JP3015355B1

JP3015355B1 - 電圧形インバータ装置およびその制御方法

Info

Publication number: JP3015355B1
Application number: JP10322901A
Authority: JP
Inventors: 潤山口; 裕司進藤
Original assignee: Kawasaki Jukogyo KK
Current assignee: Kawasaki Motors Ltd
Priority date: 1998-10-27
Filing date: 1998-10-27
Publication date: 2000-03-06
Anticipated expiration: 2018-10-27
Also published as: JP2000134942A

Abstract

【要約】【課題】インバータ装置によりファンやブロワなどの
重慣性を有する負荷を駆動した場合にも、駆動系に共振
を生じさせないインバータ装置およびその制御方法を提
供する。【解決手段】インバータ１０と前記インバータ１０を
制御する制御装置２０とを備え、前記制御装置２０が、
ゲート信号を生成するゲート信号生成部２２に対する電
圧指令値を補償する補償指令値生成部２３を有し、前記
補償指令値生成部２３において方形波状の誤差電圧を補
償する方形波状の仮補償電圧が生成され、ついで前記仮
補償電圧から基本波成分が除去された本補償電圧が生成
され、前記本補償電圧により前記電圧指令値が補償さ
れ、その補償された電圧指令値によりゲート信号生成部
２２でＰＷＭ信号が生成さるものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電圧形インバータ
装置およびその制御方法に関する。さらに詳しくは、電
圧形インバータ装置により誘導電動機の回転数を制御
し、ファンやブロワなどの重慣性負荷を駆動する場合の
電圧形インバータ装置およびその制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、ファンやブロワなどを誘導電
動機（以下、モータということもある）により駆動する
場合、消費電力の低減を図るため、図２８に示すよう
に、ＶＶＶＦ制御方式の電圧形インバータ装置（以下、
単にインバータ装置という）１´による誘導電動機（以
下、単にモータとうこともある）Ｍの無段階速度制御が
なされることが多い。

【０００３】しかるに、誘導電動機Ｍを用いてファンＦ
やブロワなどを駆動する駆動系は、ファンＦやブロワな
どを慣性が大きいため、すなわちファンＦやブロワなど
が重慣性を有するため、ファンＦやブロワなどを駆動す
る軸系のねじり固有振動数が低くなるという特性を有し
ている。そして、かかる特性を有する駆動系の回転数制
御をインバータ装置１´により行った場合、駆動系の固
有振動数付近、つまり１０Ｈｚ付近〜５０Ｈｚないし６
０Ｈｚまでの周波数範囲の一つの周波数において、イン
バータの周波数とは無関係に原因不明の共振が生ずるこ
とがある。

【０００４】そのため、インバータ装置１´により回転
数制御がなされている誘導電動機ＭによりファンＦやブ
ロワなどの重慣性を有する負荷（重慣性負荷）Ｇを駆動
した場合、低速回転域から高速回転域までの全運転域に
おいて駆動系に共振現象を生じないインバータ装置の出
現が熱望されている。

【０００５】なお、ベクトル制御インバータ装置を用い
れば、前述した問題が生じないことが知られているが、
ベクトル制御インバータ装置は高価であるため、ファン
やブロワなどのように低廉な駆動装置が要求される駆動
系に、ベクトル制御インバータ装置を適用するにはコス
ト的に無理がある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明はかかる従来技
術の課題に鑑みなされたものであって、インバータ装置
によりファンやブロワなどの重慣性を有する負荷を駆動
した場合にも、駆動系に共振を生じさせないインバータ
装置およびその制御方法を提供することを目的としてい
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
の第１形態は、インバータと前記インバータを制御する
制御装置とを備える電圧形インバータ装置であって、前
記制御装置が、ゲート信号を生成するゲート信号生成部
に対する電圧指令値を補償する補償指令値生成部を有
し、前記補償指令値生成部において、短絡防止制御の結
果発生する方形波状の誤差電圧を補償するための方形波
状の仮補償電圧が生成され、ついで前記仮補償電圧から
基本波成分が除去された本補償電圧が生成され、前記本
補償電圧により前記電圧指令値が補償されることを特徴
とする。

【０００８】本発明のインバータ装置の第１形態におい
ては、例えば、補償指令値生成部がインバータ出力電流
の位相角を算出し、ついでその位相角に基づいて仮補償
電圧およびその基本波成分を算出することがなされる。

【０００９】本発明のインバータ装置の第２形態は、
インバータと前記インバータを制御する制御装置とを備
える電圧形インバータ装置であって、前記制御装置が、
ゲート信号を生成するゲート信号生成部に対する電圧指
令値を補償する補償指令値生成部を有し、前記補償指令
値生成部が、インバータ出力電流の位相角と、短絡防止
制御の結果発生する方形波状の誤差電圧を補償するため
の方形波状の仮補償電圧から基本波成分を除去して得ら
れる本補償電圧との関係を記憶しておき、インバータ出
力電流から算出したインバータ出力電流の位相角に応じ
て記憶している関係から本補償電圧を決定し、ついで前
記本補償電圧により前記電圧指令値が補償されることを
特徴とする。

【００１０】本発明のインバータ装置においては、イン
バータ出力電流の位相角は、計測されたインバータ出力
電流のｄ−ｑ軸変換により得られた各電流の比により算
出されたり、あるいはＰＬＬブロックにより算出された
りする。

【００１１】本発明のインバータ装置の好ましい形態に
おいては、算出された位相角に所定角度を加算したもの
をインバータ出力電流の位相角とされる。

【００１２】一方、本発明の電圧形インバータ装置の
制御方法は、インバータと前記インバータを制御する制
御装置とを備える電圧形インバータ装置の制御方法であ
って、インバータ出力電流からその位相角を算出する手
順と、前記算出された位相角に基づいて、短絡防止制御
の結果発生する方形波状の誤差電圧を補償するための方
形波状の仮補償電圧を生成する手順と、前記生成された
仮補償電圧の基本波成分を算出する手順と、前記仮補償
電圧から前記基本波成分を除去して本補償電圧を算出す
る手順と、前記本補償電圧により電圧指令値を補償する
手順とを含んでなることを特徴とする。

【００１３】本発明の電圧形インバータ装置の制御方法
においては、インバータ出力電流の位相角の算出が、イ
ンバータ出力電流を計測してその計測された出力電流値
をｄ−ｑ軸変換し、その変換された電流の比によりなさ
れたり、あるいはＰＬＬブロックによりなされたりす
る。

【００１４】本発明の電圧形インバータ装置の制御方法
の好ましい形態においては、算出されたインバータ出力
電流の位相角に所定角を加算する手順が付加されてい
る。

【００１５】

【作用】本発明は前記の如く構成されているので、電圧
指令値に加算される補償電圧に方形波状の仮補償電圧の
基本波成分が含まれていないので、基本波の制御装置に
対する正帰還作用がなくなる。その結果、基本波の正帰
還作用による脈動の増幅がなくなり、ファンやブロワな
どの重慣性負荷を低速域から高速域まで安定して駆動で
きる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら本
発明を実施の形態に基づいて説明するが、本発明はかか
る実施の形態のみに限定されるものではない。

【００１７】本発明の一実施の形態のインバータ装置１
により、誘導電動機Ｍの回転数制御を行ってファンＦや
ブロワなどの重慣性負荷Ｇの駆動をなしている系の概略
構成を図１にブロック図で示す。図１に示すように、イ
ンバータ装置１は、インバータ１０および制御装置２０
を主要構成要素として備えてなる。なお、図１中、符号
Ｂは商用電源を示す。

【００１８】インバータ１０は、商用電源Ｂからの交流
を直流に変換する交流・直流変換部１１と、交流・直流
変換部１１により変換された直流を、所望周波数の交流
に変換する直流・交流変換部１２とを備えてなるものと
される。交流・直流変換部１１は、従来よりインバータ
にコンバータとして用いられているものと同様に３組の
ダイオード対を用いて構成され、また直流・交流変換部
１２も従来の狭義のインバータと同様に、３組のトラン
ジスタとダイオードとの対を用いて構成されている（図
２参照）。なお、図２中、符号Ｄ₁〜Ｄ₆は整流用ダイオ
ード、Ｑ₁〜Ｑ₆はスイチッング・トランジスタ（以下、
単にトランジスタという）、ＦＤ₁〜ＦＤ₆はフリーホイ
ーリング・ダイオード（以下、単にダイオードという）
をそれぞれ示す。

【００１９】制御装置２０は、電圧指令値生成部２１
と、ゲート信号生成部２２と、補償指令値生成部２３と
を主要部として備えてなり、電圧指令値生成部２１によ
り生成された電圧指令値を補償指令値生成部２３により
生成された補償指令値により補償し、その補償された電
圧指令値（補償電圧指令値）をゲート信号生成部２２に
入力し、ゲート信号生成部２２にて補償電圧指令値と三
角波信号とを比較してゲート信号（ＰＷＭ信号）を生成
するものである。電圧指令値生成部２１およびゲート信
号生成部２２は、従来よりインバータ装置１に用いられ
ている公知構造のものを好適に用いることができる。例
えば、ゲート信号生成部２２は、比較器と三角波生成器
とにより構成された公知構造のものとできる。

【００２０】制御装置２０に補償指令値生成部２３を設
けるのは、次のような理由による。

【００２１】図４はインバータ１を簡略化した回路図で
あって、ゲート信号生成部２２により生成されたゲート
信号は、図４に示すトランジスタＱ₁，Ｑ₄のうち正側あ
るいは負側のいずれかをオンあるいはオフさせることに
より、つまり両トランジスタＱ₁，Ｑ₄をスイッチングさ
せることによりＰＷＭ信号が生成される。図５はそのと
きのタイムチャートである。なお、図４中における電流
は、矢印の向きを正とし、また符号Ｎは直流電源の仮想
中性点を示し、出力電圧の添字Ｎは仮想中性点に対する
電圧を示す。

【００２２】図５（ａ）は、動作遅れがない理想的なト
ランジスタＱ₁，Ｑ₄に対するゲート信号、つまりスイッ
チング信号を示す。しかしながら、図５（ａ）に示すよ
うなオン・オフを行った場合、実際に用いられているト
ランジスタＱ₁，Ｑ₄には動作遅れがあるため、正側と負
側とのオン・オフ切替時に正側および負側の各トランジ
スタＱ₁，Ｑ₄が同時にオンとなる状態が生じ、それによ
り電源短絡が発生してトランジスタＱ₁，Ｑ₄が破壊され
るおそれがある。これを防止するため、図５（ｂ）に示
すように、トランジスタＱ₁，Ｑ₄に与えるオン信号を本
来のタイミングより数μ秒〜数１０μ秒程度遅らせて与
え、両トランジスタＱ₁，Ｑ₄が同時にオンとなることが
ないようにされている。つまり、両トランジスタＱ₁，
Ｑ₄が同時にオフとなる、いわゆるデッドタイムｔ_dが設
けられている。そのため、両トランジスタＱ₁，Ｑ₄が同
時にオフとなっているデッドタイムｔ_dの間は、直流・
交流変換部１２の出力電圧は無制御状態となり、その間
の直流・交流変換部１２からは、出力電流の方向のみに
よって決定される電圧が出力される。図６はこの様子を
示したグラフである。

【００２３】デッドタイムｔ_dにおいて直流・交流変換
部１２から出力される電圧は、誤差電圧として作用し、
その誤差成分の平均値は、図６（ｃ）に点線で示すよう
に方形波電圧として取り扱うことができ、その振幅ΔＶ
は式（１）により算出される。また、この誤差電圧の位
相は、図６（ｃ）に示すように、出力電流の位相とは逆
位相となっている。なお、図６中、符号Ｔ_cはキャリア
周期を示す。

【００２４】 ΔＶ＝Ｅ_dｘｔ_dｘｆ_c （１）ここに、Ｅ_d：直流部電圧ｔ_d：デッドタイムｆ_c：キャリア周波数（＝１／Ｔ_c）

【００２５】式（１）より明らかなように、誤差電圧の
振幅ΔＶは出力電圧に関係なく、またデッドタイムｔ_d
や直流部電圧Ｅ_dが大きいほど大きくなる。

【００２６】図７に、理想的なスイッチングにより得ら
れた電圧波形（理想電圧波形）と、理想電圧波形に誤差
電圧波形を重畳して得られた出力電圧波形をグラフで示
す。図７から明らかなように、低速運転時においては出
力電圧の基本波に対してΔＶの影響が無視できなくな
り、その結果電流波形がひずんで誘導電動機Ｍのトルク
脈動が発生する。

【００２７】かかる脈動を防止するため、従来より種々
の対策、すなわちデッドタイム補償がなされている。例
えば、特開平５ー３１６７３７号公報には、互いに直列
となって直流電源に接続されたスイッチング素子の同時
点弧を防止するため前記スイッチング素子のタイミング
を調整制御するとともに、この調整に基づく交流出力電
圧の歪を補償するためＰＷＭ制御部への交流電圧指令を
補正制御するようにした電圧形インバータにおいて、交
流出力電流を検出する電流検出器、交流電流指令を発生
する電流指令発生器、この電流指令発生器からの交流電
流指令と前記電流検出器からの交流出力電流との偏差を
入力しこれを交流電圧指令量に変換して出力する電流制
御器、前記電流指令発生器からの交流電流指令の極性に
応じて極性が定まる所定量の補償電圧を発生する補償電
圧発生器、および前記電流制御器と補償電圧発生器とか
らの出力を加算し交流電圧指令として前記ＰＷＭ制御部
へ送出する加算器とを備えたことを特徴とする電圧形イ
ンバータ装置が提案されている。

【００２８】従来のデッドタイム補償を要約すると、直
流・交流変換部１２の出力電流の極性を検出し、その極
性が正の場合、すなわち直流・交流変換部１２から誘導
電動機Ｍへ電流が流れている場合、誤差電圧を打ち消す
ように正の補償電圧（方形波電圧）を加算し、その逆に
その極性が負の場合、すなわち誘導電動機Ｍから直流・
交流変換部１２へ電流が流れている場合、誤差電圧を打
ち消すように負の補償電圧（方形波電圧）を加算するよ
うにしてなるものである。図８に、補償前後の出力電圧
波形のグラフを示す。

【００２９】図８から明らかなように、デッドタイム補
償後の電圧波形は理想電圧波形に一致し、そのため一見
したところ出力電流には脈動が生じないように想定され
る。それ故、かかるデッドタイム補償を行えば、誘導電
動機Ｍに生ずるトルク脈動よる共振現象は発生しないは
ずである。

【００３０】それでは、前述した原因不明の共振現象
は、いかなる理由により発生するのであろうか。

【００３１】本発明者等は、この原因が補償電圧波形に
起因するのではないかと想定し、前記共振現象が生じて
いる系において、デッドタイム補償を行わないで運転を
行ってみた。そうすると、前述した共振現象は生じない
ことが確認された。したがって、インバータ装置１によ
り回転数制御がなされている、ファンＦやブロワなどの
重慣性負荷Ｇを駆動している誘導電動機に生ずる１０Ｈ
ｚ付近〜５０Ｈｚないし６０Ｈｚ付近での共振現象は、
従来のデッドタイム補償に起因していると判断される。

【００３２】そこで、インバータ装置１により回転数制
御がなされている誘導電動機Ｍにより駆動されているフ
ァンＦにおいて、共振現象時における電流を測定し、そ
の結果を図９に示す。また、その系をモデル化してシミ
ュレーションを行い、その結果を図１０〜図１２に示
す。なお、そのモデル化は次のようにして行った。

【００３３】（１）誘導電動機Ｍの出力軸からファンＦ
までの機械系を誘導電動機慣性、軸ねじれ剛性、ファン
慣性、ファンの特性によって定まる等価負荷、および軸
の機械的損失によって定まる減衰係数でモデル化した。
また、その機械系の固有振動数を３０Ｈｚとした。

【００３４】（２）インバータ１０の直流・交流変換部
１２のトランジスタＱ₁〜Ｑ₆およびダイオードＦＤ₁〜
ＦＤ₆ならびに交流・直流変換部１１のダイオードＤ₁〜
Ｄ₆は、理想的な素子に実際の損失などを加味すること
によりモデル化した。

【００３５】（３）制御装置２０については、常法にし
たがってモデル化した。

【００３６】なお、図９における直流中間電圧波形およ
び誘導電動機への電流波形と、図１０における直流中間
電圧波形および図１１における誘導電動機Ｍへの電流波
形とがほどよい一致をしていることから、想定したモデ
ルは実際の系をほどよく模擬しているといえる。

【００３７】図９および図１１から、誘導電動機Ｍを駆
動している電流に３０Ｈｚ前後の脈動が生じているのが
認められる。なお、このときのインバータ１０の運転周
波数は５０Ｈｚであった。

【００３８】この脈動が生ずる理由は、次のように説明
できる。

【００３９】従来のデッドタイム補償は、直流・交流変
換部１２から出力される出力電圧から高周波成分を除去
し、それにより誘導電動機Ｍのトルク脈動を抑制する効
果を発揮する。その一方で、補償電圧に含まれる基本波
成分は、制御装置２０に正帰還として作用する。このよ
うな状況下において、誘導電動機Ｍの駆動軸にファンＦ
やブロワなどの重慣性負荷Ｇを接合して駆動させると、
駆動軸の減衰係数が低下し、さらには負の値をとること
によって軸に低周波のねじり振動が発生する。このねじ
り振動は、前述した基本波成分の制御装置２０への正帰
還作用により助長される。そのため、脈動現象が発生す
るのである。

【００４０】以上説明したことから明らかなように、前
述した共振現象の発生を押さえるためには、デッドタイ
ム補償における補償電圧に含まれる基本波成分を除去す
ればよいことがわかる。そのため、この実施の形態では
補償指令値生成部２３において、従来のデッドタイム補
償に用いられている方形波（補償電圧）から基本波成分
を除去する処理がなされている。

【００４１】次に、前記基本波成分を除去する方法につ
いて説明する。

【００４２】Ａ．除去方法１まず、従来技術と同様に、インバータ１０の出力電流の
極性から方形波の補償電圧（仮補償電圧）を算出する。
ついで、出力電流の位相角から仮補償電圧の基本波成分
を算出し、この基本波成分を仮補償電圧から減算して補
償電圧（本補償電圧）を算出する。しかして、この本補
償電圧を電圧指令値に加算してゲート信号生成部２２に
送出する。

【００４３】Ｂ．除去方法２まず、あらかじめ仮補償電圧およびその基本波成分を算
出し、それにより本補償電圧を算出する。ついで、得ら
れた本補償電圧を電流位相角に対応させてメモリに格納
しておく。しかるのち、インバータ１０の出力電流から
算出された電流位相角に応じた本補償電圧をメモリから
呼び出す。しかして、この本補償電圧を電圧指令値に加
算してゲート信号生成部２２に送出する。

【００４４】ここで、前記除去方法１および２に用いら
れている電流位相角の算出について説明する。

【００４５】ａ）３相分の電流瞬時値からｄ−ｑ軸変換
によりｄ軸成分I_dおよびｑ軸成分I_qを算出し、ついでこ
れらの逆正接（arctan（I_q/I_d））により電流位相角を
算出する。

【００４６】ｂ）ＰＬＬ（Phase Locked Loop）により
電流位相角を算出する。

【００４７】なお、前記両電流位相角の算出方法は、前
記除去方法１および２のいずれにも適用できる。

【００４８】図１３に、前記モデルに対して本補償電圧
により電圧指令値を補償した場合の出力電圧を示す。図
１３より明らかなように、電圧波形が改善されているの
がわかる。

【００４９】

【実施例】次に、より具体的な実施例により本発明をよ
り詳細に説明する。

【００５０】実施例１本発明の実施例１に係るインバータ装置１Ａを図１４に
ブロック図で示す。この実施例１のインバータ装置１Ａ
は、インバータ１０と制御装置２０とを主要構成要素と
して備えてなる。また、この実施例１のインバータ装置
１Ａは、除去方法１にａ）の電流位相角算出方法を適用
してなるものである。

【００５１】インバータ１０は、前述した実施の形態に
おけるインバータ１０と同様とされているので、その構
成の詳細な説明は省略する。

【００５２】制御装置２０は、実施の形態と同様に、電
圧指令値生成部２１と、ゲート信号生成部２２と、補償
指令値生成部２３とを主要部として備えてなる。

【００５３】補償指令値生成部２３は、ｄ−ｑ軸変換手
段２３ａと、電流位相角算出手段２３ｂと、定数加算手
段２３ｃと、仮補償電圧算出手段２３ｄと、基本波成分
算出手段２３ｅとを主要構成要素として備えてなる。

【００５４】ｄ−ｑ軸変換手段２３ａは、インバータ１
０の各相の出力電流（Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ _w）から座標変換を
行って、ｄ−ｑ座標系における電流（Ｉ_d，Ｉ_q）を算出
するものであって、その構成は従来よりｄ−ｑ軸変換に
用いられているものを好適に用いることができる。

【００５５】電流位相角算出手段２３ｂは、ｄ−ｑ軸変
換手段２３ａにより算出された電流（Ｉ_d，Ｉ_q）を用い
てＩ_q／Ｉ_dの値を算出し、ついでその値に対するarctan
を算出して角度を求めて電流位相角を算出するものであ
る。

【００５６】定数加算手段２３ｃは、電流位相角算出手
段２３ｂの演算処理遅れを考慮して、電流位相角算出手
段２３ｂにより算出された電流位相角に対して所定角度
を加算し、電流位相角算出手段２３ｂの演算遅れを補償
するものである。

【００５７】仮補償電圧算出手段２３ｄは、従来のデッ
ドタイム補償に用いられている方形波の補償電圧、つま
り仮補償電圧を算出するものであって、従来よりデッド
タイム補償に用いられている公知構造をものを好適に用
いることができる。

【００５８】基本波成分算出手段２３ｅは、仮補償電圧
のフーリエ級数展開に基づいて基本波成分を算出するも
のである。すなわち、例えば図１５に示すように、仮補
償電圧の大きさをＡとし、インバータ１０の周期をＴと
すると、フーリエ級数展開により仮補償電圧は次式
（２）により表される。

【００５９】 V(t)=4A(sinωt+(sin3ωt)/3+(sin5ωt)/5+………)/π （２）ここに、ωはインバータの角周波数であって、２π／Ｔ
で表される。

【００６０】前記式（２）の第１項が基本波成分を表す
ので、この第１項、つまり4A(sinωt)/πを抽出するこ
とにより、仮補償電圧算出手段２３ｄにより算出される
方形波の補償電圧の基本波成分を算出するものである。

【００６１】次に、図１６に示すフローチャートを参照
しながら、かかる構成とされている制御装置２０による
電圧指令値の算出について説明する。

【００６２】（１）インバータ１０の出力電流の瞬時値
を検出する。この検出は、例えばＩ_uおよびＩ_wについて
計測し、この計測値に基づいてＩ_u＋Ｉ_v＋Ｉ_w＝０の関係式からＩ_vを算出することによりなされる。

【００６３】（２）検出された電流値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wに
対してｄ−ｑ軸変換を行い、ｄ−ｑ軸座標系における電
流値Ｉ_d，Ｉ_qを算出する。

【００６４】（３）電流値Ｉ_d，Ｉ_qよりＩ_q／Ｉ_dを算出
し、ついでそれに対するarctanを求めて電流位相角を算
出する。

【００６５】（４）算出された電流位相角に所定定数を
加算して（３）における演算処理による遅れを補償す
る。なお、この処理は必要に応じてなされればよく、し
たがって必ずしもなされる必要はない。

【００６６】（５）電流の位相角に基づき３相分の電流
の極性を判別し、各相の仮補償電圧を算出する。

【００６７】（６）電流位相角に基づき仮補償電圧（方
形波電圧）の基本波成分を算出する。

【００６８】（７）各相について方形波電圧から基本波
成分を除去して各相の本補償電圧を算出する。

【００６９】（８）各相の電圧指令値に対して算出され
た各相の本補償電圧による補償を行う。

【００７０】しかして、この補償された電圧指令値がゲ
ート信号生成部２２に送出され、ついでゲート信号生成
部２２によりゲート信号、すなわちＰＷＭ信号が生成さ
れてインバータ１０に送出される。インバータ１０は入
力されたＰＷＭ信号に応じた交流電流を生成して誘導電
動機Ｍに送出する。

【００７１】図１７は実施例１のインバータ装置１Ａに
よりモータＭを１０Ｈｚの低速で運転した場合の出力電
流波形のグラフであり、図１８は従来デッドタイム補償
により同一のモータＭを１０Ｈｚの低速で運転した場合
の出力電流波形のグラフであり、図１９は同一モータＭ
を参考のためにデッドタイム補償を行わないで１０Ｈｚ
の低速で運転した場合の出力電流波形のグラフである。

【００７２】図２０は実施例１のインバータ装置１Ａに
よりモータＭを５０Ｈｚの高速で運転した場合の出力電
流波形のグラフであり、図２１は実施例１のインバータ
装置１ＡによりモータＭを５０Ｈｚの高速で運転した場
合の伝達トルクのグラフであり、図２２は従来デッドタ
イム補償により同一のモータＭを５０Ｈｚの高速で運転
した場合の出力電流波形のグラフであり、図２３は従来
デッドタイム補償により同一のモータＭを５０Ｈｚの高
速で運転した場合の伝達トルクのグラフであり、図２４
は同一モータＭを参考のためにデッドタイム補償を行わ
ないで５０Ｈｚの高速で運転した場合の出力電流のグラ
フであり、図２５は同一モータＭを参考のためにデッド
タイム補償を行わないで５０Ｈｚの高速で運転した場合
の伝達トルクのグラフである。

【００７３】図１７〜図２５より、実施例１のインバー
タ装置１Ａによれば、低速域から高速域まで軸振動を生
じさせることなく誘導電動機Ｍを駆動できるのがわか
る。

【００７４】実施例２本発明の実施例２に係るインバータ装置１Ｂを図２６に
ブロック図で示す。この実施例２は実施例１を改変した
ものであって、除去方法２にｂ）の電流位相角算出方法
を適用してなるものである。すなわち、制御装置２０に
ＰＬＬブロックを有する電流位相角算出手段２３ｆと、
定数加算手段２３ｇと、あらかじめ算出された電流位相
角に対応した本補償電圧をテーブル形式で有する本補償
電圧算出手段２３ｈとを備えてなるものである。

【００７５】次に、図２７に示すフローチャートを参照
しながら、かかる構成とされている制御装置２０による
電圧指令値の算出について説明する。

【００７６】（１）インバータ１０の出力電流の瞬時値
を検出する。

【００７７】（２）電流位相角算出手段２３ｆは入力さ
れたインバータ１０の出力電流の瞬時値に基づいてＰＬ
Ｌブロックにより電流位相角を算出して定数加算手段２
３ｇに送出する。

【００７８】（３）定数加算手段２３ｇは入力された電
流位相角に所定定数を加算して（２）における演算処理
による遅れを補償して、この補償された電流位相角を本
補償電圧算出手段２３ｈに送出する。なお、この処理は
必要に応じてなされればよく、したがって必ずしもなさ
れる必要はない。

【００７９】（４）本補償電圧算出手段２３ｈは入力さ
れた電流位相角に基づいてテーブルを参照して各相の本
補償電圧を算出する。

【００８０】（５）各相の電圧指令値に対して算出され
た各相の本補償電圧による補償を行う。

【００８１】しかして、この補償された電圧指令値がゲ
ート信号生成部２２に送出され、ついでゲート信号生成
部２２によりゲート信号、すなわちＰＷＭ信号が生成さ
れてインバータ１０に送出される。インバータ１０は入
力されたＰＷＭ信号に応じた交流電流を生成して誘導電
動機Ｍに送出する。

【００８２】以上、本発明を実施の形態および実施例に
基づいて説明してきたが、本発明はかかる実施の形態お
よび実施例に限定されるものではなく、種々改変が可能
である。例えば、実施の形態においては、制御装置に設
けられた電圧指令値生成部により電圧指令値が生成され
ているが、電圧指令値は外部から電圧指令値の形式で入
力されてもよい。

【００８３】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明によればフ
ァンやブロワなどの重慣性負荷を駆動する誘導電動機を
電圧形インバータ装置により回転数制御を行っても、低
速域から高速域まで脈動を生ずることなく運転できると
いう優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態に係るインバータ装置を
用いてファンが駆動されている駆動系のブロックであ
る。

【図２】図１のインバータの回路図である。

【図３】図１の制御装置のブロック図である。

【図４】図１のインバータを簡略化して示す回路図であ
る。

【図５】図４に示すインバータのタイムチャートであっ
て、同（ａ）は理想的トランジスタに対するスイッチン
グ信号を示し、同（ｂ）は動作遅れがあるトランジスタ
に対するスイッチング信号を示し、同（ｃ）は電流の向
きによる出力電圧の違いを示す。

【図６】インバータのデッドタイムによる特性を説明す
るグラフであって、同（ａ）は出力電圧と出力電流と三
角波とを示し、同（ｂ）は理想的なインバータによるｖ
_uN成分を示し、同（ｃ）はデッドタイムにより生ずる電
圧のｖ_uN成分を示し、同（ｄ）は実際のインバータによ
るｖ_uN成分を示す。

【図７】誤差電圧がある場合の出力電圧波形を示すグラ
フである。

【図８】デッドタイム補償がなされた場合の出力電圧波
形を示すグラフである。

【図９】インバータ装置により駆動されている系におい
て軸振動発生している時の測定結果のグラフである。

【図１０】同系のシミュレーションによる直流中間電圧
波形を示すグラフである。

【図１１】同系のシミュレーションによる誘導電動機電
流を示すグラフである。

【図１２】同系のシミュレーションによる軸伝達トルク
を示すグラフである。

【図１３】本発明により補償した場合の出力電圧波形を
示すグラフである。

【図１４】本発明の実施例１のインバータ装置のブロッ
ク図である。

【図１５】実施例１における仮補償電圧と基本波成分電
圧との関係を示すグラフである。

【図１６】実施例１における電圧指令値の算出手順のフ
ローチャートである。

【図１７】実施例１による低速運転時における出力電流
波形を示すグラフである。

【図１８】従来のデッドタイム補償による低速運転時に
おける出力電流波形を示すグラフである。

【図１９】デッドタイム補償がない場合の低速運転時に
おける出力電流波形を示すグラフである。

【図２０】実施例１による高速運転時における出力電流
波形を示すグラフである。

【図２１】実施例１による高速運転時における伝達トル
クを示すグラフである。

【図２２】従来のデッドタイム補償による高速運転時に
おける出力電流波形を示すグラフである。

【図２３】従来のデッドタイム補償による高速運転時に
おける伝達トルクを示すグラフである。

【図２４】デッドタイム補償がない場合の高速運転時に
おける出力電流波形を示すグラフである。

【図２５】デッドタイム補償がない場合の高速運転時に
おける伝達トルクを示すグラフである。

【図２６】本発明の実施例２のインバータ装置のブロッ
ク図である。

【図２７】実施例２における電圧指令値の算出手順のフ
ローチャートである。

【図２８】従来の電圧形インバータ装置により誘導電動
機の回転数制御がなされている系の概略図である。

【符号の説明】

１電圧形インバータ装置１０インバータ１１交流・直流変換部１２直流・交流変換部２０制御装置２１電圧指令値生成部２２ゲート信号生成部２３補償指令値生成部２３ａｄ−ｑ軸変換手段２３ｂ電流位相角算出手段２３ｃ定数加算手段２３ｄ仮補償電圧算出手段２３ｅ基本波成分算出手段２３ｆ電流位相角算出手段２３ｇ定数加算手段２３ｈ本補償電圧算出手段ＦファンＧ重慣性負荷Ｍ誘導電動機、モータ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭64−60264（ＪＰ，Ａ) 特開平３−143287（ＪＰ，Ａ) 特開平６−284778（ＪＰ，Ａ) 特開平８−98589（ＪＰ，Ａ) 特開平９−121593（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】インバータと前記インバータを制御する
制御装置とを備える電圧形インバータ装置であって、前記制御装置が、ゲート信号を生成するゲート信号生成
部に対する電圧指令値を補償する補償指令値生成部を有
し、前記補償指令値生成部において、短絡防止制御の結果発
生する方形波状の誤差電圧を補償するための方形波状の
仮補償電圧が生成され、ついで前記仮補償電圧から基本
波成分が除去された本補償電圧が生成され、前記本補償
電圧により前記電圧指令値が補償されることを特徴とす
る電圧形インバータ装置。
【請求項２】インバータと前記インバータを制御する
制御装置とを備える電圧形インバータ装置であって、前記制御装置が、ゲート信号を生成するゲート信号生成
部に対する電圧指令値を補償する補償指令値生成部を有
し、前記補償指令値生成部が、インバータ出力電流の位相角
と、短絡防止制御の結果発生する方形波状の誤差電圧を
補償するための方形波状の仮補償電圧から基本波成分を
除去して得られる本補償電圧との関係を記憶しておき、
インバータ出力電流から算出したインバータ出力電流の
位相角に応じて記憶している関係から本補償電圧を決定
し、ついで前記本補償電圧により前記電圧指令値が補償
されることを特徴とする電圧形インバータ装置。
【請求項３】補償指令値生成部が、インバータ出力電
流の位相角を算出し、ついでその位相角に基づいて仮補
償電圧およびその基本波成分を算出することを特徴とす
る請求項１記載の電圧形インバータ装置。
【請求項４】インバータ出力電流の位相角が、計測さ
れたインバータ出力電流のｄ−ｑ軸変換により得られた
各電流の比により算出されることを特徴とする請求項２
または３記載の電圧形インバータ装置。
【請求項５】インバータ出力電流の位相角が、ＰＬＬ
ブロックにより算出されることを特徴とする請求項２ま
たは３記載の電圧形インバータ装置。
【請求項６】算出された位相角に所定角度を加算した
ものをインバータ出力電流の位相角としてなることを特
徴とする請求項２または３記載の電圧形インバータ装
置。
【請求項７】インバータと前記インバータを制御する
制御装置とを備える電圧形インバータ装置の制御方法で
あって、インバータ出力電流からその位相角を算出する手順と、前記算出された位相角に基づいて、短絡防止制御の結果
発生する方形波状の誤差電圧を補償するための方形波状
の仮補償電圧を生成する手順と、前記生成された仮補償電圧の基本波成分を算出する手順
と、前記仮補償電圧から前記基本波成分を除去して本補償電
圧を算出する手順と、前記本補償電圧により電圧指令値を補償する手順とを含
んでなることを特徴とする電圧形インバータ装置の制御
方法。
【請求項８】インバータ出力電流の位相角の算出が、
インバータ出力電流を計測してその計測された出力電流
値をｄ−ｑ軸変換し、その変換された電流の比によりな
されることを特徴とする請求項７記載の電圧形インバー
タ装置の制御方法。
【請求項９】インバータ出力電流の位相角の算出が、
ＰＬＬブロックによりなされることを特徴とする請求項
７記載の電圧形インバータ装置の制御方法。
【請求項１０】算出されたインバータ出力電流の位相
角に所定角を加算する手順が付加されてなることを特徴
とする請求項７記載の電圧形インバータ装置の制御方
法。