WO2020089990A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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voltage command
phase voltage
zero
harmonic component
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智大 田中
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東芝三菱電機産業システム株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a control configuration of a three-phase inverter that performs power conversion between DC power and three-phase AC power for example, Japanese Patent Laid-Open No. 9-149660). reference.
  • a general PWM control there is a sine wave comparison method. In the sine wave comparison method, on / off of the switching element of each phase is controlled according to the voltage comparison between the sine wave voltage command and the carrier wave (typically, a triangular wave).
  • the voltage command of the phase with the maximum amplitude is made to match the amplitude of the carrier wave, and the voltage commands of the other two phases are corrected, so that the three-phase inverter The output line voltage can be prevented from being affected.
  • the voltage command for each phase after correction becomes discontinuous when switching the phase that is not switched. Therefore, the voltage waveform output from the three-phase inverter is distorted. Due to this waveform distortion, there is a concern that the harmonic components contained in the output voltage of the three-phase inverter increase and the zero-phase current increases.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and an object thereof is a power conversion device capable of suppressing waveform distortion of an output voltage of a three-phase inverter when a two-phase modulation method is applied. Is to provide.
  • a power conversion device for converting power between DC power and three-phase AC power, the three-phase inverter having a plurality of switching elements, and the three-phase inverter based on a three-phase voltage command.
  • a control device for performing PWM control on the.
  • the control device generates the zero-phase voltage command by using the two-phase modulation method and the third harmonic component of the three-phase voltage command.
  • the control device corrects the three-phase voltage command by adding the generated zero-phase voltage command to the three-phase voltage command.
  • the control device generates a control signal for controlling switching of the plurality of switching elements by comparing the corrected three-phase voltage command and the carrier wave.
  • the present invention it is possible to provide a power conversion device capable of suppressing the waveform distortion of the output voltage of the three-phase inverter when the two-phase modulation method is applied.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the two-phase modulation correction unit shown in FIG. 4. It is a wave form diagram of the three-phase voltage command and control signal generated by the two-phase modulation correction unit according to the comparative example.
  • FIG. 1 is a main circuit configuration diagram of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • the power conversion device according to the present embodiment is configured to perform power conversion between DC power and three-phase AC power (U-phase power, V-phase power, W-phase power).
  • the power conversion device includes direct current terminals T1 and T2, alternating current terminals T3, T4 and T5, a three-phase inverter 2, and a control device 5.
  • the DC terminal T1 (high-potential side DC terminal) is electrically connected to the positive electrode terminal of the DC power source 1, and the DC terminal T2 (low-potential side DC terminal) is electrically connected to the negative electrode terminal of the DC power source 1.
  • the DC positive bus PL1 is connected to the DC terminal T1
  • the DC negative bus NL1 is connected to the DC terminal T2.
  • a load (not shown) is connected to the AC terminals T3 to T5.
  • "electrically connected” refers to a connection state in which electric energy can be transmitted by direct connection or connection through another element.
  • the AC terminal T3 is a U-phase terminal
  • the AC terminal T4 is a V-phase terminal
  • the AC terminal T5 is a W-phase terminal.
  • the three-phase inverter 2 converts the DC power supplied from the DC power supply 1 into three-phase AC power. Three-phase AC power is supplied to a load (not shown) via AC terminals T3, T4, T5.
  • the three-phase inverter 2 has power semiconductor switching elements (hereinafter, also simply referred to as “switching elements”) Q1 to Q6.
  • Switching element Q1 is electrically connected between DC positive bus PL1 (that is, DC terminal T1) and node u.
  • Switching element Q2 is electrically connected between node u and DC negative bus NL1 (that is, DC terminal T2).
  • the node u is electrically connected to the AC terminal T3 (U-phase terminal).
  • the switching elements Q1 and Q2 form a U-phase arm 3U.
  • Switching element Q3 is electrically connected between DC positive bus PL1 and node v.
  • Switching element Q4 is electrically connected between node v and DC negative bus NL1.
  • the node v is electrically connected to the AC terminal T4 (V-phase terminal).
  • the switching elements Q3 and Q4 form a V-phase arm 3V.
  • Switching element Q5 is electrically connected between DC positive bus PL1 and node w.
  • Switching element Q6 is electrically connected between node w and DC negative bus NL1.
  • the node w is electrically connected to the AC terminal T5 (W-phase terminal).
  • Switching elements Q5 and Q6 form W-phase arm 3W.
  • U-phase arm 3U, V-phase arm 3V and W-phase arm 3W are connected in parallel with each other between DC positive bus PL1 and DC negative bus NL1.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • Diodes D1 to D6 are connected in antiparallel to the switching elements Q1 to Q6, respectively. Each of the diodes D1 to D6 is provided to flow a freewheel current when the corresponding switching element is turned off.
  • the switching element is a MOSFET
  • the freewheel diode is composed of a parasitic diode (body diode).
  • the switching element is an IGBT that does not include a diode
  • the free wheel diode is composed of a diode connected in antiparallel to the IGBT.
  • the controller 5 controls conduction (ON) and interruption (OFF) of switching elements in each of the U-phase arm 3U, the V-phase arm 3V, and the W-phase arm 3W.
  • control device 5 controls signal GU for controlling on / off of switching elements Q1, Q2 of U-phase arm 3U and control signal GU for controlling on / off of switching elements Q3, Q4 of V-phase arm 3V.
  • a control signal GW for controlling on / off of GV and switching elements Q5, Q6 of W-phase arm 3W is generated.
  • the control device 5 uses the PWM control method to generate the control signals GU, GV, GW.
  • the PWM control method is a control method in which the average value of the output voltage during the period is changed by changing the pulse width of the square wave output voltage for each control period.
  • the PWM control method includes a “sine wave comparison method” in which a three-phase switching element is always turned on and off by comparing a voltage command of each phase in a sine wave shape with a carrier wave having a constant frequency, and two of the three phases.
  • There is a "two-phase modulation method” in which only the phase switching elements are turned on and off. In this embodiment, a two-phase modulation method is applied.
  • the control device 5 has a voltage command generator 6, a two-phase modulation correction unit 8, a comparator 10, and a carrier wave generator 12.
  • Voltage command generator 6 generates a three-phase voltage command (U-phase voltage command Vu #, V-phase voltage command Vv #, W-phase voltage command Vw #).
  • the voltage commands Vu #, Vv #, Vw # of each phase change in a sine wave shape, and the amplitude thereof is smaller than the amplitude of the carrier wave.
  • the two-phase modulation correction unit 8 corrects the three-phase voltage commands Vu #, Vv #, Vw # generated by the voltage command generator 6 to generate a three-phase voltage command (U-phase voltage command Vu *, V-phase voltage command). Command Vv *, W-phase voltage command Vw *).
  • the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * for each phase have a period in which the amplitude matches the amplitude of the carrier wave CW. This period is provided for the voltage command of the phase having the maximum amplitude among the voltage commands Vu #, Vv #, Vw # of each phase.
  • the carrier wave generator 12 generates a triangular wave signal as the carrier wave CW.
  • the carrier wave CW has a frequency that is an integral multiple of the three-phase voltage command (U-phase voltage command Vu #, V-phase voltage command Vv #, W-phase voltage command Vw #), and is a signal synchronized with the three-phase voltage command. is there.
  • the comparator 10 compares the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * with the carrier CW.
  • the control signals GU, GV, and GW are generated so that the two switching elements of the corresponding phases are turned on / off at the timing when the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase and the amplitude of the carrier wave CW match. ..
  • the two switching elements of each phase are controlled so that the on / off operations are opposite.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the two-phase modulation correction unit 8A according to the comparative example.
  • the two-phase modulation correction unit 8A includes a maximum value selection unit 20, a minimum value selection unit 22, subtractors 24 and 26, absolute value circuits (ABS) 28 and 30, and a comparator 32. And a switching unit 34 and adders 36, 38 and 40.
  • the maximum value selection unit 20 selects the voltage command of the phase having the maximum voltage value from the sinusoidal three-phase voltage commands Vu #, Vv #, Vw #.
  • the phase having the maximum voltage value switches in the order of U phase, V phase, and W phase at every 120 °.
  • the maximum value selection unit 20 outputs the voltage command of the selected phase (hereinafter, also referred to as “maximum voltage command MAX”) to the subtractor 24.
  • the maximum value selection unit 20 corresponds to one example of the “first selection unit”.
  • the minimum value selection unit 22 selects the voltage command of the phase having the minimum voltage value from the three-phase voltage commands Vu #, Vv #, Vw #.
  • the phase having the minimum voltage value is switched in the order of U phase, V phase, and W phase at every 120 °.
  • the minimum value selection unit 22 outputs the voltage command of the selected phase (hereinafter, also referred to as “minimum voltage command MIN”) to the subtractor 26.
  • the minimum value selection unit 22 corresponds to an example of the “second selection unit”.
  • the amplitude of the carrier wave CW is "1".
  • the carrier wave CW has a maximum value of 1 and a minimum value of -1. Since the amplitudes of the three-phase voltage commands Vu #, Vv #, Vw # are smaller than the amplitude 1 of the carrier wave, MAX ⁇ 1, -1 ⁇ MIN.
  • the subtractor 24 subtracts the maximum voltage command MAX from the maximum value 1 of the carrier wave CW, and outputs a signal indicating the subtraction result (1-MAX).
  • the subtraction result (1-MAX) of the subtractor 24 corresponds to the "third value”.
  • the subtractor 26 subtracts the minimum voltage command MIN from the minimum value ( ⁇ 1) of the carrier wave CW, and outputs a signal indicating the subtraction result ( ⁇ 1 ⁇ MIN).
  • the subtraction result ( ⁇ 1 ⁇ MIN) of the subtractor 26 corresponds to the “first value”.
  • the absolute value circuit 28 calculates the absolute value of the maximum voltage command MAX and outputs a signal indicating the calculation result.
  • the absolute value circuit 30 calculates the absolute value of the minimum voltage command MIN and outputs a signal indicating the calculation result.
  • the comparator 32 compares the output signal of the absolute value circuit 28 with the output signal of the absolute value circuit 30 and outputs a signal indicating the comparison result.
  • the comparator 32 sets the H (logical high) level. The signal of is output.
  • the comparator 32 outputs L (logical low). ) Output the level signal.
  • the switching unit 34 has a first input terminal, a second input terminal, and an output terminal.
  • the first input terminal receives the output signal (1-MAX) of the subtractor 24, and the second input terminal receives the output signal (-1-MIN) of the subtractor 26.
  • the switching unit 34 selects one of the two input signals based on the output signal of the comparator 32, and outputs the selected signal from the output terminal. Specifically, when the output signal of the comparator 32 is at the H level, the switching unit 34 selects the output signal (1-MAX) of the subtractor 24. When the output signal of the comparator 32 is at L level, the switching unit 34 selects the output signal ( ⁇ 1 ⁇ MIN) of the subtractor 26.
  • the output signal (1-MAX) of the subtractor 24 is selected.
  • the output signal ( ⁇ 1 ⁇ MIN) of the subtractor 26 is selected.
  • the signal selected by the switching unit 34 constitutes the "zero-phase voltage command Vz".
  • the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase are calculated by the following equations (1) to (3). Desired. However, the amplitude of Vu #, Vv #, and Vw # is set to E (E ⁇ 1).
  • Vv * Esin ( ⁇ -2 ⁇ / 3) + (1-Esin ⁇ ) (2)
  • Vw * Esin ( ⁇ + 2 ⁇ / 3) + (1-Esin ⁇ ) (3)
  • the minimum voltage command MIN is the U-phase voltage command Vu #
  • the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase are obtained by the following equations (4) to (6).
  • Vv * Esin ( ⁇ -2 ⁇ / 3) + (-1-Esin ⁇ ) (5)
  • Vw * Esin ( ⁇ + 2 ⁇ / 3) + (-1-Esin ⁇ ) (6)
  • the first term on the right side of the equations (1) to (3) corresponds to the voltage commands Vu #, Vv #, Vw # of each phase, and (1-Esin ⁇ ) of the second term corresponds to the zero-phase voltage command Vz. ..
  • the first term on the right side of the equations (4) to (6) corresponds to the voltage commands Vu #, Vv #, and Vw # of each phase, and ( ⁇ 1 ⁇ Esin ⁇ ) in the second term corresponds to the zero-phase voltage command Vz. To do.
  • FIG. 3 is a diagram showing operation waveforms of the three-phase inverter 2 when PWM is performed by applying the two-phase modulation correction unit 8A according to the comparative example.
  • the alternate long and short dash line indicates the sinusoidal three-phase voltage commands Vu #, Vv #, Vw #.
  • the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * are obtained by adding the zero-phase voltage command Vz to the three-phase voltage commands Vu #, Vv #, Vw #.
  • FIG. 3 further uses the control signals GU, GV, GW and the control signals GU, GV, GW generated by comparing the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the carrier wave CW to perform switching. Output line voltages Vuv, Vvw, Vwu by turning on / off the elements Q1 to Q6 are shown.
  • the fundamental wave components of the output line voltages Vuv, Vvw, Vwu are sine waves having the same frequency as the corresponding three-phase voltage commands Vu #, Vv #, Vw #.
  • the switching element of each phase does not switch for a period of 120 ° per one switching cycle, so that the number of switching times of the switching element is 2/3 compared to the sine wave comparison method. become.
  • the number of times of switching is reduced as compared with the sine wave comparison method, so that the switching loss generated in the three-phase inverter 2 can be reduced.
  • the voltage values Vu *, Vv *, and Vw * of each phase change drastically every 60 ° period. Due to the discontinuity of the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase, the voltage waveform output from the three-phase inverter 2 is distorted. Due to this waveform distortion, there is a concern that the harmonic components included in the output voltage of the three-phase inverter 2 increase and the zero-phase current increases.
  • the present embodiment proposes a new control configuration for suppressing the waveform distortion of the output voltage of the three-phase inverter 2 when the two-phase modulation is applied.
  • the two-phase modulation method according to the present embodiment will be described below with reference to FIGS. 4 and 5.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the two-phase modulation correction unit 8 according to the present embodiment.
  • the two-phase modulation correction unit 8 according to the present embodiment is different from the two-phase modulation correction unit 8A according to the comparative example shown in FIG. 2 in absolute value circuits 28 and 30, and comparators.
  • the difference is that a multiplier 46, a maximum value selection unit 48, and a minimum value selection unit 50 are provided instead of the 32 and the switching unit 34.
  • the two-phase modulation correction unit 8 uses the third harmonic component 3f synchronized with the three-phase voltage commands Vu #, Vv #, Vw # to generate the zero-phase voltage command Vz, as described below.
  • the third harmonic component 3f is defined as sin (3 ⁇ ).
  • the multiplier 46 multiplies the third harmonic component 3f by a coefficient “ ⁇ K”.
  • K is a coefficient for determining the amplitude of the third harmonic component 3f.
  • the third harmonic component ( ⁇ K ⁇ 3f) ⁇ sin (3 ⁇ )
  • the amplitude is the same as that of the carrier CW.
  • (-K3f) is a signal obtained by shifting the phase of the third-order harmonic component 3f by 180 ° (that is, the third-order harmonic component 3f It is a signal with positive and negative inverted.
  • K negative
  • ( ⁇ K ⁇ 3f) becomes a signal in phase with the third harmonic component 3f.
  • the signal indicating the multiplication result ( ⁇ K ⁇ 3f) of the multiplier 46 corresponds to the “second value”.
  • the maximum value selection unit 48 includes a signal (first value) indicating the subtraction result ( ⁇ 1 ⁇ MIN) of the subtractor 26 and a signal ( ⁇ K ⁇ 3f) indicating the third harmonic component ( ⁇ K ⁇ 3f) output by the multiplier 46. Of the second value), the one with the larger voltage value is selected.
  • the maximum value selection unit 48 corresponds to an example of the “third selection unit”.
  • the minimum value selection unit 50 selects the signal (third value) indicating the subtraction result (1-MAX) of the subtractor 24 or the output signal of the maximum value selection unit 48, whichever has the smaller voltage value.
  • the signal selected by the minimum value selection unit 50 constitutes the “zero-phase voltage command Vz”.
  • the minimum value selection unit 50 corresponds to an example of the “fourth selection unit”.
  • Vu *, Vv *, Vw * of each phase are obtained by the following equations (7) to (9).
  • the amplitude of Vu #, Vv #, and Vw # is set to E (E ⁇ 1).
  • Vu * Esin ⁇ + Vz (7)
  • Vv * Esin ( ⁇ -2 ⁇ / 3) + Vz (8)
  • Vw * Esin ( ⁇ + 2 ⁇ / 3) + Vz (9)
  • the zero-phase voltage command Vz is given by the following equation (10).
  • Vz min [max ⁇ (-1-MIN), -K.sin (3 ⁇ ) ⁇ , (1-MAX)] (10) As is clear from the equations (7) to (9), even if the zero-phase voltage command Vz is added to the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase, the output line voltage of the three-phase inverter 2 becomes Has no effect.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the two-phase modulation correction unit 8 shown in FIG.
  • FIG. 5A shows the waveform of the zero-phase voltage command Vz generated by the two-phase modulation correction unit 8A (see FIG. 2) according to the comparative example.
  • the broken lines in the figure indicate the output signal (1-MAX) of the subtractor 24 and the output signal (-1-MIN) of the subtractor 26.
  • the solid line in the figure shows the zero-phase voltage command Vz generated based on these two signals.
  • FIG. 5B shows the waveform of the zero-phase voltage command Vz generated by the two-phase modulation correction unit 8 (see FIG. 4) according to this embodiment.
  • the broken line in the figure indicates the output signal (1-MAX) of the subtractor 24 and the output signal (-1-MIN) of the subtractor 26.
  • the alternate long and short dash line in the figure indicates the third-order harmonic component ( ⁇ K ⁇ 3f) output from the multiplier 46.
  • -K -0.3 is set.
  • the solid line in the figure shows the zero-phase voltage command Vz generated based on these three signals.
  • the zero-phase voltage command Vz sharply changes between positive and negative in every 60 ° period. Therefore, as shown in FIG. 3, the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase become discontinuous.
  • the zero-phase voltage command Vz is generated based on the combination of (1-MAX), (-1-MIN) and the third harmonic component (-K ⁇ 3f). ..
  • the zero-phase voltage command Vz has a larger voltage value of ( ⁇ 1 ⁇ MIN) and ( ⁇ K ⁇ 3f), and (1-MAX) and ( ⁇ K ⁇ 3f). The one having a smaller voltage value is configured to be alternately switched every half cycle of the third harmonic component 3f. Then, in this configuration, the zero-phase voltage command Vz is gently influenced by the third harmonic component ( ⁇ K ⁇ 3f) and changes between positive and negative intervals every 60 °.
  • FIG. 5C shows a voltage command Vu * for each phase generated by adding the zero-phase voltage command Vz shown in FIG. 5B to the voltage commands Vu #, Vv #, Vw # for each phase.
  • the waveforms of Vv * and Vw * are shown. Comparing the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * in FIG. 5C with the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * shown in FIG. 3, the amplitudes in FIG. It can be seen that the voltage commands of the other two phases of the phase in which is maximum change gently.
  • the amplitude and positive / negative of the third-order harmonic component 3f used for generating the zero-phase voltage command Vz are adjusted by the coefficient “ ⁇ K” by which the third-order harmonic component 3f is multiplied.
  • FIG. 6 is a waveform diagram of three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and control signals GU, GV, GW generated by the two-phase modulation correction unit 8A (see FIG. 2) according to the comparative example.
  • the amplitudes of the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * for each phase are fixed to 1 during a period of 120 ° per switching cycle. During this period, since the control signal of the corresponding phase is fixed, the two switching elements of the corresponding phase do not switch. On the other hand, two switching elements are turned on / off in each of the remaining two phases.
  • 7A is a waveform diagram of the zero-phase voltage command Vz
  • FIG. 7B is a waveform diagram of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the control signals GU, GV, GW.
  • the amplitude of the third harmonic component 3f is 0.3.
  • the broken line shows the output signal (1-MAX) of the subtractor 24 and the output signal (-1-MIN) of the subtractor 26, and the alternate long and short dash line shows the third-order harmonic component (-K.3f). Indicates.
  • the solid line indicates the zero-phase voltage command Vz generated by the combination of the above three signals.
  • the zero-phase voltage command Vz includes (-1-MIN) and (-0.3 ⁇ sin (3 ⁇ )), whichever has a larger voltage value, and (1-MAX) and (-0.3 ⁇ sin (3 ⁇ ). )) Having a smaller voltage value is configured to be alternately switched every 1 ⁇ 2 cycle of the third harmonic component 3f.
  • the zero-phase voltage command Vz continuously changes between positive and negative under the influence of the third harmonic component 3f.
  • the discontinuity of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * is reduced, and the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * change gently.
  • the waveform distortion in the output voltage of the three-phase inverter 2 is reduced.
  • the harmonic component and the zero-phase current included in the output voltage of the three-phase inverter 2 can be reduced.
  • 8A is a waveform diagram of the zero-phase voltage command Vz
  • FIG. 8B is a waveform diagram of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the control signals GU, GV, GW.
  • the amplitude of the third harmonic component 3f is 1.0.
  • the broken line shows the output signal (1-MAX) of the subtractor 24 and the output signal (-1-MIN) of the subtractor 26, and the alternate long and short dash line shows the third harmonic component (-K.3f). Indicates.
  • the solid line shows the zero-phase voltage command Vz generated by the combination of the above three signals.
  • the zero-phase voltage command Vz has a larger voltage value of (-1-MIN) and (-1.0.sin (3 ⁇ )), (1-MAX) and The smaller voltage value of (-1.0 ⁇ sin (3 ⁇ )) is configured to be switched alternately every 1 ⁇ 2 cycle of the third harmonic component 3f.
  • the amplitude of the third harmonic component 3f is increased by increasing K. Therefore, the third harmonic component 3f changes sharply, and as a result, the zero-phase voltage command Vz also changes sharply between positive and negative. That is, as the value of K is increased (the amplitude of the third-order harmonic component is increased), the contribution of the third-order harmonic component becomes smaller in the zero-phase voltage command Vz, and the zero-phase voltage in a general two-phase modulation method is reduced.
  • the command Vz (see FIG. 5A) is approached.
  • 9A is a waveform diagram of the zero-phase voltage command Vz
  • FIG. 9B is a waveform diagram of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the control signals GU, GV, GW.
  • the broken line shows the output signal (1-MAX) of the subtractor 24 and the output signal (-1-MIN) of the subtractor 26, and the alternate long and short dash line shows the third harmonic component (-K.3f). Indicates.
  • the solid line indicates the zero-phase voltage command Vz generated by the combination of the above three signals.
  • the zero-phase voltage command Vz has a larger voltage value of (-1-MIN) and (-0.15 ⁇ sin (3 ⁇ )), (1-MAX) and The smaller voltage value of ( ⁇ 0.15 ⁇ sin (3 ⁇ )) is configured to be alternately switched every 1 ⁇ 2 cycle of the third harmonic component 3f.
  • the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * have a shorter period in which the amplitude is fixed to 1 per switching cycle, and the waveform thereof approaches a sine wave. ing.
  • the waveform distortion in the output voltage of the three-phase inverter 2 is suppressed, so that the harmonic components and zero phase included in the output voltage are suppressed. The current can be further reduced.
  • the number of times of switching increases, so that the switching loss of the three-phase inverter 2 increases.
  • the PWM control of the three-phase inverter 2 shifts from the two-phase modulation method to the sine wave comparison method.
  • the zero-phase voltage command Vz 0. Therefore, three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * are substantially the same as three-phase voltage commands Vu #, Vv #, Vw #. Therefore, the PWM control of the three-phase inverter 2 is performed by the sine wave comparison method.
  • 10A is a waveform diagram of the zero-phase voltage command Vz
  • FIG. 10B is a waveform diagram of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the control signals GU, GV, GW.
  • the broken line shows the output signal (1-MAX) of the subtractor 24 and the output signal (-1-MIN) of the subtractor 26, and the alternate long and short dash line shows the third harmonic component (-K.3f). Indicates.
  • the solid line indicates the zero-phase voltage command Vz generated by the combination of the above three signals.
  • ⁇ K ⁇ 0.15
  • the positive / negative of the third harmonic component ( ⁇ K ⁇ 3f) is inverted.
  • (+ 0.15 ⁇ 3f) does not intersect with (1-MAX) or (-1-MIN). Therefore, the zero-phase voltage command Vz is composed of only the third harmonic component (+ 0.15 ⁇ sin (3 ⁇ )).
  • the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are the third-order harmonic components (+0) with respect to the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * of each phase. .15 ⁇ sin (3 ⁇ )) are superimposed. Since the amplitudes of the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * for each phase are smaller than the amplitude 1 of the carrier wave CW, PWM is performed in the entire period. Since the third-order harmonic component does not affect the output line voltage of the three-phase inverter 2, the fundamental wave amplitude of the line voltage is increased and the voltage utilization factor can be increased. However, in contrast to the cases of FIG. 7 and FIG. 8, since the three-phase switching element always performs the on / off operation, the switching loss of the three-phase inverter 2 increases.
  • the third harmonic component 3f included in the zero-phase voltage command Vz is adjusted by adjusting the amplitude and the positive / negative of the third harmonic component by the coefficient “ ⁇ K” that multiplies the third harmonic component 3f. Can be changed.
  • the coefficient “ ⁇ K” when the coefficient “ ⁇ K” is changed from ⁇ 0.3 to ⁇ 1.0 to increase the amplitude of the third harmonic component 3f, the zero phase voltage command Vz is the same as in the general two phase modulation method. Approaching the zero-phase voltage command. Therefore, although the harmonic component and the zero-phase current in the output voltage of the three-phase inverter 2 increase, there is an advantage that the switching loss generated in the three-phase inverter 2 can be reduced.
  • the PWM control of the three-phase inverter 2 is performed based on the three-phase voltage commands Vu #, Vv #, Vw # superposed with the third harmonic component 3f. Will be performed. In this case, there is an advantage that the voltage utilization rate can be increased.
  • the three-phase inverter 2 is configured by the two-phase modulation method.
  • a first mode of PWM control see, for example, FIG. 8
  • a second mode of PWM control of the three-phase inverter 2 using a two-phase modulation method and a third harmonic component see, for example, FIGS. 7 and 9).
  • one of the first to fourth forms can be selected according to the advantage to be prioritized. Specifically, when the reduction of the switching loss of the three-phase inverter 2 is desired, the first mode is selected, while the reduction of the harmonic component and the zero-phase current included in the output voltage is prioritized. , The second or the third form can be selected. Further, when it is desired to give priority to the improvement of the voltage utilization rate, the fourth mode can be selected. For example, the control device 5 can select any one of the first to fourth modes based on the magnitude of the current and / or the output voltage flowing through the three-phase inverter 2.
  • the power conversion device is applied to an uninterruptible power supply.
  • the uninterruptible power supply generally, in the range where the output power is equal to or less than the rated load, the output voltage distortion of the three-phase inverter is specified not to exceed a predetermined threshold value.
  • the above specifications are not compensated in the range where the output power is overloaded. Therefore, when the output power is less than or equal to the rated load, the distortion factor of the output voltage can be prioritized by selecting the third form or the fourth form.
  • the reduction of the power loss of the three-phase inverter 2 can be prioritized by selecting the first form or the second form.
  • 1 DC power supply 2 three-phase inverter, 3U U-phase arm, 3V V-phase arm, 3W W-phase arm, 5 control device, 6 voltage command generator, 8,8A two-phase modulation correction unit, 10, 32 comparator, 12 Carrier wave generator, 20, 48 maximum value selection unit, 22, 50 minimum value selection unit, 24, 26 subtractor, 28, 30 absolute value circuit, 34 switching unit, 36, 38, 40 adder, 46 multiplier, CW Carrier wave, Q1-Q6 switching element, D1-D6 diode, T1, T2 DC terminal, T3-T5 AC terminal, PL1 DC positive bus, NL1 DC negative bus, Vu #, Vv #, Vw # three-phase voltage command, Vu * , Vv *, Vw * three-phase voltage command (after correction), Vz zero-phase voltage command.

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Abstract

電力変換装置は、複数のスイッチング素子（Ｑ１～Ｑ６）を有する三相インバータ（２）と、三相電圧指令（Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯）に基づいて三相インバータ（２）をＰＷＭ制御する制御装置（５）とを備える。制御装置（５）は、二相変調方式と三相電圧指令の３次高調波成分（３ｆ）とを用いて零相電圧指令を生成する。制御装置（５）は、生成した零相電圧指令を三相電圧指令（Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯）に加算することにより三相電圧指令を補正する。制御装置（５）は、補正された三相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）と搬送波（ＣＷ）とを比較することにより、複数のスイッチング素子（Ｑ１～Ｑ６）のスイッチングを制御するための制御信号（ＧＵ，ＧＶ，ＧＷ）を生成する。

Description

電力変換装置
　この発明は、電力変換装置に関する。
　直流電力および三相交流電力の間で電力変換を行なう三相インバータの制御構成として、ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御が広く適用されている（例えば、特開平９－１４９６６０号公報（特許文献１）参照）。一般的なＰＷＭ制御として、正弦波比較方式がある。正弦波比較方式では、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って、各相のスイッチング素子のオンオフを制御する。
　正弦波比較方式では各相のスイッチング素子は常にオンオフする。特許文献１では、三相のうち二相のスイッチング素子のみオンオフさせる二相変調方式を適用することで、各相のスイッチング素子のスイッチング回数を減らしている。これにより、三相インバータのスイッチング損失を低減できる。
特開平９－１４９６６０号公報
　二相変調方式では、各相の正弦波状の電圧指令のうち、振幅が最大の相の電圧指令を搬送波の振幅と一致させるとともに、他の二相の電圧指令を補正することで、三相インバータの出力線間電圧に影響を及ぼさないようにすることができる。
　しかしながら、補正後の各相の電圧指令は、スイッチングしない相を切り替えるときに不連続となる。そのため、三相インバータから出力される電圧波形に歪みが生じてしまう。この波形歪みによって、三相インバータの出力電圧に含まれる高調波成分が増加するとともに、零相電流が増加することが懸念される。
　この発明はこのような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、二相変調方式の適用時における三相インバータの出力電圧の波形歪みを抑制することが可能な電力変換装置を提供することである。
　本発明のある局面に従うと、直流電力および三相交流電力の間で電力変換を行なう電力変換装置であって、複数のスイッチング素子を有する三相インバータと、三相電圧指令に基づいて三相インバータをＰＷＭ制御する制御装置とを備える。制御装置は、二相変調方式と三相電圧指令の３次高調波成分とを用いて零相電圧指令を生成する。制御装置は、生成した零相電圧指令を三相電圧指令に加算することによって三相電圧指令を補正する。制御装置は、補正された三相電圧指令と搬送波とを比較することにより、複数のスイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を生成する。
　この発明によれば、二相変調方式の適用時における三相インバータの出力電圧の波形歪みを抑制することが可能な電力変換装置を提供することができる。
この発明の実施の形態に係る電力変換装置の主回路構成図である。 比較例に係る二相変調補正部の構成例を示す図である。 比較例に係る二相変調補正部を適用してＰＷＭを行なったときの三相インバータの動作波形を示す図である。 本実施の形態に係る二相変調補正部の構成例を示す図である。 図４に示した二相変調補正部の動作を説明するための図である。 比較例に係る二相変調補正部により生成される三相電圧指令および制御信号の波形図である。 本実施の形態に係る二相変調補正部において－Ｋ＝－０．３としたときの信号波形図である。 本実施の形態に係る二相変調補正部において－Ｋ＝－１．０としたときの信号波形図である。 本実施の形態に係る二相変調補正部において－Ｋ＝－０．１５としたときの信号波形図である。 本実施の形態に係る二相変調補正部において－Ｋ＝＋０．１５としたときの信号波形図である。
　以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的には繰返さないものとする。
　図１は、この発明の実施の形態に係る電力変換装置の主回路構成図である。本実施の形態に従う電力変換装置は、直流電力および三相交流電力（Ｕ相電力、Ｖ相電力、Ｗ相電力）の間で電力変換を行なうように構成される。
　図１を参照して、本実施の形態に従う電力変換装置は、直流端子Ｔ１，Ｔ２と、交流端子Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５と、三相インバータ２と、制御装置５とを備える。
　直流端子Ｔ１（高電位側直流端子）は直流電源１の正極端子と電気的に接続され、直流端子Ｔ２（低電位側直流端子）は直流電源１の負極端子と電気的に接続される。直流端子Ｔ１には直流正母線ＰＬ１が接続され、直流端子Ｔ２には直流負母線ＮＬ１が接続される。交流端子Ｔ３～Ｔ５には図示しない負荷が接続される。本明細書において「電気的に接続」とは、直接的な接続、あるいは、他要素を介した接続によって電気エネルギの伝達が可能な接続状態を示すものとする。交流端子Ｔ３はＵ相端子であり、交流端子Ｔ４はＶ相端子であり、交流端子Ｔ５はＷ相端子である。
　三相インバータ２は、直流電源１から供給される直流電力を三相交流電力に変換する。三相交流電力は交流端子Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５を介して図示しない負荷に供給される。三相インバータ２は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１～Ｑ６を有する。
　スイッチング素子Ｑ１は、直流正母線ＰＬ１（すなわち直流端子Ｔ１）およびノードｕの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ２は、ノードｕおよび直流負母線ＮＬ１（すなわち直流端子Ｔ２）の間に電気的に接続される。ノードｕは交流端子Ｔ３（Ｕ相端子）と電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はＵ相アーム３Ｕを構成する。
　スイッチング素子Ｑ３は、直流正母線ＰＬ１およびノードｖの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ４は、ノードｖおよび直流負母線ＮＬ１の間に電気的に接続される。ノードｖは交流端子Ｔ４（Ｖ相端子）と電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はＶ相アーム３Ｖを構成する。
　スイッチング素子Ｑ５は、直流正母線ＰＬ１およびノードｗの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ６は、ノードｗおよび直流負母線ＮＬ１の間に電気的に接続される。ノードｗは交流端子Ｔ５（Ｗ相端子）と電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６はＷ相アーム３Ｗを構成する。Ｕ相アーム３Ｕ、Ｖ相アーム３ＶおよびＷ相アーム３Ｗは、直流正母線ＰＬ１および直流負母線ＮＬ１の間に互いに並列に接続される。
　なお、図１では、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）などの任意の自己消弧型のスイッチング素子を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６にはそれぞれ、ダイオードＤ１～Ｄ６が逆並列に接続されている。ダイオードＤ１～Ｄ６各々は、対応するスイッチング素子のオフ時にフリーホイール電流を流すために設けられている。スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、フリーホイールダイオードは寄生のダイオード（ボディダイオード）で構成される。スイッチング素子がダイオードを内蔵しないＩＧＢＴである場合、フリーホイールダイオードはＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードで構成される。
　制御装置５は、Ｕ相アーム３Ｕ、Ｖ相アーム３ＶおよびＷ相アーム３Ｗの各々におけるスイッチング素子の導通（オン）および遮断（オフ）を制御する。具体的には、制御装置５は、Ｕ相アーム３Ｕのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御するための制御信号ＧＵ、Ｖ相アーム３Ｖのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御するための制御信号ＧＶ、およびＷ相アーム３Ｗのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のオンオフを制御するための制御信号ＧＷを生成する。
　制御装置５は、ＰＷＭ制御方式を利用して制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。ＰＷＭ制御方式は、制御周期ごとに方形波出力電圧のパルス幅を変化させることにより、当該周期間の出力電圧の平均値を変化させる制御方式である。ＰＷＭ制御方式には、正弦波状の各相の電圧指令と周波数が一定の搬送波とを比較することで、三相のスイッチング素子を常にオンオフ動作させる「正弦波比較方式」と、三相のうち二相のスイッチング素子のみオンオフ動作させる「二相変調方式」とがある。本実施の形態では、二相変調方式を適用するものとする。
　具体的には、制御装置５は、電圧指令発生器６と、二相変調補正部８と、比較器１０と、搬送波発生器１２とを有する。電圧指令発生器６は、三相電圧指令（Ｕ相電圧指令Ｖｕ♯、Ｖ相電圧指令Ｖｖ♯、Ｗ相電圧指令Ｖｗ♯）を生成する。各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯は正弦波状に変化し、その振幅は搬送波の振幅よりも小さい。
　二相変調補正部８は、電圧指令発生器６で生成された三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を補正することにより、三相電圧指令（Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊）を生成する。各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、振幅が搬送波ＣＷの振幅と一致する期間を有している。この期間は、各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯のうち、振幅が最大の相の電圧指令に対して設けられる。
　搬送波発生器１２は、搬送波ＣＷとして三角波信号を生成する。搬送波ＣＷは、三相電圧指令（Ｕ相電圧指令Ｖｕ♯、Ｖ相電圧指令Ｖｖ♯、Ｗ相電圧指令Ｖｗ♯）の整数倍の周波数を有しており、三相電圧指令に同期した信号である。
　比較器１０は、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波ＣＷとを比較する。各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波ＣＷの振幅とが一致するタイミングで対応する相の２つのスイッチング素子がオンオフされるように、制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷが生成される。なお、電源短絡を避けるために、各相の２つのスイッチング素子はオンオフ動作が反対になるように制御される。
　次に、図１に示した二相変調補正部８の構成について説明する。最初に、比較例として、一般的な二相変調方式が適用された二相変調補正部８Ａの構成例を説明する。
　図２は、比較例に係る二相変調補正部８Ａの構成例を示す図である。図２を参照して、二相変調補正部８Ａは、最大値選択部２０と、最小値選択部２２と、減算器２４，２６と、絶対値回路（ＡＢＳ）２８，３０と、比較器３２と、切替部３４と、加算器３６，３８，４０とを有する。
　最大値選択部２０は、正弦波状の三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯のうち、電圧値が最大となる相の電圧指令を選択する。電圧値が最大となる相はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に１２０°ごとに切り替わる。最大値選択部２０は、選択した相の電圧指令（以下、「最大電圧指令ＭＡＸ」とも称す）を減算器２４に出力する。最大値選択部２０は「第１の選択部」の一実施例に対応する。
　最小値選択部２２は、三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯のうち、電圧値が最小となる相の電圧指令を選択する。電圧値が最小となる相はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に１２０°ごとに切り替わる。最小値選択部２２は、選択した相の電圧指令（以下、「最小電圧指令ＭＩＮ」とも称す）を減算器２６に出力する。最小値選択部２２は「第２の選択部」の一実施例に対応する。
　以下の説明では、搬送波ＣＷの振幅を「１」とする。搬送波ＣＷは最大値が１となり、最小値が－１となる。なお、三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯の振幅は搬送波の振幅１よりも小さいため、ＭＡＸ＜１，－１＜ＭＩＮとなる。
　減算器２４は、搬送波ＣＷの最大値１から最大電圧指令ＭＡＸを減算し、減算結果（１－ＭＡＸ）を示す信号を出力する。減算器２４の減算結果（１－ＭＡＸ）は「第３の値」に相当する。減算器２６は、搬送波ＣＷの最小値（－１）から最小電圧指令ＭＩＮを減算し、減算結果（－１－ＭＩＮ）を示す信号を出力する。減算器２６の減算結果（－１－ＭＩＮ）は「第１の値」に相当する。
　絶対値回路２８は、最大電圧指令ＭＡＸの絶対値を算出し、算出結果を示す信号を出力する。絶対値回路３０は、最小電圧指令ＭＩＮの絶対値を算出し、算出結果を示す信号を出力する。
　比較器３２は、絶対値回路２８の出力信号と絶対値回路３０の出力信号とを比較し、比較結果を示す信号を出力する。絶対値回路２８の出力信号が絶対値回路３０の出力信号よりも大きいとき、すなわち、最大電圧指令ＭＡＸの絶対値＞最小電圧指令ＭＩＮの絶対値のとき、比較器３２はＨ（論理ハイ）レベルの信号を出力する。一方、絶対値回路２８の出力信号が絶対値回路３０の出力信号よりも小さいとき、すなわち、最大電圧指令ＭＡＸの絶対値＜最小電圧指令ＭＩＮの絶対値のとき、比較器３２はＬ（論理ロー）レベルの信号を出力する。
　切替部３４は、第１入力端子、第２入力端子および出力端子を有する。第１入力端子は減算器２４の出力信号（１－ＭＡＸ）を受け、第２入力端子は減算器２６の出力信号（－１－ＭＩＮ）を受ける。切替部３４は、比較器３２の出力信号に基づいて、２つの入力信号のいずれか一方を選択し、選択した信号を出力端子から出力する。具体的には、比較器３２の出力信号がＨレベルのとき、切替部３４は、減算器２４の出力信号（１－ＭＡＸ）を選択する。比較器３２の出力信号がＬレベルのとき、切替部３４は、減算器２６の出力信号（－１－ＭＩＮ）を選択する。
　すなわち、最大電圧指令ＭＡＸの絶対値＞最小電圧指令ＭＩＮの絶対値の場合、減算器２４の出力信号（１－ＭＡＸ）が選択される。一方、最大電圧指令ＭＡＸの絶対値＜最小電圧指令ＭＩＮの絶対値の場合、減算器２６の出力信号（－１－ＭＩＮ）が選択される。切替部３４にて選択された信号は「零相電圧指令Ｖｚ」を構成する。
　加算器３６は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊を生成する（Ｖｕ＊＝Ｖｕ♯＋Ｖｚ）。加算器３８は、Ｖ相電圧指令Ｖｖ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊を生成する（Ｖｖ＊＝Ｖｖ♯＋Ｖｚ）。加算器４０は、Ｗ相電圧指令Ｖｗ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を生成する（Ｖｗ＊＝Ｖｗ♯＋Ｖｚ）。
　二相変調補正部８Ａによれば、例えば、最大電圧指令ＭＡＸがＵ相電圧指令Ｖｕ♯のとき、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は次式（１）～（３）により求められる。ただし、Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯の振幅をＥとする（Ｅ＜１）。
Ｖｕ＊＝Ｅｓｉｎθ＋（１－Ｅｓｉｎθ）＝１　　　　　　　・・・（１）
Ｖｖ＊＝Ｅｓｉｎ（θ－２π／３）＋（１－Ｅｓｉｎθ）　　・・・（２）
Ｖｗ＊＝Ｅｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１－Ｅｓｉｎθ）　　・・・（３）
　また、最小電圧指令ＭＩＮがＵ相電圧指令Ｖｕ♯のとき、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は次式（４）～（６）により求められる。
Ｖｕ＊＝Ｅｓｉｎθ＋（－１－Ｅｓｉｎθ）＝－１　　　　　・・・（４）
Ｖｖ＊＝Ｅｓｉｎ（θ－２π／３）＋（－１－Ｅｓｉｎθ）　・・・（５）
Ｖｗ＊＝Ｅｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（－１－Ｅｓｉｎθ）　・・・（６）
　式（１）～（３）の右辺の第１項は各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に相当し、第２項の（１－Ｅｓｉｎθ）は零相電圧指令Ｖｚに相当する。式（４）～（６）の右辺の第１項は各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に相当し、第２項の（－１－Ｅｓｉｎθ）は零相電圧指令Ｖｚに相当する。
　式（１）～（６）から明らかなように、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に零相電圧指令Ｖｚを加算しても、三相インバータ２の出力線間電圧には影響を及ぼさない。Ｖ相電圧指令Ｖｖ♯およびＷ相電圧指令Ｖｗ♯が最大電圧指令ＭＡＸまたは最小電圧指令ＭＩＮとなるときにも、同様にして各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を求めることができる。
　図３は、比較例に係る二相変調補正部８Ａを適用してＰＷＭを行なったときの三相インバータ２の動作波形を示す図である。図３において、一点鎖線は正弦波状の三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を示す。三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算したものである。
　図３には、さらに、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波ＣＷとを比較して生成された制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷと、制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを用いてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンオフさせることによる出力線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが示されている。
　各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波ＣＷの振幅とが一致するタイミングで、対応する相の２つのスイッチング素子（例えばスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）のオンオフが行なわれる。なお、電源短絡を避けるために、各相の２つのスイッチング素子はオンオフ動作が反対になるように制御される。出力線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分は、対応する三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯と同じ周波数の正弦波となる。
　図３から分かるように、一般的な二相変調方式では、各相のスイッチング素子は１スイッチング周期当たり１２０°の期間スイッチングしないため、正弦波比較方式と比べてスイッチング素子のスイッチング回数が２／３になる。このように、二相変調方式によれば、正弦波比較方式に比べてスイッチング回数が減るため、三相インバータ２で発生するスイッチング損失を低減することができる。
　しかしながら、一方で、二相変調方式では、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は６０°の期間ごとに電圧値が急激に変化する。このような各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の不連続性によって、三相インバータ２から出力される電圧波形に歪みが生じてしまう。この波形歪みによって、三相インバータ２の出力電圧に含まれる高調波成分が増加するとともに、零相電流が増加することが懸念される。
　そこで、本実施の形態では、二相変調の適用時における三相インバータ２の出力電圧の波形歪みを抑制するための新たな制御構成を提案する。以下、図４および図５を用いて、本実施の形態に係る二相変調方式について説明する。
　図４は、本実施の形態に係る二相変調補正部８の構成例を示す図である。図４を参照して、本実施の形態に係る二相変調補正部８は、図２に示した比較例に係る二相変調補正部８Ａと比較して、絶対値回路２８，３０、比較器３２および切替部３４に代えて、乗算器４６、最大値選択部４８および最小値選択部５０を有する点が異なる。
　二相変調補正部８では、以下に説明するように、零相電圧指令Ｖｚの生成に三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯と同期した３次高調波成分３ｆを用いる。本願明細書では、３次高調波成分３ｆをｓｉｎ（３θ）と定義する。
　乗算器４６は、３次高調波成分３ｆに係数「－Ｋ」を乗算する。「Ｋ」は３次高調波成分３ｆの振幅を決めるための係数である。Ｋ＝１のとき、３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）＝－ｓｉｎ（３θ）となり、搬送波ＣＷと同じ振幅となる。なお、係数Ｋに「－」を付すことで、Ｋが正の場合、（－Ｋ・３ｆ）は３次高調波成分３ｆの位相を１８０°ずらした信号（すなわち、３次高調波成分３ｆの正負を反転させた信号）となる。一方、Ｋが負の場合には、（－Ｋ・３ｆ）は３次高調波成分３ｆと同位相の信号となる。乗算器４６の乗算結果（－Ｋ・３ｆ）を示す信号は「第２の値」に相当する。
　最大値選択部４８は、減算器２６の減算結果（－１－ＭＩＮ）を示す信号（第１の値）および乗算器４６が出力する３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）を示す信号（第２の値）のうち、電圧値が大きい方を選択する。最大値選択部４８は「第３の選択部」の一実施例に対応する。
　最小値選択部５０は、減算器２４の減算結果（１－ＭＡＸ）を示す信号（第３の値）および最大値選択部４８の出力信号のうち、電圧値が小さい方を選択する。最小値選択部５０で選択された信号は「零相電圧指令Ｖｚ」を構成する。最小値選択部５０は「第４の選択部」の一実施例に対応する。
　加算器３６は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊を生成する（Ｖｕ＊＝Ｖｕ♯＋Ｖｚ）。加算器３８は、Ｖ相電圧指令Ｖｖ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊を生成する（Ｖｖ＊＝Ｖｖ♯＋Ｖｚ）。加算器４０は、Ｗ相電圧指令Ｖｗ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を生成する（Ｖｗ＊＝Ｖｗ♯＋Ｖｚ）。
　すなわち、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は次式（７）～（９）により求められる。ただし、Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯の振幅をＥとする（Ｅ＜１）。
Ｖｕ＊＝Ｅｓｉｎθ＋Ｖｚ　　　　　　　　　・・・（７）
Ｖｖ＊＝Ｅｓｉｎ（θ－２π／３）＋Ｖｚ　　・・・（８）
Ｖｗ＊＝Ｅｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｖｚ　　・・・（９）
　ただし、零相電圧指令Ｖｚは次式（１０）で与えられる。
Ｖｚ＝ｍｉｎ［ｍａｘ｛（－１－ＭＩＮ），－Ｋ・ｓｉｎ（３θ）｝，（１－ＭＡＸ）］　・・・（１０）
　式（７）～（９）から明らかなように、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に零相電圧指令Ｖｚを加算しても、三相インバータ２の出力線間電圧には影響を及ぼさない。
　図５は、図４に示した二相変調補正部８の動作を説明するための図である。図５（Ａ）は、比較例に係る二相変調補正部８Ａ（図２参照）により生成された零相電圧指令Ｖｚの波形を示す。なお、図中の破線は減算器２４の出力信号（１－ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（－１－ＭＩＮ）を示す。図中の実線はこれら２つの信号に基づいて生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。
　図５（Ｂ）は、本実施の形態に係る二相変調補正部８（図４参照）で生成された零相電圧指令Ｖｚの波形を示す。図中の破線は減算器２４の出力信号（１－ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（－１－ＭＩＮ）を示す。図中の一点鎖線は乗算器４６の出力する３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）を示す。図５（Ｂ）の例では、－Ｋ＝－０．３としている。図中の実線はこれら３つの信号に基づいて生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。
　図５（Ａ）によると、零相電圧指令Ｖｚは６０°の期間毎に正負の間を急峻に変化している。そのため、図３に示したように、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は不連続となってしまう。
　これに対して、本実施の形態では、零相電圧指令Ｖｚは、（１－ＭＡＸ）、（－１－ＭＩＮ）および３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）の組み合わせに基づいて生成される。図５（Ｂ）の例では、零相電圧指令Ｖｚは、（－１－ＭＩＮ）および（－Ｋ・３ｆ）のうちの電圧値が大きい方と、（１－ＭＡＸ）および（－Ｋ・３ｆ）のうちの電圧値が小さい方とが、３次高調波成分３ｆの１／２周期毎に交互に切り替わるように構成されている。そして、この構成において、零相電圧指令Ｖｚは、３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）の影響を受けて、６０°の期間毎に正負の間をなだらかに変化する。
　図５（Ｃ）は、図５（Ｂ）に示す零相電圧指令Ｖｚを、各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯,Ｖｗ♯に加算することによって生成された各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の波形を示す。図５（Ｃ）の三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、図３に示した三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とを比較すると、図５（Ｃ）では、振幅が最大となる相の他の２相の電圧指令がなだらかに変化していることが分かる。これによると、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の不連続性が低減されるため、三相インバータ２の出力電圧における波形歪みを低減することができる。この結果、三相インバータ２の出力電圧に含まれる高調波成分および零相電流の増加を抑制することができる。
　ここで、図４で説明したように、３次高調波成分３ｆに乗じる係数「－Ｋ」によって、零相電圧指令Ｖｚの生成に用いられる３次高調波成分３ｆの振幅および正負を調整することができる。３次高調波成分３ｆの振幅および正負によって零相電圧指令Ｖｚの波形が変化することで、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の波形も変化する。以下、零相電圧指令Ｖｚおよび三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と係数「－Ｋ」との関係について説明する。
　図６は、比較例に係る二相変調補正部８Ａ（図２参照）により生成される三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの波形図である。図６に示すように、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、１スイッチング周期当たり１２０°の期間に振幅が１に固定されている。この期間中、対応する相の制御信号が固定されるため、対応する相の２つのスイッチング素子はスイッチングしない。一方、残りの二相の各々において２つのスイッチング素子のオンオフが行なわれる。
　図７は、本実施の形態に係る二相変調補正部８（図４参照）において－Ｋ＝－０．３（すなわちＫ＝０．３）としたときの信号波形図である。図７（Ａ）は零相電圧指令Ｖｚの波形図であり、図７（Ｂ）は三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの波形図である。
　－Ｋ＝－０．３の場合、３次高調波成分３ｆの振幅は０．３となる。図７（Ａ）において、破線は減算器２４の出力信号（１－ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（－１－ＭＩＮ）を示し、一点鎖線は３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）を示す。
　図７（Ａ）において、実線は上記３つの信号の組み合わせにより生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。零相電圧指令Ｖｚは、（－１－ＭＩＮ）および（－０．３・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が大きい方と、（１－ＭＡＸ）および（－０．３・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が小さい方とが、３次高調波成分３ｆの１／２周期毎に交互に切り替わるように構成される。
　零相電圧指令Ｖｚは、３次高調波成分３ｆの影響を受けて正負の間を連続して変化している。その結果、図７（Ｂ）に示すように、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は不連続性が低減され、なだらかに変化する。この三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に従ってＰＷＭ制御を行なうことにより、三相インバータ２の出力電圧における波形歪みが低減される。この結果、三相インバータ２の出力電圧に含まれる高調波成分および零相電流を低減することができる。
　その一方で、図７（Ｂ）では、図６と比較して、１スイッチング周期当たりに振幅が１に固定される期間が短くなっている。そのため、スイッチング回数が多くなり、結果的に三相インバータ２のスイッチング損失が増加してしまう。
　図８は、本実施の形態に係る二相変調補正部８（図４参照）において－Ｋ＝－１．０（すなわちＫ＝１．０）としたときの信号波形図である。図８（Ａ）は零相電圧指令Ｖｚの波形図であり、図８（Ｂ）は三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの波形図である。
　－Ｋ＝－１．０の場合、３次高調波成分３ｆの振幅は１．０となる。図８（Ａ）において、破線は減算器２４の出力信号（１－ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（－１－ＭＩＮ）を示し、一点鎖線は３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）を示す。
　図８（Ａ）において、実線は上記３つの信号の組み合わせにより生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。図７（Ａ）と同様に、零相電圧指令Ｖｚは、（－１－ＭＩＮ）および（－１．０・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が大きい方と、（１－ＭＡＸ）および（－１．０・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が小さい方とが、３次高調波成分３ｆの１／２周期毎に交互に切り替わるように構成される。
　しかしながら、図８（Ａ）では、Ｋを大きくしたことで３次高調波成分３ｆの振幅が大きくなっている。そのため、３次高調波成分３ｆの変化が急峻となり、結果的に零相電圧指令Ｖｚも正負の間を急峻に変化している。すなわち、Ｋの値を大きくする（３次高調波成分の振幅を大きくする）に従って、零相電圧指令Ｖｚは３次高調波成分の寄与が小さくなり、一般的な二相変調方式における零相電圧指令Ｖｚ（図５（Ａ）参照）に近づくことになる。
　この結果、図８（Ｂ）に示すように、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊には不連続性が現れており、図６に示した三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の波形に近づいている。これによると、－Ｋ＝－０．３の場合（図７参照）と比較して、三相インバータ２の出力電圧における波形歪みが生じるため、出力電圧に含まれる高調波成分および零相電流が増加することが懸念される。その一方で、－Ｋ＝－０．３の場合と比較して、１スイッチング周期当たりに振幅が１に固定される期間が長くなるため、スイッチング回数が減少している。よって、三相インバータ２のスイッチング損失を低減できる。
　図９は、本実施の形態に係る二相変調補正部８（図４参照）において－Ｋ＝－０．１５（すなわちＫ＝０．１５）としたときの信号波形図である。図９（Ａ）は零相電圧指令Ｖｚの波形図であり、図９（Ｂ）は三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの波形図である。
　－Ｋ＝－０．１５の場合、３次高調波成分３ｆの振幅は０．１５となる。図９（Ａ）において、破線は減算器２４の出力信号（１－ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（－１－ＭＩＮ）を示し、一点鎖線は３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）を示す。
　図９（Ａ）において、実線は上記３つの信号の組み合わせにより生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。図７（Ａ）と同様に、零相電圧指令Ｖｚは、（－１－ＭＩＮ）および（－０．１５・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が大きい方と、（１－ＭＡＸ）および（－０．１５・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が小さい方とが、３次高調波成分３ｆの１／２周期毎に交互に切り替わるように構成される。
　しかしながら、図９（Ａ）では、Ｋの値を小さくしたことで３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）の振幅が小さくなっている。そのため、零相電圧指令Ｖｚにおける３次高調波成分の寄与が大きくなっている。
　この結果、図９（Ｂ）に示すように、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は１スイッチング周期当たりに振幅が１に固定される期間が短くなり、その波形が正弦波に近づいている。これによると、－Ｋ＝－０．３の場合（図７参照）と比較して、三相インバータ２の出力電圧における波形歪みが抑制されるため、出力電圧に含まれる高調波成分および零相電流をより一層低減することができる。その一方で、－Ｋ＝－０．３の場合と比較して、スイッチング回数が増えるため、三相インバータ２のスイッチング損失が増加することになる。
　このようにＫの値を０に近づけるに従って、三相インバータ２のＰＷＭ制御は、二相変調方式から正弦波比較方式へとシフトしていく。なお、Ｋ＝０とした場合には、零相電圧指令Ｖｚ＝０となる。そのため、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、実質的に三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯と同じとなる。したがって、正弦波比較方式により三相インバータ２のＰＷＭ制御が行なわれることになる。
　図１０は、本実施の形態に係る二相変調補正部８（図４参照）において－Ｋ＝＋０．１５（すなわちＫ＝－０．１５）としたときの信号波形図である。図１０（Ａ）は零相電圧指令Ｖｚの波形図であり、図１０（Ｂ）は三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの波形図である。
　－Ｋ＝＋０．１５の場合、３次高調波成分３ｆの振幅は０．１５となる。図１０（Ａ）において、破線は減算器２４の出力信号（１－ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（－１－ＭＩＮ）を示し、一点鎖線は３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）を示す。
　図１０（Ａ）において、実線は上記３つの信号の組み合わせにより生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。―Ｋ＝－０．１５の場合（図９参照）と比較すると、３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）の正負が反転している。図１０（Ａ）の例では、（＋０．１５・３ｆ）は、（１－ＭＡＸ）および（－１－ＭＩＮ）のいずれとも交差していない。よって、零相電圧指令Ｖｚは、３次高調波成分（＋０．１５・ｓｉｎ（３θ））のみで構成される。
　この結果、図１０（Ｂ）に示すように、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対して３次高調波成分（＋０．１５・ｓｉｎ（３θ））を重畳したものとなっている。各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅は搬送波ＣＷの振幅１よりも小さいため、全期間でＰＷＭが行なわれる。３次高調波成分は三相インバータ２の出力線間電圧に影響を及ぼさないため、線間電圧の基本波振幅が大きくなり、電圧利用率を高めることができる。ただし、図７および図８の場合とは対照的に、三相のスイッチング素子は常にオンオフ動作を行なうため、三相インバータ２のスイッチング損失が増加することになる。
　以上説明したように、３次高調波成分３ｆに乗じる係数「－Ｋ」によって３次高調波成分の振幅および正負を調整することで、零相電圧指令Ｖｚに含まれる３次高調波成分３ｆを変化させることができる。上述した例では、係数「－Ｋ」を－０．３から－１．０に変化させて３次高調波成分３ｆの振幅を大きくすると、零相電圧指令Ｖｚは一般的な二相変調方式における零相電圧指令に近づいていく。よって、三相インバータ２の出力電圧における高調波成分および零相電流が増えるものの、三相インバータ２で発生するスイッチング損失を低減できるという利点がある。
　これに対して、係数「－Ｋ」を－０．３から－０．１５に変化させて３次高調波成分３ｆの振幅を小さくすると、零相電圧指令Ｖｚにおける３次高調波成分（－Ｋ・３ｆ）の寄与が大きくなる。これにより、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は正弦波に近づくため、三相インバータ２のスイッチング損失が増えるものの、三相インバータ２の出力電圧における高調波成分および零相電流を抑制できるという利点がある。さらにＫの値を０に近づけるに従って、正弦波比較方式によるＰＷＭ制御に近づき、Ｋ＝０のときには正弦波比較方式によるＰＷＭ制御となる。
　さらに、係数「－Ｋ」の正負を反転させた場合には、三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に３次高調波成分３ｆを重畳したものに基づいて三相インバータ２のＰＷＭ制御が行なわれることになる。この場合、電圧利用率を高めることができるという利点がある。
　このように本実施の形態に係る電力変換装置によれば、３次高調波成分３ｆに乗じる係数「－Ｋ」の大きさおよび正負を調整することにより、二相変調方式により三相インバータ２をＰＷＭ制御する第１の形態（例えば図８参照）と、二相変調方式および３次高調波成分を用いて三相インバータ２をＰＷＭ制御する第２の形態（例えば図７および図９参照）と、三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に基づいた正弦波比較方式により三相インバータ２をＰＷＭ制御する第３の形態（例えばＫ＝０のとき）と、３次高調波成分３ｆが重畳された三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に基づいて三相インバータ２をＰＷＭ制御する第４の形態（例えば図１０参照）とを切り替えることが可能となる。
　これによると、第１から第４の形態の各々の利点および欠点を比較した上で、優先したい利点に応じて第１から第４の形態のいずれかを選択することができる。具体的には、三相インバータ２のスイッチング損失の低減を優先したい場合には第１の形態を選択する一方で、出力電圧に含まれる高調波成分および零相電流の低減を優先したい場合には、第２または第３の形態を選択することができる。また、電圧利用率の向上を優先したい場合には第４の形態を選択することができる。例えば、制御装置５は、三相インバータ２に流れる電流および／または出力電圧の大きさに基づいて、第１から第４の形態のいずれかを選択することができる。
　例えば、本実施の形態に係る電力変換装置を無停電電源装置に適用する場合を想定する。無停電電源装置では、一般に、出力電力が定格負荷以下の範囲では、三相インバータの出力電圧のスペックとして、出力電圧の歪率が所定の閾値を超えないことが定められている。その一方で、出力電力が過負荷となる範囲では、上記のスペックを補償していない。そこで、出力電力が定格負荷以下の場合には、第３の形態または第４の形式を選択することで、出力電圧の歪率を優先することができる。一方で、出力電力が過負荷となる場合には、第１の形態または第２の形態を選択することで、三相インバータ２の電力損失の低減を優先することができる。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　直流電源、２　三相インバータ、３Ｕ　Ｕ相アーム、３Ｖ　Ｖ相アーム、３Ｗ　Ｗ相アーム、５　制御装置、６　電圧指令発生器、８，８Ａ　二相変調補正部、１０，３２　比較器、１２　搬送波発生器、２０，４８　最大値選択部、２２，５０　最小値選択部、２４，２６　減算器、２８，３０　絶対値回路、３４　切替部、３６，３８，４０　加算器、４６　乗算器、ＣＷ　搬送波、Ｑ１～Ｑ６　スイッチング素子、Ｄ１～Ｄ６　ダイオード、Ｔ１，Ｔ２　直流端子、Ｔ３～Ｔ５　交流端子、ＰＬ１　直流正母線、ＮＬ１　直流負母線、Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯　三相電圧指令、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊　三相電圧指令（補正後）、Ｖｚ　零相電圧指令。

Claims (5)

  1. 　直流電力および三相交流電力の間で電力変換を行なう電力変換装置であって、
    　複数のスイッチング素子を有する三相インバータと、
    　三相電圧指令に基づいて前記三相インバータをＰＷＭ制御する制御装置とを備え、
    　前記制御装置は、
    　二相変調方式と前記三相電圧指令の３次高調波成分とを用いて零相電圧指令を生成し、
    　生成した前記零相電圧指令を前記三相電圧指令に加算することにより前記三相電圧指令を補正し、
    　補正された前記三相電圧指令と搬送波とを比較することにより、前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を生成する、電力変換装置。
  2. 　前記制御装置は、前記二相変調方式による零相電圧と前記３次高調波成分との組み合わせに基づいて、前記零相電圧指令を生成する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御装置は、
    　前記三相電圧指令のうち電圧値が最大となる相の電圧指令を最大電圧指令に選択する第１の選択部と、
    　前記三相電圧指令のうち電圧値が最小となる相の電圧指令を最小電圧指令に選択する第２の選択部と、
    　前記搬送波の最小値から前記最小電圧指令を減算した第１の値と、前記３次高調波成分に係数を乗じた第２の値とのうちの最大値を選択する第３の選択部と、
    　前記第３の選択部の選択結果と、前記搬送波の最大値から前記最大電圧指令を減算した第３の値とのうちの最小値を選択する第４の選択部とを含み、
    　前記第４の選択部の選択結果に基づいて、前記零相電圧指令を生成する、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御装置は、前記係数の大きさおよび正負を調整可能に構成される、請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御装置は、前記係数の大きさおよび正負を調整することにより、
    　前記二相変調方式により前記三相インバータをＰＷＭ制御する第１の形態と、
    　前記二相変調方式および前記３次高調波成分を用いて前記三相インバータをＰＷＭ制御する第２の形態と、
    　前記三相電圧指令に基づいた正弦波比較方式により前記三相インバータをＰＷＭ制御する第３の形態と、
    　前記３次高調波成分が重畳された前記三相電圧指令に基づいて前記三相インバータをＰＷＭ制御する第４の形態とを切り替えるように構成される、請求項３または４に記載の電力変換装置。
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