CN101884164A - 交流电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提供一种交流电动机的控制装置，该交流电动机的控制装置包括：输出逆变器，该输出逆变器与直流电源相连接，向交流电动机输出三相交流；电流检测器，该电流检测器检测交流电动机的电流；以及电压指令/PWM信号线生成部，该电压指令/PWM信号线生成部基于电流检测器的信号计算逆变器的输出电压指令，基于输出电压指令生成用于控制逆变器内具备的开关元件的脉宽调制信号，该交流电动机的控制装置设置有基于电流检测器检测出的电流生成电动机电流不平衡补偿量的电动机电流不平衡补偿部，电压指令/PWM信号生成部根据逆变器的运转状态，基于电动机电流不平衡补偿量直接或间接地调整脉宽调制信号。

Description

交流电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及适合控制电车驱动用的交流电动机、特别是永磁同步电动机的交流电动机的控制装置。

背景技术

近年来，在产业设备、家电领域、汽车领域等交流电动机应用领域中，用逆变器驱动控制永磁同步电动机的方式正越来越多地取代以往用逆变器驱动控制感应电动机的方式。永磁同步电动机与感应电动机相比，由于内置于转子中的永磁体建立磁通，因此不需要相当于励磁电流的电流；由于转子中没有电流流动，因此不会产生二次铜损；除了利用由永磁体的磁通产生的转矩之外，还利用转子的磁阻差异而产生的磁阻转矩，从而可以高效地得到转矩等，由此可知是一种高效率的电动机，近年来，还探讨将其用于电车驱动系统。

永磁同步电动机的控制方法一般是通过设置电流控制系统进行电流控制，上述电流控制系统将来自设置于逆变器2的输出侧的电流检测器的电流检测值分为与电动机的转子的旋转相位同步旋转的旋转坐标系上的d轴分量(磁通电流分量)和与其正交的q轴分量(转矩电流分量)，调整施加到电动机的电压的大小，使得d/q轴电流与根据转矩指令计算出的d/q轴电流指令一致。

考虑将永磁同步电动机(以下，记为电动机)应用于电车的驱动系统的情况，由于需要在有限的车辆底板空间中搭载设备，因此要求交流电动机的控制装置体积小且重量轻。一般向内置于电车用交流电动机的控制装置中的逆变器输入直流1500V至3000V左右，因此使用具有3300V至6500V左右耐压的高耐压开关元件。然而，高耐压开关元件的开关损耗、导通损耗都较大，若考虑包括冷却器或冷却风扇等的开关元件的冷却装置不过多，则可容许的开关频率最大为1000Hz左右，与例如家电产品或产业用逆变器、电动汽车用的开关频率比较，是其1/10至1/20左右的较低值。

为了实现交流电动机的控制装置的小体积且轻重量，降低内置的开关元件所产生的损耗来使该冷却装置实现小体积且轻重量是一重要事项，需要将开关频率设定得尽量低，并且需要通过将逆变器输入电压最大限度地施加到电动机，从而将电动机电流抑制得尽量小。

另一方面，电车应用时的逆变器输出频率的最大值(电车的设计最高速度时的逆变器输出频率)为400Hz左右。例如逆变器输出频率在最大值400Hz附近的情况下，若将逆变器的开关频率设定为上限1000Hz左右，则逆变器输出电压半周期中包含的脉冲数是将开关频率除以逆变器输出频率而得到的1.875左右，变得非常少。

若在这样的状态下驱动电动机，则逆变器输出电压的正的半周期和负的半周期中分别包含的脉冲数和脉冲位置变得不平衡，施加在电动机上的电压(线间电压)的正负对称性被破坏，在电动机中产生电流振荡或转矩脉动，从而成为噪声或振荡的原因。

因此，在逆变器输出频率较高的区域中，使用和逆变器输出电压同步地决定逆变器的开关定时的同步5脉冲模式、同步3脉冲模式等所谓的同步脉冲模式，而且在向电动机施加最大电压的情况下，使用由矩形波构成逆变器输出电压的单脉冲模式使电动机运转。在同步脉冲模式、单脉冲模式中，逆变器输出电压半周期中包含的脉冲数和脉冲位置不随时间变化而是固定的，因此，逆变器输出电压的正的半周期和负的半周期中的脉冲数和脉冲位置相同，能够确保施加到电动机的电压的正负对称性，因此不必担心在电动机中产生电流振荡或转矩脉动。

由此，在电车用的逆变器中，为了稳定地驱动电动机，在逆变器输出频率较低的运转区域中，选择与逆变器输出频率不同步(例如，固定在1000Hz)地决定开关频率的异步脉冲模式，在逆变器输出频率较高的区域中，选择同步脉冲模式或由矩形波构成逆变器输出电压的单脉冲模式，即根据逆变器输出频率切换脉冲模式使电动机运转。

此外，在同步脉冲模式或单脉冲模式中，由于逆变器输出电压半周期中包含的脉冲数较少，因此为了确保控制稳定性，可以采用使上述电流控制系统的电流控制响应降低、或停止电流控制系统的计算、或切换到仅调整施加到电动机的电压的相位的控制等。

专利文献1：日本国专利特开2006-081287号公报

发明内容

然而，在驱动控制永磁同步电动机的情况下，需要根据电动机的转子位置决定最合适的逆变器输出电压指令，因而，一般采用基于由设置于电动机的轴端的位置检测器获取的电动机转子的位置信号决定逆变器输出电压指令的相位的结构。但是，该位置检测器的输出所包含的偏离真值的误差会导致基于该位置检测器的输出而决定的逆变器输出电压指令也产生误差。另外，构成逆变器的多个开关元件间的导通电压降的偏差或电动机的阻抗的相间偏差等可能导致电动机电压的三相对称性被破坏、产生电动机电流的三相不平衡。

特别是在同步脉冲模式、单脉冲模式的区域中，会如上所述地使d/q轴电流的电流控制响应降低、或停止电流控制系统的计算、或切换到仅调整施加到电动机的电压相位的控制，但在这种情况下，由于电流控制系统对电动机电流的三相不平衡的抑制效果降低或无效，因此，有时会在电动机电流三相不平衡的状态下运转。在这种状态下，电动机中产生转矩脉动，引起噪声或影响电车的乘坐感。

另外，尽管永磁同步电动机如上所述地在转子中内藏有永磁体，但在电动机电流三相不平衡的情况下，永磁体中的磁通可能发生较大的变动，永磁体中可能流过涡电流而导致温度上升。若永磁体的温度上升，则磁通下降，若进一步超过临界温度，则发生不可逆的退磁，这时即使减低温度，永磁体也仍失去磁力。即，永磁体同步电动机受到损伤而不能再产生转矩。

本发明是为了解决上述问题而设计的，提供一种交流电动机的控制装置，在以同步脉冲模式、单脉冲模式运转的交流电动机的控制装置中，能够抑制由位置检测器的输出中包含的偏离真值的误差、逆变器输出电压指令的误差、开关元件间的导通电压降的偏差或电动机的阻抗的相间偏差等引起的电动机电流的三相不平衡，能够防止电动机的转矩脉动和电动机的损伤。

为了解决上述问题来达到目的，本发明的交流电动机的控制装置包括：逆变器，上述逆变器与直流电源相连接，向交流电动机输出任意频率、任意电压的三相交流；电流检测器，上述电流检测器检测出上述交流电动机的电流；以及电压指令/PWM信号生成部，上述电压指令/PWM信号生成部基于来自上述电流检测器的信号计算上述逆变器的输出电压指令，并基于上述输出电压指令生成用于控制上述逆变器内具备的开关元件的脉宽调制信号，其特征在于，包括电动机电流不平衡补偿部，上述电动机电流不平衡补偿部基于上述电流检测器检测出的电流生成电动机电流不平衡补偿量，上述电压指令/PWM信号生成部根据上述逆变器的运转状态，基于上述电动机电流不平衡补偿量直接或间接地调整上述脉宽调制信号。

由于采用上述结构，因此能够提供一种交流电动机的控制装置，在以同步脉冲模式、单脉冲模式进行运转的交流电动机的控制装置中，能够抑制因位置检测器的输出中包含的偏离真值的误差、逆变器输出电压指令的误差、开关元件间的导通电压降的偏差或电动机的阻抗的相间偏差等引起的电动机电流的三相不平衡，能够防止电动机的转矩脉动和电动机的损伤。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的交流电动机的控制装置的结构例的图。

图2是表示本发明的实施方式1的电压指令/PWM信号生成部的结构例的图。

图3是表示本发明的实施方式1的电动机电流不平衡补偿部的结构例的图。

图4-1是表示本发明的实施方式1的电动机电流波形例的图，是未实施电动机电流不平衡补偿的情况下的图。

图4-2是表示本发明的实施方式1的电动机电流波形例的图，是实施了电动机电流不平衡补偿的情况下的图。

图5是表示本发明的实施方式2的电动机电流不平衡补偿部的结构例的图。

图6是表示本发明的实施方式3的电动机电流不平衡补偿部的结构例的图。

图7是表示本发明的实施方式4的电动机电流不平衡补偿部的结构例的图。

标号说明

1电容器

2逆变器

3、4、5电流检测器

6电动机

7旋转变压器(resolver)

8电压检测器

10电流指令生成部

11d轴基本电流指令生成部

14加法器

15q轴电流指令生成部

20d轴电流控制部

21q轴非干涉计算部

22d轴非干涉计算部

23q轴电流控制部

30调制比计算部

40控制相位角计算部

50电压指令/PWM信号生成部

53乘法器

54调整增益表

55电压指令计算部

57异步载波信号生成部

58同步3脉冲载波生成部

59开关

60脉冲模式切换处理部

61至63比较器

64至66反相电路

67至69加法器

70逆变器角频率计算部

90三相-dq轴坐标变换部

95基准相位角计算部

100A至100D电动机电流不平衡补偿部

101U至101W低通滤波器(LPF)

102U至102W增益

103U至103W比例积分要素

104减法器

105加法器

106U至106W减法器

200交流电动机的控制装置

具体实施方式

下面，基于附图详细说明本发明所涉及的交流电动机的控制装置的实施方式。此外，本发明不限于本实施方式。

实施方式1

图1是表示本发明的实施方式1的交流电动机的控制装置的结构例的图。如图1所示，主电路包括：成为直流电源的电容器1、从电容器1的直流电压转换为任意频率的交流电压的逆变器2、以及永磁同步电动机(以下仅称作电动机)6。在电路上配置检测电容器1的电压的电压检测器8、检测逆变器2的输出线的电流即电动机电流iu、iv、iw的电流检测器3、4、5，在上述电动机6中配置检测转子机械角θm的旋转变压器7，将各检测信号输入到以下说明的各部中。

另外，也可以使用编码器代替旋转变压器7，也可以使用从检测出的电压、电流等计算求出位置信号的无位置传感器方式，代替从旋转变压器7得到的位置信号，此时不需要旋转变压器7。即，位置信号的获取不限于使用旋转变压器7。另外，关于电流检测器3、4、5，由于最少只要设置2相，而剩下的1相的电流可以通过电流的三相和为零来计算求出，因此也可以采用该结构，还可以采用从逆变器2的直流侧电流再现并获取逆变器2的输出电流的结构。

形成从未图示的外部的控制装置向交流电动机的控制装置200输入转矩指令T^*的结构，采用控制逆变器2以使电动机6产生的转矩T与转矩指令T^*一致的结构。

向逆变器2输入由以下说明的电压指令/PWM信号生成部50生成的栅极信号U、V、W、X、Y、Z，对内置于逆变器2的开关元件进行PWM控制。逆变器2优选采用电压型PWM逆变器，由于其结构已知，因此省略详细的说明。

接下来，说明交流电动机的控制装置200内的各部的结构。交流电动机的控制装置200包括：根据转子机械角θm算出基准相位角θe的基准相位角计算部95；根据从电流检测器3、4、5检测出的三相的电流iu、iv、iw和基准相位角θe生成d轴电流id、q轴电流iq的三相-dq轴坐标变换部90；根据基准相位角θe算出逆变器角频率ω的逆变器角频率计算部70；根据从外部输入的转矩指令T^*和逆变器输出角频率ω生成d轴电流指令id^*、q轴电流指令iq^*的电流指令生成部10；对d轴电流指令id^*与d轴电流之差进行比例积分控制从而生成d轴电流误差pde的d轴电流控制部20；对q轴电流指令iq^*与q轴电流之差进行比例积分控制从而生成q轴电流误差pqe的q轴电流控制部23；根据d轴电流指令id^*和逆变器角频率ω计算q轴前馈电压vqFF的q轴非干涉计算部21；根据q轴电流指令iq^*和逆变器角频率ω计算d轴前馈电压vdFF的d轴非干涉计算部22；根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令vd^*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令vq^*、基准相位角θe、电容器1的电压EFC计算调制比PMF的调制比计算部30；根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令vd^*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令vq^*、基准相位角θe计算控制相位角θ的控制相位角计算部40；根据调制比PMF、控制相位角θ、逆变器频率FINV、电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc生成输出到逆变器2的栅极信号U、V、W、X、Y、Z的电压指令/PWM信号生成部50；以及向其输入三相的电流iu、iv、iw从而生成电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc的电动机电流不平衡补偿部100A(100B、100C、100D)。此外，100B、100C、100D分别表示实施方式2至4的电动机电流不平衡补偿部。

接下来，说明以上说明的各控制块的详细结构。在基准相位角计算部95中，基于下式(1)，根据转子机械角θm算出电角度即基准相位角θe。

θe＝θm·PP...(1)

式中，PP是电动机6的极对数。

在三相-dq轴坐标变换部90中，基于下式(2)，根据三相的电流iu、iv、iw和基准相位角θe，生成d轴电流id、q轴电流iq。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{iq}\\ \mathrm{id}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θe}& \cos (\mathrm{\θe}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θe}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \sin \mathrm{\θe}& \sin (\mathrm{\θe}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \sin (\mathrm{\θe}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{c}\mathrm{iu}\\ \mathrm{iv}\\ \mathrm{iw}\end{array}\right)...\left(2\right)$

在逆变器角频率计算部70中，基于下式(3)，对基准相位角θe进行微分，从而算出逆变器输出角频率ω。

ω＝d(θe)/dt...(3)

另外，将逆变器输出角频率ω除以2π，计算出逆变器输出频率FINV。

说明电流指令生成部10的结构。在电流指令生成部10中，根据从外部输入的转矩指令T^*和逆变器输出角频率ω，生成d轴电流指令id^*、q轴电流指令iq^*。作为生成方法，可以例举以某一电流产生最大转矩的最大转矩/电流控制、或将电动机的效率维持在最大的最大效率控制等。这些最佳控制方法将电动机的旋转速度和输出转矩的大小等作为参数进行调整，使电动机6的实际电流分别与计算式或预先储存在表格中而得到的最佳的转矩分量电流指令(q轴电流指令iq^*)、磁通分量电流指令(d轴电流指令id^*)一致。

接下来，利用d轴电流控制部20、q轴电流控制部23，基于下式(4)、(5)，生成将d轴电流指令id^*与d轴电流之差进行比例积分放大的d轴电流误差pde、和将q轴电流指令iq^*与q轴电流之差进行比例积分放大的q轴电流误差pqe。

式中，K1、K3是比例增益，K2、K4是积分增益。

pqe＝(K1+K2/s)·(iq^*-iq)...(4)

pde＝(K3+K4/s)·(id^*-id)...(5)

此外，理由如上所述，式(4)、(5)特别是在同步脉冲模式时或以单脉冲模式进行运转等的情况下，可以停止计算，将输出pde、pqe固定为刚要停止前的值，或者也可以使其逐渐降为零而不再用于控制。

d轴非干涉计算部22、q轴非干涉计算部21分别基于下式(6)、(7)，计算d轴前馈电压vdFF、q轴前馈电压vqFF。

vdFF＝(R1+s·Ld)·id*-ω·Lq·iq*...(6)

式中，R1是电动机6的一次绕组电阻(Ω)，Ld是d轴电感(H)，Lq是q轴电感(H)，

是永磁体磁通(Wb)，s是微分算子。

在调制比计算部30中，根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令vd^*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令vq^*、基准相位角θe、电容器1的电压EFC，基于下式(8)计算调制比PMF。

PMF＝VM^*/VMmax...(8)

式中，

$\mathrm{VM}\max =(\sqrt{6}/\mathrm{\π})\·\mathrm{EFC}...(9$

VM^*＝sqrt(vd^*2+vq^*2)...(10)

此外，调制比PMF表示逆变器输出电压指令矢量的大小VM^*与逆变器可输出的最大电压VMmax(由式(9)定义)的比例，在PMF＝1.0时，表示逆变器输出电压指令矢量的大小VM^*与逆变器可输出的最大电压VMmax相等。

另外，从式(2)至式(10)式可知，调制比PMF随电流指令生成部10生成的d轴电流指令id^*、q轴电流指令iq^*变化。

在控制相位角计算部40中，根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令vd^*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令vq^*、以及基准相位角θe，基于下式(11)计算控制相位角θ。

θ＝θe+π+THV...(11)

式中，

THV＝tan^-1(vd^*/vq^*)...(12)

接下来，说明电压指令/PWM信号生成部50的结构。图2是表示实施方式1的电压指令/PWM信号生成部50的结构例的图。如图2所示，电压指令计算部55根据调制比PMF和控制相位角θ，基于下式(13)至(15)生成三相电压指令即U相基本电压指令Vu^**、V相基本电压指令Vv^**、及W相基本电压指令Vw^**。

Vu^**＝PMFM·sinθ...(13)

Vv^**＝PMFM·sin(θ-(2·π/3))...(14)

Vv^**＝PMFM·sin(θ-(4·π/3))...(15)

接下来，利用加法器67至69，对U相基本电压指令Vu^**、V相基本电压指令Vv^**、及W相基本电压指令Vw^**分别加上接下来说明的电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc，生成U相电压指令Vu^*、V相电压指令Vv^*、及W相电压指令Vw^*。

另外，如后所述，与上述各相的电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*相比较的载波信号CAR至少具有异步载波信号和同步载波信号，形成可以根据脉冲模式控制部即脉冲模式切换处理部60选择的脉冲模式进行选择的结构。此外，异步载波信号是在异步脉冲信号模式中使用的、具有与逆变器输出频率FINV不同步地决定的频率(例如固定在1000Hz)的载波信号。

另外，同步载波信号将载波信号的频率同步作为逆变器输出频率FINV的函数，使得构成逆变器输出电压的脉冲数及其位置在逆变器输出电压的正侧半周期和负侧半周期中相同。在本实施方式中，说明了使用同步3脉冲载波信号作为同步载波信号的例子，但除此以外例如也可以是同步5脉冲载波信号等，还可以预先准备多个同步载波信号，根据需要进行切换。

此外，式(13)至(15)中的系数PMFM是用乘法器53对调制比PMF乘以调整增益表54的输出的电压指令振幅。调整增益表54用于在异步脉冲模式和同步3脉冲模式下校正逆变器输出电压VM与调制比PMF的关系的不同之处，简要如下。

在异步脉冲模式下，逆变器无失真，可输出的最大电压(有效值)为0.612·EFC，但在同步3脉冲模式下为0.7797·EFC。即，在异步脉冲模式下，与同步3脉冲模式相比，逆变器输出电压与调制比PMF的比值为1/1.274。为了抵消该差，在异步脉冲模式下，将调制比PMF变为1.274倍，作为电压指令振幅PMFM输入至上述电压指令计算部55。另外，严格来讲，由于逆变器输出电压与调制比PMF的关系是非线性的，因此也可以考虑将其表格化。

接下来，在比较器61至63中对U相电压指令Vu^*、V相电压指令Vv^*、W相电压指令Vw^*与载波信号CAR进行大小比较，生成栅极信号U、V、W、以及通过反相电路64至66生成的X、Y、Z。载波信号CAR是脉冲模式切换处理部60利用开关59选择异步载波信号生成部57生成的异步载波信号A、同步3脉冲载波生成部58生成的同步3脉冲载波信号B、及在单脉冲模式下选择的零值C的信号。异步载波信号A、同步3脉冲载波信号B是以零为中心取-1至1的值。

此外，脉冲模式切换处理部60在调制比PMF小于0.785时选择异步脉冲模式，在调制比PMF为0.785以上且1.0以下时选择同步脉冲模式，在调制理PMF为1.0以上时选择单脉冲模式进行动作。

接下来，说明本实施方式的电动机电流不平衡补偿部100A的结构。图3是表示本发明的实施方式1的交流电动机不平衡补偿部100A的结构例的图。如图3所示，向电动机电流不平衡补偿部100A输入电流检测器3、4、5检测出的三相的电流iu、iv、及iw。利用低通滤波器(以下，记为LPF)101U至101W去除三相的电流iu、iv、iw中包含的不需要的频率分量，利用增益102U至102W使获得的信号进行极性反转，并输入到比例积分要素103U至103W。采用将比例积分要素103U至103W的输出分别作为该相的电动机电流不平衡补偿量即vudc、vvdc、vwdc进行输出的结构。

通过采用这样的结构，能够补偿位置检测器即旋转变压器7的输出中包含的偏离真值的误差、逆变器输出电压指令中包含的误差、构成逆变器2的开关元件间的导通电压降的偏差或电动机6的阻抗的相间偏差等引起的电动机电流的不平衡。由此，可以提供能够防止电动机6的转矩脉动和电动机6的损伤的交流电动机的控制装置200。

接下来，说明应用本发明的实施方式1的情况下的单脉冲模式下的动作波形。图4-1是表示电动机电流波形例的图，是未实施电动机电流不平衡补偿的情况下的电动机电流波形。图4-2是表示本发明的实施方式1的电动机电流波形例的图，是实施了电动机电流不平衡补偿的情况下的图。如图4-1所示，在未实施电动机电流不平衡补偿的情况下，U相电流iu向负侧偏移10A左右，V相电流iv向负侧偏移10A左右。而且，W相电流iw向正侧偏移10A左右。另外，对于转矩指令T^*＝425Nm，转矩T在350Nm到500Nm的范围内，以与电动机电流相同的频率进行脉动。如图4-2所示，若实施电动机电流不平衡补偿，则可以抑制各相的电流不平衡，并且还可以较好地抑制转矩T的电动机电流频率分量的脉动。

实施方式2

图5是表示本发明的实施方式2的交流电动机不平衡补偿部100B的结构例的图。实施方式2是基于实施方式1的，因此，以下省略了与实施方式1相同结构部分的说明，仅说明与实施方式1不同的部分。如图5所示，与实施方式1相比较，向电动机电流不平衡补偿部100B输入由电流检测器3、4、5检测出的三相的电流iu、iv、iw中的两相的电流iu、iv，分别利用LPF101U、101V去除不需要的频率分量，利用增益102U、102V使其进行极性反转，再输出到比例积分要素103U、103V。将各比例积分要素103U、103V的输出分别作为该相的电动机电流不平衡补偿量即vudc、vvdc输出。使用减法器104计算并输出剩下的W相的电动机电流不平衡补偿量vwdc，vwdc＝-vudc-vvdc。

此外，在图5中，输入了电流检测器3、4、5检测出的三相的电流iu、iv、iw中的两相的电流iu、iv，也可以输入其他的两相(例如iv、iw)。在这种情况下，两相的电流iv、iw分别通过LPF101、增益102、及比例积分要素103，计算出V相和W相的电动机电流不平衡补偿量vvdc、vwdc，剩下的U相的电动机电流不平衡补偿量vudc作为vudc＝-vvdc-vwdc算出并输出。即，除了所输入的两相之外的电动机电流不平衡补偿量可以通过三相的电动机电流不平衡补偿量之和即vudc+vvdc+vwdc为零来求出。

通过采用这样的结构，能够补偿位置检测器即旋转变压器7的输出中包含的偏离真值的误差、逆变器输出电压指令中包含的误差、构成逆变器2的开关元件间的导通电压降的偏差或电动机的阻抗的相间偏差等引起的电动机电流的不平衡。由此，可以提供能够防止电动机的转矩脉动和电动机的损伤的交流电动机的控制装置。

实施方式3

以下说明本发明的实施方式3的结构。实施方式3是基于实施方式1的，因此，以下省略了与实施方式1相同结构部分的说明，仅说明与实施方式1不同的部分。图6是表示本发明的实施方式3的交流电动机不平衡补偿部100C的结构例的图。如图6所示，与实施方式1相比较，向电动机电流不平衡补偿部100C输入由电流检测器3、4、5检测出的三相的电流iu、iv、iw中的两相的电流iu、iv，分别利用LPF101U、101V去除不需要的频率分量，利用增益102U、102V使其进行极性反转，再输出到比例积分要素103U、103V。将各比例积分要素103U、103V的输出分别作为该相的电动机电流不平衡补偿量即vudc、vvdc输出。将剩下的W相的电动机电流不平衡补偿量vwdc固定为零而输出。

此外，在图6中，输入了电流检测器3、4、5检测出的三相的电流iu、iv、iw中的两相的电流iu、iv，也可以输入其他的两相(例如iv、iw)。

即，可以将任意一相的电动机电流不平衡补偿量固定为零，仅剩下两相的电动机电流不平衡补偿量基于该两相所检测出的电流求出。例如，也可以如上所述将V相和W相的电动机电流不平衡补偿量vvdc、vwdc通过LPF 101、增益102、比例积分要素103输出，将U相的电动机电流不平衡补偿量vudc输出为零。

通过采用这样的结构，能够补偿位置检测器即旋转变压器7的输出中包含的偏离真值的误差、逆变器输出电压指令中包含的误差、构成逆变器2的开关元件间的导通电压降的偏差或电动机的阻抗的相间偏差等引起的电动机电流的不平衡。由此，可以提供能够防止电动机的转矩脉动和电动机的损伤的交流电动机的控制装置。

与实施方式1相比较，实施方式2、实施方式3的结构具有以下特征。在实施方式1的结构中，采用基于各相的电流检测值iu、iv、iw分别求出三相的电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc的结构，但是在电流检测器3、4、5的电流检测值iu、iv、iw中重叠有偏移分量的情况下，考虑以下方面。

此外，若采用对电流检测值实施处理而使得电流检测器3、4、5的电流检测值iu、iv、iw不包含偏移分量的结构，则不会产生以下所说明的问题，但是大多数情况下难以完全去除偏移分量。

作为一个例子，考虑电流检测器3、4、5的检测值全部重叠有正的偏移的情况，即，考虑电流检测值中存在零相序分量(zero phase sequencecomponent)的情况。在这种情况下，以实施方式1所示的步骤算出的三相电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc都为负值。在这种情况下，对U相基本电压指令Vu^**、V相基本电压指令Vv^**、W相基本电压指令Vw^**分别加上负的三相电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc，因此，成为U相电压指令Vu^*、V相电压指令Vv^*、W相电压指令Vw^*重叠了负的零相序分量的状态。然而，即使电压指令重叠了零相序分量，逆变器2的输出线间电压也不发生变化，因此电动机电流不发生变化。另外，逆变器2的输出是三相三线式的结构，因此实际上不产生零相序电流。因此，无法补偿、抵消存在于电流检测值3、4、5的电流检测值的零相序分量，零相序分量仍然存在。因而，由于电流检测值iu、iv、iw所包含的偏移分量被比例积分要素103中的积分要素持续放大，因此随着时间的经过，三相电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc都持续向负向增大而发散。在这种状态下，几乎无法对电动机电流不平衡进行适当的补偿，还可能使电动机难以正常运转。

在实施方式2、3的结构中，其特征在于，不采用根据三相的电流iu、iv、iw分别求出三相电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc的结构。具体而言，某一相的电动机电流不平衡补偿量根据剩下两相的电动机电流不平衡补偿量求出，或者固定为零。

通过采用实施方式2、3的结构所示的结构，即使在电流检测器3、4、5的电流检测值iu、iv、iw中重叠有偏移分量的情况下，也可以避免三相电动机电流不平衡补偿量uvdc、vvdc、vwdc持续增大而发散的现象，可以适当地补偿电动机电流的不平衡，可以使电动机正常运转。

另外，由于只需检测出逆变器输出的三相中的任意两相的电流即可，因此，其特征在于所需的电流检测器至少有两个即可，而且，电动机电流不平衡补偿部100B、100C的计算变简单，也有助于实现交流电动机的控制装置200的小体积且轻重量。

实施方式4

以下说明本发明的实施方式4的结构。实施方式4是基于实施方式1的，因此，以下省略了与实施方式1相同结构部分的说明，仅说明与实施方式1不同的部分。图7是表示本发明的实施方式4的交流电动机不平衡补偿部100D的结构例的图。如图7所示，向电动机电流不平衡补偿部100D输入电流检测器3、4、5检测出的三相的电流iu、iv、及iw。对于三相的电流iu、iv、及iw，分别利用LPF101U至101W去除不需要的频率分量，利用增益102U至102W使其进行极性反转，再输入到比例积分要素103U至103W。通过加法器105获得比例积分要素103U至103W的输出的和，对其利用增益102进行增益，将倍增后的值作为零相序分量修正值zh，将利用减法器106U至106W从比例积分要素103U至103W的输出分别减去零相序分量修正值zh后的值设为三相电动机电流不平衡补偿量即vudc、vvdc、vwdc。此外，最好将增益102的值设为1/3。

通过采用这样的结构，能够补偿位置检测器即旋转变压器7的输出中包含的偏离真值的误差、逆变器输出电压指令中包含的误差、构成逆变器2的开关元件间的导通电压降的偏差或电动机6的阻抗的相间偏差等引起的电动机电流的不平衡。由此，可以提供能够防止电动机6的转矩脉动和电动机6的损伤的交流电动机的控制装置200。

而且，即使在电流检测器3、4、5的电流检测值iu、iv、iw中重叠有上述说明的偏移分量的情况下，也可以避免三相电动机电流不平衡补偿量uvdc、vvdc、vwdc持续向正向或负向增大而发散的现象，可以适当地补偿电动机电流的不平衡，可以使电动机6正常运转。

此外，尽管实施方式4所示的结构是比实施方式2、实施方式3所示的结构较为复杂的结构，但是其特征在于，相比实施方式2、实施方式3所示的结构，具有更佳的电动机电流的不平衡补偿性能(电流不平衡抑制效果、转矩脉动抑制效果)。

关于实施方式1至4，记载有以下需要留意的共同项目。

(留意点1)

来自电动机电流不平衡补偿部100A至100D的电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc有可能与包括d轴电流控制部20和q轴电流控制部23的电流控制器的输出pde、pqe干涉而使电动机6产生电流振荡，因此，最好将电动机电流不平衡补偿部100A至100D从输入到电动机电流Iu、Iv、Iw的响应(电动机电流不平衡补偿系统的响应)与d轴电流控制部20、q轴电流控制部23从输入到电动机电流Iu、Iv、Iw的响应(电流控制系统的响应)分开，使其不一致。一般而言，最好使电动机电流不平衡系统的响应比电流控制系统的响应要迟。而且，在简单对应的情况下，可以用以下方式实施电动机电流不平衡补偿：停止包括d轴电流控制部20和q轴电流控制部23的电流控制系统的计算，使其输出为零，或输出一定的固定值。即，电动机电流不平衡补偿量最好采用与电流控制系统的状态相关地调整包含补偿的实施/不实施的作用程度的结构。

(留意点2)

LPF101U至101W的截止频率的设定只要能够提取出电动机电流iu、iv、iw所包含的分量中包含直流的低频分量即可，最好设定为数Hz以下。此外，可以将LPF101U至101W的截止频率与实施电动机电流不平衡补偿的逆变器输出频率FINV相关联地决定。即，将实施电动机电流不平衡补偿的逆变器输出频率FINV的频带设定得高于LPF101U至101W的截止频率。例如，在将LPF101U至101W的截止频率设定为2Hz的情况下，最好在逆变器输出频率FINV为10Hz以上的区域中实施电动机电流不平衡补偿等。由此，能够防止电动机电流不平衡补偿量中包含的电动机电流的基波分量过大，防止电动机电流不平衡补偿量过大。

(留意点3)

最好使开始或停止实施电动机电流不平衡补偿的定时与逆变器输出频率FINV、调制比PMF或脉冲模式相关联。理由如下所述。在同步脉冲模式、单脉冲模式的区域中，由于逆变器2的输出电压半周期中包含的脉冲数减少，因此，如上所述需要使包括d轴电流控制部20和q轴电流控制部23的电流控制系统的响应降低，或者切换到停止电流控制系统或仅调整施加到电动机的施加电压相位的控制。在这种情况下，由于电流控制系统对电动机电流的三相不平衡的抑制效果降低或无效，因此，可以仅在同步脉冲模式、单脉冲模式的区域中采用本发明实施电动机电流不平衡补偿的结构。因此，可以采用基于逆变器2的脉冲模式决定开始或停止实施电动机电流不平衡补偿的定时的结构。此外，基于与脉冲模式的切换定时相关的某一个量即调制比PMF或逆变器输出频率FINV或电车的车速等以代替脉冲模式决定上述定时，也可以获得同样的效果。

(留意点4)

在本发明的应用例中，如上所述，根据电动机6的运转状态切换多种脉冲模式来使电动机6运转。在这种情况下，根据脉冲模式，构成逆变器2的输出线间电压的脉宽和位置发生变化，因此，根据脉冲模式，电动机电流的不平衡量发生变化。电动机电流不平衡补偿部100A至100D在电动机电流发生不平衡后，基于电流检测器3、4、5检测出的电流，使用上述的LPF101、增益102U至102W、比例积分要素103U至103W，以前馈方式生成电动机电流不平衡补偿量uvdc、vvdc、vwdc，从而进行补偿动作，以抑制电动机电流的不平衡量。

然而，在刚切换完脉冲模式后，比例积分要素103U至103W的输出(即，电动机电流不平衡补偿量)并不是切换后的脉冲模式下的最佳补偿值，到电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc静定到最佳值为止需要过渡时间。即，在电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc静定到最佳值为止的期间，产生电动机电流的不平衡。作为处理这种现象的方法，考虑存储利用交流电动机的控制装置200使电动机6运转过程中的多个脉冲模式下的各电动机电流不平衡量，预先计算求出对其进行补偿的电动机电流不平衡预测补偿量。然后，在接下来的电动机6的运转中，根据将与预先计算求出的上述各脉冲模式相对应的电动机电流不平衡补偿量以前馈方式与比例积分要素103U至103W的输出相加，若采用该结构，则以前馈方式补偿脉冲模式切换前后的电动机电流不平衡补偿量的差异，只要使用比例积分要素103U至103W以前馈方式仅对电动机电流不平衡补偿量中包含的误差量进行补偿即可，因此，能够将脉冲模式切换后的过渡的电动机电流的不平衡的发生抑制到最低限度。此外，在停止逆变器2的开关元件的动作的情况下，最好停止电动机电流不平衡补偿部100A至100D的计算输出。由此，能够避免由电流检测器3、4、5的输出中包含的偏移分量所引起的电动机电流不平衡补偿量vudc、vvdc、vwdc的发散。

本发明提供了一种交流电动机的控制装置，上述交流电动机的控制装置通过设置上述实施方式1至4所示的结构的电动机电流不平衡补偿部100A至100D，从而在同步脉冲模式、单脉冲模式下进行运转，该交流电动机的控制装置能够抑制位置检测器即旋转变压器7的输出中包含的偏离真值的误差、逆变器输出电压指令的误差、开关元件间的导通电压降的偏差或电动机6的阻抗的相间偏差等引起的电动机电流的三相不平衡，能够防止电动机6的转矩脉动和电动机6的损伤。

另外，此处对根据电动机电流不平衡补偿量调整三相电压指令的结构为例进行了说明，但并不限于此，只要能够根据电动机电流不平衡补偿量直接或间接地调整脉宽调制信号即栅极信号U、V、W、X、Y、Z，也可以采用上述以外的方法。例如，也可以采用根据电动机电流不平衡补偿量直接修正开关定时的方法。

以上，在实施方式的说明中，以控制永磁同步电动机的交流电动机的控制装置为对象进行了说明，但也可以对驱动控制其他种类的电动机的交流电动机的控制装置使用本发明的思路。

以上的实施方式所示的结构是本发明内容的一个例子，也可以与其他已知的技术组合，在不脱离本发明要点的范围内，当然也可以省略一部分等变更而构成。

并且，在本说明书中，考虑用于电车用的交流电动机的控制装置而对发明内容进行说明，但使用领域不限于此，当然也可以应用于电动汽车、电梯等各种相关领域。

工业上的实用性

本发明可用于适合控制电车驱动用的交流电动机、特别是永磁同步电动机的交流电动机的控制装置。

Claims (16)

1.一种交流电动机的控制装置，包括：

逆变器，该逆变器与直流电源相连接，向交流电动机输出任意频率、任意电压的三相交流；

电流检测器，该电流检测器检测出所述交流电动机的电流；以及，

电压指令/PWM信号生成部，该电压指令/PWM信号生成部基于来自所述电流检测器的信号计算所述逆变器的输出电压指令，并基于所述输出电压指令生成用于控制所述逆变器内具备的开关元件的脉宽调制信号，其特征在于，

包括电动机电流不平衡补偿部，该电动机电流不平衡补偿部基于所述电流检测器检测出的电流生成电动机电流不平衡补偿量，

所述电压指令/PWM信号生成部根据所述逆变器的运转状态，基于所述电动机电流不平衡补偿量直接或间接地调整所述脉宽调制信号。

2.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述逆变器是三相逆变器，

所述电动机电流不平衡补偿部基于所述交流电动机的三相的电流，分别生成该相的所述电动机电流不平衡补偿量，

根据所述电动机电流不平衡补偿量，直接或间接地调整该相的所述脉宽调制信号。

3.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述逆变器是三相逆变器，

所述电动机电流不平衡补偿部基于所述交流电动机的电流中至少任意两相的电流，生成该相的所述电动机电流不平衡补偿量，

根据所述电动机电流不平衡补偿量，直接或间接地调整该相的所述脉宽调制信号，

基于所述两相的电动机电流不平衡补偿量，计算剩下一相的电动机电流不平衡补偿量，

直接或间接地调整该剩下一相的所述脉宽调制信号。

4.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述逆变器是三相逆变器，

所述电动机电流不平衡补偿部基于所述交流电动机的电流中至少任意两相的电流，生成该相的所述电动机电流不平衡补偿量，

根据所述电动机电流不平衡补偿量，直接或间接地调整该相的所述脉宽调制信号，

使剩下一相的电动机电流不平衡补偿量为零。

5.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述逆变器是三相逆变器，

所述电动机电流不平衡补偿部基于所述交流电动机的三相的电流，生成成为该相的所述电动机电流不平衡补偿量的基本的量，

从成为三相的所述电动机电流不平衡补偿量的基本的量中分别减去由成为三相的所述电动机电流不平衡补偿量的基本的量的和所构成的量，将所得到的量作为该相的所述电动机电流不平衡补偿量，

根据所述电动机电流不平衡补偿量，直接或间接地调整该相的所述脉宽调制信号。

6.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令/PWM信号生成部基于所述电动机电流不平衡补偿量，调整所述输出电压指令。

7.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

与所述逆变器的脉冲模式的状态、逆变器输出频率、调制比中的任一项相关地决定是否根据所述电动机电流不平衡补偿量直接或间接地调整所述脉宽调制信号、或者调整的程度。

8.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述电动机电流不平衡补偿量在所述逆变器的所述脉冲模式以同步脉冲模式或单脉冲模式进行运转的情况下起作用。

9.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

将来自所述电流检测器的电流检测值分别分解成由与所述逆变器的输出电压的频率同步旋转的d轴和q轴构成的正交二轴坐标上的d轴电流和q轴电流，使得所述d轴电流和所述q轴电流与各自的指令值一致，在具有调整向所述交流电动机施加的电压的大小的电流控制系统的情况下，所述电动机电流不平衡补偿量与所述电流控制系统的状态相关地调整作用程度。

10.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

将包含所述电动机电流不平衡补偿部的电动机电流不平衡补偿系统的响应与所述逆变器的所述电流控制系统的响应设定为不一致。

11.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

将包含所述电动机电流不平衡补偿部的电动机电流不平衡补偿系统的响应设定为比所述逆变器的所述电流控制系统的响应要迟。

12.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述电动机电流不平衡补偿量是基于从来自所述电流检测器的电流检测值中提取出包含直流的数Hz以下的低频分量的值计算得到的量。

13.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

在使用低通滤波器作为从来自所述电流检测器的电流检测值提取出包含直流的数Hz以下的低频分量的单元的情况下，将根据所述电动机电流不平衡补偿量直接或间接地对所述脉宽调制信号实施调整的逆变器输出频率的频带设定得比所述低通滤波器的截止频率要高。

14.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

将预先求出的相对于所述交流电动机的电流中包含的不平衡分量的补偿量作为电动机电流不平衡预测补偿量，获得包含所述电动机电流不平衡预测补偿量的所述电动机电流不平衡补偿量。

15.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述电动机电流不平衡预测补偿量是根据多种所述脉冲模式分别算出的。

16.如权利要求1至5的任一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

在停止所述开关元件的动作的情况下，停止所述电动机电流不平衡补偿部的计算输出。

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