電流が検出不可能、かつ第２巻線の電流が検出可能と判定された場合には、回転二軸上の電流Ｉｄ１’は、推定和電流Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌから第２巻線の電流Ｉｄ２を減じたもの、Ｉｑ１’は、推定和電流Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌから第２巻線の電流Ｉｑ２を減じたものに等しく、また、回転二軸上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’は、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２に等しい。

　よって、和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、Ｉｑ＿ｓｕｍ、および差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑは、それぞれ下式（３３）～（３６）のようになる。
　　Ｉｄ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｄ１’＋Ｉｄ２’）
　　　　　　　　＝Ｋ１×Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ　　　　　　　　　（３３）
　　Ｉｑ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｑ１’＋Ｉｑ２’）
　　　　　　　　＝Ｋ１×Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌ　　　　　　　　　（３４）
　　ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ＝Ｋ２×（Ｉｄ１’－Ｉｄ２’）
　　　　　　　　＝Ｋ２×（Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ－２×Ｉｄ２）　（３５）
　　ｄｅｌｔａ＿Ｉｑ＝Ｋ２×（Ｉｑ１’－Ｉｑ２’）
　　　　　　　　＝Ｋ２×（Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌ－２×Ｉｑ２）　（３６）

　上式（３３）～（３６）より、和電流は、推定和電流演算器１４ｂによって得られた推定和電流で表され、差電流は、推定和電流と第２の電流検出器４ｂによって検出された第２巻線の電流の２倍との差で表される。

　よって、推定和電流で表される和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、Ｉｑ＿ｓｕｍと和電流ゲインに基づいて和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ、Ｖｑ＿ｓｕｍが演算され、推定和電流と第２巻線の電流の２倍の差で表される差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑと差電流ゲインに基づいて差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｖｑが演算される。

　次に、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１が１、かつ第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２が０である場合、すなわち、第１巻線の電流が検出可能、かつ第２巻線の電流が検出不可能と判定された場合には、回転二軸上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’は、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１に等しく、回転二軸上の電流Ｉｄ２’は、推定和電流Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌから第１巻線の電流Ｉｄ１を減じたもの、Ｉｑ２’は、推定和電流Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌから第２巻線の電流Ｉｑ１を減じたものに等しい。

　よって、和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、Ｉｑ＿ｓｕｍ、および差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑは、それぞれ下式（３７）～（４０）のようになる。
　　Ｉｄ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｄ１’＋Ｉｄ２’）
　　　　　　　　＝Ｋ１×Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ　　　　　　　　　（３７）
　　Ｉｑ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｑ１’＋Ｉｑ２’）
　　　　　　　　＝Ｋ１×Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌ　　　　　　　　　（３８）
　　ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ＝Ｋ２×（Ｉｄ１’－Ｉｄ２’）
　　　　　　　　＝Ｋ２×（２×Ｉｄ１－Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ）　（３９）
　　ｄｅｌｔａ＿Ｉｑ＝Ｋ２×（Ｉｑ１’－Ｉｑ２’）
　　　　　　　　＝Ｋ２×（２×Ｉｑ１－Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌ）　（４０）

　上式（３７）～（４０）より、和電流は、推定和電流演算器１４ｂによって得られた推定和電流で表され、差電流は、第１の電流検出器４ａによって検出された第１巻線の電流の２倍と推定和電流の差で表される。

　よって、推定和電流で表される和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、Ｉｑ＿ｓｕｍと和電流ゲインに基づいて和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ、Ｖｑ＿ｓｕｍが演算され、第１巻線の電流の２倍と推定和電流の差で表される差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑと差電流ゲインに基づいて差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｖｑが演算される。

　先の実施の形態１で説明したように、高出力を得るために１００％より大きい変調率としている場合には、第１巻線の電流と第２巻線の電流には、位相が異なる電気角６次の電流リプルが発生する。

　両巻線の位相差が３０ｄｅｇの場合には、先の図１４に示したように、相殺される関係となり、和電流としては、変動が抑制される方向に寄与する一方、差電流としては、各巻線の電流リプルに対して倍の振幅の電気角６次の電流変動が生じる。つまり、本実施の形態９における方式によって制御することにより、第１巻線の電流リプルと第２巻線の電流リプルの位相差を考慮できる。このため、和電流を安定的に保った上で、差電流を電気角６次で振動させることが可能となる。

　差電流を０とした場合には、位相が反転した電流を用いて電圧指令を生成するので、不要な電流リプルが重畳され、両巻線の電流リプルが大きくなる。しかしながら、本方式では、それぞれの巻線の電気角６次の電流リプルにおいて、所望の位相が得られる。このため、位相差巻線によるトルクリプル低減効果を発揮することができる。

　なお、本実施の形態９では、位相差３０ｄｅｇとしたときの電気角６次の電流リプルを説明したが、他の位相差の場合についても、同様の効果を得られる。

　また、高変調率の場合に発生する電気角６次の電流リプルについて説明したが、誘起電圧に高調波成分を含む場合など、各巻線の電流に高調波成分が含まれる場合においても、同様の効果を得られる。

　また、差電流ゲインＫｐｄ＿ｄｅｌｔａ、Ｋｐｑ＿ｄｅｌｔａを第１の電圧指令、第２の電圧指令、和電圧、または交流回転機１ａの回転速度の少なくとも１つに基づいて変動させることによって、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２の０から１、または１から０への切替時における差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑの脈動による差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｖｑへの脈動を低減させることができる。

　図３３は、本発明の実施の形態９において、差電流ゲインを、第１の電圧指令に基づいて変動させる状態を示した図である。図３３では、差電流ゲインＫｐｄ＿ｄｅｌｔａ、Ｋｐｑ＿ｄｅｌｔａを、第１の電圧指令の振幅Ｖ１に応じて変動させる場合を例示している。

　第１の電圧指令の振幅Ｖ１が、閾値Ｖｓａ１以下の場合には、差電流ゲインＫｐｄ＿ｄｅｌｔａ、Ｋｐｑ＿ｄｅｌｔａを、それぞれＫｐｄ＿ｄｅｌｔａ１、Ｋｐｑ＿ｄｅｌｔａ１として一定値としている。一方、第１の電圧指令の振幅Ｖ１が、Ｖｓａ１超の場合には、差電流ゲインＫｐｄ＿ｄｅｌｔａ、Ｋｐｑ＿ｄｅｌｔａを、それぞれ直線上に低減させている。

　閾値Ｖｓａ１および直線の傾きは、発生する脈動レベルに応じて決定すればよい。ここで、第１の電圧指令の振幅Ｖ１は、下式（４１）によって求めればよい。

　また、上式（４１）の平方根の演算によって、制御部５ｃを演算するＣＰＵの演算負荷が大きくなる場合には、図３３の横軸を、振幅の２乗に設定することもできる。また、図３３の横軸を、下式（４２）で与えられる第２の電圧指令の振幅Ｖ２や、下式（４３）で与えられる和電圧の振幅Ｖ＿ｓｕｍを用いる、あるいはＶ１、Ｖ２、Ｖ＿ｓｕｍを組み合わせて用いてもよい。

　和電流ゲインＫｐｄ＿ｓｕｍ、Ｋｐｑ＿ｓｕｍを第１の電圧指令、第２の電圧指令、和電圧の少なくとも１つに基づいて変動させることによって、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２の切替時における和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、ｄｅｌｔａ＿ｓｕｍの脈動による和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ、Ｖｑ＿ｓｕｍへの脈動を低減させることができる。

　図３４は、本発明の実施の形態９において、和電流ゲインを、第１の電圧指令に基づいて変動させる状態を示した図である。図３４では、和電流ゲインＫｐｄ＿ｓｕｍ、Ｋｐｑ＿ｓｕｍを、第１の電圧指令の振幅Ｖ１に応じて変動させる場合を例示している。第１の電圧指令の振幅Ｖ１が、閾値Ｖｓａ１以下の場合には、和電流ゲインＫｐｄ＿ｓｕｍ、Ｋｐｑ＿ｓｕｍを、それぞれＫｐｄ＿ｓｕｍ１、Ｋｐｑ＿ｓｕｍ１として一定値としている。一方、第１の電圧指令の振幅Ｖ１が、Ｖｓａ１超の場合には、和電流ゲインＫｐｄ＿ｓｕｍ、Ｋｐｑ＿ｓｕｍを、それぞれ直線上に低減させている。閾値Ｖｓａ１および直線の傾きは、発生する脈動レベルに応じて決定すればよい。

　また、図３４の横軸を、上式（４２）で与えられる第２の電圧指令の振幅Ｖ２や式（４３）で与えられる和電圧の振幅Ｖ＿ｓｕｍ、またはＶ１、Ｖ２、Ｖ＿ｓｕｍを組み合わせたものを用いてもよい。また、第１の電圧指令、第２の電圧指令、和電圧の振幅に限らず、実効値に応じて切り替えてもよい。

　また、図３３、図３４の横軸を、交流回転機１ａの回転速度に設定し、速度に関する所定の閾値以下では、和電流ゲインや差電流ゲインを一定とし、所定の閾値超では、和電流ゲインや差電流ゲインを速度に応じて下げるように構成してもよく、同様の効果を得られる。

　実施の形態１０．
　図３５は、本発明の実施の形態１０における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。本実施の形態１０の構成では、先の実施の形態９に対して、第１の電流検出器４ａを第１の電流検出器４ｃに置き換え、かつ第２の電流検出器４ｂを第２の電流検出器４ｄに置き換えている。そこで、この相違点を中心に、以下に説明する。

　先の実施の形態９における図３２の構成では、第１の電流検出器４ａ、第２の電流検出器４ｂを用いていた。このため、先の図１２に示したように、電圧位相角θｖが６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５）度近傍で、第１の電流検出器４ａによる第１巻線の電流の検出が不可能となり、電圧位相角θｖが３０＋６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５）度近傍で、第２の電流検出器４ｂによる第２巻線の電流の検出が不可能となる。

　これに対して、本実施の形態１０では、第１の電流検出器４ｃ、第１の電流検出器４ｄを用いている。これにより、図２４に示したように、電圧位相角θｖが６０＋１２０×ｘ（ｘ：０、１、２）度近傍で、第１の電流検出器４ｃによる第１巻線の電流の検出が不可能となり、電圧位相角θｖが９０＋１２０×ｘ（ｘ：０、１、２）度近傍で、第２の電流検出器による第２巻線の電流の検出が不可能となる。この結果、本実施の形態１０によれば、先の実施の形態９に比べて、第１、第２の電流検出器のうちの一方で電流検出が不可能となる電圧位相区間を少なくすることができる。

　よって、第１巻線の電流と第２巻線の電流がともに検出可能な割合が増える。この結果、第１巻線の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１は、第１の電流検出器によって検出された第１巻線の電流に加えて、第２の電流検出器によって検出された第２巻線の電流も考慮して演算される割合が増える。同様に、第２の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２は、第２の電流検出器によって検出された第２巻線の電流に加えて、第１の電流検出器によって検出された第１巻線の電流も考慮して演算される割合が増える。これにより、先の実施の形態９の構成に比べ、第１巻線と第２巻線の磁気的な干渉に対して、より安定な制御系を構築できるとという効果を得ることができる。

　なお、上述した実施の形態１～１０では、第１巻線と第２巻線を有する交流回転機を制御対象とする場合ついて説明したが、本発明は、このような交流回転機に限定されるものではない。第１巻線、第２巻線に加えて、さらに第３巻線以上の第Ｎ巻線（Ｎ：３以上の整数）を有する交流回転機に対しても、実施の形態１～１０で述べた第１巻線、第２巻線を、それぞれ第１巻線、第２～Ｎ巻線と置き換えることで、本発明による制御方法をそのまま適用できる。

　また、上述した実施の形態１～１０では、３０度の位相差を持つ第１の３相巻線と第２の３相巻線を有する交流回転機１ａを制御対象とする場合ついて説明したが、本発明は、このような交流回転機に限定されるものではない。位相差が３０＋６０×Ｎ（Ｎ：整数）を持つ第１の３相巻線と第２の３相巻線を有する交流回転機、あるいは第１の３相巻線と第２の３相巻線に位相差を有しない交流回転機に対しても、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’と第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’とに位相差を設けることで、本発明による制御方法が適用できる。

　例えば、位相差３０度のとき、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’と第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’は、先の図１２と同様となる。この結果、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１と第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２が同時に０となることはなく、本発明における制御方法が適用可能である。

　また、交流回転機の制御装置を備えたでんでおパワーステアリングの制御に対して、実施の形態１～１０で述べた交流回転機の制御装置を適用することが可能である。電動パワーステアリング装置では、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを、交流回転機が発生するように、第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算する制御部が必要である。

　そして、このような電動パワーステアリング装置の制御部として、本発明による交流回転機の制御装置を適用することで、スイッチング周期Ｔｓｗを維持した状態で、振幅の高い第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算することが可能となる。この結果、スイッチング周期の逆数で与えられるスイッチング周波数を可聴域から外し、静音性を維持した状態で、同一体積比で、より高出力なステアリング系を構築することが可能となる。換言すると、同一出力比を得るために、装置をより小型化することが可能となり、搭載性の良いステアリング系が実現できる効果を得ることができる。

Claims

　位相差を有する第１巻線と第２巻線を含む交流回転機と、
　前記第１巻線の電流を検出する第１の電流検出器と、
　前記第２巻線の電流を検出する第２の電流検出器と、
　前記交流回転機の電流指令と電流検出値とに基づいて、第１の電圧指令と第２の電圧指令を演算する制御部と、
　前記第１の電圧指令に基づいて、前記第１巻線に電圧を印加する第１の電圧印加器と、
　前記第２の電圧指令に基づいて、前記第２巻線に電圧を印加する第２の電圧印加器と、
　前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令の少なくとも１つに基づいて、前記第１の電流検出器による前記第１巻線の電流の検出可否を判定する第１の検出可否判定器と、
　前記第１巻線の電流と前記第２巻線の電流の和である推定和電流を演算する推定和電流演算器と
　を有し、
　前記制御部は、
　　前記第１の検出可否判定器が前記第１の電流検出器により前記第１巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、前記推定和電流演算器から出力された前記推定和電流から前記第２の電流検出器によって検出された前記第２巻線の電流を引くことで算出した前記第１巻線の推定電流値に基づいて前記第１の電圧指令を演算する
　交流回転機の制御装置。
　前記推定和電流演算器は、
　　前記第１の検出可否判定器が前記第１の電流検出器により前記第１巻線の電流を検出可能と判定した場合には、前記第１の電流検出器によって検出された前記第１巻線の電流と、前記第２の電流検出器によって検出された前記第２巻線の電流との和を前記推定和電流として出力し、
　　前記第１の検出可否判定器が前記第１の電流検出器により前記第１巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、前回値として出力した前記推定和電流を維持する
　請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
　前記推定和電流演算器は、
　　前記第１の検出可否判定器が前記第１の電流検出器により前記第１巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、それぞれの巻線に対する電流指令値を用いて、前記推定和電流を算出する
　請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１の検出可否判定器は、前記第１の電圧指令を構成する３相の電圧を、大きい順に第１最大相電圧、第１中間相電圧、第１最小相電圧とした場合に、前記第１中間相電圧に基づいて、前記第１巻線の電流の検出可否を判定する
　請求項１から３のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１の検出可否判定器は、前記第１中間相電圧が第１の所定値を超えた場合に、前記第１巻線の電流を検出不可と判定する
　請求項４に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１の検出可否判定器は、前記第１中間相電圧が第２の所定値未満となった場合に、前記第１巻線の電流を検出不可と判定する
　請求項４または５に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１の検出可否判定器は、前記第１最大相電圧と前記第１中間相電圧との差と、前記第１中間相電圧と前記第１最小相電圧との差のうち、少なくとも１つが第３の所定値未満となった場合に、前記第１巻線の電流を検出不可と判定する
　請求項４に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１の検出可否判定器は、前記第１の電圧指令の電圧位相角または前記第２の電圧指令の電圧位相角に応じて、前記第１の電流検出器による前記第１巻線の電流の検出可否を判定する
　請求項１から３のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令の少なくとも１つに基づいて、前記第２の電流検出部による前記第２巻線の電流の検出可否を判定する第２の検出可否判定器
　をさらに有し、
　前記制御部は、
　　前記第２の検出可否判定器が前記第２の電流検出器により前記第２巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、前記推定和電流演算器から出力された前記推定和電流から前記第１の電流検出器によって検出された前記第１巻線の電流を引くことで算出した前記第２巻線の推定電流値に基づいて前記第２の電圧指令を演算する
　請求項１から８のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記推定和電流演算器は、
　　前記第１の検出可否判定器が前記第１の電流検出器により前記第１巻線の電流を検出可能と判定し、かつ前記第２の検出可否判定器が前記第２の電流検出器により前記第２巻線の電流を検出可能と判定した場合には、前記第１の電流検出器によって検出された前記第１巻線の電流と、前記第２の電流検出器によって検出された前記第２巻線の電流との和を前記推定和電流として出力し、
　　前記第１の検出可否判定器が前記第１の電流検出器により前記第１巻線の電流を検出不可能と判定した場合、または前記第２の検出可否判定器が前記第２の電流検出器により前記第２巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、前回値として出力した前記推定和電流を維持する
　請求項９に記載の交流回転機の制御装置。
　前記推定和電流演算器は、
　　前記第１の検出可否判定器が前記第２の電流検出器により前記第２巻線の電流を検出不可能と判定した場合には、それぞれの巻線に対する電流指令値を用いて、前記推定和電流を算出する
　請求項９に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第２の検出可否判定器は、前記第２の電圧指令を構成する３相の電圧を、大きい順に第２最大相電圧、第２中間相電圧、第２最小相電圧とした場合に、前記第２中間相電圧に基づいて、前記第２巻線の電流の検出可否を判定する
　請求項９から１１のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第２の検出可否判定器は、前記第２中間相電圧が前記第１の所定値を超えた場合に、前記第２巻線の電流を検出不可と判定する
　請求項１２に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第２の検出可否判定器は、前記第２中間相電圧が前記第２の所定値未満となった場合に、前記第２巻線の電流を検出不可と判定する
　請求項１２または１３に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第２の検出可否判定器は、前記第２最大相電圧と前記第２中間相電圧との差と、前記第２中間相電圧と前記第２最小相電圧との差のうち、少なくとも１つが前記第３の所定値未満となった場合に、前記第２巻線の電流を検出不可と判定する
　請求項１２に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第２の検出可否判定器は、前記第１の電圧指令の電圧位相角または前記第２の電圧指令の電圧位相角に応じて、前記第２の電流検出器による前記第２巻線の電流の検出可否を判定する
　請求項９から１１のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記制御部は、
　　前記第１の検出可否判定器が前記第１の電流検出器により前記第１巻線の電流を検出可能と判定し、かつ前記第２の検出可否判定器が前記第２の電流検出器により前記第２巻線の電流を検出可能と判定した第１の場合には、前記第１の電流検出器によって検出された前記第１巻線の電流と、前記第２の電流検出器によって検出された前記第２巻線の電流の和である和電流と、前記電流指令と、和電流ゲインに基づいて、和電圧を演算し、かつ前記第１の電流検出器によって検出された前記第１巻線の電流と、前記第２の電流検出器によって検出された前記第２巻線の電流の差である差電流と、差電流ゲインに基づいて差電圧を演算し、
　　前記第１の検出可否判定器が前記第１巻線の電流を検出不可能と判定した第２の場合には、前記推定和電流と前記電流指令と前記和電流ゲインとに基づいて前記和電圧を演算し、かつ前記第２の電流検出器によって検出された前記第２巻線の電流と前記推定和電流と前記差電流ゲインとに基づいて前記差電圧を演算し、
　　前記第２の検出可否判定器が前記第２巻線の電流を検出不可能と判定した第３の場合には、前記推定和電流と前記電流指令と前記和電流ゲインとに基づいて前記和電圧を演算し、かつ前記第１の電流検出器によって検出された前記第１巻線の電流と前記推定和電流と前記差電流ゲインとに基づいて前記差電圧を演算し、
　　前記第１の場合、前記第２の場合、および前記第３の場合のそれぞれにおいて、前記和電圧と前記差電圧に基づいて前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令を演算する
　請求項９から１６のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記制御部は、前記第１の電圧指令、前記第２の電圧指令、前記和電圧、前記交流回転機の回転速度の少なくとも１つに応じて、前記差電流ゲインを変更する
　請求項１７に記載の交流回転機の制御装置。
　前記制御器は、前記第１の電圧指令、前記第２の電圧指令、前記和電圧、前記交流回転機の回転速度の少なくとも１つに応じて、前記和電流ゲインを変更する
　請求項１７または１８に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１の電流検出器は、前記第１の電圧印加器の直流母線を流れる電流に基づいて前記第１巻線の電流を検出し、
　前記第２の電流検出器は、前記第２の電圧印加器の直流母線を流れる電流に基づいて前記第２巻線の電流を検出する
　請求項１から１９のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１の電流検出器は、前記第１の電圧印加器の下側アーム素子を流れる電流に基づいて前記第１巻線の電流を検出し、
　前記第２の電流検出器は、前記第２の電圧印加器の下側アーム素子を流れる電流に基づいて前記第２巻線の電流を検出する
　請求項１から１９のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１の電流検出器は、前記第１の電圧印加器の直流母線を流れる電流に基づいて前記第１巻線の電流を検出し、
　前記第２の電流検出器は、前記第２の電圧印加器の下側アーム素子を流れる電流に基づいて前記第２巻線の電流を検出する
　請求項１から１９のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記第１の電流検出器は、前記第１の電圧印加器の下側アーム素子を流れる電流に基づいて前記第１巻線の電流を検出し、
　前記第２の電流検出器は、前記第２の電圧印加器の直流母線を流れる電流に基づいて前記第２巻線の電流を検出する
　請求項１から１９のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　前記位相差は、３０±６０×ｎ（ｎ：整数）である
　請求項１から２３のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
　請求項１から２４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置を備え、
　前記制御部は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを、前記交流回転機が発生するように、前記第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算する
　電動パワーステアリングの制御装置。