JP2014082901A - 電力変換装置および電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ハーフブリッジ形の電力変換装置において電圧利用率を向上させる。
【解決手段】電力変換装置（コンバータ４）の制御装置５０は、直流電圧基準値と、変換器の直流電圧の検出値との間の偏差、および、三相交流の電圧に基づいて、正弦波の三相電流指令値を生成する正弦波電流指令生成回路１０Ａと、第３次の整数倍の高調波電流値を、零相電流指令値として生成する零相電流指令生成回路１９と、三相電流指令値に零相電流指令値を加算して、変換器の電流指令値を生成する加算器２０と、加算器２０からの電流指令値と、コンバータ４の検出値との偏差に基づいて、三相のＰＷＭ電圧指令値を生成する電流制御器（ＡＣＲ）１５と、ＰＷＭ電圧指令値に基づいて、コンバータ４をＰＷＭ制御するための制御信号を生成するＰＷＭ回路１８とを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置および電力変換装置の制御装置に関する。本発明は、特に、三相のハーフブリッジ形ＰＷＭ（パルス幅変調）電力変換装置における電圧利用率の向上に関する。

交流を直流に変換する三相のＰＷＭコンバータあるいは直流を交流に変換するＰＷＭインバータにおいて、出力交流電圧の線間電圧を正弦波に維持することを条件として、線間電圧では相殺される第３次の整数倍の高調波成分を正弦波の電圧指令値に重畳させて、各相アームの電圧指令値を生成する方法が提案されている。この方法によれば、正弦波変調方式に比較して電圧利用率が向上する。たとえば特開平１０−１６４８４６号公報（特許文献１）に開示された電力変換装置の制御装置は、電流制御増幅器の出力に第３次の整数倍の高調波を重畳するための零相変調器を備える。

図４は、特開平１０−１６４８４６号公報に開示された、従来のコンバータ制御回路の機能ブロック図である。図４を参照して、三相交流電源２０１からの交流電力は、コンバータ２０４によって直流電力に変換される。ＡＣコンデンサ２０２およびリアクトル２０３は、高調波を除去するフィルタ回路を構成する。コンバータ２０４は、図示しない電力半導体を備え、交流電力を直流電力に変換する。コンバータ２０４からの直流電力は、直流平滑コンデンサ２０５によって平滑化されて、図示しない負荷に供給される。

電圧センサ２０７は、三相交流電源２０１の電圧を検出する。電圧センサ２０８は、直流平滑コンデンサ２０５の直流電圧を検出する。電流センサ２０９は、コンバータ２０４に入力される電流Ｉｃを検出する。

図５は、図４に示されたコンバータ２０４の構成例を示した図である。図５を参照して、コンバータ２０４は、たとえば３相のフルブリッジ変換回路であり、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの電力半導体（Ｑｕ〜Ｑｚ）を備える。三相の各相に対応して、ＡＣコンデンサ２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗが設けられるとともに、リアクトル２０３ｕ，２０３ｖ，２０３ｗが設けられる。正極線Ｐｄｃと負極線Ｎｄｃとの間には、直流平滑コンデンサ２０５ｐ，２０５ｎが直列に接続される。

図４に戻り、コンバータ制御回路の動作について説明する。直流電圧設定回路２１０は、直流電圧基準Ｖｄｃ＊を出力する。減算器１１は、直流電圧基準Ｖｄｃ＊と、電圧センサ８によって検出された直流電圧Ｖｄｃの検出値Ｖｄｃ−との間の偏差を演算する。減算器１１によって算出された偏差は、電圧制御器（ＡＶＲ）２１２に入力される。

乗算器２１３は、三相交流の相ごとに、電圧制御器２１２の出力と電圧センサ２０８によって検出された交流電源電圧との積を算出する。これにより乗算器２１３は、正弦波の三相電流指令（Ｉｃｕ＊，Ｉｃｖ＊，Ｉｃｗ＊）を生成する。減算器２１４は、電流指令値（Ｉｃｕ＊〜Ｉｃｗ＊）と、電流センサ２０９によって検出された電流の検出値（Ｉｃｕ−，Ｉｃｖ−，Ｉｃｗ−）を受けて、相ごとに電流指令値と検出値との間の偏差を算出する。各相の偏差は、相ごとの電流制御器（ＡＣＲ）２１５に入力される。

加算器２１７は、各相の電流制御器２１５の出力と、零相電圧指令生成回路２１６からの電圧指令とを加算して、三相のＰＷＭ電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を生成する。この電圧指令値（Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊）はＰＷＭ回路２１８へ入力される。ＰＷＭ回路２１８は、三角波キャリア比較方式等の周知の方法に従って、コンバータ２０４内の電力半導体をオンオフさせるためのゲートパルス信号を生成して、そのゲートパルス信号をコンバータ２０４へと出力する。

ここで零相電圧指令値は、電流制御器（ＡＣＲ）２１５からの基本正弦波電圧指令に対する第３次の整数倍の高調波である。ＰＷＭ回路の三角波キャリアの振幅を±Ｖｃとし、変調度をａとすると、零相電圧指令値は次式に従って表される
零相電圧指令値＝２／√３ａ・Ｖｃ・１／６・ｓｉｎ（３θ）・・・（１）
θ：交流電源の電源電圧に同期した基本波基準位相
ｓｉｎθの振幅が１であるのに対して、ｓｉｎθ＋（１／６）・ｓｉｎ（３θ）の最大値は３^1/2／２となるので、零相電圧指令値の最大値はａ・Ｖｃとなる。０≦ａ≦１の範囲でＰＷＭが可能である。ＰＷＭ電圧指令値のピーク電圧が零相電圧指令を重畳することによって下がる。したがって、零相電圧を重畳しない場合に比較して電圧利用率を（３^1/2／２−１）×１００＝約１５％向上させることができる。

さらに、零相電圧指令値を基本波の第３次の整数倍の高調波としたので、線間電圧には第３次の高調波電圧が含まれない。したがって線間電圧を正弦波に維持できる。

特開平１０−１６４８４６号公報

上記の構成の場合、各相の電流指令値Ｉｃ＊は、正弦波である。電圧制御器（ＡＶＲ）２１２の出力をＡとすると、各相の電流指令値Ｉｃ＊は、次式のように表される。

Ｉｃｕ＊＝Ａ×√２×Ｖｓ×ｓｉｎ（θ） ・・・（２）
Ｉｃｖ＊＝Ａ×√２×Ｖｓ×ｓｉｎ（θ−２／３π） ・・・（３）
Ｉｃｗ＊＝Ａ×√２×Ｖｓ×ｓｉｎ（θ＋２／３π） ・・・（４）
したがって、次式に示すように、電流指令には零相分は含まれない。

Ｉｃｕ＊＋Ｉｃｖ＊＋Ｉｃｗ＊＝０ ・・・（５）
ここで図４に示された構成は、零相電圧指令をフィードフォワードで電流指令値に重畳している。この構成および制御方法は、零相電圧を出力しても零相電流がコンバータ回路に流れない場合のみに適用できる。すなわち、上記方法は、図５に示したフルブリッジ回路にのみ適用可能な方法である。

一方で、フルブリッジ回路はコモンモード電圧を発生させて、ノイズ原因となる漏洩電流の増加を招く。このため、コモンモード電圧を抑制するためのコンバータの回路として、三相ハーフブリッジ回路が適用される場合がある。

図６は、三相ハーフブリッジ回路の構成例を示した図である。図６を参照して、図５と同一部分は同一符号が付されている。図６に示した構成は、ＡＣコンデンサ２０２ｕ〜２０２ｗの接続点である中性相が中性相ライン２０６を介して、直流平滑コンデンサ２０５ｐ，２０５ｎの接続点である中性点に接続されている点で、図５に示した構成と異なっている。

上記のように、三相ハーフブリッジ回路では、ＡＣフィルタの中性相と、直流回路（直流平滑コンデンサ２０５ｐ，２０５ｎ）の中性点とが接続されているので、ＡＣフィルタと直流平滑コンデンサ２０５とにより閉回路が形成されている。このため、上記の制御方法を適用した場合には、零相電圧によって、コンバータ２０４−ＡＣフィルタ−中性相ライン２０６−直流平滑コンデンサ２０５のルートで零相電流成分が流れる。

したがって従来の制御方式を三相ハーフブリッジ回路に適用すると、上記（５）式が成立しないので、電流指令通りの電流が流れない。この結果、コンバータを制御できないという問題点があった。あるいは、零相成分電流が０になるようにコンバータが制御されるので、フィードフォワードで重畳された零相電圧を打ち消すように電流制御が働く。このため電圧利用率が上がらないという問題点があった。

本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、ハーフブリッジ型の電力変換装置において電圧利用率を向上させることを目的とする。

本発明のある局面において、電力変換装置１００は、三相交流と直流との間で電力を変換する変換器と、三相交流の相ごとに設けられたリアクトルおよびコンデンサを含み、変換器から発生する高調波を除去するフィルタ回路と、変換器の直流側の正極と負極との間に直列に接続された複数のコンデンサを含み、フィルタ回路の中性相に接続される接続点を有する直流回路と、変換器を制御する制御回路とを備える。制御回路は、直流電圧基準値と、変換器の直流電圧の検出値との間の偏差、および、三相交流の電圧に基づいて、正弦波の三相電流指令値を生成する正弦波電流指令生成回路と、第３次の整数倍の高調波電流値を、零相電流指令値として生成する零相電流指令生成回路と、三相電流指令値に零相電流指令値を加算して、変換器の電流指令値を生成する加算器と、加算器からの電流指令値と、変換器の三相交流電流の検出値との偏差に基づいて、三相のＰＷＭ電圧指令値を生成する電流制御器と、ＰＷＭ電圧指令値に基づいて、変換器をＰＷＭ制御するための制御信号を生成するＰＷＭ回路とを含む。

本発明の他の局面において、電力変換装置の制御装置が提供される。電力変換装置は、三相交流と直流との間で電力を変換する変換器と、三相交流の相ごとに設けられたリアクトルおよびコンデンサを含み、変換器から発生する高調波を除去するフィルタ回路と、変換器の直流側の正極と負極との間に直列に接続された複数のコンデンサを含み、フィルタ回路の中性相に接続される接続点を有する直流回路とを備える。制御装置は、直流電圧基準値と、変換器の直流電圧の検出値との間の偏差、および、三相交流の電圧に基づいて、正弦波の三相電流指令値を生成する正弦波電流指令生成回路と、第３次の整数倍の高調波電流値を、零相電流指令値として生成する零相電流指令生成回路と、三相電流指令値に零相電流指令値を加算して、変換器の電流指令値を生成する加算器と、加算器からの電流指令値と、変換器の三相交流電流の検出値との偏差に基づいて、三相のＰＷＭ電圧指令値を生成する電流制御器と、ＰＷＭ電圧指令値に基づいて、変換器をＰＷＭ制御するための制御信号を生成するＰＷＭ回路とを備える。

本発明によれば、ハーフブリッジ形ＰＷＭ電力変換装置において電圧利用率を向上させることができる。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の概略構成図である。 本発明の実施の形態１に係る制御回路の機能ブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る制御回路の機能ブロック図である。 特開平１０−１６４８４６号公報に開示された、従来のコンバータ制御回路の機能ブロック図である。 図４に示されたコンバータの構成例を示した図である。 三相ハーフブリッジ回路の構成例を示した図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の概略構成図である。図１を参照して、電力変換装置は、ＡＣコンデンサ２ｕ，２ｖ，２ｗと、リアクトル３ｕ，３ｖ，３ｗと、コンバータ４と、直流平滑コンデンサ５ｐ，５ｎと、中性相ライン６と、制御回路５０とを備える。

コンバータ４は、三相交流電源１からの三相交流を直流電力に変換する。コンバータ４から出力される直流電力は、たとえば図示しない負荷に供給される。

コンバータ４は、ＩＧＢＴ等の電力半導体Ｑｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ，Ｑｗ，Ｑｚを備える。電力半導体Ｑｕ，Ｑｘは、正極線Ｐｄｃと負極線Ｎｄｃとの間に直列に接続されて、Ｕ相アームを構成する。電力半導体Ｑｖ，Ｑｙは、正極線Ｐｄｃと負極線Ｎｄｃとの間に直列に接続されて、Ｖ相アームを構成する。電力半導体Ｑｚ，Ｑｗは、正極線Ｐｄｃと負極線Ｎｄｃとの間に直列に接続されて、Ｗ相アームを構成する。

ＡＣコンデンサ２ｕ，２ｖ，２ｗと、リアクトル３ｕ，３ｖ，３ｗとはフィルタ回路を構成し、コンバータ４から発生する高調波成分を除去する。リアクトル３ｕの一方端は、Ｕ相に対応する交流ラインを介して電力半導体Ｑｕ，Ｑｘの接続点に接続される。リアクトル３ｕの他方端は、三相交流電源１側の交流ラインに接続される。リアクトル３ｖの一方端は、Ｖ相に対応する交流ラインを介して電力半導体Ｑｖ，Ｑｙの接続点に接続される。リアクトル３ｖの他方端は、三相交流電源１側の交流ラインに接続される。リアクトル３ｗの一方端は、Ｗ相に対応する交流ラインを介して電力半導体Ｑｗ，Ｑｚの接続点に接続される。リアクトル３ｗの他方端は、三相交流電源１側の交流ラインに接続される。

ＡＣコンデンサ２ｕの一方端は、リアクトル３ｕの他方端に接続される。ＡＣコンデンサ２ｖの一方端は、リアクトル３ｖの他方端に接続される。ＡＣコンデンサ２ｗの一方端は、リアクトル３ｗの他方端に接続される。ＡＣコンデンサ２ｕ，２ｖ，２ｗの他方端同士が互いに接続される。

直流平滑コンデンサ５ｐ，５ｎは、直流回路を構成する。直流平滑コンデンサ５ｐ，５ｎは、正極線Ｐｄｃと負極線Ｎｄｃとの間に直接に接続されて、コンバータ４から出力される直流電力を平滑化する。

中性相ライン６は、ＡＣコンデンサ２ｕ〜２ｗの接続点である中性相と、直流平滑コンデンサ５ｐ，５ｎの接続点である中性点とを接続する。制御回路５０は、ＰＷＭ方式に従って、コンバータ４を構成する電力半導体Ｑｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ，Ｑｗ，Ｑｚのスイッチングを制御する。すなわち、本発明の実施の形態では、三相ハーフブリッジ形ＰＷＭ電力変換装置が実現される。

本発明の実施の形態に係る三相ハーフブリッジ形ＰＷＭ電力変換装置の制御では、基本波の第３次の整数倍の電流指令を、コンバータ４の電流指令（正弦波電流指令）に重畳して電圧利用率を向上させる。本発明の実施の形態によれば、新たな部品を追加することなく、三相ハーフブリッジ型ＰＷＭ電力変換装置の電圧利用率を向上させることができる。これにより、低ノイズかつ高効率の電力変換装置を達成することができる。以下に、各実施の形態に係るコンバータの制御について詳細に説明する。

［実施の形態１］
図２は、本発明の実施の形態１に係る制御回路５０の機能ブロック図である。図２を参照して、制御回路５０は、直流電圧設定回路１０と、減算器１１と、電圧制御器（ＡＶＲ）１２と、乗算器１３と、減算器１４と、電流制御器（ＡＣＲ）１５と、ＰＷＭ回路１８と、零相電流指令生成回路１９と、加算器２０とを備える。直流電圧設定回路１０と、減算器１１と、電圧制御器（ＡＶＲ）１２と、乗算器１３とは、正弦波の三相電流指令値（Ｉｃｕ＊，Ｉｃｖ＊，Ｉｃｗ＊）を生成するための正弦波電流指令生成回路１０Ａを構成する。なお、図中の「///」は三相を示す記号である。

直流電圧設定回路１０は、正極線Ｐｄｃと負極線Ｎｄｃとの間の直流電圧Ｖｄｃの基準となる直流電圧基準Ｖｄｃ＊を出力する。減算器１１は、直流電圧基準Ｖｄｃ＊と、電圧センサ８によって検出された直流電圧Ｖｄｃの検出値Ｖｄｃ−との間の偏差を演算する。減算器１１によって算出された偏差は、電圧制御器（ＡＶＲ）１２に入力される。

乗算器１３は、電圧制御器１２の出力と、電圧センサ７によって検出された各相の交流電源電圧Ｖｓ−との積を算出する。これにより乗算器１３は、正弦波の三相電流指令値（Ｉｃｕ＊，Ｉｃｖ＊，Ｉｃｗ＊）を生成する。

零相電流指令生成回路１９は、電圧センサ７によって検出された電源電圧Ｖｓの検出値から、零相電流指令値Ｉｃ０＊を生成する。加算器２０は、正弦波の三相電流指令値（Ｉｃｕ＊，Ｉｃｖ＊，Ｉｃｗ＊）に零相電流指令値Ｉｃ０＊を加算して、電流指令値を生成する。

減算器１４は、加算器２０からの電流指令と、電流センサ９によって検出された電流の検出値（Ｉｃｕ−〜Ｉｃｗ−）との偏差を相ごとに生成して、相ごとの電流制御器１５（ＡＣＲ）に入力する。この各相の電流制御器の出力は、三相のＰＷＭ電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）としてＰＷＭ回路１８へ入力される。ＰＷＭ回路１８は、三角波キャリア比較方式等の周知の方法に従って、コンバータ４内の電力半導体をオンオフさせるための制御信号（ゲートパルス信号）を生成して、その制御信号をコンバータ４へと出力する。

零相電流指令値Ｉｃ０＊は、電圧利用率を向上させるために、正弦波の三相電流指令値（Ｉｃｕ＊，Ｉｃｖ＊，Ｉｃｗ＊）に加算される。零相電流指令値Ｉｃ０＊は、基本正弦波電圧に対する第３次の整数倍の高調波電圧と、ＡＣコンデンサ２の容量とから決定される第３次の整数倍の高調波電流値である。零相電流指令生成回路１９は、零相電流指令値Ｉｃ０＊を以下の式（６）に従って求める。零相電流指令値Ｉｃ０＊は、前記（１）式で求められる零相電圧値を得るための、ＡＣコンデンサへの零相電流値である。

Iｃ０＊＝２／√３ａ・Ｖｃ・１／６・２π・３・ｆ・Ｃｆ・ｃｏｓ（３θ） ・・・（６）
ここで、
ｆ：電源電圧Ｖｓの周波数
Ｃｆ ：ＡＣコンデンサの容量
である。

したがって、加算器２０から出力される各相の電流指令（Ｉｃｕ＊，Ｉｃｖ＊，Ｉｃｗ＊）は、正弦波電流指令に零相電流指令を加算した以下の式（７）〜（９）により表される。Ａは、電圧制御器（ＡＶＲ）１２の出力を表す。

Ｉｃｕ＊＝Ａ×√２×Ｖｓ×ｓｉｎ（θ）＋Ｉｃ０＊ ・・・（７）
Ｉｃｖ＊＝Ａ×√２×Ｖｓ×ｓｉｎ（θ−２／３π）＋Ｉｃ０＊ ・・・（８）
Ｉｃｗ＊＝Ａ×√２×Ｖｓ×ｓｉｎ（θ＋２／３π）＋Ｉｃ０＊ ・・・（９）
以上のように、実施の形態１では、正弦波電流指令（Ｉｃｕ＊，Ｉｃｖ＊，Ｉｃｗ＊）に第３次の整数倍の高調波電流Ｉｃ０＊を重畳して、コンバータ４の電流指令を生成する。コンバータ電流に第３次の整数倍の高調波電流が流れて、ＡＣコンデンサ２には、零相の第３次高調波電圧が重畳される。したがってＡＣコンデンサ２の相電圧ピークが下がる。これにより零相電圧を重畳しない場合に比較して約１５％電圧利用率を向上させることができる。

さらに、零相電流指令値を第３次の整数倍の高調波としたので線間電圧には第３次の高調波電圧が含まれなくなる。したがって線間電圧を正弦波に維持できる。

［実施の形態２］
実施の形態１では、電圧利用率を向上させるために、必要とする３次電圧を発生させる零相電流指令値を、正弦波の三相電流指令値にフィードフォワードで加算することで求める。実施の形態２では、３次の電圧をフィードバックする制御を実行する。

図３は、本発明の実施の形態２に係る制御回路５０の機能ブロック図である。図２および図３を参照して、実施の形態２では、零相電流指令生成回路１９に代えて、零相電圧指令生成回路１６と、減算器２２と、電圧制御器（ＡＶＲ）２３と、零相電圧検出器２４とが設けられる点で実施の形態１と異なる。

零相電圧指令生成回路１６は、上記（１）式に従って、零相電圧指令値Ｖｓ０＊を生成する。零相電圧検出器２４は、零相電圧Ｖｓ０−を検出する。具体的には、零相電圧検出器２４は、電圧センサ２１によって検出された３相の相電圧（Ｖｓ−と示す）の検出値同士を加算することによって、零相電圧Ｖｓ０−を検出する。

減算器２２は、零相電圧指令値Ｖｓ０＊と零相電圧Ｖｓ０−との間の偏差を生成する。この偏差は、電圧制御器（ＡＶＲ）２３に入力される。これによりフィードバック制御が行なわれる。この電圧制御器２３の出力は、電圧利用率を向上するための零相電圧を発生させる零相電流指令となる。実施の形態１と同様に、加算器２０において、正弦波の三相電流指令（Ｉｃｕ＊，Ｉｃｖ＊，Ｉｃｗ＊）に零相電流指令値が加算される。これにより、電圧利用率を向上させる３次電圧を重畳することが可能となる。

以上のように、実施の形態２では、零相電圧をフィードバック制御するように制御回路５０が構成される。これにより、実施の形態１に比べて、より精度の高い３次電圧を正弦波の電圧指令値に重畳することが可能となる。

なお、以上の実施の形態１、２では、交流を直流に変換するコンバータに関する制御を示した。ただし、コンバータに代えて、直流を交流に変換するインバータ回路にも、上記の実施の形態に係る制御を適用することができる。この場合にも上述の効果と同様の効果を得ることができる。

また、図４の三相ハーフブリッジ変換回路では、ＡＣコンデンサ２ｕ〜２ｗの接続点である中性相を直流平滑コンデンサ５ｐ、５ｎの接続点である中性点に接続している回路で示したが、中性相が直流回路の１点で接続されていればよい。したがって、フィルタ回路の中性相が、直流平滑コンデンサ５ｐあるいは５ｎで接続されたハーフブリッジ回路も本発明に適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，２０１ 三相交流電源、２，２ｕ〜２ｗ，２０２，２０２ｕ〜２０２ｗ コンデンサ、３ｕ〜３ｗ，２０３，２０３ｕ〜２０３ｗ リアクトル、４，２０４ コンバータ、５ｐ，５ｎ，２０５，２０５ｐ，２０５ｎ 直流平滑コンデンサ、６，２０６ 中性相ライン、７，８，２１，２０７，２０８ 電圧センサ、９，２０９ 電流センサ、１０ 直流電圧設定回路、１０Ａ 正弦波電流指令生成回路、１１，１４，２２，２１４ 減算器、１２，２３，２１２ 電圧制御器（ＡＶＲ）、１３，２１３ 乗算器、１５，２１５ 電流制御器（ＡＣＲ）、１６，２１６ 零相電圧指令生成回路、１８，２１８ ＰＷＭ回路、１９ 零相電流指令生成回路、２０，２１７ 加算器、２４ 零相電圧検出器、５０ 制御回路、１００ 電力変換装置、Ｎｄｃ 負極線、Ｐｄｃ 正極線、Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚ 電力半導体。

Claims (7)

1. 三相交流と直流との間で電力を変換する変換器と、
   前記三相交流の相ごとに設けられたリアクトルおよびコンデンサを含み、前記変換器から発生する高調波を除去するフィルタ回路と、
   前記変換器の直流側の正極と負極との間に直列に接続された複数のコンデンサを含み、前記フィルタ回路の中性相に接続される接続点を有する直流回路と、
   前記変換器を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   直流電圧基準値と、前記変換器の直流電圧の検出値との間の偏差、および、前記三相交流の電圧に基づいて、正弦波の三相電流指令値を生成する正弦波電流指令生成回路と、
   第３次の整数倍の高調波電流値を、零相電流指令値として生成する零相電流指令生成回路と、
   前記三相電流指令値に前記零相電流指令値を加算して、前記変換器の電流指令値を生成する加算器と、
   前記加算器からの前記電流指令値と、前記変換器の三相交流電流の検出値との偏差に基づいて、三相のＰＷＭ電圧指令値を生成する電流制御器と、
   前記ＰＷＭ電圧指令値に基づいて、前記変換器をＰＷＭ制御するための制御信号を生成するＰＷＭ回路とを含む、電力変換装置。
2. 前記零相電流指令生成回路は、前記三相交流の基本正弦波電圧に対する第３次の整数倍の高調波電圧と、前記コンデンサの容量とから前記零相電流指令値を決定して、前記零相電流指令値を前記三相電流指令値にフィードフォワードで加算するように構成される、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記零相電流指令生成回路は、
   前記三相交流の電圧検出値に基づいて、零相電圧指令値を生成する零相電圧指令生成回路と、
   前記三相交流の前記電圧検出値から、前記三相交流の零相電圧を検出する、零相電圧検出器と、
   前記零相電圧指令値と、前記零相電圧の検出値との偏差から、前記零相電流指令値を生成する電圧制御器とを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記変換器は、三相交流を直流に変換するコンバータである、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 三相交流と直流との間で電力を変換する変換器と、前記三相交流の相ごとに設けられたリアクトルおよびコンデンサを含み、前記変換器から発生する高調波を除去するフィルタ回路と、変換器の直流側の正極と負極との間に直列に接続された複数のコンデンサを含み、前記フィルタ回路の中性相に接続される接続点を有する直流回路とを備える電力変換装置の制御装置であって、
   直流電圧基準値と、前記変換器の直流電圧の検出値との間の偏差、および、前記三相交流の電圧に基づいて、正弦波の三相電流指令値を生成する正弦波電流指令生成回路と、
   第３次の整数倍の高調波電流値を、零相電流指令値として生成する零相電流指令生成回路と、
   前記三相電流指令値に前記零相電流指令値を加算して、前記変換器の電流指令値を生成する加算器と、
   前記加算器からの前記電流指令値と、前記変換器の三相交流電流の検出値との偏差に基づいて、三相のＰＷＭ電圧指令値を生成する電流制御器と、
   前記ＰＷＭ電圧指令値に基づいて、前記変換器をＰＷＭ制御するための制御信号を生成するＰＷＭ回路とを備える、電力変換装置の制御装置。
6. 前記零相電流指令生成回路は、前記三相交流の基本正弦波電圧に対する第３次の整数倍の高調波電圧と、前記コンデンサの容量とから前記零相電流指令値を決定して、前記零相電流指令値を前記三相電流指令値にフィードフォワードで加算するように構成される、請求項５に記載の電力変換装置の制御装置。
7. 前記零相電流指令生成回路は、
   前記三相交流の電圧検出値に基づいて、零相電圧指令値を生成する零相電圧指令生成回路と、
   前記三相交流の前記電圧検出値から、前記三相交流の零相電圧を検出する、零相電圧検出器と、
   前記零相電圧指令値と、前記零相電圧の検出値との偏差から、前記零相電流指令値を生成する電圧制御器とを含む、請求項５に記載の電力変換装置の制御装置。

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