JP2017079571A - ３レベルインバータの制御方法及び制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】オンディレイ時間に起因する出力電圧誤差を低減して制御性能を高めた３レベルインバータの制御方法及び制御装置を提供する。【解決手段】三相分のインバータのうち第一相が直流高電圧・中電圧を、第二相が直流中電圧を、第三相が直流中電圧・低電圧を出力するように各スイッチング素子のオン時間比率を演算する制御装置において、中間相選択手段２０と、中間電圧指令が０となるように各電圧指令を補正する最大・中間・最小電圧指令演算手段１０と、補正後の各電圧指令通りの電圧を出力させるべくオン時間比率を演算するオン時間比率演算手段３０と、オンディレイ時間とスイッチング周期との比と、負荷電流極性とを用いて、第一相及び第三相のオンディレイ補正値を演算する補正値演算手段７０と、これらの補正値を用いてオン時間比率を補正するオンディレイ補正手段８０とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いて直流電圧から３レベルの交流電圧を出力する３レベルインバータの制御方法及び制御装置に関するものである。

図２は、一般的な３レベルインバータの主回路を示している。ここでは、理解を容易にするために、三相のうち一相（例えばＵ相）分の構成及び動作を説明する。
図２において、Ｂ_１，Ｂ_２は直列に接続された直流電源であり、Ｏは中点である。直流電源Ｂ_１，Ｂ_２の直列回路の両端には、半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子ともいう）Ｓ_１〜Ｓ_４が直列に接続され、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２同士の接続点とスイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４同士の接続点との間には、ダイオードＤ_１，Ｄ_２の直列回路が接続されている。

前記中点ＯとダイオードＤ_１，Ｄ_２の同士の接続点とは、同一の電位を保つために接続され、スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_３同士の接続点は、Ｕ相の出力端子となっている。
なお、直流電源Ｂ_１の正極電位をＥ_ｄ、直流電源Ｂ_２の負極電位を−Ｅ_ｄとし、中点Ｏの電位を０［Ｖ］とする。

上記のように構成された３レベルインバータは、スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４及びダイオードＤ_１，Ｄ_２の動作により、出力端子Ｕの電位（以下、電圧と同義とする）は、直流回路の３つの電位Ｅ_ｄ，０，−Ｅ_ｄとなる。
例えば、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２がオンして同Ｓ_３，Ｓ_４がオフしている状態では、出力電圧はＥ_ｄとなり（ただし、スイッチング素子の電圧降下は無視する）、同Ｓ_２，Ｓ_３がオンして同Ｓ_１，Ｓ_４がオフしている状態では、出力電圧は０となり、同Ｓ_３，Ｓ_４がオンして同Ｓ_１，Ｓ_２がオフしている状態では、出力電圧は−Ｅ_ｄとなる。

次に、図３は、他の構成の３レベルインバータの一相分を示す回路図である。この回路では、図２におけるダイオードＤ_１，Ｄ_２が省略され、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_４同士の接続点と中点Ｏとの間に、スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_３からなる双方向スイッチＳ_０が接続されている。
この従来技術における出力電圧の種類は図２と同じであり、例えば、スイッチング素子Ｓ_１がオンして同Ｓ_２〜Ｓ_４がオフしていれば、出力電圧はＥ_ｄとなり、同Ｓ_２，Ｓ_３がオンして同Ｓ_１，Ｓ_４がオフしていれば、出力電圧は０となり、同Ｓ_４がオンして同Ｓ_１〜Ｓ_３がオフしていれば、出力電圧は−Ｅ_ｄとなる。

このように、３レベルインバータでは３つのレベルの電圧（直流高電圧，直流中電圧，直流低電圧）を出力可能であるため、２レベルインバータと比較すると、負荷に加わる急峻な電圧変化を緩和し、例えば負荷が電動機である場合のサージ電圧の抑制等に効果的であることが知られており、広く用いられている。

なお、３レベルインバータの制御方法の従来技術としては、特許文献１，２に記載されたものがある。
特許文献１には、出力電圧指令の周波数指令または振幅指令に基づき、低出力電圧領域ではダイポーラ変調、中出力電圧領域ではユニポーラ変調、それ以降は過変調というように、複数の変調方式を切り替える方法が記載されている。
また、特許文献２には、コモンモード電圧を抑制するために、瞬時空間ベクトルを用いて出力電圧指令に適する複数の出力電圧ベクトルを選択してこれらを順次出力させる制御方法が開示されており、スイッチング回数が必要以上に増加しないように電圧ベクトルを遷移させることも示唆されている。

特許文献１に記載された従来技術は、様々な変調方式を切り替えるものであるが、ユニポーラ変調では、出力電圧指令が正の場合に、１スイッチング周期当たり直流回路のＥ_ｄと０との間でスイッチングが発生し、出力電圧指令が負の場合に、１スイッチング周期当たり０と−Ｅ_ｄとの間でスイッチングが発生する。すなわち、各相について２回（一つのスイッチング素子がオフからオンに変化し、更にオンからオフに戻る動作を２回とする）のスイッチングが発生するので、三相全体では、合計６回のスイッチング回数となる。
一方、ダイポーラ変調の場合は、低出力領域で更にスイッチング回数が増加することになり、スイッチング損失に起因して装置の効率が低下するという問題がある。

また、特許文献２に記載された従来技術によれば、選択した複数の出力電圧ベクトルを遷移させる順序によっては、スイッチング回数を減少させることが可能である。しかし、安価なマイコン等のカウンタ（タイマ）を用いて、各電圧ベクトルの時間比率等を正確に管理することが困難であるため、高性能かつ高価な演算装置を必要としてコストが増加する恐れがある。

これらの点に鑑み、出願人は、特許文献１に対しては、スイッチング回数を減少させて損失を低減し、また、特許文献２に対しては、安価なマイコン等のカウンタを使用して低コスト化を可能にした３レベルインバータの制御方法及び制御装置を既に出願している（特願２０１４−１６６３７５号）。

以下、この特願２０１４−１６６３７５号（先願という）に係る発明の概要を、図４〜図７に基づいて説明する。
図４は、先願に係る制御装置を示す機能ブロック図であり、マイクロコンピュータシステムのハードウェア及びソフトウェアによって構成されている。

図４において、最大・中間・最小電圧指令演算手段１０には、例えば周波数指令等から演算された三相の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊（図５を参照）が入力されている。中間相選択手段２０は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊のうち大きさが中間値である電圧指令を中間電圧指令ｖ_ｍｉｄ ^＊として選択する。
また、最大・中間・最小電圧指令演算手段１０は、図５に示すように電圧指令の１周期を区間１〜６とした場合、表１に従って電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を最大・中間・最小電圧指令ｖ_ｍａｘ，ｖ_ｍｉｄ，ｖ_ｍｉｎに振り分ける。ここで、最大・中間・最小電圧は、直流高電圧，直流中電圧，直流低電圧と同義である。

図５のように区間を設定すると、中間電圧指令ｖ_ｍｉｄは、表１から明らかなようにｖ_ｖ ^＊→ｖ_ｕ ^＊→ｖ_ｗ ^＊の順で繰り返すことになる。ここで、中間電圧指令が常に０となるように各電圧指令を補正すると、補正された電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊は数式１のようになる。
図４の最大・中間・最小電圧指令演算手段１０は、前述した最大・中間・最小電圧指令ｖ_ｍａｘ，ｖ_ｍｉｄ，ｖ_ｍｉｎを数式１によりそれぞれ補正し、ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊として出力する。

図６は、数式１により補正した電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊を、ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０として示したものである。
例えば区間１では、ｖ_ｍａｘ ^＊としてｖ_ｕ０が出力され、ｖ_ｍｉｄ ^＊（＝０）としてｖ_ｖ０が出力され、ｖ_ｍｉｎ ^＊としてｖ_ｗ０が出力される。数式１によりｖ_ｍａｘ ^＊＝ｖ_ｍａｘ−ｖ_ｍｉｄであるから、ｖ_ｕ０は、図５の区間１における最大電圧のｖ_ｕ ^＊と中間電圧のｖ_ｖ ^＊との差になる。また、数式１によりｖ_ｍｉｎ ^＊＝ｖ_ｍｉｎ−ｖ_ｍｉｄであるから、ｖ_ｗ０は、区間１における最小電圧のｖ_ｗ ^＊と中間電圧のｖ_ｖ ^＊との差になる。
区間２では、ｖ_ｍａｘ ^＊としてｖ_ｖ０が出力され、ｖ_ｍｉｄ ^＊（＝０）としてｖ_ｕ０が出力され、ｖ_ｍｉｎ ^＊としてｖ_ｗ０が出力される。以下同様に、区間３〜６についても、補正後の電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊として、ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０の何れかがそれぞれ出力される。

なお、図６には、各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０の他に零相電圧指令３ｗが示されている。しかし、線間電圧で考えると零相電圧指令３ｗは相殺されるので、各相の電圧指令から合成した線間電圧指令に従って制御すれば、出力電圧の制御に影響することはない。

図４に戻って、補正後の電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊が入力されるオン時間比率演算手段３０は、直流回路の正負の直流電圧Ｅ_ｄ，−Ｅ_ｄの大きさから、スイッチング素子が１スイッチング周期当たりでオンする時間比率λ_ｍａｘ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊を数式２により求める。

但し、λ_ｍａｘ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊は０から１までの値である。

ここで、各相のスイッチング素子の１スイッチング周期におけるオン時間比率について考える。
区間１では、Ｕ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊が最大値であるため、図３のスイッチング素子Ｓ_１のオン時間比率がλ_ｍａｘ ^＊となる。また、スイッチング素子Ｓ_１がオフしている間は０を出力するので、同Ｓ_３のオン時間比率は、（１−λ_ｍａｘ ^＊）となる。更に、同Ｓ_２はオンしていても直流電源Ｂ_２を短絡することはないので、還流モードとしてオンし、同Ｓ_４は電圧（−Ｅ_ｄ）を出力しないのでオフする。
よって、最大電圧指令に対する各スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のオン時間比率λ_{ｍａｘＳ１}〜λ_{ｍａｘＳ４}は、数式３となる。

次に、区間１において、中間電圧指令（Ｖ相電圧指令ｖ_ｖ ^＊）の各スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のオン時間比率λ_{ｍｉｄＳ１}〜λ_{ｍｉｄＳ４}は、数式４に示すように、同Ｓ_２，Ｓ_３がオン、同Ｓ_１，Ｓ_４はオフとなる。

数式４から明らかように、中間電圧指令に応じた電圧を出力するために、スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４はオン状態またはオフ状態で固定され、１スイッチング周期ではスイッチングを行わない。

また、区間１ではＷ相電圧指令ｖ_ｗ ^＊が最小値であるため、図３のスイッチング素子Ｓ_４のオン時間比率がλ_ｍｉｎ ^＊となる。この時、同Ｓ_１は直流電源Ｂ_１の電圧Ｅ_ｄを出力しないため、オフする。同Ｓ_２は、同Ｓ_４がオフの時に０を出力するので、１−λ_ｍｉｎ ^＊となる。更に、同Ｓ_３は、オンしていても直流電源Ｂ_１を短絡することはないので、還流モードとしてオンする。
よって、最小電圧指令に対する各スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のオン時間比率は、数式５となる。

図４のオン時間比率演算手段３０は、オン時間比率λ_ｍａｘ ^＊，λ_ｍｉｄ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊として、λ_{ｍａｘＳ１} ^＊，λ_{ｍｉｄＳ２} ^＊，λ_{ｍｉｎＳ４} ^＊をそれぞれ出力する。
各相オン時間比率演算手段４０は、区間１を例として求めた数式３，数式４，数式５のλ_ｍａｘ ^＊，λ_ｍｉｄ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊（λ_{ｍａｘＳ１}，λ_{ｍｉｄＳ２}，λ_{ｍｉｎＳ４}）に対し、表１の逆変換を行ってＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令のオン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗに変換する。

キャリア比較手段としての三角波比較手段５０は、オン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗに基づく各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０を三角波と比較し、三相各相のスイッチング素子のオン・オフ指令を求める。なお、図４において、三角波比較手段５０から出力されるＳ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４はＵ相のスイッチング素子（図３のＳ_１〜Ｓ_４に相当）に対するオン・オフ指令であり、Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４，Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４は、図示されていないＶ相，Ｗ相の各４個のスイッチング素子に対するオン・オフ指令である。

図７（ａ）は、区間１におけるキャリア及び各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０を示し、図７（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、各相のスイッチング素子のオン・オフ指令Ｓ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４，Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４，Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４、すなわちオン・オフ状態をそれぞれ示している。以下の説明では、オン・オフ指令Ｓ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４，Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４，Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４を、スイッチング素子の参照符号としても用いることとする。

マイコン等のアップダウンカウンタにより、図７（ａ）に示すように０と１との間を移動する三角波のキャリアを作成する。このキャリアが０から増加して１で折り返し、０に戻るまでが１スイッチング周期となる。
また、マイコン等に内蔵されたコンパレータを用いて図４の三角波比較手段５０を構成し、図７（ａ）に示すごとく、数式３〜数式５のオン時間比率に基づく各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０とキャリアとを比較する。そして、一つのキャリアに対し、電圧指令が大きい場合は１（オン）、小さい場合は０（オフ）として、図７（ｂ），（ｃ），（ｄ）のように各相のオン・オフ信号を作成する。

図７（ｂ）において、区間１ではＵ相電圧指令ｖ_ｕ０が最大値であるため、スイッチング素子Ｓ_ｕ１と同Ｓ_ｕ３との間でスイッチングが２回行われており（例えば、Ｓ_ｕ１がオン→オフ→オン）、同Ｓ_ｕ２，Ｓ_ｕ４はスイッチング（オン・オフ）を行っていない。
図７（ｃ）において、区間１ではＶ相電圧指令ｖ_ｖ０が中間値であり、スイッチング素子Ｓ_ｖ２，Ｓ_ｖ３がオン、同Ｓ_ｖ１，Ｓ_ｖ４はオフとなっている。なお、図７（ｃ）では、特性線の重なりを避けるためにＳ_ｖ３，Ｓ_ｖ４の特性線のみが示されているが、実際はＳ_ｖ３とＳ_ｖ２とが重なり、Ｓ_ｖ４とＳ_ｖ１とが重なっている。このように、Ｖ相では全てのスイッチング素子Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４がスイッチングしておらず、１スイッチング周期におけるスイッチング回数は０回である。
図７（ｄ）において、区間１ではＷ相電圧指令ｖ_ｖ０が最小値であるため、スイッチング素子Ｓ_ｗ２と同Ｓ_ｗ４との間でスイッチングが２回行われており、同Ｓ_ｗ１，Ｓ_ｗ３はスイッチングを行っていない。

以上のように、先願発明によれば、１スイッチング周期当たり４回のスイッチングによって３レベルインバータを制御することができる。また、各相のオン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗを決定するためのキャリアは一般的なマイコンを用いて簡単に生成可能であり、高性能かつ高価な演算装置を不要にしてコストの増加を回避することができる。

特開平２００７−２８２４８４号公報（段落[０００８]〜[００２８]、図１〜図３等） 特開２０１０−２０６９３１号公報（段落[００２７]〜[００３６]、図１〜図３等）

前述した図３において、スイッチング素子Ｓ_１をオン、同Ｓ_２〜Ｓ_４をオフにして電圧Ｅ_ｄを出力している状態から、同Ｓ_２，Ｓ_３をオン、同Ｓ_１，Ｓ_４をオフとして出力電圧を０の状態に切り替える場合には、同Ｓ_１をオフして同Ｓ_３をオンする必要がある。しかし、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_３のオン・オフのタイミングにばらつきがあると、これらが同時にオンしてしまうことがあり、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_３を介して直流電源Ｂ_１が短絡する結果、同Ｓ_１，Ｓ_３が過電流により破壊される恐れがある。

同様に、スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_３がオン、同Ｓ_１，Ｓ_４がオフであって出力電圧が０の状態から、同Ｓ_４をオン、同Ｓ_１〜Ｓ_３をオフとして出力電圧を−Ｅ_ｄに切り替える場合にも、同Ｓ_２，Ｓ_４が同時にオンすると直流電源Ｂ_２が短絡する。
従って、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_３、または同Ｓ_２，Ｓ_４がそれぞれ同時にオンしないように、オン動作時に遅延時間（オンディレイ時間）を設ける必要がある。

このようにオンディレイ時間を設ければ同時オンによる電源短絡は防止可能であるが、スイッチング素子のオン時間が変化することで出力電圧指令と実際の出力電圧との間に誤差が発生する。この出力電圧誤差により、インバータが電動機を駆動している場合には、トルクリプルや回転むら等が発生して制御性能の悪化を招き、損失が増大する。

一般的な２レベルインバータでは、オンディレイ時間とスイッチング周期との比に基づく補正値を用いて電圧指令を補正することにより、出力電圧誤差を低減することができる。
しかしながら、中間電圧の制御が必要な３レベルインバータを対象とした先願発明においては、２レベルインバータにおける出力電圧誤差の低減技術を単純に適用することはできない。

そこで、本発明の解決課題は、オンディレイ時間に起因する出力電圧誤差を低減して制御性能を高めた３レベルインバータの制御方法及び制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る制御方法は、高電圧点，中電圧点及び低電圧点を有する直流回路と一相分の交流出力端子との間に接続された複数のスイッチング素子をオン・オフさせ、直流高電圧，直流中電圧，直流低電圧からなる３つの電圧レベルを出力可能な３レベルインバータを三相分備え、三相の出力電圧指令に従って前記スイッチング素子を動作させることにより三相交流電圧を出力する３レベルインバータの制御方法であって、
前記スイッチング素子の１スイッチング周期当たり、
第一相分の３レベルインバータが、前記高電圧点に接続されたスイッチング素子と前記中電圧点に接続されたスイッチング素子とをオン・オフさせて直流高電圧及び直流中電圧を出力し、第二相分の３レベルインバータが、前記中電圧点に接続されたスイッチング素子をオン状態で固定して直流中電圧を出力すると共に、第三相分の３レベルインバータが、前記中電圧点に接続されたスイッチング素子と前記低電圧点に接続されたスイッチング素子とをオン・オフさせて直流中電圧及び直流低電圧を出力するように各スイッチング素子のオン時間比率を演算する制御方法において、
複数のスイッチング素子の同時オンによる電源短絡防止用に設定されたオンディレイ時間とスイッチング周期との比と、負荷電流の極性とを用いて、前記第一相分及び第三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオンディレイ補正値をそれぞれ演算し、前記オンディレイ補正値により、前記第一相分及び第三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオン時間比率をそれぞれ補正するものである。

請求項２に係る制御装置は、高電圧点，中電圧点及び低電圧点を有する直流回路と一相分の交流出力端子との間に接続された複数のスイッチング素子をオン・オフさせ、直流高電圧，直流中電圧，直流低電圧からなる３つの電圧レベルを出力可能な３レベルインバータを三相分備え、三相の出力電圧指令に従って前記スイッチング素子を動作させることにより三相交流電圧を出力する３レベルインバータの制御装置であって、
前記スイッチング素子の１スイッチング周期当たり、
第一相分の３レベルインバータが、前記高電圧点に接続されたスイッチング素子と前記中電圧点に接続されたスイッチング素子とをオン・オフさせて直流高電圧及び直流中電圧を出力し、第二相分の３レベルインバータが、前記中電圧点に接続されたスイッチング素子をオン状態で固定して直流中電圧を出力すると共に、第三相分の３レベルインバータが、前記中電圧点に接続されたスイッチング素子と前記低電圧点に接続されたスイッチング素子とをオン・オフさせて直流中電圧及び直流低電圧を出力するように各スイッチング素子のオン時間比率を演算する制御装置において、
所定区間の三相の出力電圧指令から振幅が中間値である電圧指令を選択する中間相選択手段と、
三相の出力電圧指令を振幅に応じて最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に振り分けて前記中間電圧指令が常に０となるように前記最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令をそれぞれ補正して出力する最大・中間・最小電圧指令演算手段と、
前記直流高電圧及び直流低電圧を用いて、前記補正後の前記最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に応じた電圧を出力させるために三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオン時間比率を演算するオン時間比率演算手段と、
複数のスイッチング素子の同時オンによる電源短絡防止用に設定されたオンディレイ時間とスイッチング周期との比と、負荷電流の極性とを用いて、前記第一相分及び第三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオンディレイ補正値をそれぞれ演算する補正値演算手段と、
前記オン時間比率演算手段から出力されるオン時間比率のうち、前記第一相分及び第三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオン時間比率を前記オンディレイ補正値によりそれぞれ補正するオンディレイ補正手段と、を備えたものである。

本発明によれば、オンディレイ時間に起因する出力電圧誤差を補正することにより、電動機を駆動する場合にトルクリプルや回転むら等の発生を防止して高い制御性能を発揮することができる。また、先願発明と同様に、スイッチング回数を減少させて損失を低減させ、高効率化を図ることも可能である。

本発明の実施形態に係る３レベルインバータの制御装置のブロック図である。 ３レベルインバータの一相分を示す回路図である。 他の構成の３レベルインバータの一相分を示す回路図である。 先願に係る制御装置の機能ブロック図である。 先願発明における三相の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の波形図である。 先願発明における補正後の電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊（ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０）の波形図である。 先願発明において、区間１のキャリア及び各相電圧指令（図７（ａ））、並びに、各相のスイッチング素子のオン・オフ状態（図７（ｂ）〜（ｄ））の説明図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態に係る制御装置のブロック図であり、ここでは、図３の３レベルインバータを制御する場合を例に挙げて説明する。図１において、図４に示した各手段と同じ機能を有するものには同一の参照符号を付してある。

図１において、最大・中間・最小電圧指令演算手段１０には三相の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊（図５を参照）が入力され、中間相選択手段２０は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊のうち大きさが中間値である電圧指令を中間電圧指令ｖ_ｍｉｄ ^＊として選択する。
最大・中間・最小電圧指令演算手段１０は、図５に示すように電圧指令の１周期を区間１〜６とした場合、前述の表１に従って、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を最大・中間・最小電圧指令ｖ_ｍａｘ，ｖ_ｍｉｄ，ｖ_ｍｉｎに振り分ける。ここで、最大・中間・最小電圧は、請求項における直流高電圧，直流中電圧，直流低電圧と同義である。

中間相選択手段２０により電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の中から選択された中間電圧指令ｖ_ｍｉｄ ^＊は、最大・中間・最小電圧指令演算手段１０と最大・中間・最小相電流分類手段６０とに入力されている。
最大・中間・最小電圧指令演算手段１０では、中間電圧指令ｖ_ｍｉｄ ^＊が常に０となるように前述の数式１により各電圧指令ｖ_ｍａｘ，ｖ_ｍｉｄ，ｖ_ｍｉｎを補正し、補正後の電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊を出力する。オン時間比率演算手段３０は、スイッチング素子が１スイッチング周期当たりでオンする時間比率λ_ｍａｘ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊を数式２により求め、更に、数式３〜数式５の演算を行うことにより、オン時間比率λ_ｍａｘ ^＊，λ_ｍｉｄ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊としてλ_{ｍａｘＳ１} ^＊，λ_{ｍｉｄＳ２} ^＊，λ_{ｍｉｎＳ４} ^＊をそれぞれ出力する。

一方、最大・中間・最小相電流分類手段６０は、各相の電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを、中間電圧指令ｖ_ｍｉｄ ^＊に基づいて、最大電圧相の電流ｉ_ｍａｘと最小電圧相の電流ｉ_ｍｉｎとに分類する。
すなわち、前述の表１によれば、図５に示した各区間における中間電圧指令ｖ_ｍｉｄ ^＊に応じて、最大電圧指令及び最小電圧指令となる相がそれぞれ特定される。例えば、表１や図５の区間１では、中間電圧指令ｖ_ｍｉｄ ^＊がＶ相であり、最大電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊はＵ相、最小電圧指令ｖ_ｍｉｎ ^＊はＷ相であるから、最大電圧相の電流ｉ_ｍａｘとしてＵ相の電流検出値ｉ_ｕが選択され、最小電圧相の電流ｉ_ｍｉｎとしてＷ相の電流検出値ｉ_ｗが選択される。

このように、各相の電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを電圧指令の最大、中間、最小に従って分類することで電流ｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｎを決定するのは、負荷によって電圧と電流との位相は一定ではなく負荷力率に依存するので、電流検出値の最大、中間、最小ではなく、あくまでも電圧指令の大小関係に着目した電流ｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｎに基づいて後述の補正値ｉ_{ｍａｘｃｏｍｐ}，ｉ_{ｍｉｎｃｏｍｐ}を求めるためである。

最大・中間・最小相電流分類手段６０により決定された電流（負荷電流）ｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｎは、補正値演算手段７０に入力されている。この補正値演算手段７０では、電流ｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｎと、タイマにより設定されたオンディレイ時間Ｔ_ｄと、スイッチング周期Ｔ_ｓとを用いて、数式６により、オン時間比率の補正値λ_{ｍａｘｃｍｐ}，λ_{ｍｉｎｃｍｐ}を演算する。
数式６において、ｓｉｇｎ（ｉ_ｍａｘ），ｓｉｇｎ（ｉ_ｍｉｎ）はそれぞれｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｎの極性を示しており、極性が正であれば「１」、負であれば「−１」となる。従って、補正値λ_{ｍａｘｃｍｐ}，λ_{ｍｉｎｃｍｐ}は、負荷電流の極性に応じてＴ_ｄ／Ｔ_ｓまたは（−Ｔ_ｄ／Ｔ_ｓ）の値をとる。

ここで、補正値λ_{ｍａｘｃｍｐ}は、最大電圧指令（例えば、図５の区間１では、Ｕ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊）のオン時間比率λ_{ｍａｘＳ１} ^＊に対する補正値であり、補正値λ_{ｍｉｎｃｍｐ}は、最小電圧指令（図５の区間１では、Ｗ相電圧指令ｖ_ｗ ^＊）のオン時間比率λ_{ｍｉｎＳ４} ^＊に対する補正値である。
このように最大電圧指令のオン時間比率λ_{ｍａｘＳ１} ^＊及び最小電圧指令のオン時間比率λ_{ｍｉｎＳ４} ^＊を補正の対象とし、中間電圧指令（図５の区間１では、Ｖ相電圧指令ｖ_ｖ ^＊）のオン時間比率λ_{ｍｉｄＳ２} ^＊に対して補正を行わないのは、中間電圧相に対応する一相分の３レベルインバータはもともとスイッチングを行わないので、補正の必要がないためである。

オンディレイ補正手段８０は、補正値λ_{ｍａｘｃｍｐ}を用いて最大電圧指令のオン時間比率λ_{ｍａｘＳ１} ^＊を補正することによりオン時間比率λ_{ｍａｘＳ１} ^＊＊を得ると共に、補正値λ_{ｍｉｎｃｍｐ}を用いて最小電圧指令のオン時間比率λ_{ｍｉｎＳ４} ^＊を補正することによりオン時間比率λ_{ｍｉｎＳ４} ^＊＊を得る。なお、中間電圧指令のオン時間比率λ_{ｍｉｄＳ２} ^＊は、そのままλ_{ｍｉｄＳ２} ^＊＊として出力する。

各相オン時間比率演算手段４０は、オン時間比率λ_{ｍａｘＳ１} ^＊＊，λ_{ｍｉｄＳ２} ^＊＊，λ_{ｍｉｎＳ４} ^＊＊に対し、表１の逆変換を行ってＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令のオン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗに変換する。
三角波比較手段５５は、オン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗに基づく各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０を三角波と比較し、三相各相のスイッチング素子のオン・オフ指令Ｓ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４，Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４，Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４を求める。

ここで、オン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗは、最大相及び最小相について、電流の極性に応じてオンディレイ時間Ｔ_ｄに起因する出力電圧誤差を補正した値であるため、最終的なオン・オフ指令Ｓ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４，Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４，Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４を用いて各スイッチング素子を駆動すれば、電圧指令に対して誤差のない三相交流電圧をインバータから出力させることができる。
なお、図１におけるオンディレイ補正手段８０、各相オン時間比率演算手段４０、三角波比較手段５５による一連の動作は、オンディレイ補正前のオン時間比率λ_{ｍａｘＳ１} ^＊，λ_{ｍｉｄＳ２} ^＊，λ_{ｍｉｎＳ４} ^＊による各相のスイッチング素子のオン・オフ指令と、オンディレイ補正後のオン時間比率λ_{ｍａｘＳ１} ^＊，λ_{ｍｉｄＳ２} ^＊，λ_{ｍｉｎＳ４} ^＊による各相のスイッチング素子のオン・オフ指令との論理積を求めて最終的なオン・オフ指令を演算する動作に相当する。

１０：最大・中間・最小電圧指令演算手段
２０：中間相選択手段
３０：オン時間比率演算手段
４０：各相オン時間比率演算手段
５５：三角波比較手段
６０：最大・中間・最小相電流分類手段
７０：補正値演算手段
８０：オンディレイ補正手段
Ｂ_１，Ｂ_２：直流電源
Ｓ_１〜Ｓ_４：スイッチング素子
Ｄ_１，Ｄ_２：ダイオード

Claims (2)

1. 高電圧点，中電圧点及び低電圧点を有する直流回路と一相分の交流出力端子との間に接続された複数のスイッチング素子をオン・オフさせ、直流高電圧，直流中電圧，直流低電圧からなる３つの電圧レベルを出力可能な３レベルインバータを三相分備え、三相の出力電圧指令に従って前記スイッチング素子を動作させることにより三相交流電圧を出力する３レベルインバータの制御方法であって、
   前記スイッチング素子の１スイッチング周期当たり、
   第一相分の３レベルインバータが、前記高電圧点に接続されたスイッチング素子と前記中電圧点に接続されたスイッチング素子とをオン・オフさせて直流高電圧及び直流中電圧を出力し、第二相分の３レベルインバータが、前記中電圧点に接続されたスイッチング素子をオン状態で固定して直流中電圧を出力すると共に、第三相分の３レベルインバータが、前記中電圧点に接続されたスイッチング素子と前記低電圧点に接続されたスイッチング素子とをオン・オフさせて直流中電圧及び直流低電圧を出力するように各スイッチング素子のオン時間比率を演算する制御方法において、
   複数のスイッチング素子の同時オンによる電源短絡防止用に設定されたオンディレイ時間とスイッチング周期との比と、負荷電流の極性とを用いて、前記第一相分及び第三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオンディレイ補正値をそれぞれ演算し、前記オンディレイ補正値により、前記第一相分及び第三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオン時間比率をそれぞれ補正することを特徴とした３レベルインバータの制御方法。
2. 高電圧点，中電圧点及び低電圧点を有する直流回路と一相分の交流出力端子との間に接続された複数のスイッチング素子をオン・オフさせ、直流高電圧，直流中電圧，直流低電圧からなる３つの電圧レベルを出力可能な３レベルインバータを三相分備え、三相の出力電圧指令に従って前記スイッチング素子を動作させることにより三相交流電圧を出力する３レベルインバータの制御装置であって、
   前記スイッチング素子の１スイッチング周期当たり、
   第一相分の３レベルインバータが、前記高電圧点に接続されたスイッチング素子と前記中電圧点に接続されたスイッチング素子とをオン・オフさせて直流高電圧及び直流中電圧を出力し、第二相分の３レベルインバータが、前記中電圧点に接続されたスイッチング素子をオン状態で固定して直流中電圧を出力すると共に、第三相分の３レベルインバータが、前記中電圧点に接続されたスイッチング素子と前記低電圧点に接続されたスイッチング素子とをオン・オフさせて直流中電圧及び直流低電圧を出力するように各スイッチング素子のオン時間比率を演算する制御装置において、
   所定区間の三相の出力電圧指令から振幅が中間値である電圧指令を選択する中間相選択手段と、
   三相の出力電圧指令を振幅に応じて最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に振り分けて前記中間電圧指令が常に０となるように前記最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令をそれぞれ補正して出力する最大・中間・最小電圧指令演算手段と、
   前記直流高電圧及び直流低電圧を用いて、前記補正後の前記最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に応じた電圧を出力させるために三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオン時間比率を演算するオン時間比率演算手段と、
   複数のスイッチング素子の同時オンによる電源短絡防止用に設定されたオンディレイ時間とスイッチング周期との比と、負荷電流の極性とを用いて、前記第一相分及び第三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオンディレイ補正値をそれぞれ演算する補正値演算手段と、
   前記オン時間比率演算手段から出力されるオン時間比率のうち、前記第一相分及び第三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオン時間比率を前記オンディレイ補正値によりそれぞれ補正するオンディレイ補正手段と、
   を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御装置。

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