JPWO2016117047A1 - 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置 - Google Patents

Abstract

位相差を有する第１の３相巻線と第２の３相巻線とを含む交流回転機の制御装置において、第１の３相巻線の各相に第１の所定値以上のオン間隔またはオフ間隔で電圧を印加するとともに、第１の３相電流が検出不可能と判断された場合には、第１の３相巻線に印加する電圧のうちの少なくとも２相に関するオンタイミングまたはオフタイミングが、第１の所定値より小さい第２の所定値以内になるように、第１の電圧指令を生成し、第２の３相電流が検出不可能と判断された場合には、第２の３相巻線に印加する電圧のうちの少なくとも２相に関するオンタイミングまたはオフタイミングが、第２の所定値以内になるように、第２の電圧指令を生成する。

Description

本発明は、制御周期を変更する必要なく、交流回転機の出力を向上できる交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置に関するものである。

従来の三相ＰＷＭインバータ装置における相電流検出装置においては、制御周期Ｔｓｗは、位相指令値θ＊および電圧指令値Ｖ＊に応じて長短変化するようになっている。そして、位相指令値θ＊および電圧指令値Ｖ＊に応じて定まるゼロベクトル以外のいずれかの基本電圧ベクトルに対応するスイッチングモードの保持時間（ｔ１またはｔ２）が、インバータ主回路のデッドタイムｔｄｄとホールＣＴ９による電流検出に要する時間ｔｓｗとの和（ｔｄｄ＋ｔｓｗ）よりも長いときには、一定の短い制御周期Ｔｓｗが選択される。一方、スイッチングモードの保持時間が時間（ｔｄｄ＋ｔｓｗ）よりも短くなるときには、保持時間が時間（ｔｄｄ＋ｔｓｗ）よりも長くなるように、制御周期Ｔｓｗが長くされる例が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

特開平３―２３０７６７号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。制御周期Ｔｓｗを長くすると、三相ＰＷＭインバータ装置から出力されるＰＷＭの周期（制御周期Ｔｓｗに等しい）が長くなり、ＰＷＭ周期の逆数で与えられるＰＷＭ周波数が低下する。

三相ＰＷＭインバータの出力に交流回転機を接続すると、交流回転機に流れる電流には、ＰＷＭ周波数の成分が含まれる。このため、ＰＷＭ周波数が低下することにより電流に含まれるその成分の周波数も低下することによって、交流回転機から騒音が発生するいった課題が生じる。

特に、電動パワーステアリング用に用いられる交流回転機は、静音性が求められ、ＰＷＭ周波数は、例えば、２０ｋＨｚ以上（可聴域超の周波数帯域）に設定される。ここで、電動パワーステアリング用に用いられる交流回転機に、特許文献１にあるような制御周期Ｔｓｗを長くする（ＰＷＭ周波数を下げる）方式を適用すると、ＰＷＭ周波数が２０ｋＨｚ未満となってしまう。この結果、交流回転機より騒音が発生し、電動パワーステアリングが搭載された車に乗車している人に、不快感を与えてしまうといった課題が生じる。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、制御周期を変更する必要なく、交流回転機の出力を向上できる交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置を提供することを目的とする。

本発明に係る交流回転機の制御装置は、位相差を有する第１の３相巻線と第２の３相巻線とを含む交流回転機と、直流電圧を出力する直流電源と、交流回転機の電流指令と電流検出値に基づいて、第１の電圧指令と第２の電圧指令を演算する制御部と、第１の電圧指令に基づいて直流電源から供給される直流電圧をオンオフ制御することで、第１の３相巻線の各相に第１の所定値以上のオン間隔またはオフ間隔で電圧を印加する第１の電圧印加器と、第２の電圧指令に基づいて直流電源から供給される直流電圧をオンオフ制御することで、第２の３相巻線の各相に第１の所定値以上のオン間隔またはオフ間隔で電圧を印加する第２の電圧印加器と、直流電源と第１の電圧印加器との間を流れる第１の母線電流に基づいて、第１の３相電流を検出する第１の電流検出器と、直流電源と第２の電圧印加器との間を流れる第２の母線電流に基づいて、第２の３相電流を検出する第２の電流検出器と、第１の電圧指令と第２の電圧指令の少なくとも１つに基づいて、第１の３相電流の検出可否を判定する第１の検出可否判定器と、第１の電圧指令と第２の電圧指令の少なくとも１つに基づいて、第２の３相電流の検出可否を判定する第２の検出可否判定器とを有し、制御部は、第１の検出可否判定器が第１の３相電流を検出不可能と判断した場合には、第１の３相巻線に印加する電圧のうちの少なくとも２相に関するオンタイミングまたはオフタイミングが、第１の所定値より小さい第２の所定値以内になるように、第１の電圧指令を生成し、第２の検出可否判定器が第２の３相電流を検出不可能と判断した場合には、第２の３相巻線に印加する電圧のうちの少なくとも２相に関するオンタイミングまたはオフタイミングが、第２の所定値以内になるように、第２の電圧指令を生成するものである。

また、本発明に係る電動パワーステアリングの制御装置は、本発明の交流回転機の制御装置を備え、制御部は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを、交流回転機が発生するように、第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算するものである。

本発明によれば、第１の３相巻線の各相に第１の所定値以上のオン間隔またはオフ間隔で電圧を印加するとともに、第１の３相電流が検出不可能と判断された場合には、第１の３相巻線に印加する電圧のうちの少なくとも２相に関するオンタイミングまたはオフタイミングが、第１の所定値より小さい第２の所定値以内になるように、第１の電圧指令を生成し、第２の３相電流が検出不可能と判断された場合には、第２の３相巻線に印加する電圧のうちの少なくとも２相に関するオンタイミングまたはオフタイミングが、第２の所定値以内になるように、第２の電圧指令を生成する構成を備えている。これにより、第２の母線電流の検出タイミングに第１の３相巻線に印加される電圧のオンまたはオフで発生するスイッチングノイズの影響が表れることを回避でき、同様に、第１の母線電流の検出タイミングに第２の３相巻線に印加される電圧のオンまたはオフで発生するスイッチングノイズの影響が表れることを回避できる。この結果、制御周期を変更する必要なく、交流回転機の騒音を低減した状態で、交流回転機の出力を向上できる、といった従来にない顕著な効果を奏する。

本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態１における交流回転機として用いられる３相交流発電機の構成を説明するための図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチＳｕｐ１〜Ｓｗｎ１のオンオフ状態に応じた第１の電圧ベクトルＶ０（１）〜Ｖ７（１）とＩｄｃ１との関係を示した図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチＳｕｐ２〜Ｓｗｎ２のオンオフ状態に応じた第２の電圧ベクトルＶ０（２）〜Ｖ７（２）とＩｄｃ２に等しい電流との関係を示した図である。 本発明の実施の形態１において、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づく第１の電圧指令ベクトルＶ１＊と、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づく第２の電圧指令ベクトルＶ２＊を示した説明図である。 本発明の実施の形態１における第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、および第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の波形図である。 本発明の実施の形態１における第１の電圧印加器に関して、電圧指令と、各相上側アーム素子がオンする割合との関係を説明するための図である。 本発明の実施の形態１における第２の電圧印加器に関して、電圧指令と、各相上側アーム素子がオンする割合との関係を説明するための図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図９とは別の動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図９、図１０とは別の動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図１０、図１１とは別の動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図１２とは別の動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図９とは別の動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図１６とは別の動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図１６、図１７とは別の動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図１７、図１８とは別の動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する、図１９とは別の動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する動作説明図である。 本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器における電流検出タイミングに関する動作説明図である。 本発明の実施の形態１における第１の検出可否判定器および第２の検出可否判定器の機能に関する説明図である。 本発明の実施の形態１における第１の検出可否判定器の一連動作を示したフローチャートである。 本発明の実施の形態１における第２の検出可否判定器の一連動作を示したフローチャートである。 本発明の実施の形態１における切替器の一連動作を示したフローチャートである。 本発明の実施の形態２における第１の検出可否判定器の一連動作を示したフローチャートである。 本発明の実施の形態２における第５の所定値Ｖｓ５を０．１Ｖｄｃに設定した場合の、先の図２７の各ステップに対応する波形を示した図である。 本発明の実施の形態４における交流発電機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態４において、差電流ゲインを、第１の電圧指令に基づいて変動させる状態を示した図である。 本発明の実施の形態４において、和電流ゲインを、第１の電圧指令に基づいて変動させる状態を示した図である。

以下、本発明の交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。また、図２は、本発明の実施の形態１における交流回転機として用いられる３相交流発電機の構成を説明するための図である。図１に示した交流回転機１ａは、図２のように、中性点Ｎ１で接続された第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、および中性点Ｎ２で接続された第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２が、電気的に接続されることなく回転機の固定子に納められている３相交流回転機である。

なお、Ｕ１巻線とＵ２巻線、Ｖ１巻線とＶ２巻線、Ｗ１巻線とＷ２巻線のそれぞれには、３０度の位相差がある。図２では、交流回転機１ａとして、第１の３相巻線と第２の３相巻線がともにＹ結線の場合を例示しているが、本発明は、Δ結線の場合にも適用可能である。

直流電源２ａは、第１の電圧印加器３ａに直流電圧Ｖｄｃ１を出力し、直流電源２ｂは、第２の電圧印加器３ｂに直流電圧Ｖｄｃ２を出力する。これらの直流電源２ａ、２ｂとしては、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器が含まれる。また、直流電源２ａ、２ｂのいずれか１つを用いて、第１の電圧印加器３ａおよび第２の電圧印加器３ｂに直流電圧を出力する構成も、本発明の範囲に含まれる。

第１の電圧印加器３ａは、逆変換回路（インバータ）を用いて、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’をＰＷＭ変調し、半導体スイッチＳｕｐ１、Ｓｕｎ１、Ｓｖｐ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｐ１、Ｓｗｎ１（以下の説明では、これら６つの半導体スイッチを、半導体スイッチＳｕｐ１〜Ｓｗｎ１と表現する）をオンオフする。これにより、第１の電圧印加器３ａは、直流電源２ａから入力した直流電圧Ｖｄｃ１を交流に電力変換して、交流回転機１ａの第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１に、交流電圧を印加する。

ここで、半導体スイッチＳｕｐ１〜Ｓｗｎ１としては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチと、ダイオードを逆並列に接続したものを用いる。

第２の電圧印加器３ｂは、逆変換回路（インバータ）を用いて、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’をＰＷＭ変調し、半導体スイッチＳｕｐ２、Ｓｕｎ２、Ｓｖｐ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｐ２、Ｓｗｎ２（以下の説明では、これら６つの半導体スイッチを、半導体スイッチＳｕｐ２〜Ｓｗｎ２と表現する）をオンオフする。これにより、第２の電圧印加器３ｂは、直流電源２ｂから入力した直流電圧Ｖｄｃ２を交流に電力変換して、交流回転機１ａの第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に、交流電圧を印加する。

ここで、半導体スイッチＳｕｐ２〜Ｓｗｎ２としては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチと、ダイオードを逆並列に接続したものを用いる。

第１の電流検出器４ａは、シャント抵抗や計器用変流器（ＣＴ）等の電流センサを用いて、第１の電力変換器３ａの第１の直流母線を流れる電流Ｉｄｃ１を検出する。図３は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチＳｕｐ１〜Ｓｗｎ１のオンオフ状態に応じた第１の電圧ベクトルＶ０（１）〜Ｖ７（１）とＩｄｃ１との関係を示した図である。なお、図３に示したＳｕｐ１〜Ｓｗｎ１は、「１」がスイッチオン、「０」がスイッチオフの状態をそれぞれ示すものとする。

第１の電流検出器４ａは、図３に示した関係に基づいて、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出する。なお、第１の電流検出器４ａは、Ｉｄｃ１より、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち２相分を検出し、残りの１相は、三相電流の和が零になることを利用して、演算によって求めてもよい。

第２の電流検出器４ｂは、シャント抵抗や計器用変流器（ＣＴ）等の電流センサを用いて、第２の電力変換器３ｂの第２の直流母線を流れる電流Ｉｄｃ２を検出する。図４は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチＳｕｐ２〜Ｓｗｎ２のオンオフ状態に応じた第２の電圧ベクトルＶ０（２）〜Ｖ７（２）とＩｄｃ２に等しい電流との関係を示した図である。なお、図４に示したＳｕｐ２〜Ｓｗｎ２は、「１」がスイッチオン、「０」がスイッチオフの状態をそれぞれ示すものとする。

第２の電流検出器４ｂは、図４に示した関係に基づいて、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出する。なお、第２の電流検出器４ｂは、Ｉｄｃ２より、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２のうち２相分を検出し、残りの１相は、三相電流の和が零になることを利用して、演算によって求めてもよい。

また、図３に示した第１の電圧ベクトルにおけるかっこ内の数字（１）、および図４に示した第２の電圧ベクトルにおけるかっこ内の数字（２）は、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルを判別するためのものであり、第１の電圧指令に基づく第１の電圧ベクトルには、（１）が付され、第２の電圧指令に基づく第２の電圧ベクトルには、（２）が付されている。

第１の検出可否判定器１２ａは、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１の３相電流が検出可能であるか否かを判定し、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１を出力する。

また、第２の検出可否判定器１２ｂは、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいて、第２の３相電流が検出可能であるか否かを判定し、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２を出力する。

続いて、制御部５ａについて説明する。座標変換器６ａは、第１の電流検出器４ａより検出された第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を、交流回転機１ａの回転位置θに基づいて回転座標上の電流に変換し、回転二軸上における第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を演算する。

座標変換器６ｂは、第２の電流検出器４ｂで検出された第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を、交流回転機１ａの回転位置θから３０度減算した位置θ−３０に基づいて回転座標上の電流に変換し、回転二軸上における第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２を演算する。

切替器７ａは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に基づいて、第１の３相電流が検出可能と判定された場合には、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を、それぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’として出力するように切り替えられる。また、切替器７ａは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に基づいて、第１の３相電流が検出不可能と判定された場合には、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２を、それぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’として出力するように切り替えられる。

また、切替器７ａは、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に基づいて、第２の３相電流が検出可と判定された場合には、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２を、それぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’として出力するように切り替えられる。また、切替器７ａは、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に基づいて、第２の３相電流が検出不可能と判定された場合には、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を、それぞれ回転二軸座標上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’として出力するように切り替えられる。

ここで、回転二軸座標上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’、および回転二軸座標上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’のそれぞれは、後述する回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１、および回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１を演算するために用いられる電流検出値に相当する。

なお、ここでは、検出不可能となった側の３相電流として、検出可能な側の巻線の３相電流そのものを用いたが、他の推定方法によって求めてもよい。

減算器８ａは、交流回転機１ａのｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、切替器７ａから出力された回転二軸座標上の電流Ｉｄ１’との偏差ｄＩｄ１を演算する。また、減算器８ｂは、交流回転機１ａのｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、切替器７ａから出力された回転二軸座標上の電流Ｉｑ１’との偏差ｄＩｑ１を演算する。

また、減算器８ｃは、交流回転機１ａのｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、切替器７ａから出力された回転二軸座標上の電流Ｉｄ２’との偏差ｄＩｄ２を演算する。さらに、減算器８ｄは、交流回転機１ａのｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、切替器７ａから出力された回転二軸座標上の電流Ｉｑ２’との偏差ｄＩｑ２を演算する。

制御器９ａは、Ｐ制御器やＰＩ制御器を用いて、偏差ｄＩｄ１を零に制御するように、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ１を演算する。また、制御器９ｂは、Ｐ制御器やＰＩ制御器を用いて、偏差ｄＩｑ１を零に制御するように、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｑ１を演算する。

また、制御器９ｃは、Ｐ制御器やＰＩ制御器を用いて、偏差ｄＩｄ２を零に制御するように、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ２を演算する。さらに、制御器９ｄは、Ｐ制御器やＰＩ制御器を用いて、偏差ｄＩｑ２を零に制御するように、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｑ２を演算する。

座標変換器１０ａは、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１を、交流回転機１ａの回転位置θに基づいて３相交流座標へ座標変換し、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を演算する。

また、座標変換器１０ｂは、回転二軸座標上の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２を、交流回転機１ａの回転位置θから３０度減算した位置θ−３０に基づいて３相交流座標へ座標変換し、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を演算する。

オフセット演算器１１ａは、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に対して、下式（１）〜（３）に示すように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を加算し、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’として出力する。
Ｖｕ１’＝Ｖｕ１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （１）
Ｖｖ１’＝Ｖｖ１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （２）
Ｖｗ１’＝Ｖｗ１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （３）

オフセット演算器１１ｂは、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に対して、下式（４）〜（６）に示すように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を加算し、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’として出力する。
Ｖｕ２’＝Ｖｕ２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２ （４）
Ｖｖ２’＝Ｖｖ２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２ （５）
Ｖｗ２’＝Ｖｗ２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２ （６）

続いて、第１の電圧指令、第２の電圧指令と、第１の検出可否判定器１２ａの動作について、詳細に説明する。図５は、本発明の実施の形態１において、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づく第１の電圧指令ベクトルＶ１＊と、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づく第２の電圧指令ベクトルＶ２＊を示した説明図である。図５に示すように、第１の電圧指令ベクトルＶ１＊および第２の電圧指令ベクトルＶ２＊のそれぞれは、Ｕ（１）−Ｖ（１）−Ｗ（１）軸、Ｕ（２）−Ｖ（２）−Ｗ（２）軸を回転するベクトルとなる。

なお、図５に示したかっこ内の数字は、第１巻線に対応した軸と第２巻線に対応した軸を分けて示すためのものである。具体的には、（１）がついているＵ（１）、Ｖ（１）、Ｗ（１）は、それぞれ第１巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応した軸を示しており、（２）がついているＵ（２）、Ｖ（２）、Ｗ（２）は、それぞれ第２巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応した軸を示している。ここで、Ｕ（１）軸を基準とした場合の第１の電圧指令ベクトルＶ１＊と第２の電圧指令ベクトルＶ２＊との位相角は、ともにθｖであり、位相差はない。

図６は、本発明の実施の形態１における第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、および第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の波形図である。先の図５に示したＵ（２）、Ｖ（２）、Ｗ（２）軸は、それぞれＵ（１）、Ｖ（１）、Ｗ（１）軸に対し３０度位相が遅れている。従って、図６に示すように、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２は、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に比べて３０度位相が遅れる。

図６において、横軸は、Ｕ（１）軸を基準とした電圧位相角θｖである。よって、第１巻線と第２巻線に３０度の位相差を有する交流回転機１ａに対して、第１の電圧指令と第２の電圧指令は、３０度の位相差を有する。また、第１巻線と第２巻線に３０＋６０×Ｎ（Ｎ：整数）度の位相差を有する交流回転機に対しても、同様に、第１の電圧指令と第２の電圧指令は、３０＋６０×Ｎ度の位相差を有する。

図７は、本発明の実施の形態１における第１の電圧印加器３ａに関して、電圧指令と、各相上側アーム素子がオンする割合との関係を説明するための図である。図７（ａ）は、図６に示した第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１であり、座標変換器１０ａの出力である。また、図７（ｂ）は、オフセット演算器１１ａの出力である第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’であり、上式（１）〜（３）によって演算される。

なお、上式（１）〜（３）におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１の最大値Ｖｍａｘ１、最小値Ｖｍｉｎ１を用いて、下式（７）で与えている。
Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝−０．５（Ｖｍｉｎ１＋Ｖｍａｘ１） （７）

ただし、第１の電圧印加器３ａが出力できる相電圧の電圧出力範囲は、０〜母線電圧Ｖｄｃ１である。従って、電圧出力範囲の幅を、第１の電圧印加器３ａが出力可能なＶｄｃ１以内とすべく、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’は、−０．５Ｖｄｃ１未満、０．５Ｖｄｃ１超となる場合には、それぞれ−０．５Ｖｄｃ１、０．５Ｖｄｃ１で制限されている。

また、Ｖｏｆｆｓｅｔ１として、上式（７）以外に、２相変調方式や３次高調波重畳方式として知られるような、他のオフセット電圧演算方法を用いてもよい。

図７（ｃ）は、第１の電圧印加器３ａにおける、各相上側アーム素子（Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１）がオンする割合を示すオンデューティＤｓｕｐ１、Ｄｓｖｐ１、Ｄｓｗｐ１である。これらのオンデューティＤｓｕｐ１、Ｄｓｖｐ１、Ｄｓｗｐ１は、それぞれＶｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’を用いて
Ｄｓｘｐ１＝０．５＋Ｖｘ１’／Ｖｄｃ１
より求める。ただし、ｘ＝Ｕ、Ｖ、Ｗである。例えば、Ｄｓｕｐ１が０．６のとき、第１の電圧印加器３ａは、スイッチング周期ＴｓｗにおいてＳｕｐ１のオン割合０．６とする。

ここで、第１の電圧印加器３ａにおいては、各相毎に、常時、上側アーム素子（Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１）と下側アーム素子（Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１）のいずれか一方がオンする。従って、各相上側アーム素子のオンデューティ（Ｄｓｕｐ１、Ｄｓｖｐ１、Ｄｓｗｐ１）と、下側アーム素子のオンデューティ（Ｄｓｕｎ１、Ｄｓｖｎ１、Ｄｓｗｎ１）との間には、下式（８）〜（１０）の関係がある。
Ｄｓｕｐ１＋Ｄｓｕｎ１＝１ （８）
Ｄｓｖｐ１＋Ｄｓｖｎ１＝１ （９）
Ｄｓｗｐ１＋Ｄｓｗｎ１＝１ （１０）

よって、例えば、Ｄｓｕｐ１が０．６の場合、上式（８）より、Ｄｓｕｎ１は０．４となる。以上より、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいた第１の電圧印加器３ａにおける各スイッチング素子のオンデューティが定まる。

図８は、本発明の実施の形態１における第２の電圧印加器３ｂに関して、電圧指令と、各相上側アーム素子がオンする割合との関係を説明するための図である。図８（ａ）は、図６に示した第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２であり、座標変換器１０ｂの出力である。また、図８（ｂ）は、オフセット演算器１１ｂの出力である第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’であり、上式（４）〜（６）によって演算される。

なお、上式（４）〜（６）におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の最大値Ｖｍａｘ２、最小値Ｖｍｉｎ２を用いて、下式（１１）で与えている。
Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝−０．５（Ｖｍｉｎ２＋Ｖｍａｘ２） （１１）

ただし、第２の電圧印加器３ｂが出力できる相電圧の電圧出力範囲は、０〜母線電圧Ｖｄｃ２である。従って、電圧出力範囲の幅を、第２の電圧印加器３ｂが出力可能な Ｖｄｃ２以内とすべく、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’は、−０．５Ｖｄｃ２未満、０．５Ｖｄｃ２超となる場合には、それぞれ−０．５Ｖｄｃ２、０．５Ｖｄｃ２で制限されている。

また、Ｖｏｆｆｓｅｔ２として、上式（１１）以外に、２相変調方式や３次高調波重畳方式として知られるような、他のオフセット電圧演算方法を用いてもよい。

図８（ｃ）は、第２の電圧印加器３ｂにおける、各相上側アーム素子（Ｓｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２）がオンする割合を示すオンデューティＤｓｕｐ２、Ｄｓｖｐ２、Ｄｓｗｐ２である。これらのオンデューティＤｓｕｐ２、Ｄｓｖｐ２、Ｄｓｗｐ２は、それぞれＶｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’を用いて
Ｄｓｘｐ２＝０．５＋Ｖｘ２’／Ｖｄｃ２
より求める。ただし、ｘ＝Ｕ、Ｖ、Ｗである。例えば、Ｄｓｕｐ１が０．６のとき、第１の電圧印加器３ａは、スイッチング周期ＴｓｗにおいてＳｕｐ１のオン割合０．６とする。

ここで、第２の電圧印加器３ｂにおいては、各相毎に、常時、上側アーム素子（Ｓｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２）と下側アーム素子（Ｓｕｎ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｎ２）のいずれか一方がオンする。従って、各相上側アーム素子のオンデューティ（Ｄｓｕｐ２、Ｄｓｖｐ２、Ｄｓｗｐ２）と、下側アーム素子のオンデューティ（Ｄｓｕｎ２、Ｄｓｖｎ２、Ｄｓｗｎ２）との間には、下式（１２）〜（１４）の関係がある。
Ｄｓｕｐ２＋Ｄｓｕｎ２＝１ （１２）
Ｄｓｖｐ２＋Ｄｓｖｎ２＝１ （１３）
Ｄｓｗｐ２＋Ｄｓｗｎ２＝１ （１４）

よって、例えば、Ｄｓｕｐ２が０．６の場合、上式（１２）より、Ｄｓｕｎ２は０．４となる。以上より、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいた第２の電圧印加器３ｂにおける各スイッチング素子のオンデューティが定まる。

図９は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する動作説明図である。具体的には、第１の電圧印加器３ａの半導体スイッチＳｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１、および第２の電圧印加器３ｂの半導体スイッチＳｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２のオンオフパターンと、電流検出器４ａ、４ｂにおける、スイッチング信号の周期（ＰＷＭ周期）Ｔｓｗ内での電流検出タイミングとの関係を示した図である。

なお、Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１、およびＳｕｎ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｎ２は、それぞれＳｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１、およびＳｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２と反転（１ならば０、０ならば１、ただしデッドタイム期間を除く）の関係にあるため、図示を省略している。

図９においては、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に関して、大きい順に第１最大相電圧Ｅｍａｘ１、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１、第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１としたとき、下式（１５）〜（１７）の関係があるものとする
Ｅｍａｘ１＝Ｖｕ１’ （１５）
Ｅｍｉｄ１＝Ｖｖ１’ （１６）
Ｅｍｉｎ１＝Ｖｗ１’ （１７）

同様に、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に関して、大きい順に第２最大相電圧Ｅｍａｘ２、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２、第２最小相電圧Ｅｍｉｎ２としたとき、下式（１８）〜（２０）の関係があるものとする。
Ｅｍａｘ２＝Ｖｕ２’ （１８）
Ｅｍｉｄ２＝Ｖｖ２’ （１９）
Ｅｍｉｎ２＝Ｖｗ２’ （２０）

時刻ｔ１（ｎ）において、Ｓｕｐ１、Ｓｕｐ２を１、かつＳｖｐ１、Ｓｗｐ１、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２を０とし、時刻ｔ１（ｎ）からΔｔ１経過後の時刻ｔ２（ｎ）まで継続する。図３、図４より、時刻ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）において、第１の電圧ベクトルは、Ｖ１（１）、第２の電圧ベクトルは、Ｖ１（２）である。電流検出器４ａ、４ｂは、時刻ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）における、時刻ｔｓ１−１（ｎ）にて、Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を検出する。

第１の電圧印加器３ａや第２の電圧印加器３ｂのデッドタイム時間と、第１の電流検出器がＩｄｃ１を検出する、あるいは第２の電流検出器がＩｄｃ２を検出するのに要する時間（例えば、検出波形に含まれるリンギングが収束するのに要する時間やサンプルホールドに要する時間）の和を「第１の所定値」とした場合、ずらし時間Δｔ１は、その「第１の所定値」以上に設定される。

図３より、時刻ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）においては、第１の電圧ベクトルは、Ｖ１（１）であり、時刻ｔｓ１−１（ｎ）で検出されたＩｄｃ１は、Ｉｕ１に等しい。また、図４より、時刻ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）においては、第２の電圧ベクトルは、Ｖ１（２）であり、時刻ｔｓ１−１（ｎ）で検出されたＩｄｃ２は、Ｉｕ２に等しい。

次に、時刻ｔ２（ｎ）において、Ｓｖｐ１、Ｓｖｐ２を１とし、そのスイッチングパターンを時刻ｔ２（ｎ）からΔｔ２経過後の時刻ｔ３（ｎ）まで継続する。図３、図４より、時刻ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）において、第１の電圧ベクトルは、Ｖ２（１）、第２の電圧ベクトルは、Ｖ２（２）である。電流検出器４ａ。４ｂは、時刻ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）における、時刻ｔｓ１−２（ｎ）にて、再度、Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を検出する。ずらし時間Δｔ２は、ずらし時間Δｔ１と同様に「第１の所定値」以上に設定される。

図３より、時刻ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）においては、第１の電圧ベクトルは、Ｖ２（１）であり、時刻ｔｓ１−２（ｎ）で検出されたＩｄｃ１は、−Ｉｗ１に等しい。また、図４より、時刻ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）においては、第２の電圧ベクトルは、Ｖ２（２）であり、時刻ｔｓ１−２（ｎ）で検出されたＩｄｃ２は、−Ｉｗ２に等しい。

以上より、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｗ１、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｗ２が検出できたので、三相電流の和が零なることを利用すると、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１（＝−Ｉｕ１−Ｉｗ１）、Ｉｗ１、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２（＝−Ｉｕ２−Ｉｗ２）、Ｉｗ２を検出できる。

そして、時刻ｔ３（ｎ）にて、Ｓｗｐ１、Ｓｗｐ２を１とする。Ｓｕｐ１〜Ｓｗｐ２のパルス幅（「１」を継続する時間）は、各スイッチに対応するオンデューティＤｓｕｐ１、Ｄｓｗｐ２とスイッチング周期Ｔｓｗとの乗算値によって定まる。

以上より、本実施の形態１では、第１最大相電圧Ｅｍａｘ１に対応する相の上側アーム素子のスイッチ、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相の上側アーム素子のスイッチ、第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１に対応する相の上側アーム素子のスイッチの順に、第１の所定値以上に設定されたΔｔ１やΔｔ２だけ時刻をずらしてオンしている。

そして、このようなスイッチングにより、図３に示す、Ｉｄｃ１から、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち、２相を検出できる２種類の第１の電圧ベクトルを形成し、図４に示す、Ｉｄｃ２から、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２のうち、２相を検出できる２種類の第２の電圧ベクトルを形成する。

しかしながら、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相の電圧指令値によっては、Ｉｄｃ１から第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち、２相を検出できる２種類の第１の電圧ベクトルを形成することができず、結果として、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出することができない場合がある。

例えば、図１０は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図９とは別の動作説明図であり、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出することができない場合を例示している。

図１０では、Ｖｖ１’が小さく、Ｄｓｖｐ１・ＴｓｗがΔｔ２より小さくなった状態を示している。この状態では、時刻ｔ２（ｎ）でＳｖｐ１をオンすると、時刻ｔ３（ｎ）よりも前にオフしてしまい、第１の電圧ベクトルＶ２（１）がずらし時間Δｔ２の区間に渡って形成できない。

また、図１１は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図９、図１０とは別の動作説明図であり、図１０と同様に、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出することができない場合を例示している。

図１１では、Ｖｖ１’が大きく、Ｄｓｖｐ１・ＴｓｗがＴｓｗ−Δｔ１より大きくなった状態を示している。この状態では、スイッチング周期Ｔｓｗが終了する時刻ｔ４（ｎ）でＳｖｐ１をオフした場合においても、時刻ｔ２（ｎ）よりも前でＳｖｐ１をオンしなければ、Ｄｓｖｐ１・Ｔｓｗに対応したパルス幅が出せない。この結果として、Ｖ１（１）がずらし時間Δｔ１の区間に渡って形成できない。

図１２は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図１０、図１１とは別の動作説明図であり、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出することができない場合を例示している。第２の電圧印加器３ｂについても、同様に、図１２に示すように、Ｖｖ２’が小さい場合、Ｖ２（２）がずらし時間Δｔ２の区間に渡って形成できない。

また、図１３は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図１２とは別の動作説明図であり、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出することができない場合を例示している。図１３に示すように、Ｖｖ２’が大きい場合、Ｖ１（２）がずらし時間Δｔ１の区間に渡って形成できない。

この課題は、特許文献１に記載されたスイッチング周期（特許文献１における制御周期）Ｔｓｗを増大させることで解決できる。ずらし時間Δｔ１やずらし時間Δｔ２を固定時間とすると、Ｔｓｗを増大させることで、Ｔｓｗに占めるずらし時間Δｔ１やずらし時間Δｔ２の割合が低下する。このため、先に述べた中間相電圧が小さくＤｓｖｐ１が小さい場合や、中間相電圧が大きくＤｓｖｐ１が大きい場合にも、電流検出が可能となる。

しかしながら、Ｔｓｗを増大させると、Ｔｓｗの逆数で与えられるスイッチング周波数が低下し、その周波数が可聴域に入ると、スイッチング周波数成分の騒音が増大する課題が生じる。例えば、交流回転機１ａが電動パワーステアリング用モータの場合、スイッチング周波数が２０ｋＨｚ以上（可聴域の帯域外）に設定される。

これは、人間の可聴域が２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚであり、２０ｋＨｚ以上（可聴域の帯域外）に設定することで、スイッチング周波数成分の音が人間の耳には聞えないからである。しかしながら、ずらし時間Δｔ１やずらし時間Δｔ２を確保するためにスイッチング周波数を２０ｋＨｚより低下させると、スイッチング周波数成分の音が人間の耳に聞こえてしまい、結果として騒音となってしまう。

また、スイッチング周期を増大させずに、先の図１０〜図１３に示したような方法を採用した場合には、別の課題も存在する。図１０において、Δｔ２区間でのＩｄｃ１の検出を断念したとしても、Ｓｖｐ１のオフタイミングは、ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）間であり、Ｉｄｃ２を検出するタイミングであるｔｓ１−２（ｎ）との間隔が接近する。このため、Ｓｖｐ１をオフとするスイッチングによって、Ｉｄｃ２に検出ノイズが発生して、Δｔ２区間でＩｄｃ２を正しく検出できないおそれがある。

また、図１１において、Δｔ１区間でのＩｄｃ１の検出を断念したとしても、Ｓｖｐ１のオンタイミングは、ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）間であり、Ｉｄｃ２を検出するタイミングであるｔｓ１−１（ｎ）との間隔が接近する。このため、Ｓｖｐ１をオンとするスイッチングによって、Ｉｄｃ２に検出ノイズが発生して、Δｔ１区間でＩｄｃ２を正しく検出できないおそれがある。

また、図１２において、Δｔ２区間でのＩｄｃ２の検出を断念したとしても、Ｓｖｐ２のオフタイミングは、ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）間であり、Ｉｄｃ１を検出するタイミングであるｔｓ１−２（ｎ）との間隔が接近する。このため、Ｓｖｐ２をオフとするスイッチングによって、Ｉｄｃ１に検出ノイズが発生して、Δｔ２区間でＩｄｃ１を正しく検出できないおそれがある。

さらに、図１３において、Δｔ１区間でのＩｄｃ２の検出を断念したとしても、Ｓｖｐ２のオンタイミングは、ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）間であり、Ｉｄｃ１を検出するタイミングであるｔｓ１−１（ｎ）との間隔が接近する。このため、Ｓｖｐ２をオンとするスイッチングによって、Ｉｄｃ１に検出ノイズが発生して、Δｔ１区間でＩｄｃ１を正しく検出できないおそれがある。

また、これらの課題に対応すべく、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１がずらし時間Δｔ１やΔｔ２を確保できる範囲になるように、第１の電圧指令の振幅を制限してしまうと、交流回転機１ａに印加される電圧が制限され、交流回転機１ａにより、高い出力が発生できないといった別の課題が生じる。

そこで、本発明では、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１の大きさによってはＩｄｃ１の検出ができないことについては許容するとしても、Ｉｄｃ２については精度よく検出するとともに、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２の大きさによってはＩｄｃ２の検出ができないことについては許容するとしても、Ｉｄｃ１については精度よく検出することを技術的特徴としている。

そのための半導体スイッチＳｕｐ１〜Ｓｗｎ１、Ｓｕｐ２〜Ｓｗｎ２のオンオフパターンを、以下に説明する。なお、図１２および図１３の課題は、図１０および図１１の課題と同様のものであるから、以下では、図１０および図１１の課題を解消するための方法について、具体的に説明する。

図１４は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する動作説明図であり、先の図１０における課題を解決するための動作を示している。具体的には、この図１４では、先の図１０に対して、Ｓｖｐ１のオンタイミングを、ｔ２（ｎ）からｔ５（ｎ）にシフトしたものである。

ｔ５（ｎ）は、第１最小相電圧がオンするタイミングｔ３（ｎ）の前後で「第２の所定値」以内に設定される。ここで、「第２の所定値」とは、「第１の所定値」より小さい値であり、母線電流検出タイミングであるｔｓ１−２（ｎ）と第１最小相がオンするタイミングｔ３（ｎ）との間隔よりも小さい値である。なお、ｔ３（ｎ）とｔ５（ｎ）を一致させるように、すなわち、第１中間相電圧と第１最小相電圧を同時にオンするように、設定してもよい。

先の図１０のように、第１の中間相電圧のオン時間がΔｔ２以下に対応する値となってしまう場合には、図１４のように、第１中間相電圧のオン時間を、第１最小相電圧のオン時間と第２の所定値以内となるように接近させる。これにより、図１４の構成は、ｔｓ１−２（ｎ）近傍での第１の電圧印加器３ａのスイッチングが生じなくなり、先の図１０に比べ、ｔｓ１−２（ｎ）でのＩｄｃ２を精度よく検出できる。

図１５は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する動作説明図であり、先の図１１における課題を解決するための動作を示している。具体的には、この図１５では、先の図１１に対して、Ｓｖｐ１のオンタイミングを、ｔ２（ｎ）からｔ６（ｎ）にシフトしたものである。

ｔ６（ｎ）は、第１最大相電圧がオンするタイミングｔ１（ｎ）の前後で「第２の所定値」以内に設定される。なお、ｔ１（ｎ）とｔ６（ｎ）を一致させる、すなわち、第１中間相電圧と第１最大相電圧を同時にオンするように設定してもよい。

先の図１１のように、第１中間相電圧のオン時間がΔｔ２以下に対応する値となってしまう場合には、図１５のように、第１中間相電圧のオン時間を、第１最大相電圧のオン時間と第２の所定値以内となるように接近させる。これにより、図１５の構成は、ｔｓ１−１（ｎ）近傍で第１の電圧印加器３ａのスイッチングが生じなくなり、先の図１１に比べ、ｔｓ１−１（ｎ）でのＩｄｃ２を精度よく検出できる。

図１６は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図９とは別の動作説明図である。

図１６においても、先の図９と同様に、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’において、大きい順に第１最大相電圧Ｅｍａｘ１、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１、第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１としたとき、上式（１５）〜（１７）の関係があるものとし、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’において、大きい順に第２最大相電圧Ｅｍａｘ２、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２、第２最小相電圧Ｅｍｉｎ２としたとき、上式（１８）〜（２０）の関係があるものとする。

時刻ｔ１（ｎ）において、Ｓｕｐ１、Ｓｕｐ２、Ｓｖｐ１、Ｓｖｐ２を１、かつＳｗｐ１、Ｓｗｐ２を０とし、時刻ｔ１（ｎ）からΔｔ１経過後の時刻ｔ２（ｎ）まで継続する。図３、図４より、時刻ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）において、第１の電圧ベクトルは、Ｖ２（１）、第２の電圧ベクトルは、Ｖ２（２）である。電流検出器４ａ、４ｂは、時刻ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）における、時刻ｔｓ１−１（ｎ）にて、Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を検出する。

図３より、時刻ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）においては、第１の電圧ベクトルは、Ｖ２（１）であり、時刻ｔｓ１−１（ｎ）で検出されたＩｄｃ１は、−Ｉｗ１に等しい。また、図４より、時刻ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）においては、第２の電圧ベクトルは、Ｖ２（２）であり、時刻ｔｓ１−１（ｎ）で検出されたＩｄｃ２は、−Ｉｗ２に等しい。

次に、時刻ｔ２（ｎ）において、Ｓｖｐ１、Ｓｖｐ２を０とし、そのスイッチングパターンを時刻ｔ２（ｎ）からΔｔ２経過後の時刻ｔ３（ｎ）まで継続する。図３、図４より、時刻ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）において、第１の電圧ベクトルは、Ｖ１（１）、第２の電圧ベクトルは、Ｖ１（２）である。電流検出器４ａ。４ｂは、時刻ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）における、時刻ｔｓ１−２（ｎ）にて、再度、Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を検出する。

図３より、時刻ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）においては、第１の電圧ベクトルは、Ｖ１（１）であり、時刻ｔｓ１−２（ｎ）で検出されたＩｄｃ１は、Ｉｕ１に等しい。また、図４より、時刻ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）においては、第２の電圧ベクトルは、Ｖ１（２）であり、時刻ｔｓ１−２（ｎ）で検出されたＩｄｃ２は、Ｉｕ２に等しい。

以上より、第１巻線の電流Ｉｕ１、Ｉｗ１、第２巻線の電流Ｉｕ２、Ｉｗ２が検出できたので、三相電流の和が零なることを利用すると、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１（＝−Ｉｕ１−Ｉｗ１）、Ｉｗ１、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２（＝−Ｉｕ２−Ｉｗ２）、Ｉｗ２を検出できる。

そして、時刻ｔ３（ｎ）にて、Ｓｕｐ１、Ｓｕｐ２を１とする。Ｓｕｐ１〜Ｓｗｐ２が「０」を継続する時間は、１から各スイッチに対応するオンデューティＤｓｕｐ１、Ｄｓｗｐ２を減算した値とスイッチング周期Ｔｓｗとの乗算値によって定まる。

以上より、本実施の形態１の別の例では、第１最小相電圧Ｅｍｉｍ１に対応する相の上側アーム素子のスイッチ、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相の上側アーム素子のスイッチ、第１最大相電圧Ｅｍａｘ１に対応する相の上側アーム素子のスイッチの順に、第１の所定値以上に設定されたΔｔ１やΔｔ２だけ時刻をずらしてオフしている。

そして、このようなスイッチングにより、図３に示す、Ｉｄｃ１から、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち、２相を検出できる２種類の第１の電圧ベクトルを形成し、図４に示す、Ｉｄｃ２から、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２のうち、２相を検出できる２種類の第２の電圧ベクトルを形成する。

しかしながら、図９で示した動作説明例と同様に、図１６に示す動作説明例においても、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相の電圧指令値によっては、Ｉｄｃ１から第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１のうち、２相を検出できる２種類の第１の電圧ベクトルを形成することができず、結果として、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出することができない場合がある。

例えば、図１７は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図１６とは別の動作説明図であり、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出することができない場合を例示している。

図１７では、Ｖｖ１’が小さく、Ｄｓｖｐ１・ＴｓｗがΔｔ１より小さくった状態を示している。この状態では、時刻ｔ１（ｎ）でＳｖｐ１をオンすると、時刻ｔ２（ｎ）よりも前にオフしてしまい、第１の電圧ベクトルＶ２（１）がずらし時間Δｔ１の区間に渡って形成できず、Δｔ１区間でＩｄｃ１を検出できない。

さらに、Ｓｖｐ１のオフタイミングは、ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）間であり、Ｉｄｃ２を検出するタイミングであるｔｓ１−１（ｎ）との間隔が接近する。このため、Ｓｖｐ１をオフとするスイッチングによって、Ｉｄｃ２に検出ノイズが発生してΔｔ２区間でＩｄｃ２を正しく検出できないおそれがある。

また、図１８は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図１６、図１７とは別の動作説明図であり、先の図１７と同様に、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出することができない場合を例示している。

図１７では、Ｖｖ１’が大きく、Ｓｖｐ１のオフ時間である（１−Ｄｓｖｐ１）・ＴｓｗがΔｔ２より小さくなった状態を示している。この状態では、図１２と同様に、時刻ｔ２（ｎ）でＳｖｐ１をオフすると、時刻ｔ３（ｎ）よりも前でオンしてしまい、結果として、第１のベクトルＶ１（１）がずらし時間Δｔ２の区間に渡って形成できず、Δｔ２区間でＩｄｃ１を検出できない。

さらに、Ｓｖｐ１のオンタイミングは、ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）間であり、Ｉｄｃ２を検出するタイミングであるｔｓ１−２（ｎ）との間隔が接近する。このため、Ｓｖｐ１をオンとするスイッチングによって、Ｉｄｃ２に検出ノイズが発生してΔｔ２区間でＩｄｃ２を正しく検出できないおそれがある。

図１９は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図１７、図１８とは別の動作説明図であり、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出することができない場合を例示している。第２の電圧印加器３ｂについても、同様に、図１９に示すように、Ｖｖ２’が小さい場合、Ｖ２（２）がずらし時間Δｔ１の区間に渡って形成できず、Δｔ１区間でＩｄｃ２を検出できない。

さらに、Ｓｖｐ２のオフタイミングは、ｔ１（ｎ）〜ｔ２（ｎ）間であり、Ｉｄｃ１を検出するタイミングであるｔｓ１−１（ｎ）との間隔が接近する。このため、Ｓｖｐ２をオフとするスイッチングによって、Ｉｄｃ１に検出ノイズが発生してΔｔ１区間でＩｄｃ１を正しく検出できないおそれがある。

また、図２０は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する、図１９とは別の動作説明図であり、第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出することができない場合を例示している。図２０に示すように、Ｖｖ２’が大きい場合、Ｖ１（２）がずらし時間Δｔ２の区間に渡って形成できず、Δｔ２区間でＩｄｃ２を検出できない。

さらに、Ｓｖｐ２のオンタイミングは、ｔ２（ｎ）〜ｔ３（ｎ）間であり、Ｉｄｃ１を検出するタイミングであるｔｓ１−２（ｎ）との間隔が接近する。このため、Ｓｖｐ２をオンとするスイッチングによって、Ｉｄｃ１に検出ノイズが発生してΔｔ２区間でＩｄｃ１を正しく検出できないおそれがある。

図２１は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する動作説明図であり、先の図１７における課題を解決するための動作を示している。具体的には、この図２１では、先の図１７に対して、Ｓｖｐ１のオフタイミングを、ｔ７（ｎ）にシフトしたものである。

ｔ７（ｎ）は、第１最小相電圧がオフするタイミングｔ４（ｎ）の前後で「第２の所定値」以内に設定される。このように、第１中間相電圧のオフ時間を、第１最小相電圧のオフ時間と第２の所定値以内となるように接近させる。これにより、図２１の構成は、ｔｓ１−１（ｎ）近傍での第１の電圧印加器３ａのスイッチングが生じなくなり、先の図１７に比べ、ｔｓ１−１（ｎ）でのＩｄｃ２を精度よく検出できる。

図２２は、本発明の実施の形態１における半導体スイッチのオンオフパターン、および電流検出器４ａ、４ｂにおける電流検出タイミングに関する動作説明図であり、先の図１８における課題を解決するための動作を示している。具体的には、この図２２では、先の図１８に対して、Ｓｖｐ１のオフタイミングを、ｔ８（ｎ）にシフトしたものである。

ｔ８（ｎ）は、第１最大相電圧がオンするタイミングｔ３（ｎ）の前後で「第２の所定値」以内に設定される。このように、第１中間相電圧のオフ時間を、第１最大相電圧のオフ時間と第２の所定値以内となるように接近させる。これにより、図２２の構成は、ｔｓ１−２（ｎ）近傍で第１の電圧印加器３ａのスイッチングが生じなくなり、先の図１８に比べ、ｔｓ１−２（ｎ）でのＩｄｃ２を精度よく検出できる。

なお、上述したように、図１４、図１５、図２１、図２２では、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１がずらし時間Δｔ１やΔｔ２を確保できない場合に、ｔｓ１−１（ｎ）、ｔｓ１−２（ｎ）において、Ｉｄｃ２を精度よく検出できる手法について述べた。しかしながら、本発明でのスイッチングパターンを適用することで、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２がずらし時間Δｔ１やΔｔ２を確保できない場合に、ｔｓ１−１（ｎ）、ｔｓ１−２（ｎ）において、Ｉｄｃ２の代わりに、Ｉｄｃ１を精度よく検出できることは言うまでもない。

続いて、第１の検出可否判定器１２ａおよび第２の検出可否判定器１２ｂについて説明する。図２３は、本発明の実施の形態１における第１の検出可否判定器１２ａおよび第２の検出可否判定器１２ｂの機能に関する説明図である。

具体的には、第１の電流可否判定器１２ａは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１に対応する相の電圧指令値が第３の所定値Ｖｓ３以下、かつ第４の所定値Ｖｓ４以上の範囲か否かを判別し、第１の電流検出器４ａが第１の３相電流を検出可能か判別する。同様に、第２の電流可否判定器１２ｂは、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２に対応する相の電圧指令値が第３の所定値Ｖｓ３以下、かつ第４の所定値Ｖｓ４以上の範囲か否かを判別し、第２の電流検出器４ｂが第２の３相電流を検出可能か判別する。

ここで、第１の中間相電圧Ｅｍｉｄ１や第２の中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第３の所定値Ｖｓ３と等しければ、中間相電圧における上側アーム素子のＴｓｗにおけるオン時間が、Ｔｓｗ−Δｔ１に等しいことを意味している。従って、第３の所定値Ｖｓ３は、ずらし時間Δｔ１を確保できる上限値に相当する。

一方、第１の中間相電圧Ｅｍｉｄ１や第２の中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第４の所定値Ｖｓ４と等しければ、中間相電圧における上側アーム素子のＴｓｗにおけるオン時間が、Δｔ２を確保できることを意味している。従って、第４の所定値Ｖｓ４は、ずらし時間Δｔ２を確保できる下限値である。

図２３（ａ）は、図７（ｂ）に示した第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’を点線、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１を実線、第３の所定値Ｖｓ３および第４の所定値Ｖｓ４を一点鎖線で示す。ここでは、
Ｖｓ３＝０．４Ｖｄｃ１
Ｖｓ４＝−０．４Ｖｄｃ１
に設定する。

図２３（ｂ）は、第１の検出可否判定器１２ａの出力である。第１の検出可否判定器１２ａは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１が第３の所定値Ｖｓ３以下、かつ第４の所定値Ｖｓ４以上の範囲内か範囲外かを判別することで、第１の３相電流が検出可能か否かを判別する。そして、第１の検出可否判定器１２ａは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１が、第３の所定値Ｖｓ３以下、かつ第４の所定値Ｖｓ４以上の範囲内であれば１、範囲外であれば０となる第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１を出力する。

図２３（ｃ）は、図８（ｂ）に示した第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’を点線、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２を実線、第３の所定値Ｖｓ３および第４の所定値Ｖｓ４を一点鎖線で示す。

図２３（ｄ）は、第２の検出可否判定器１２ｂの出力である。第２の検出可否判定器１２ｂは、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第３の所定値Ｖｓ３以下、かつ第４の所定値Ｖｓ４以上の範囲内か範囲外かを判別することで、第２の３相電流が検出可能か否かを判別し、第３の所定値Ｖｓ３以下、かつ第４の所定値Ｖｓ４以上の範囲内であれば１、範囲外であれば０となる第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２を出力する。

第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に着目すると、電圧位相角θｖで６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５、６）度近傍で０となる。第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に着目すると、電圧位相角θｖで３０＋６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５）度近傍で０となる。

よって、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１と第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２とでは、０となる電圧位相角θｖが互いに３０度ずれており、ｆｌａｇ＿１が０のとき、ｆｌａｇ＿２は１であり、逆に、ｆｌａｇ＿２が０のとき、ｆｌａｇ＿１は１である。よって、ｆｌａｇ＿１とｆｌａｇ＿２が同時に０になることはなく、少なくとも一方は、１であることがわかる。

図２４は、本発明の実施の形態１における第１の検出可否判定器１２ａの一連動作を示したフローチャートである。ステップＳ１０００ａにおいて、第１の検出可否判定器１２ａは、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１を演算する。

ステップＳ１０００ｂにおいて、第１の検出可否判定器１２ａは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１が第３の所定値Ｖｓ３以下であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ１０００ｃへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ１０００ｅへ進む。

ステップＳ１０００ｃに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ａは、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１が第４の所定値Ｖｓ４以上であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ１０００ｄへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ１０００ｅへ進む。

ステップＳ１０００ｄに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ａは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に１を代入する。一方、ステップＳ１０００ｅに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ａは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に０を代入する。

図２５は、本発明の実施の形態１における第２の検出可否判定器１２ｂの一連動作を示したフローチャートである。ステップＳ２０００ａにおいて、第２の検出可否判定器１２ｂは、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいて、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２を演算する。

ステップＳ２０００ｂにおいて、第２の検出可否判定器１２ｂは、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第３の所定値Ｖｓ３以下であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ２０００ｃへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ２０００ｅへ進む。

ステップＳ２０００ｃにおいて、第２の検出可否判定器１２ｂは、第２中間相電圧Ｅｍｉｄ２が第４の所定値Ｖｓ４以上であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ２０００ｄへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ２０００ｅへ進む。

ステップＳ２０００ｄに進んだ場合には、第２の検出可否判定器１２ｂは、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に１を代入する。一方、ステップＳ２０００ｅに進んだ場合には、第２の検出可否判定器１２ｂは、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２に０を代入する。

続いて、切替器７ａの動作について、図２６を用いて説明する。図２６は、本発明の実施の形態１における切替器７ａの一連動作を示したフローチャートである。切替器７ａによる切替動作は、ステップＳ３１００ａにおける第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１が１と等しいか否かの判定結果、およびステップＳ３１００ｂにおける第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２が１と等しいか否かの判定結果により、ステップＳ３１００ｃ、３１００ｄ、３１００ｅに場合分けされる。

ｆｌａｇ＿１が１に等しく、かつｆｌａｇ＿２が１に等しい場合には、ステップＳ３１００ｃに進み、Ｉｄ１’、Ｉｑ１’として、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を選択し、Ｉｄ２’、Ｉｑ２’として、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２を選択し、出力する。

ｆｌａｇ＿１が１に等しく、かつｆｌａｇ＿２が１と等しくない場合には、ステップＳ３１００ｄに進み、Ｉｄ１’、Ｉｑ１’として、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を選択し、Ｉｄ２’、Ｉｑ２’としても、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を選択し、出力する。

ｆｌａｇ＿１が１に等しくない場合には、ｆｌａｇ＿２の値にかかわらず、ステップＳ３１００ｅに進み、Ｉｄ１’、Ｉｑ１’として、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２を選択し、Ｉｄ２’、Ｉｑ２’としても、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２を選択し、出力する。

なお、上述した実施の形態１においては、第１の電圧印加器３ａにより第１の３相巻線に第１の所定値以上のオン間隔（Δｔ１、Δｔ２）で電圧を印加する例について説明した。しかしながら、第１の所定値以上のオフ間隔で電圧を印加する場合にも、本発明が有用であることは言うまでもない。

また、上述した実施の形態１においては、図１５で示したように、第１中間相電圧が第１の所定値よりも大きい場合に、第１中間相電圧を第１最大相電圧と第２の所定値以内のタイミングでオンするように変更する例について説明した。しかしながら、第１中間相電圧に加えて、第１最小相電圧も第１最大相電圧と第２の所定値以内のタイミングでオンするように変更してもよい。

この場合、第１の３相巻線に印加される電圧は、３相全てが第２の所定値以内でオンすることになる。よって、本発明は、電流検出が不可と判断された第１の３相巻線あるいは第２の３相巻線に対して、その少なくとも２相に関して、オンまたはオフ間隔を第２の所定値以内と設定することで効果を得ることができる。

以上のように、実施の形態１によれば、特許文献１のようにスイッチング周期Ｔｓｗを長くすることなく、また、第１中間相電圧がずらし時間を確保できる範囲になるように、第１の電圧指令の振幅を制限する必要もなく、電流検出タイミングにおける電圧印加器のスイッチングを回避できる。この結果、交流回転機１ａの低騒音を維持した状態で、高出力化が可能となる効果を得ることができる。

実施の形態２．
本実施の形態２における交流回転機の制御装置は、第１の検出可否判定器１２ｃにおける演算処理が、先の実施の形態１における第１の検出可否判定器１２ａと異なっている。そこで、本実施の形態２における第１の検出可否判定器１２ｃの演算処理を中心に、以下に説明する。

図２７は、本発明の実施の形態２における第１の検出可否判定器１２ｃの一連動作を示したフローチャートである。ステップＳ４０００ａにおいて、第１の検出可否判定器１２ｃは、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１最大相電圧Ｅｍａｘ１、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１、第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１を演算する。

ステップＳ４０００ｂにおいて、第１の検出可否判定器１２ｃは、第１最大相電圧と第１中間相電圧との差（Ｅｍａｘ１−Ｅｍｉｄ１）が、第５の所定値Ｖｓ５以上であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ４０００ｃへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ４０００ｅへ進む。

ステップＳ４０００ｃに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ｃは、第１中間相電圧と第１最小相電圧との差（Ｅｍｉｄ１−Ｅｍｉｎ１）が、第５の所定値Ｖｓ５以上であるか否かを判定し、「ＹＥＳ」であれば、ステップＳ４０００ｄへ進み、「ＮＯ」であれば、ステップＳ４０００ｅへ進む。

ステップＳ４０００ｄに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ｃは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に１を代入する。一方、ステップＳ４０００ｅに進んだ場合には、第１の検出可否判定器１２ｃは、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１に０を代入する。

ここで、第５の所定値Ｖｓ５は、ずらし時間Δｔ１またはずらし時間Δｔ２と、スイッチング周期Ｔｓｗ（５０μｓ）との比に基づいて決めればよい。例えば、ずらし時間Δｔ１＝Δｔ２＝５μｓ、スイッチング周期Ｔｓｗとすると、第５の所定値Ｖｓ５は、Δｔ１／Ｔｓｗ・Ｖｄｃ＝０．１Ｖｄｃとなる。

図２８は、本発明の実施の形態２における第５の所定値Ｖｓ５を０．１Ｖｄｃに設定した場合の、先の図２７の各ステップに対応する波形を示した図である。図２８（ａ）は、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’の波形である。図２８（ｂ）は、ステップＳ４０００ａに対応する第１最大相電圧Ｅｍａｘ１、第１中間相電圧Ｅｍｉｄ１、第１最小相電圧Ｅｍｉｎ１の各波形である。

図２８（ｃ）は、ステップＳ４０００ｂに対応する第１最大相電圧と第１中間相電圧との差Ｅｍａｘ１−Ｅｍｉｄ１、およびステップＳ４０００ｃに対応する第１中間相電圧と第１最小相電圧との差Ｅｍｉｄ１−Ｅｍｉｎ１の各波形である。さらに、図２８（ｄ）は、ステップＳ４０００ｄおよびステップＳ４０００ｅに対応する第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１の波形である。

本実施の形態２に示すように、第１最大相電圧と第１中間相電圧との差、第１中間相電圧と第１最小相電圧との差、を演算し、それらの値が第５の所定値未満となった場合に、第１の３相電流を検出不可と判定することによっても、先の実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

また、本実施の形態２では、オフセット演算器１１ａの出力である第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１の検出可否判定器１２ｃが第１の３相電流の検出可否を判定した。しかしながら、オフセット演算器１１ａの入力である第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’の代わりに代入して演算しても、Ｅｍａｘ１−Ｅｍｉｄ１やＥｍｉｄ１−Ｅｍｉｎ１の演算結果は同じとなる。

従って、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を、第１の検出可否判定器１２ｃに入力する構成としても、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて演算する場合と同等の効果が得られる。

なお、本実施の形態２では、第１の検出可否検出器１２ｃの演算について述べた。これに対して、第２の検出可否判定器１２ｂについては、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’を用いて、第１の検出可否判定器１２ｃと同様に、先の図２７の演算を実施することで、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２が得られることは言うまでもない。

実施の形態３．
本実施の形態３における交流回転機の制御装置は、第１の検出可否判定器１２ｄにおける演算処理が、先の実施の形態１における第１の検出可否判定器１２ａと異なっている。そこで、本実施の形態３における第１の検出可否判定器１２ｄの演算処理を中心に、以下に説明する。

本実施の形態３における第１の検出可否検出器１２ｄは、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、下式（２１）により、電圧位相角θｖを演算し、電圧位相角θｖの領域に応じて、第１の３相電流の検出可否を判定する。

先の実施の形態１においては、電圧位相角θｖが６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５、６）度近傍で、第１の３相電流の検出ができないことを示した。そこで、第１の検出可否判定器１２ｄは、第１の電圧指令に基づく演算によって得たθｖが、６０×ｘ−α以上、６０×ｘ＋α以下（ただし、α：マージン）の範囲内にある場合には、検出不可と判定し、ｆｌａｇ＿１として０を出力し、範囲外にある場合には、検出可と判定し、ｆｌａｇ＿１として１を出力する。

ここで、マージンαは、ずらし時間Δｔ１、Δｔ２や第１の電圧指令の最大値等によって決定するが、３０度以内の大きさである。

本実施の形態３に示すように、第１の電圧指令の電圧位相角に応じて、第１の３相電流の検出判定の可否を判定することによっても、先の実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

なお、先の実施の形態１においては、電圧位相角θｖで３０＋６０×ｘ（ｘ：０、１、２、３、４、５）度近傍で、第２の３相電流の検出ができないことを示した。そこで、第２の検出可否器１２ｄは、第１の電圧指令に基づく演算によって得たθｖが、３０＋６０×ｘ−α以上、３０＋６０×ｘ＋α（α：マージン）以下の範囲内にある場合には、検出不可と判定し、ｆｌａｇ＿２として０を出力し、範囲外にある場合には、検出可と判定し、ｆｌａｇ＿２として１を出力する構成とすることもできる。

また、本実施の形態３では、オフセット演算器１１ａの出力である第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて、第１の検出可否判定器１２ｄが第１の３相電流の検出可否を判定した。しかしながら、オフセット演算器１１ａの入力である第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’の代わりに代入して演算しても、上式（２１）の演算結果は同じとなる。

従って、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を、第１の検出可否判定器１２ｄに入力する構成としても、第１の電圧指令Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’に基づいて演算する場合と同等の効果が得られる。

その他、回転二軸の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１に基づいて電圧位相角θｖを求める方式など、電圧指令に基づいて電圧位相角θｖを求めた上で、電圧位相角θｖに基づいて第１の３相電流の検出可否や第２の３相電流の検出可否を判定する方法は、すべて本発明に含まれる。

また、第１の検出可否判定器１２ｄは、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１の代わりに、第２の電圧指令Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’を用いて、下式（２２）に従って電圧位相角θｖを求めることも可能である。

その他、第１の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２や回転二軸の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２を用いても、電圧位相角θｖを演算することが可能であることは言うまでもない。

また、上式（２１）、および上式（２２）の両方の演算を行い、その平均値を用いて第１の３相電流の検出可否や第２の３相電流の検出可否を判定することで、電圧位相角θｖに含まれるノイズ成分が抑制される効果を得ることができる。

実施の形態４．
図２９は、本発明の実施の形態４における交流発電機の制御装置の全体構成を示す図である。本実施の形態４の構成は、先の実施の形態１の構成と比較すると、制御部５ａの代わりに、制御部５ｂを用いている点が異なっている。そこで、制御部５ｂについて、制御部５ａからの変更点を中心に、以下に説明する。

加算器８０１ａは、回転二軸上の電流Ｉｄ１’と回転二軸上の電流Ｉｄ２’との加算値（Ｉｄ１’＋Ｉｄ２’）を出力する。
加算器８０１ｂは、回転二軸上の電流Ｉｑ１’と回転二軸上の電流Ｉｑ２’との加算値（Ｉｑ１’＋Ｉｑ２’）を出力する。

減算器８０２ａは、回転二軸上の電流Ｉｄ１’を回転二軸上の電流Ｉｑ２’で減算した値（Ｉｄ１’−Ｉｄ２’）を出力する。
減算器８０２ｂは、回転二軸上の電流Ｉｑ１’を回転二軸上の電流Ｉｑ２’で減算した値（Ｉｑ１’−Ｉｑ２’）を出力する。

乗算器８０３ａは、加算器８０１ａから出力された加算値（Ｉｄ１’＋Ｉｄ２’）をＫ１倍し、和電流Ｉｄ＿ｓｕｍとして出力する。ここで、Ｋ１は、０．５である。
乗算器８０３ｂは、加算器８０１ｂから出力された加算値（Ｉｑ１’＋Ｉｑ２’）をＫ１倍し、和電流Ｉｑ＿ｓｕｍを出力する。ここで、Ｋ１は、０．５である。

乗算器８０４ａは、減算器８０２ａから出力された減算値（Ｉｄ１’−Ｉｄ２’）をＫ２倍し、差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄを出力する。ここで、Ｋ２は、０．５である。
乗算器８０４ｂは、減算器８０２ｂから出力された減算値（Ｉｑ１’−Ｉｑ２’）をＫ２倍し、差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｑを出力する。ここで、Ｋ２は、０．５である。

減算器８０５ａは、交流回転機１ａのｄ軸電流指令Ｉｄ＊と和電流Ｉｄ＿ｓｕｍとの偏差ｄＩｄ＿ｓｕｍを演算する。
減算器８０５ｂは、交流回転機１ａのｑ軸電流指令Ｉｑ＊と和電流Ｉｑ＿ｓｕｍとの偏差ｄＩｑ＿ｓｕｍを演算する。

制御器８０６ａは、Ｐ制御器やＰＩ制御器などを用いて、それら制御器の比例ゲインＫｐｄ＿ｓｕｍと偏差ｄＩｄ＿ｓｕｍの乗算値に基づいて、偏差ｄＩｄ＿ｓｕｍを零に制御するように、和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍを出力する。

制御器８０６ｂは、Ｐ制御器やＰＩ制御器などを用いて、それら制御器の比例ゲインＫｐｑ＿ｓｕｍと偏差ｄＩｑ＿ｓｕｍの乗算値に基づいて、偏差ｄＩｑ＿ｓｕｍを零に制御するように、和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍを出力する。

制御器８０６ｃは、Ｐ制御器やＰＩ制御器などを用いて、それら制御器の比例ゲインＫｐｄ＿ｄｅｌｔａと偏差ｄｅｌｔａ＿ｄＩｄの乗算値に基づいて、差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄを零に制御するように、差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄを出力する。

制御器８０６ｄは、Ｐ制御器やＰＩ制御器などを用いて、それら制御器の比例ゲインＫｐｑ＿ｄｅｌｔａと偏差ｄｅｌｔａ＿ｄＩｑの乗算値に基づいて、差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｑを零に制御するように、差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｑを出力する。

加算器８０７ａは、和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍと差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄとを加算した値を第１の電圧指令Ｖｄ１として出力する。
加算器８０７ｂは、和電圧Ｖｑ＿ｓｕｍと差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｑとを加算した値を第１の電圧指令Ｖｑ１として出力する。

減算器８０８ａは、和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍを差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄで減算した値を第２の電圧指令Ｖｄ２として出力する。
減算器８０８ａは、和電圧Ｖｑ＿ｓｕｍを差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｑで減算した値を第２の電圧指令Ｖｑ２として出力する。

続いて、本実施の形態４における制御部５ｂの動作を詳細に説明する。第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２がともに１である場合（すなわち、第１の３相電流、第２の３相電流がともに検出可能と判定された場合）には、回転二軸上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’は、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１に等しく、回転二軸上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’は、第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２に等しい。

よって、和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、Ｉｑ＿ｓｕｍ、および差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑは、それぞれ下式（２３）〜（２６）のようになる。
Ｉｄ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｄ１’＋Ｉｄ２’）
＝Ｋ１×（Ｉｄ１＋Ｉｄ２） （２３）
Ｉｑ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｑ１’＋Ｉｑ２’）
＝Ｋ１×（Ｉｑ１＋Ｉｑ２） （２４）
ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ＝Ｋ２×（Ｉｄ１’−Ｉｄ２’）
＝Ｋ２×（Ｉｄ１−Ｉｄ２） （２５） ｄｅｌｔａ＿Ｉｑ＝Ｋ２×（Ｉｑ１’−Ｉｑ２’）
＝Ｋ２×（Ｉｑ１−Ｉｑ２） （２６）

つまり、和電流は、第１の電流検出器４ａによって検出された第１の３相電流と、第２の電流検出器４ｂによって検出された第２の３相電流との和で表され、差電流は、第１の電流検出器４ａによって検出された第１の３相電流と、第２の電流検出器４ｂによって検出された第２の３相電流との差で表される。

和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、Ｉｑ＿ｓｕｍと、和電流ゲインに基づいて、和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ、Ｖｑ＿ｓｕｍが演算され、差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑと、差電流ゲインに基づいて、差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｖｑが演算される。さらに、加算器８０７ａ、８０７ｂおよび減算器８０８ａ、８０８ｂによって、第１の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１、および第２の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２が演算される。

ここで、交流回転機１ａの第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２は、電気的に接続されていないが、磁気的に互いに結合されている。従って、第２の３相巻線には、第１の３相電流の微分値と、第１巻線と第２巻線間の相互インダクタンスとの積に比例する電圧が発生する。一方、第１の３相巻線には、第２の３相電流の微分値と、第１巻線と第２巻線間の相互インダクタンスとの積に比例する電圧が発生する。すなわち、第１巻線と第２巻線は、磁気的に干渉している。

これに対し、本実施の形態４においては、和電流、差電流に基づいて、第１の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１、および第２の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２が演算されている。この結果、第１の３相電流と第２の３相電流がともに検出可能な場合には、第１巻線の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１は、第１の電流検出器４ａによって検出された第１の３相電流に加えて、第２の電流検出器４ｂによって検出された第２の３相電流も考慮して演算される。

°同様に、第２の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２は、第２の電流検出器４ｂによって検出された第２の３相電流に加えて、第１の電流検出器４ａによって検出された第１の３相電流も考慮して演算される。従って、本実施の形態４の構成を備えることで、第１巻線と第２巻線の磁気的な干渉に対して、より安定な制御系を構築できる。

次に、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１が０、かつ第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２が１である場合（すなわち、第１の３相電流が検出不可能、かつ第２の３相電流が検出可能と判定された場合）には、先の図２６で示したように、回転二軸上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’は、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１に等しく、回転二軸上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’も第２巻線の電流Ｉｄ２、Ｉｑ２に等しい。

よって、和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、Ｉｑ＿ｓｕｍ、および差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑは、それぞれ下式（２７）〜（３０）のようになる。
Ｉｄ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｄ１’＋Ｉｄ２’）
＝Ｋ１×（２×Ｉｄ２） （２７）
Ｉｑ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｑ１’＋Ｉｑ２’）
＝Ｋ１×（２×Ｉｑ２） （２８）
ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ＝Ｋ２×（Ｉｄ１’−Ｉｄ２’）＝０ （２９）
ｄｅｌｔａ＿Ｉｑ＝Ｋ２×（Ｉｑ１’−Ｉｑ２’）＝０ （３０）

上式（２７）〜（３０）より、和電流は、第２の電流検出器４ｂによって検出された第２の３相電流で表され、差電流は、０となる。よって、第１の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１、第２の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２は、第２の３相電流と和電流ゲインに基づいて演算される。

次に、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１が１、かつ第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２が０である場合（すなわち、第１の３相電流が検出可能、かつ第２の３相電流が検出不可能と判定された場合）には、先の図２６で示したように、回転二軸上の電流Ｉｄ１’、Ｉｑ１’は、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１に等しく、また回転二軸上の電流Ｉｄ２’、Ｉｑ２’も、第１巻線の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１に等しい。

よって、和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、Ｉｑ＿ｓｕｍ、および差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑは、それぞれ下式（３１）〜（３４）のようになる。
Ｉｄ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｄ１’＋Ｉｄ２’）
＝Ｋ１×（２×Ｉｄ１） （３１）
Ｉｑ＿ｓｕｍ＝Ｋ１×（Ｉｑ１’＋Ｉｑ２’）
＝Ｋ１×（２×Ｉｑ１） （３２）
ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ＝Ｋ２×（Ｉｄ１’−Ｉｄ２’）＝０ （３３）
ｄｅｌｔａ＿Ｉｑ＝Ｋ２×（Ｉｑ１’−Ｉｑ２’）＝０ （３４）

上式（３１）〜（３４）より、和電流は、第１の電流検出器４ａによって検出された第１の３相電流で表され、差電流は、０となる。よって、第１の電圧指令Ｖｄ１、Ｖｑ１、第２の電圧指令Ｖｄ２、Ｖｑ２は、第１の３相電流と和電流ゲインに基づいて演算される。

ここで、第１の検出可否判定器１２ａがｆｌａｇ＿１として０を出力した場合には、上式（２９）、（３０）より、また、第２の検出可否判定器１２ｂがｆｌａｇ＿２として０を出力した場合には上式（３３）、（３４）より、差電流は、０に設定される。このため、差電流に差電圧ゲインを乗算した差電圧も、零となる。

そこで、差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｖｑを０に設定し、差電流から差電圧を演算するまでの減算器８０２ａ、８０２ｂ、乗算器８０４ａ、８０４ｂ、制御器８０６ｃ、８０６ｄを省略してもよい。

また、ここでは、検出不可となった側の３相電流として、検出可能な側の巻線の３相電流そのものを用いたが、他の推定方法によって求めてもよい。

また、差電流ゲインＫｐｄ＿ｄｅｌｔａ、Ｋｐｑ＿ｄｅｌｔａを第１の電圧指令、第２の電圧指令、和電圧、または交流回転機１ａの回転速度の少なくとも１つに基づいて変動させることによって、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２の０から１、または１から０への切替時における差電流ｄｅｌｔａ＿Ｉｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｉｑの脈動による差電圧ｄｅｌｔａ＿Ｖｄ、ｄｅｌｔａ＿Ｖｑへの脈動を低減させることができる。

図３０は、本発明の実施の形態４において、差電流ゲインを、第１の電圧指令に基づいて変動させる状態を示した図である。図３０では、差電流ゲインＫｐｄ＿ｄｅｌｔａ、Ｋｐｑ＿ｄｅｌｔａを、第１の電圧指令の振幅Ｖ１に応じて変動させる場合を例示している。第１の電圧指令の振幅Ｖ１が、閾値Ｖｓａ１以下の場合には、差電流ゲインＫｐｄ＿ｄｅｌｔａ、Ｋｐｑ＿ｄｅｌｔａを、それぞれＫｐｄ＿ｄｅｌｔａ１、Ｋｐｑ＿ｄｅｌｔａ１として一定値としている。

一方、第１の電圧指令の振幅Ｖ１が、閾値Ｖｓａ１超の場合には、差電流ゲインＫｐｄ＿ｄｅｌｔａ、Ｋｐｑ＿ｄｅｌｔａを、それぞれ直線上に低減させている。閾値Ｖｓａ１および直線の傾きは、発生する脈動レベルに応じて決定すればよい。ここで、第１の電圧指令の振幅Ｖ１は、下式（３５）によって求めればよい。

また、上式（３５）の平方根の演算によって、制御部５ｂを演算するＣＰＵの演算負荷が大きくなる場合には、図３０の横軸を、振幅の２乗に設定することもできる。また、図３０の横軸を、下式（３６）で与えられる第２の電圧指令の振幅Ｖ２や、下式（３７）で与えられる和電圧の振幅Ｖ＿ｓｕｍを用いる、あるいはＶ１、Ｖ２、Ｖ＿ｓｕｍを組み合わせて用いてもよい。

和電流ゲインＫｐｄ＿ｓｕｍ、Ｋｐｑ＿ｓｕｍを第１の電圧指令、第２の電圧指令、和電圧の少なくとも１つに基づいて変動させることによって、第１の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿１、第２の検出可否判定信号ｆｌａｇ＿２の切替時における和電流Ｉｄ＿ｓｕｍ、ｄｅｌｔａ＿ｓｕｍの脈動による和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ、Ｖｑ＿ｓｕｍへの脈動を低減させることができる。

図３１は、本発明の実施の形態４において、和電流ゲインを、第１の電圧指令に基づいて変動させる状態を示した図である。図３１では、和電流ゲインＫｐｄ＿ｓｕｍ、Ｋｐｑ＿ｓｕｍを、第１の電圧指令の振幅Ｖ１に応じて変動させる場合を例示している。第１の電圧指令の振幅Ｖ１が、閾値Ｖｓａ１以下の場合には、和電流ゲインＫｐｄ＿ｓｕｍ、Ｋｐｑ＿ｓｕｍを、それぞれＫｐｄ＿ｓｕｍ１、Ｋｐｑ＿ｓｕｍ１として一定値としている。

一方、第１の電圧指令の振幅Ｖ１が、閾値Ｖｓａ１超の場合には、和電流ゲインＫｐｄ＿ｓｕｍ、Ｋｐｑ＿ｓｕｍを、それぞれ直線上に低減させている。閾値Ｖｓａ１および直線の傾きは、発生する脈動レベルに応じて決定すればよい。

また、図３１の横軸を、上式（３６）で与えられる第２の電圧指令の振幅Ｖ２や式（３７）で与えられる和電圧の振幅Ｖ＿ｓｕｍ、またはＶ１、Ｖ２、Ｖ＿ｓｕｍを組み合わせたものを用いてもよい。また、第１の電圧指令、第２の電圧指令、和電圧の振幅に限らず、実効値に応じて切り替えてもよい。

また、図３０、図３１の横軸を、交流回転機１ａの回転速度に設定し、速度に関する所定の閾値以下では、和電流ゲインや差電流ゲインを一定とし、所定の閾値超では、和電流ゲインや差電流ゲインを速度に応じて下げるように構成してもよく、同様の効果を得られる。

また、交流回転機の制御装置を備えた電動パワーステアリングの制御に対して、実施の形態１〜４で述べた交流回転機の制御装置を適用することが可能である。電動パワーステアリング装置では、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを、交流回転機が発生するように、第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算する制御部が必要である。

そして、このような電動パワーステアリング装置の制御部として、本発明による交流回転機の制御装置を適用することで、スイッチング周期Ｔｓｗを維持した状態で、振幅の高い第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算することが可能となる。この結果、スイッチング周期の逆数で与えられるスイッチング周波数を可聴域から外し、静音性を維持した状態で、同一体積比で、より高出力なステアリング系を構築することが可能となる。換言すると、同一出力比を得るために、装置をより小型化することが可能となり、搭載性の良いステアリング系が実現できる効果を得ることができる。

Claims (19)

1. 位相差を有する第１の３相巻線と第２の３相巻線とを含む交流回転機と、
   直流電圧を出力する直流電源と、
   前記交流回転機の電流指令と電流検出値に基づいて、第１の電圧指令と第２の電圧指令を演算する制御部と、
   前記第１の電圧指令に基づいて前記直流電源から供給される直流電圧をオンオフ制御することで、前記第１の３相巻線の各相に第１の所定値以上のオン間隔またはオフ間隔で電圧を印加する第１の電圧印加器と、
   前記第２の電圧指令に基づいて前記直流電源から供給される直流電圧をオンオフ制御することで、前記第２の３相巻線の各相に前記第１の所定値以上のオン間隔またはオフ間隔で電圧を印加する第２の電圧印加器と、
   前記直流電源と前記第１の電圧印加器との間を流れる第１の母線電流に基づいて、第１の３相電流を検出する第１の電流検出器と、
   前記直流電源と前記第２の電圧印加器との間を流れる第２の母線電流に基づいて、第２の３相電流を検出する第２の電流検出器と、
   前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令の少なくとも１つに基づいて、前記第１の３相電流の検出可否を判定する第１の検出可否判定器と、
   前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令の少なくとも１つに基づいて、前記第２の３相電流の検出可否を判定する第２の検出可否判定器と
   を有し、
   前記制御部は、
   前記第１の検出可否判定器が前記第１の３相電流を検出不可能と判断した場合には、前記第１の３相巻線に印加する電圧のうちの少なくとも２相に関するオンタイミングまたはオフタイミングが、前記第１の所定値より小さい第２の所定値以内になるように、前記第１の電圧指令を生成し、
   前記第２の検出可否判定器が前記第２の３相電流を検出不可能と判断した場合には、前記第２の３相巻線に印加する電圧のうちの少なくとも２相に関するオンタイミングまたはオフタイミングが、前記第２の所定値以内になるように、前記第２の電圧指令を生成する
   交流回転機の制御装置。
2. 前記第１の検出可否判定器は、前記第１の電圧指令を構成する３相の電圧を、大きい順に第１最大相電圧、第１中間相電圧、第１最小相電圧とした場合に、前記第１中間相電圧に基づいて、前記第１の３相電流の検出可否を判定する
   請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
3. 前記第１の検出可否判定器は、前記第１中間相電圧が第３の所定値を超えた場合に、前記第１の３相電流が検出不可である第１状態と判定し、
   前記制御部は、前記第１の検出可否判定器により前記第１状態と判定された場合には、前記第１最大相電圧に対応する相と前記第１中間相電圧に対応する相のオンタイミングまたはオフタイミングが、前記第２の所定値以内になるように前記第１の電圧指令を生成する
   請求項２に記載の交流回転機の制御装置。
4. 前記第１の検出可否判定器は、前記第１中間相電圧が第４の所定値未満の場合に、前記第１の３相電流が検出不可である第２状態と判定し、
   前記制御部は、前記第１の検出可否判定器により前記第２状態と判定された場合には、前記第１中間相電圧に対応する相と前記第１最小相電圧に対応する相のオンタイミングまたはオフタイミングが、前記第２の所定値以内になるように前記第１の電圧指令を生成する
   請求項２または３に記載の交流回転機の制御装置。
5. 前記第１の検出可否判定器は、前記第１最大相電圧と前記第１中間相電圧との差が第５の所定値未満となった場合に、前記第１の３相電流が検出不可である第３状態と判定し、
   前記制御部は、前記第１の検出可否判定器により前記第３状態と判定された場合には、前記第１最大相電圧に対応する相と前記第１中間相電圧に対応する相のオンタイミングまたはオフタイミングが、前記第２の所定値以内になるように前記第１の電圧指令を生成する
   請求項２に記載の交流回転機の制御装置。
6. 前記第１の検出可否判定器は、前記第１中間相電圧と前記第１最小相電圧との差が第５の所定値未満となった場合に、前記第１の３相電流が検出不可である第４状態と判定し、
   前記制御部は、前記第１の検出可否判定器により前記第４状態と判定された場合には、前記第１中間相電圧に対応する相と前記第１最小相電圧に対応する相のオンタイミングまたはオフタイミングが、前記第２の所定値以内になるように前記第１の電圧指令を生成する
   請求項２または５に記載の交流回転機の制御装置。
7. 前記第１の検出可否判定器は、前記第１の電圧指令の電圧位相角または前記第２の電圧指令の電圧位相角に応じて、前記第１の３相電流の検出可否を判定する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の交流回転機の制御装置。
8. 前記第２の検出可否判定器は、前記第２の電圧指令を構成する３相の電圧を、大きい順に第２最大相電圧、第２中間相電圧、第２最小相電圧とした場合に、前記第２中間相電圧に基づいて、前記第２の３相電流の検出可否を判定する
   請求項１から７のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
9. 前記第２の検出可否判定器は、前記第２中間相電圧が第３の所定値を超えた場合に、前記第２の３相電流が検出不可である第５状態と判定し、
   前記制御部は、前記第２の検出可否判定器により前記第５状態と判定された場合には、前記第２最大相電圧に対応する相と前記第２中間相電圧に対応する相のオンタイミングまたはオフタイミングが、前記第２の所定値以内になるように前記第２の電圧指令を生成する
   請求項８に記載の交流回転機の制御装置。
10. 前記第２の検出可否判定器は、前記第２中間相電圧が第４の所定値未満の場合に、前記第２の３相電流が検出不可である第６状態と判定し、
    前記制御部は、前記第２の検出可否判定器により前記第６状態と判定された場合には、前記第２中間相電圧に対応する相と前記第２最小相電圧に対応する相のオンタイミングまたはオフタイミングが、第２の所定値以下以内になるように前記第２の電圧指令を生成する
    請求項８または９に記載の交流回転機の制御装置。
11. 前記第２の検出可否判定器は、前記第２最大相電圧と前記第２中間相電圧との差が第５の所定値未満となった場合に、前記第２の３相電流が検出不可である第７状態と判定し、
    前記制御部は、前記第２の検出可否判定器により前記第７状態と判定された場合には、前記第２最大相電圧に対応する相と前記第２中間相電圧に対応する相のオンタイミングまたはオフタイミングが、前記第２の所定値以内になるように前記第２の電圧指令を生成する
    請求項８に記載の交流回転機の制御装置。
12. 前記第２の検出可否判定器は、前記第２中間相電圧と前記第２最小相電圧との差が第５の所定値未満となった場合に、前記第２の３相電流が検出不可である第８状態と判定し、
    前記制御部は、前記第２の検出可否判定器により前記第８状態と判定された場合には、前記第２中間相電圧に対応する相と前記第２最小相電圧に対応する相のオンタイミングまたはオフタイミングが、前記第２の所定値以内になるように前記第２の電圧指令を生成する
    請求項８または１１に記載の交流回転機の制御装置。
13. 前記第２の検出可否判定器は、前記第１の電圧指令の電圧位相角または前記第２の電圧指令の電圧位相角に応じて、前記第２の３相電流の検出可否を判定する
    請求項８から１２のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
14. 前記制御部は、
    前記第１の検出可否判定器が前記第１の３相電流を検出可と判定し、前記第２の検出可否判定器が前記第２の３相電流を検出可と判定した場合には、前記第１の３相電流に基づいて前記第１の電圧指令を演算するとともに、前記第２の３相電流に基づいて前記第２の電圧指令を演算し、
    前記第１の検出可否判定器が前記第１の３相電流を検出不可と判定し、前記第２の検出可否判定器が前記第２の３相電流を検出可と判定した場合には、前記第２の３相電流に基づいて前記第１の電圧指令および前記第２の電圧指令を演算し、
    前記第１の検出可否判定器が前記第１の３相電流を検出可と判定し、前記第２の検出可否判定器が前記第２の３相電流を検出不可と判定した場合には、前記第１の３相電流に基づいて前記第１の電圧指令および前記第２の電圧指令を演算する
    請求項１から１３のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
15. 前記制御部は、
    前記第１の検出可否判定器が前記第１の３相電流を検出可能と判定し、かつ前記第２の検出可否判定器が前記第２の３相巻線の電流を検出可能と判定した第１の場合には、前記第１の３相電流と前記第２の３相電流との和である和電流と、前記電流指令と、和電流ゲインに基づいて、和電圧を演算し、かつ前記第１の３相電流と前記第２の３相電流との差である差電流と、差電流ゲインに基づいて、差電圧を演算し、
    前記第１の検出可否判定器が前記第１の３相電流を検出不可能と判定した第２の場合には、前記第２の３相電流と前記電流指令と前記和電流ゲインに基づいて、前記和電圧を演算し、かつ前記差電流または前記差電圧を零に設定し、
    前記第２の検出可否判定器が前記第２の３相電流を検出不可能と判定した第３の場合には、前記第１の３相電流と前記電流指令と前記和電流ゲインに基づいて、前記和電圧を演算し、かつ前記差電流または前記差電圧を零に設定し、
    前記第１の場合、前記第２の場合、および前記第３の場合のそれぞれにおいて、前記和電圧と前記差電圧に基づいて前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令を演算する
    請求項１から１４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
16. 前記制御部は、前記第１の電圧指令、前記第２の電圧指令、前記和電圧、前記交流回転機の回転速度の少なくとも１つに応じて、前記差電流ゲインを変更する
    請求項１５に記載の交流回転機の制御装置。
17. 前記制御部は、前記第１の電圧指令、前記第２の電圧指令、前記和電圧、前記交流回転機の回転速度の少なくとも１つに応じて、前記和電流ゲインを変更する
    請求項１５または１６に記載の交流回転機の制御装置。
18. 前記位相差は、３０±６０×ｎ（ｎ：整数）である
    請求項１から１７のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
19. 請求項１から１８のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置を備え、
    前記制御部は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを、前記交流回転機が発生するように、前記第１の電圧指令および第２の電圧指令を演算する
    電動パワーステアリングの制御装置。

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