CN1083984A - 脉冲宽度调制逆变器并列运行控制装置 - Google Patents

脉冲宽度调制逆变器并列运行控制装置 Download PDF

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Abstract

一种PWM逆变器并列运行控制装置，PWM控 制的多个单位逆变器与电压源并接，且各单位逆变器 各相输出端通过电抗器并接，本发明目的在于消除各 逆变器间流过备相间的循环电流，以进行稳定的控 制。由加法器14、15、16使各单位逆变器每一相的 输出电流I1U、I1V、I1W以及I2U、I2V、I2W相加计算出 校正过的3相输出电流检测值IU、IV、IW，由3相—2 相变换器17变换为定子绕组电流，Id、Iq，据此算出控 制变量以并列运行控制各单位逆变器。

Description

本发明涉及并列运行多台PWM逆变器对交流电动机等调速控制时PWM逆变器的并列运行控制装置。
图3是并列连接有2台单位逆变器的已有电压型逆变器的构成图。图中，E为直流电压源，10为第1单位逆变器，由桥式连接的晶体管10a～10f与反向并接在各晶体管上的二极管11a～11f组成。20为第2单位逆变器，由相同的晶体管20a～20f与二极管21a～21f组成。而且，上述第1以及第2单位逆变器10以及20分别与共同的电压源E连接，这些单位逆变器的输出通过间隔电抗器13U～13W并接，还设置了用于检测第1单位逆变器10与第2单位逆变器20输出电流的电流检测用变流器12U～12W以及22U～22W。
上述构成中，由未图示的根据3相交流电压指令值V1U、V1V、V1W的输入对单位逆变器各晶体管通断控制的脉冲宽度调制控制电路，对各单位逆变器进行脉冲宽度调制控制，变换为所需的可变电压可变频率的交流电力输出，该变换电力提供给作为负载的感应电动机定子绕组。这时各单位逆变器10、20的输出电流分别由变流器12U～12W以及22U～22W检测，用于后述的控制构成。
图4是表示控制上述如图3所示并列运行的多台单位逆变器的并列运行控制装置的构成图。首先叙述单位逆变器10的控制构成。图中，1为包括图3所示构成以及对2台单位逆变器进行通断控制的以往公知的脉冲宽度调制控制电路，将变换为所需电压、频率的输出提供给感应电动机2定子绕组的电力变换器，3为检测上述感应电动机2转子角速度的速度检测器，51是将图3所示的变流器12U、12V、12W检测的单位逆变器10的3相交流电流I1U、I1V、I1W，变换为与上述定子绕组所加的交流电压的频率ω1同步旋转的2轴旋转座标系（d-q座标系）中的值，即变换为定子绕组电流I1d、I1q的3相-2相变换器。
还有，6是由d-q座标系中定子绕组电流I1d、I1q与后面述及的定子绕组电压V1d、V1q计算与转子相交链的磁通Φ2d、Φ2q的磁通运算器，71是将d-q座标系中电力变换器1应产生的电压指令值变换为实际的3相瞬时值V1U、V1V、V1W的2相-3相变换器，81是根据定子绕组电流d轴分量指令值I1d＊与其实际值I1d之差的放大值，输出应流过如指令值电流的定子绕组电压d轴分量指令值V1d的d轴电流控制器，91是对相同定子绕组电流q轴分量进行相同控制的，输出定子绕组电压q轴分量指令值V1q的q轴电流控制器。
还有，29是用来将转子绕组交链磁通d轴分量Φ2d控制为所需指令值Φ2d＊的磁通控制器，30是用来将感应电动机2转子角速度ω1控制为所需指令值ω1＊的速度控制器，31是除法器，32是系数器，由这些除法器31以及系数器32计算转差频率指令ωs＊。还有23、24、27、28是减法器，26是加法器。
以下对单位逆变器10的控制动作加以说明。首先，对电流控制系统加以说明。3相交流电流I1U、I1V、I1W由电流检测器12U、12V、12W检测。3相-2相变换器51将上述检测出的3相交流电流I1U、I1V、I1W变换为与定子绕组上所加的3相交流电压I1U、I1V、I1W的频率ω1同步旋转的2轴正交座标系（d-q座标系）看去的定子绕组电流I1d、I1q。由3相交流电流I1U、I1V、I1W至该定子绕组电流I1d、I1q的变换按式（1）、（2）进行。
θ1＝∫ω1dt （1）
Figure 931067561_IMG2
d轴电流控制器81放大定子绕组d轴电流指令值I1d＊与按上述（1）、（2）式求出的定子绕组电流I1d之差，输出定子绕组电压d轴电压指令值V1d。同样地，对于d轴分量也由q轴电流控制器91输出q轴电压指令值V1q。d轴电压指令值V1d与q轴电压指令值V1q由2相-3相变换器71变换为实际的3相瞬时电压V1U、V1V、V1W。从d轴电压指令值V1d、V1q到3相瞬时电压V1U、V1V、V1W的变换是按式（3）进行。
Figure 931067561_IMG3
由此得到的3相瞬时电压V1U、V1V、V1W，实际上可以自电力变换器1产生，流过所需的电流。
以下对转差频率运算加以说明。假设上述电流控制系统十分高速地动作的话，则定子绕组d轴以及q轴电流指令值分可别看作为I1d＊＝I1d、I1q＊＝I1q。这时，将定子绕组电流I1d、I1q看作输入时的感应电动机2的系统状态方程为下式。
dΦ2d/dt＝-αΦ2d+ωsΦ2q+βI1d（4）
dΦ2q/dt＝-αΦ2q-ωsΦ2d+βI1q（5）
dωr/dt＝γ（I1qΦ2d-I1dΦ2q） （6）
这里，α、β、γ是由感应电动机2所确定的正的常数。Φ2d是d轴分量的转子绕组交链磁通（以下称为d轴分量磁通），Φ2q是q轴分量的转子绕组交链磁通（以下称为q轴分量磁通），ωr为转子角速度，ωs为转差频率，为
ωs＝ω1-ωr（7）
现在，如果假设
ωs＝β·（I1q/Φ2d） （8）
则（5）式变为
dΦ2q/dt＝-αΦ2q（9）
因α＞0，故q轴分量磁通Φ2q随时间的推移而接近于零。这样某一时刻之后视作Φ2q＝0。由除法器31与系数器32根据（8）式计算转差频率ωs的指令值ωs＊。由加法器26使转差频率指令值ωs＊与转子角速度ωr相加，计算加在定子绕组上的交流电压频率ω1，而由2相-3相变换器71与电力变换器1实际地将频率ω1的交流电压加到感应电动机2上。
以下对于磁通控制加以说明。通过上述的转差频率控制，若q轴分量磁通Φ2q＝0的话，对磁通的控制就变成控制d轴分量磁通Φ2d。由（4）式，设Φ2q＝0，则
dΦ2d/dt＝-αΦ2d+βI1d（10）
因而若操作d轴定子绕组电流I1d，就可将d轴分量磁通Φ2d控制为所需值。磁通控制器29是放大d轴分量磁通指令值Φ2d＊与d轴分量磁通Φ2d之差，输出定子绕组电流指令值I1d的。d轴分量磁通Φ2d的值由磁通运算器6求得。
以下对于速度控制加以说明。假如通过转差频率控制可控制为Φ2q＝0，通过磁通控制可控制为Φ2d＝Φ2d＊（常数）的话，（6）式则为
dωr/dt＝γΦ2d＊I1q（11）
因而若操作定子绕组电流I1q，就可将转子角速度ωr控制为所需值。速度控制器30是将转子角速度指令值ωr＊与实测值ωr之差放大，输出q轴定子绕组电流I1q指令值I1q＊的。
而且，作为单位逆变器20的控制构成也具有与上述单位逆变器10的控制构成相同的构成。即，如图4所示，具有将图3中所示的变流器22U、22V、22W检测出的三相交流电流I2U、I2V、I2W变换为定子绕组电流I2d、I2q的3相-2相变换器52;根据定子绕组电流d轴分量指令值I1d＊与其实际值I2d之差的放大值，输出应流过如指令值电流的定子绕组电压d轴分量指令值V2d的d轴电流控制器82;根据定子绕组电流q轴分量指令值I1q＊与其实际值I2q之差的放大值，输出应流过如指令值电流的定子绕组电压q轴分量指令值V2q的q轴电流控制器92;将这些定子绕组电压的d轴分量指令值V2d以及q轴分量指令值V2q变换为电力变换器1该产生的实际3相瞬时值V2U、V2V、V2W的2相-3相变换器72;减法器33以及34，依据与上述单位逆变器10相同指令值进行相同控制。
以往的PWM逆变器并列运行控制装置是如上构成的，因而电流检测信号I1U、I1V、I1W以及I2U、I2V、I2W本身含有流过并接的各逆变器10以及20间的各相间循环电流，因而旋转座标变换后的控制系统的定子绕组电流I1d、I1q以及I2d、I2q中含有上述循环电流，由（4）～（11）式均可以理解，在计算控制感应电动机2时所必需的二次磁通，转差频率等控制变量方面成为干扰因素，因此存在控制不稳定的问题。
本发明正是要解决上述已有例中的问题，其目的在于提供一种消除各逆变器间的各相间所流过的循环电流，高精度地算出定子绕组电流，可以进行稳定控制的PWM逆变器并列运行控制装置。
本发明权利要求1涉及的PWM逆变器并列运行控制装置，脉冲宽度调制控制的多个单位逆变器与电压源并接，并且各单位逆变器的各相输出端通过电抗器并接，而且各单位逆变器各自包括：检测各单位逆变器输出的3相交流电流的电流检测装置;根据该电流检测装置的3相交流电流检测值算出控制变量，发送针对单位逆变器的指令值的控制装置，该PWM逆变器并列运行控制装置，其特征在于包括计算出所述各单位逆变器的各相电流检测值相加校正的3相交流电流检测值，作为至所述控制装置的3相交流电流检测值的加法器。
还有，权利要求2涉及的PWM逆变器并列运行控制装置，脉冲宽度调制控制的多个单位逆变器与电压源并接，并且各单位逆变器的各相输出端通过电抗器并接，而且各单位逆变器各自包括：检测各单位逆变器3相输出电流的电流检测装置;将各单位逆变器3相输出电流分别座标变换为d-q轴旋转座标系定子绕组电流的座标变换装置;根据座标变换后的定子绕组电流算出控制变量，发送针对单位逆变器的指令值的控制装置;将该控制装置发送的指令值逆变换为3相电压指令值的座标逆变换装置，该PWM逆变器并列运行控制装置，其特征在于包括计算出所述各单位逆变器的座标变换装置各自输出的各座标轴定子绕组电流相加校正的定子绕组电流，作为至所述控制装置的定子绕组电流的加法器。
本发明权利要求1的PWM逆变器并列运行控制装置中，靠对各单位逆变器的各相输出电流作加法的加法器，计算出校正后的3相交流电流检测值，作为送至控制装置的3相交流电流检测值以根据3相交流电流的检测值计算出控制变量、发送针对单位逆变器的指令值，消除3相交流电流检测值中所含的各逆变器间的各相间所流过的循环电流。
还有，权利要求2的PWM逆变器并列运行控制装置中，靠对逆变器的座标变换装置分别输出的各座标轴定子绕组电流作加法的加法器，计算出校正后的定子绕组电流，作为送至控制装置的定子绕组电流，以根据座标变换后的定子绕组电流计算出控制变量、发送针对单位逆变器的指令值，消除定子绕组电流中所含的各逆变器间的各相间所流过的循环电流成份。
图1是示出本发明的实施例1的构成图。
图2是示出本发明的实施例2的构成图。
图3是并列运行的PWM逆变器的构成图。
图4是示出已有例PWM逆变器并列运行控制装置的构成图。
实施例1
以下依据附图说明本发明一实施例。图1是示出实施例1的PWM逆变器并列运行控制装置的构成图。图中与图4相同的部分给予相同标号，并省略其说明。与图4不同之处在于，新设置了加法器14、15、16，电力变换器1内各单位逆变器10以及20的变流器12U、12V、12W以及22U、22V、22W所检测出的3相交流电流每一相相加，以消除3相交流电流检测值中所含的各单位逆变器间流过各相间的循环电流、获得校正过的3相交流电流IU、IV、IW。
而且，还设有将经过上述加法器的3相交流电流IU、IV、IW变换为旋轴的2轴旋转座标系（d-q座标系）中的定子绕组电流Id、Iq的3相-2相变换器17，这些定子绕组电流Id、Iq送给磁通运算器6。
因而，图1所示的构成中，送给磁通运算器6的定子绕组电流Id、Iq中就不含各单位逆变器10与20间的各相间所流过的循环电流，根据这些定子绕组电流Id、Iq以及d轴电流控制器81与q轴电流控制器91输出的定子绕组电压的d轴以及q轴电压指令值V1d、V1q，磁通运算器6计算出与转子交链的磁通Φ2d。
此后与已有例相同地动作。即，上述磁通运算器6计算出的与转子交链的d轴分量磁通Φ2d输入到减法器27、28，分别与d轴分量的转子绕组交链磁通指令值Φ2d＊以及转子角速度指令值ωr＊相减，由磁通控制器29以及速度控制器30送出d轴定子绕组电流指令值I1d＊以及q轴定子绕组电流指令值I1q＊，将所述磁通运算器6的d轴分量磁通Φ2d与上述q轴定子绕组电流指令值I1q＊输入到除法器31，再经系数器32计算出转差频率指令值ωs＊，根据它与以往相同地进行，以控制电力变换器1内的各单位逆变器10以及20。
因此，按照上述实施例，经过加法器14、15、16的3相交流电流IU、IV、IW检测值本身就消除了各逆变器间流过各相间的循环电流，由3相-2相变换器得到的定子绕组电流Id、Iq中不含循环电流成份，因而不会在计算控制感应电动机2所必需的二次磁通、转差频率等控制变量方面成为干扰因素，控制变得稳定。
实施例2
接下来，图2是示出本发明实施例2的PWM逆变器并列运行控制装置的构成图。图中，与图4相同的部分给予相同符号，并省略其说明。与图4不同之处在于，新设置了加法器18、19，电力变换器1内的各单位逆变器10以及20的变流器12U、12V、12W以及22U、22V、22W检测出的3相交流电流分别经3相-2相变换器51以及52变换为旋转的2轴旋转坐标系（d-q轴座标系）中定子绕组电流I1d、I1q以及I2d、I2q，通过使经过这些3相-2相变换器51以及52的上述定子绕组电流I1d、I1q以及I2d、I2q按每一各自座标轴相加，以消除定子绕组电流中所含的各单位逆变器间流过各相间的循环电流成份，以获得经校正的定子绕组电流Id、Iq，并将定子绕组电流Id、Iq送给磁通运算器6。
因而图2所示的构成中，送给磁通运算器6的定子绕组电流Id、Iq中就不会含有各单位逆变器10与20间流过各相间的循环电流，根据这些定子绕组电流Id、Iq以及d轴电流控制器81与q轴电流控制器91送出的定子绕组电压d轴与q轴电压指令值V1d、V1q，磁通运算器6计算出与转子交链的磁通Φ2d。
之后，与以往例同样地动作。即，上述磁通运算器6计算出的与转子交链的d轴分量磁通Φ2d输入到减法器27、28，分别与d轴分量的转子绕组交链磁通指令值Φ2d＊以及转子角速度指令值ωr＊相减，由磁通控制器29以及速度控制器30送出d轴定子绕组电流指令值I1d＊以及q轴定子绕组电流指令值I1q＊，同时将经上述磁通运算器6而来的d轴分量磁通Φ2d与上述q轴定子绕组电流指令值I1q＊输入到除法器31，再经系数器32计算出转差频率指令值ωs＊，根据它与以往同样进行，控制电力变换器1内的各单位逆变器10以及20。
因此，按照上述实施例，经加法器18、19的定子绕组电流Id、Iq中就会使各单位逆变器间流过各相间的循环电流消除，因而，与实施例1相同，不会在计算控制感应电动机2所必需的二次磁通、转差频率等控制变量方面成为干扰因素，控制变得稳定。
而且，与实施例1使3相交流电流的各单逆变器检测值按每一相相加后进行3相-2相变换，得到定子绕组电流Id、Iq的相对，实施例2中是使各单位逆变器3相交流电流检测值分别进行3相-2相变换而呈直流的，之后使这直流的按每一轴相加得到定子绕组电流Id、Iq的，因而同使交流的相加相比，不易受到噪声和偏移的影响，而且，无需实施例1的3相-2相变换器17，使构成简化。
综上所述，本发明权利要求1的PWM逆变器并列运行装置，由加法器使各单位逆变器每一相的输出电流相加计算出经校正的3相输出电流检测值，作为至控制装置的3相输出电流检测值，以便控制装置根据3相输出电流检测值计算控制变量送出针对单位逆变器的指令值，因而可消除3相输出电流检测值中所含的各逆变器间流过各相间的循环电流，在计算控制变量方面不会成为干扰因素，控制变得稳定。
而且，权利要求2的PWM逆变器并列运行控制装置，由加法器使各单位逆变器座标变换装置分别输出的各座标轴定子绕组电流相加，计算出经校正的定子绕组电流，作为至控制装置的定子绕组电流，以便控制装置根据座标变换后的定子绕组电流计算控制变量送出针对单位逆变器的指令值，因而与权利要求1相同，可以消除定子绕组电流中所含的各逆变器的流过各相同的循环电流成份，在计算控制变量方面不会成为干扰因素，控制变得稳定。
还有，权利要求1使3相输出电流的各单位逆变器检测值按每一相相加后得到定子绕组电流，而权利要求2与此相对，是使各单位逆变器的3相交流电流检测值分别进行座标变换呈直流的，之后按每一轴使直流的相加而得到定子绕组电流的，因而同交流的相加相比，不易受到噪声和偏移的影响，而且使构成简化。

Claims (2)

1、一种PWM逆变器并列运行控制装置，脉冲宽度调制控制的多个单位逆变器与电压源并列连接，且各单位逆变器的各相输出端通过电抗器并列连接，而且每一单位逆变器包括：检测各单位逆变器输出的3相交流电流的电流检测装置；根据该电流检测装置的3相交流电流检测值计算控制变量、送出对于单位逆变器的指令值的控制装置，其特征在于包括：计算出所述单位逆变器的每一相电流检测值相加校正的3相交流电流检测值，使之作为至所述控制装置的3相交流电流检测值的加法器。
2、一种PWM逆变器并列运行控制装置，脉冲宽度调制控制的多个单位逆变器与电压源并列连接，且各单位逆变器的各相输出端通过电抗器并列连接，而且每一单位逆变器包括：检测各单位逆变器输出的3相交流电流的电流检测装置;分别将各单位逆变器3相交流电流座标变换为d-q轴旋转座标系定子绕组电流的座标变换装置;根据座标变换后的定子绕组电流计算控制变量、送出对于单位逆变器的指令值的控制装置;将该控制装置送出的指令值逆变换为3相电压指令值的座标逆变换装置，其特征在于包括：计算出所述各单位逆变器的座标变换装置分别输出的各座标轴的定子绕组电流相加校正的定子绕组电流，使之作为至所述控制装置的定子绕组电流的加法器。
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