JP2012175866A - インバータ制御装置およびインバータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電流検出または電流推定を行わずにデッドタイムによる電圧誤差を無視できるレベルまで低減し、電流センサレスかつデッドタイム補正レスで、高精度の電圧制御が可能なインバータ制御装置およびインバータ制御方法を得る。
【解決手段】３相モータ電気角を検出する角度検出手段（２０）と、角度検出手段により検出された電気角に基づいてゲート信号を生成して複数のスイッチング素子をスイッチング動作させる制御部（３０、４０）とを備え、制御部は、指令電圧の位相に基づいて生成した１８０度通電制御の矩形波信号を基本波形として、矩形波信号におけるオン状態の期間を３等分した内の中央の期間にＰＷＭパルスを挿入することで前記ゲート信号を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、３相モータ用インバータ制御技術のデッドタイム補正に関し、高精度の電圧制御が可能なインバータ制御装置およびインバータ制御方法に関するものである。

従来のインバータ制御技術では、インバータを構成する上下アームが短絡しないように設けられるデッドタイムの影響で、インバータの出力電圧に電圧誤差が生じる。このデッドタイムに起因して発生する電圧誤差に対し、検出または推定された電流極性に応じて、補正電圧を電圧指令に加算することで、デッドタイムによる電圧誤差を補正しているものがある（例えば、特許文献１参照）。

さらに、検出または推定された電流極性に応じて、上下アームの片側を強制的にオフ状態にして上下アームが同時にオン状態となることを防止し、電圧誤差を低減する技術が提案されている（例えば、特許文献２参照）。この技術により、デッドタイム補正を不要とすることができる。

特開平５−３００７８５号公報 特開平９−１７２７８５号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
このようなインバータ制御装置にあっては、デッドタイムに起因する電圧誤差の影響を改善し、高精度の電圧制御を可能とするためには、高精度の電流検出または電流推定が必要となるという課題があった。

そこで、本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、電流検出または電流推定を行わずにデッドタイムによる電圧誤差を無視できるレベルまで低減し、電流センサレスかつデッドタイム補正レスで、高精度の電圧制御が可能なインバータ制御装置およびインバータ制御方法を得ることを目的とする。

本発明に係るインバータ制御装置は、３相モータ電気角を検出する角度検出手段と、角度検出手段により検出された電気角に基づいてゲート信号を生成して複数のスイッチング素子をスイッチング動作させる制御部とを備えたインバータ制御装置において、制御部は、指令電圧の位相に基づいて生成した１８０度通電制御の矩形波信号を基本波形として、矩形波信号におけるオン状態の期間を３等分した内の中央の期間にＰＷＭパルスを挿入することでゲート信号を生成するものである。

また、本発明に係るインバータ制御方法は、検出された３相モータ電気角に基づいてゲート信号を生成し、複数のスイッチング素子をスイッチング動作させるインバータ制御方法において、指令電圧の位相に基づいて１８０度通電制御の矩形波信号を基本波形として生成するステップと、指令電圧の大きさあるいはモータ回転数に基づいてＰＷＭパルスのＤｕｔｙ比を演算するステップと、矩形波信号におけるオン状態の期間を３等分した内の中央の期間に、ＰＷＭパルスを挿入することでゲート信号を生成するステップとを備えるものである。

本発明によるインバータ制御装置およびインバータ制御方法によれば、指令電圧位相θｖに基づいて、ＰＷＭパルスによるスイッチングを、６つのゲート信号のうち、常に１つのゲート信号のみで行うように、６つのゲート信号をパターン生成し、ＰＷＭパルスによるスイッチング時には、上下アームの片側アームを常にオフ状態とすることにより、電流検出または電流推定を行わずにデッドタイムによる電圧誤差を無視できるレベルまで低減し、電流センサレスかつデッドタイム補正レスで、高精度の電圧制御が可能なインバータ制御装置およびインバータ制御方法を得ることができる。

本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置の構成図である。 本発明の実施の形態１におけるインバータ制御部の構成を説明するためのブロック図である。 本発明の実施の形態１の矩形波信号生成部における矩形波信号の生成図である。 本発明の実施の形態１のゲート信号生成部におけるゲート信号の生成図である。 本発明の実施の形態１のインバータ制御部におけるゲート信号の生成例を示す図である。 本発明の実施の形態１のインバータ制御装置における３相電圧指令の例を示した図である。 本発明の実施の形態１のインバータ制御装置におけるゲート信号、電流極性、および端子電圧の関係をまとめた図である。 本発明の実施の形態１のインバータ制御装置における相電流の例示図である。 本発明の実施の形態１のインバータ制御装置における端子電圧の例示図である。 本発明の実施の形態１のインバータ制御装置における線間電圧の例示図である。 本発明の実施の形態１のインバータ制御装置における相電圧の例示図である。 特許文献２における従来のインバータ制御装置の正弦波ＰＷＭ方式の制御例を示した図である。 特許文献２における従来のインバータ制御装置の正弦波ＰＷＭ方式の制御例を示した図である。 本発明の実施の形態２におけるインバータ制御部の構成を説明するためのブロック図である。 本発明の実施の形態２におけるＤｕｔｙ演算部で用いられるＤｕｔｙ比生成ＭＡＰを示した図である。 本発明の実施の形態３のインバータ制御装置におけるダイオード電圧降下の影響を示す説明図である。

以下、本発明によるインバータ制御装置およびインバータ制御方法を各実施の形態に従って図を用いて説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置の構成図である。本実施の形態１におけるインバータ制御装置は、３相モータ１０、位置センサ２０、電圧指令生成部３０、インバータ制御部４０、およびインバータ５０で構成されている。ここで、インバータ５０は、スイッチング素子５１ａ〜５１ｆによる３相ブリッジ回路で構成されている。ここで、電圧指令生成部３０およびインバータ制御部４０は、制御部に相当する。

３相モータ１０の電気角・回転数は、位置センサ２０により検出される。そして、電圧指令生成部３０は、検出された電気角・回転数に基づいて、ｄｑ軸電圧指令を生成する。さらに、インバータ制御部４０は、生成されたｄｑ軸電圧指令に基づいて、スイッチング素子５１ａ〜５１ｆのゲート信号を生成して、インバータ５０の出力電圧を制御する。

次に、図２は、本発明の実施の形態１におけるインバータ制御部４０の構成を説明するためのブロック図である。インバータ制御部４０は、Ｄｕｔｙ演算部４１、ＰＷＭパルス生成部４２、ｄｑ軸電圧位相生成部４３、加算器４４、矩形波信号生成部４５、デッドタイム生成部４６、およびゲート信号生成部４７を備えている。

Ｄｕｔｙ演算部４１は、電圧指令生成部３０で演算されたｄｑ軸電圧指令の、ｄ軸電圧指令Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令Ｖｑｒｅｆに基づいて、ＰＷＭパルスのＤｕｔｙ比を演算する。具体的には、Ｄｕｔｙ演算部４１は、まず、ｄｑ軸電圧指令の大きさを、下式（１）より演算する。なお、左辺のＶｄｑｒｅｆは、線間電圧の実効値に相当する。
Ｖｄｑｒｅｆ＝√（Ｖｄｒｅｆ^２＋Ｖｑｒｅｆ^２） （１）

次に、Ｄｕｔｙ演算部４１は、１８０度通電制御における最大線間電圧Ｖｌｍａｘおよびｄｑ軸電圧指令の大きさＶｄｑｒｅｆより、Ｄｕｔｙ比を演算する。最大線間電圧Ｖｌｍａｘは、下式（２）より演算され、Ｄｕｔｙ比は、下式（３）より演算される。すなわち、Ｄｕｔｙ比は、電圧指令の線間電圧Ｖｄｑｒｅｆと最大線間電圧Ｖｌｍａｘの比となる。
Ｖｌｍａｘ＝（√６／π）Ｖｄｃ （２）
Ｄｕｔｙ＝１００×Ｖｄｑｒｅｆ／Ｖｌｍａｘ （３）

ＰＷＭパルス生成部４２は、Ｄｕｔｙ演算部４１で演算されたＤｕｔｙ比を、搬送波と比較し、等パルス信号であるＰＷＭパルスを生成する。

ｄｑ軸電圧位相生成部４３は、ｄ軸電圧指令Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令Ｖｑｒｅｆより、下式（４）を用いてｄｑ軸電圧位相Δθを演算する。なお、ｄｑ軸電圧位相Δθは、ｑ軸からの角度とする。
Δθ＝ｔａｎ^−１（−Ｖｄｒｅｆ／Ｖｑｒｅｆ） （４）

さらに、加算器４４は、ｄｑ軸電圧位相生成部４３で演算されたｄｑ軸電圧位相Δθと、位置センサ２０により検出された３相モータ電気角θとの和より、下式（５）のように指令電圧位相θｖを演算する。
θｖ＝θ＋Δθ （５）

矩形波信号生成部４５は、加算器４４で演算された指令電圧位相θｖに基づき、１８０度通電制御の矩形波信号を基本波形として生成する。図３は、本発明の実施の形態１の矩形波信号生成部４５における矩形波信号の生成図である。なお、図３において、ＵＰ０、ＵＮ０は、Ｕ相の上下アームのゲート信号をそれぞれ示し、ＶＰ０、ＶＮ０は、Ｖ相の上下アームのゲート信号をそれぞれ示し、ＷＰ０、ＷＮ０は、Ｗ相の上下アームのゲート信号をそれぞれ示している。

デッドタイム生成部４６は、矩形波信号生成部４５で生成された矩形波信号に対して、先の図３中の矢印に示す箇所にデッドタイムを設け、設定時間分だけ立ち上がりを遅らせる処理を行う。

ゲート信号生成部４７は、インバータ５０のスイッチング素子５１ａ〜５１ｆへ出力するゲート信号を生成する。具体的には、ゲート信号生成部４７は、ＰＷＭパルス生成部４２で生成されたＰＷＭパルス、加算器４４で演算された指令電圧位相θｖ、およびデッドタイム生成部４６によりデッドタイムの設けられた矩形波信号に基づいて、ゲート信号を生成する。

図４は、本発明の実施の形態１のゲート信号生成部４７におけるゲート信号の生成図である。図４に示すように、ゲート信号生成部４７は、矩形波信号のオン状態の期間を３等分した内の中央の期間のみにＰＷＭパルスを挿入し、ゲート信号を生成する。

すなわち、ゲート信号生成部４７は、ＰＷＭパルスによるスイッチングを、６つのゲート信号のうち、常に１つのゲート信号のみで行うこととなる。この結果、ＰＷＭパルスによるスイッチング時には、上下アームの片側アームは、常にオフ状態であり、このＰＷＭパルスによるスイッチングを行うアームは、１／６周期毎に遷移することとなる。

図５は、本発明の実施の形態１のインバータ制御部４０におけるゲート信号の生成例を示す図である。この例では、極対数２、回転数２５０００ｒｐｍの３相モータを使用し、搬送波を２０ｋＨｚ三角波、Ｄｕｔｙ比を３０％としている。

ＰＷＭパルスは、Ｄｕｔｙ比の増大に伴い、オン状態の期間が増大する。Ｄｕｔｙ比が１００％の場合には、常にオン状態となり、ゲート信号は、１８０度通電制御の矩形波信号となる。したがって、Ｄｕｔｙ比の増大に伴い、ゲート信号は、１８０度通電の矩形波信号へと自動的に遷移する。

次に、３相電圧指令値と、ＰＷＭゲート信号により出力される３相電圧を比較する。ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値は、上式（１）より求められるｄｑ軸電圧指令の大きさＶｄｑｒｅｆと、上式（４）より求められるｄｑ軸電圧位相Δθを用いて、下式（６）、（７）のように表される。
Ｖｄｒｅｆ＝−Ｖｄｑｒｅｆ×ｓｉｎΔθ （６）
Ｖｑｒｅｆ＝Ｖｄｑｒｅｆ×ｃｏｓΔθ （７）

ｄｑ軸電圧指令の大きさＶｄｑｒｅｆを３相電圧に変換すると、３相電圧指令は、下式（８）、（９）、（１０）のように表される。
Ｖｕｒｅｆ＝−√（２／３）×Ｖｄｑｒｅｆ×ｓｉｎθｖ （８）
Ｖｖｒｅｆ＝−√（２／３）×Ｖｄｑｒｅｆ×ｓｉｎ（θｖ−１２０°） （９）
Ｖｗｒｅｆ＝−√（２／３）×Ｖｄｑｒｅｆ×ｓｉｎ（θｖ＋１２０°） （１０）

図６は、本発明の実施の形態１のインバータ制御装置における３相電圧指令の例を示した図である。また、図７は、本発明の実施の形態１のインバータ制御装置におけるゲート信号、電流極性、および端子電圧の関係をまとめた図である。３相モータ１０の端子電圧は、上下アームのスイッチングの状態と相電流の極性に応じて、図７のように決定される。図７において、Ｖｄｃは、電源電圧、Ｖｆは、スイッチング素子に並列接続されているダイオードの電圧降下である。

図８は、本発明の実施の形態１のインバータ制御装置における相電流の例示図である。この図８は、３相電圧指令に対して位相遅れを３０度と仮定した３相電流を示したものである。

また、図９は、本発明の実施の形態１のインバータ制御装置における端子電圧の例示図である。この図９は、先の図５に示したゲート信号を生成したときに、先の図８に示した３相電流が流れている場合の端子電圧を示したものである。なお、ここでは、電源電圧Ｖｄｃを１２Ｖと設定している。また、この端子電圧の計算結果は、３相電流の位相遅れが±６０度の範囲内において、常に成立する。

線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕは、３相端子電圧Ｖｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０より、下式（１１）、（１２）、（１３）のように算出される。
Ｖｕｖ＝Ｖｕ０−Ｖｖ０ （１１）
Ｖｖｗ＝Ｖｖ０−Ｖｗ０ （１２）
Ｖｗｕ＝Ｖｗ０−Ｖｕ０ （１３）

また、相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、上式（１１）、（１２）、（１３）の線間電圧より、下式（１４）、（１５）、（１６）のように算出される。
Ｖｕ＝（Ｖｕｖ−Ｖｗｕ）／３ （１４）
Ｖｖ＝（Ｖｖｗ−Ｖｕｖ）／３ （１５）
Ｖｗ＝（Ｖｗｕ−Ｖｖｗ）／３ （１６）

図１０は、本発明の実施の形態１のインバータ制御装置における線間電圧の例示図であり、上式（１１）〜（１３）より算出される線間電圧を示したものである。また、図１１は、本発明の実施の形態１のインバータ制御装置における相電圧の例示図であり、上式（１４）〜（１６）より算出される相電圧を示したものである。

次に、本発明と先行技術との比較を示す。特許文献２は、片側のアームをオフ状態にしたスイッチングによりデッドタイムを設けない、という点において、本発明と類似している。図１２、図１３は、特許文献２における従来のインバータ制御装置の正弦波ＰＷＭ方式の制御例を示した図である。

この特許文献２による先行技術は、図１２に示すように、正弦波ＰＷＭ方式により３相指令電圧と搬送波の比較を行い、ゲート信号を生成する。さらに、図１２のように生成されたゲート信号に対して、図１３に示すように、検出または推定された電流極性に基づいて、片側アームの信号を強制的にオフ状態にする。

図１３の例では、先に示した図８の３相電流の極性に基づき、片側アームを強制的にオフ状態にする処理を行っている。しかし、この先行技術は、電流極性が変化する零クロスポイントを正確に検出または推定する必要がある。

これに対して、本発明では、先の図４に示すゲート信号生成例のように、指令電圧位相θｖに基づいて、６つのゲート信号をパターン生成している。そして、先の図９に示した所望の端子電圧出力は、相電圧に対する相電流の位相遅れが±６０度の範囲内においては、常に成立する。したがって、相電流の位相遅れが±６０度の範囲内の場合において、電流検出または推定を必要とせずに、所望の電圧出力を得ることができる。

また、一般に用いられる正弦波ＰＷＭ方式は、３相モータ１０の高速回転時において、電圧変換効率がやや悪く、高速回転時においては、１８０度通電制御による１パルス同期ＰＷＭが最も効率がよい。そのため、低速回転時と高速回転時において、正弦波ＰＷＭ方式と１パルス同期ＰＷＭ方式を切り替える対処が必要となる。

これに対して、本発明では、高速回転時における指令電圧の増大に伴い、Ｄｕｔｙ比が増大し、自動的に１パルス同期ＰＷＭへと遷移する。したがって、低速回転時から高速回転時まで、本発明のＰＷＭ方式のみで対応可能である。

以上のように、実施の形態１によれば、指令電圧位相θｖに基づいて、ＰＷＭパルスによるスイッチングを、６つのゲート信号のうち、常に１つのゲート信号のみで行うように、６つのゲート信号をパターン生成している。これにより、ＰＷＭパルスによるスイッチング時には、上下アームの片側アームを常にオフ状態とすることができるとともに、正弦波ＰＷＭ方式と１パルス同期ＰＷＭ方式をＤｕｔｙ比に応じて自動的に切り替えることが可能となる。この結果、電流センサレスかつデッドタイム補正レスで、高精度の電圧制御が可能なインバータ制御装置を得ることができる。

実施の形態２．
先の実施の形態１では、Ｄｕｔｙ演算部４１において、ｄ軸電圧指令Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令Ｖｑｒｅｆに基づいて、ＰＷＭパルスのＤｕｔｙ比を演算する場合について説明した。これに対して、本実施の形態２では、位置センサ２０を用いて検出した回転速度ωに基づいて、Ｄｕｔｙ比を演算する場合について説明する。

図１４は、本発明の実施の形態２におけるインバータ制御部４０の構成を説明するためのブロック図である。先の実施の形態１における図２のインバータ制御部４０と比較すると、本実施の形態２における図１４のインバータ制御部４０は、Ｄｕｔｙ演算部４１の代わりにＤｕｔｙ演算部４１ａが用いられている点が異なっている。そこで、この相違点であるＤｕｔｙ演算部４１ａの機能を中心に、以下に説明する。

図１５は、本発明の実施の形態２におけるＤｕｔｙ演算部４１ａで用いられるＤｕｔｙ比生成ＭＡＰを示した図である。本実施の形態２におけるＤｕｔｙ演算部４１ａは、位置センサ２０を用いて検出した回転速度ωに基づいて、Ｄｕｔｙ比を演算する。そこで、Ｄｕｔｙ演算部４１ａは、図１５に示すような、回転数ωを横軸、Ｄｕｔｙ比を縦軸としたＤｕｔｙ比生成マップを参照して、Ｄｕｔｙ比を生成する。なお、このＤｕｔｙ比生成マップは、モータ回転数の増大に伴いＤｕｔｙ比を増大させ、高回転時においてＤｕｔｙ比が１００％となるようにあらかじめ設定されている。

以上のように、実施の形態２によれば、検出した回転速度ωに基づいてＤｕｔｙ比を演算することによっても、先の実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

実施の形態３．
本実施の形態３では、スイッチング素子５１ａ〜５１ｆの寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆの影響を抑制するインバータ制御装置について説明する。

先の実施の形態１、実施の形態２では、Ｄｕｔｙ演算部４１またはＤｕｔｙ演算部４１ａにおいてＤｕｔｙ比を演算し、このＤｕｔｙ比に基づきＰＷＭパルスを生成する場合について説明した。ＰＷＭパルスによるスイッチングを行うとき、上下アームがオフ状態では、先の図７に示したように、スイッチング素子５１ａ〜５１ｆの寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆの影響が端子電圧に現れる。

図１６は、本発明の実施の形態３のインバータ制御装置におけるダイオード電圧降下の影響を示す説明図である。寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆの影響を考慮しない場合の端子電圧、線間電圧、相電圧を図１６（ａ）にまとめ、寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆの影響を考慮した場合の端子電圧、線間電圧、相電圧を図１６（ｂ）にまとめている。

寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆの影響を考慮した図１６（ｂ）の線間電圧と相電圧を見ると、出力電圧パルスと逆向きに、寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆによる電圧パルスを出力しており、電圧実効値が低下していることが分かる。寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆは、上下アームがオフ状態において出力されるため、低回転時において、特に影響が現れる。

そこで、本実施の形態３では、寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆによる線間電圧実効値の低下を防ぐために、Ｄｕｔｙ比の補正を行う。図１６において、寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆを考慮しない場合（理想時）の０．２〜０．４ｍｓｅｃにおける端子電圧平均値Ｖｕ０＿ｍｅａｎ１は、下式（１７）のように表される。
Ｖｕ０＿ｍｅａｎ１＝Ｖｄｃ×（１００−Ｄｕｔｙ）／１００ （１７）

同様に、寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆを考慮した場合の０．２〜０．４ｍｓｅｃにおける端子電圧平均値Ｖｕ０＿ｍｅａｎ２は、下式（１８）のように表される．
Ｖｕ０＿ｍｅａｎ２＝（Ｖｄｃ＋Ｖｆ）×（１００−Ｄｕｔｙ）／１００ （１８）

そこで、上式（１８）の寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆを考慮した場合の電圧平均値Ｖｕ０＿ｍｅａｎ２が、上式（１７）の理想時の端子電圧平均値Ｖｕ０＿ｍｅａｎ１に等しくなるように、上式（１８）のＤｕｔｙを補正することを考える。補正Ｄｕｔｙ比をＤｕｔｙ２とおくと、ＤｕｔｙとＤｕｔｙ２の関係は、下式（１９）のようになる。
Ｖｄｃ×（１００−Ｄｕｔｙ）／１００
＝（Ｖｄｃ＋Ｖｆ）×（１００−Ｄｕｔｙ２）／１００ （１９）

上式（１９）より、Ｄｕｔｙ２は、下式（２０）のように表される。
Ｄｕｔｙ２＝（Ｄｕｔｙ×Ｖｄｃ＋Ｖｆ）／（Ｖｄｃ＋Ｖｆ） （２０）
したがって、本実施の形態３におけるＤｕｔｙ演算部４１またはＤｕｔｙ演算部４１ａは、上式（２０）の関係式により、Ｄｕｔｙ比の補正を行う。これにより、寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆの影響を受けることなく、インバータ制御を行うことができる。

以上のように、実施の形態３によれば、スイッチング素子の寄生ダイオードによる電圧降下Ｖｆの影響を考慮して、Ｄｕｔｙ比の補正を行っている。この結果、先の実施の形態１、２の効果に加え、寄生ダイオードの電圧降下Ｖｆの影響を受けることなく、インバータ制御を行うことができるというさらなる効果を得ることができる。

１０ 相モータ、２０ 位置センサ、３０ 電圧指令生成部、４０ インバータ制御部、４１、４１ａ Ｄｕｔｙ演算部、４２ ＰＷＭパルス生成部、４３ ｄｑ軸電圧位相生成部、４４ 加算器、４５ 矩形波信号生成部、４６ デッドタイム生成部、４７ ゲート信号生成部、５０ インバータ、５１ａ〜５１ｆ スイッチング素子。

Claims (5)

1. ３相モータ電気角を検出する角度検出手段と、
   前記角度検出手段により検出された前記電気角に基づいてゲート信号を生成して複数のスイッチング素子をスイッチング動作させる制御部と
   を備えたインバータ制御装置において、
   前記制御部は、指令電圧の位相に基づいて生成した１８０度通電制御の矩形波信号を基本波形として、前記矩形波信号におけるオン状態の期間を３等分した内の中央の期間にＰＷＭパルスを挿入することで前記ゲート信号を生成する
   ことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記制御部は、前記指令電圧の大きさに比例するように演算したＤｕｔｙ比を用いて前記ＰＷＭパルスを生成する
   ことを特徴とするインバータ制御装置。
3. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記制御部は、前記角度検出手段により検出されたモータ回転数に基づいて演算したＤｕｔｙ比を用いて前記ＰＷＭパルスを生成する
   ことを特徴とするインバータ制御装置。
4. 請求項２または３に記載のインバータ制御装置において、
   前記制御部は、前記Ｄｕｔｙ比を演算する際に、前記スイッチング素子の寄生ダイオードによる電圧降下による３相モータの線間電圧実効値の低下を防止するために、前記Ｄｕｔｙ比の補正を行い、補正後のＤｕｔｙ比を用いて前記ＰＷＭパルスを生成する
   ことを特徴とするインバータ制御装置。
5. 検出された３相モータ電気角に基づいてゲート信号を生成し、複数のスイッチング素子をスイッチング動作させるインバータ制御方法において、
   指令電圧の位相に基づいて１８０度通電制御の矩形波信号を基本波形として生成するステップと、
   前記指令電圧の大きさあるいはモータ回転数に基づいてＰＷＭパルスのＤｕｔｙ比を演算するステップと、
   前記矩形波信号におけるオン状態の期間を３等分した内の中央の期間に、前記ＰＷＭパルスを挿入することで前記ゲート信号を生成するステップと
   を備えることを特徴とするインバータ制御方法。

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