CN105529980B - 电动机控制装置、压缩机、空调机以及程序 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机控制装置、压缩机、空调机以及程序。在应用于空调机等的电动机控制装置中，取得平衡地实现噪声、振动的降低和消耗功率的降低。电动机控制装置具备：电力变换电路，其将直流电压变换为交流电压；控制部，其输出驱动该电力变换电路的驱动信号，并且，通过交流电压驱动与负载装置连接的电动机，其中，该控制部设置：取得与电动机或负载装置的振动量对应地增减的振动对应量(Δτ_m ^{^})的单元；驱动信号决定部(11a)，其根据该振动对应量决定驱动信号(I_qsin ^*)。

Description

电动机控制装置、压缩机、空调机以及程序

技术领域

本发明涉及一种电动机控制装置、压缩机、空调机以及程序。

背景技术

作为应用于空调机等的电动机控制装置的背景技术，例如在专利文献1的摘要中，记载了“提供一种电动机控制装置，其在成为交流同步电动机的旋转驱动对象的负载装置产生周期性的干扰的情况下，在抑制该周期性的干扰的同时，谋求降低输入功率”以及“设置限制器，其在提取负载装置所产生的转矩的脉动分量并对其进行补偿的控制中，限制对脉动分量进行修正的电流分量”。

但是，在专利文献1中，并没有公开在限制器限制对脉动分量进行修正的电流分量时在与周期性的干扰的关系中在怎样的条件下进行限制。即，在专利文献1中并没有考虑到平衡地实现噪声、振动的降低和消耗功率的降低。

专利文献1：日本特开2006-180605号公报

发明内容

本发明就是鉴于上述的情况而提出的，其目的在于：提供一种电动机控制装置、压缩机、空调机以及程序，其能够平衡地实现噪声、振动的降低和消耗功率的降低。

为了解决上述问题，在本发明中，取得与电动机或负载装置的振动量对应地增减的振动对应量，根据该振动对应量控制电动机。

根据本发明，能够平衡地实现电动机等的噪声、振动的降低和消耗功率的降低。

附图说明

图1是比较例子1的压缩机的整体框图。

图2是表示比较例子1的电力变换电路和电流检测部的结构的框图。

图3是表示作为比较例子1的负载装置的旋转转子型压缩机构部的结构的图。

图4是说明比较例子1的电角、机械角、坐标系的图。

图5是比较例子1的PWM信号生成器的波形图。

图6是比较例子1的控制部的框图。

图7是比较例子1的电压指令值运算部的框图。

图8是比较例子1的PLL控制器的框图。

图9是比较例子1的转矩电流指令值生成器的框图。

图10是比较例子1的各部的波形图。

图11是比较例子2的压缩机的整体框图。

图12是比较例子2的控制部的框图。

图13是表示比较例子2的脉动转矩推定器的原理的框图。

图14是比较例子2的脉动转矩电流指令值生成器的框图。

图15是表示比较例子2的与机械速度ω_r对应的振动振幅值的特性的图。

图16是表示比较例子2的与控制响应频率对应的振动振幅值和消耗功率的特性的图。

图17是本发明的第一实施方式的压缩机的整体框图。

图18是第一实施方式的控制部的框图。

图19是第一实施方式的振动状态推定器的框图。

图20是第一实施方式的脉动转矩电流指令值生成器的框图。

图21是第一实施方式的动作说明图。

图22是表示第二实施方式的压缩机的外观结构的图。

图23是第二实施方式的脉动转矩电流指令值生成器的框图。

图24是第二实施方式的指令值切换器的动作说明图。

图25是第二实施方式的指令值切换器的其他动作说明图。

图26是第三实施方式的脉动转矩电流指令值生成器的框图。

图27是第三实施方式的其他振动状态推定器的框图。

图28是第三实施方式的各部的波形图。

图29是第四实施方式的空调机的冷却系统图。

图30是振动状态推定器的变形例子的框图。

图31是振动状态推定器的其他变形例子的框图。

图32是脉动转矩电流指令值生成器的变形例子的框图。

图33是脉动转矩电流指令值生成器的其他变形例子的框图。

符号说明

1、1a、1b：电动机控制装置；2、2a、2b：控制部；3：电压指令值生成器；4：dq/3φ变换器4(逆坐标变换部)；5：电力变换电路；6：电动机；7：电流检测部；8：3φ/dq变换器(坐标变换部)；9：负载装置；10：转矩电流指令值生成器；11、11a、11b、11c、11d、11e：脉动转矩电流指令值生成器(驱动信号决定部)；12：轴误差运算器；13：PLL控制器；16：脉动转矩推定器；17、17b、17c、17d：振动状态推定器(振动状态推定部)；20：直流电压源；21：逆变器；22：开关元件；23：栅极驱动电路；32：单相坐标变换器；33：PWM信号生成器；34：电压指令值运算部(驱动信号决定部)；37：单相坐标逆变换器；40：位置推定部；50：任意频率分量抑制器(第一周期脉动转矩控制部)；50c：任意频率分量抑制器(第二周期脉动转矩控制部)；51：振幅相位运算器；52：保持部；53：余弦正弦分量分配部；54：指令值切换器(选择部)；55：相位固定振幅减少部；80a～80d：峰值保持部；81a、81b、81c、81d：比较器(振动判定部)；82a、82b、82c：开关；300：空调机；301：电动机控制装置；302：压缩机；303：室内机；304：室外机；305：配管；306：室内热交换器；307：送风机；308：室外热交换器；309：送风机；310：布线电缆；500：压缩机构部；500：旋转转子型压缩机构部(压缩机构部)；501：转子活塞；502：轴；503：曲轴；504：气缸；505：吸入口；506：叶片；507：喷出口；508：吸入泵；509：喷出泵；510：轴承；511：密闭容器(容纳容器)；512：平衡配重；Th1：允许值(第一阈值)；Th2：允许值(第二阈值)。

具体实施方式

[比较例子1]

<比较例子1的结构>

(比较例子1的整体结构)

在说明本发明的实施方式之前，说明用于与实施方式进行比较的比较例子1的结构。图1是表示比较例子1的压缩机的整体结构的图。该压缩机由作为压缩机构的负载装置9、驱动该负载装置9的电动机6、控制电动机6的电动机控制装置1a构成。

在图1中，电动机控制装置1a具备向电力变换电路5输出驱动信号的控制部2a。电力变换电路5内置有直流电压源、逆变器，逆变器根据上述驱动信号输出交流电压。电动机6通过该交流电压而旋转，对与电动机6结合的负载装置9进行旋转驱动。由此，通过基于驱动信号的电压或电流进行控制，使得电动机(motor)6的速度、转矩成为希望的状态。

在本比较例子中，电动机6是转子具备永磁铁的永磁铁同步电动机。另外，在本比较例子中，被电动机6驱动的负载装置9是旋转转子型压缩机构。电流检测部7检测流过电动机6或电力变换电路5的电流。由这些控制部2a、电力变换电路5、电流检测部7构成电动机控制装置1a。

接着，在图2中表示电力变换电路5和电流检测部7的结构。电力变换电路5如图2所示，具备逆变器21、直流电压源20、栅极驱动电路23。逆变器21具备开关元件22a～22f(例如为IGBT、MOS-FET等的半导体开关元件)、与它们并联连接的回流用二极管。此外，将开关元件22a～22f统称为“开关元件22”。

这些开关元件22，通过串联连接2组开关元件22而构成各相的上下支路。在图2的例子中，由开关元件22a、22b构成U相的上下支路，由开关元件22c、22d构成V相的上下支路，由开关元件22e、22f构成W相的上下支路。各相的上下支路的连接点与电动机6连接。栅极驱动电路23对所供给的脉冲状的驱动信号进行放大而输出。开关元件22与栅极驱动电路23输出的驱动信号24a～24f对应地对直流电压源20的输出电压进行开关。

在本比较例子中，直流电压源20上串联连接有分流电阻器25。其是为了保护开关元件22使得不流过过大的电流。通过这样对直流电压源20的输出电压进行开关来输出三相交流电压，能够向电动机6施加任意频率的三相交流电压，由此能够可变速地驱动电动机6。电流检测部7检测从电力变换电路5向电动机6流动的三相的交流电流中的流过U相和W相的电流I_u、I_w。当然，也可以检测全部相的交流电流，但根据基尔霍夫第一定律，只要能够检测出3相中的2相，则能够根据检测出的2相运算出另外1相。

本比较例子要解决在电动机6、负载装置9等的机械部分中产生的振动、噪声的问题。因此，首先说明负载装置9、即旋转转子型的压缩机构中的具体问题。图3(a)、(b)表示在本比较例子中作为负载装置9采用的旋转转子型压缩机构部500。图3(a)表示压缩机构部500和电动机6的侧截面图，图3(b)是图3(a)中的A-A`截面图。在图3(a)中，压缩机构部500具备容纳在密闭容器511中的电动机6、作为被该电动机6驱动的负载装置9的压缩机构部500。压缩机构部500具备圆筒状的气缸504、偏心并且在该气缸504内自由转动地构成的转子活塞501。

电动机6具备转子6a和定子6b，转子6a使轴502向上方向突出。该轴502与曲轴503结合，曲轴503与转子活塞501结合。由此，压缩机构部500被电动机6的轴502旋转驱动。另外，如图3(b)所示，在气缸504中形成吸入口505和喷出口507，并且设置有叶片506。叶片506朝向气缸504的中心地被施力，在转子活塞501上滑动同时向半径方向自由地移动。

通过上述结构，在压缩机构部500中，以电动机6为动力源对转子活塞501进行偏心驱动，执行作为压缩机的吸入、压缩、喷出的一连串的工序。接着，参照图3(b)说明具体的压缩工序。首先，从设置在气缸504中的吸入口505吸入气化了的制冷剂。然后，转子活塞501通过电动机6的旋转而旋转，叶片506的图中的左侧的容积变小，由此压缩制冷剂。转子活塞501进一步旋转，在返回到上部时从喷出口507喷出压缩后(液化后)的制冷剂。在以上那样的吸入、压缩、喷出的一连串工序中，施加到转子活塞501的压力变化。如果从驱动转子活塞501的电动机6看该压力变化，则意味着负载转矩周期性地变化。

图4(a)是表示转子活塞501的机械角旋转一周中的负载转矩τ_L相对于转子6a的旋转角度位置θ_d的变化的例子的图。图4(a)的横轴表示转子活塞501的1个周期(从0度到360度)，纵轴表示负载转矩τ_L的大小。在本比较例子中，作为电动机6表示了四极电动机(转子6a的极数为“4”)的例子，因此电角的2个周期相当于机械角的1个周期。因此，假设在电动机6是6极的情况下，电角的3个周期相当于机械角的1个周期。另外，由安装决定转子6a的位置和转子活塞501之间的位置关系，但在图4(a)中，转子活塞501将在图3(a)中把叶片506最大限地向外侧按压的位置作为0°。

根据图4(a)可知，随着压缩工序进行，负载转矩τ_L急剧变大，在喷出工序中，负载转矩τ_L减少，在1周旋转中负载转矩τ_L变动。另外，在每次循环时负载转矩τ_L与旋转角度位置对应地变动，因此如果从电动机6看，则负载转矩τ_L周期性地变动。因此，在每次电动机6的旋转时，产生图4(a)的模式的转矩变化。但是，例如即使使用相同的压缩机构部500，由于电动机6的转速、吸入口505、喷出口507的压力、吸入口505和喷出口507之间的压力差等，负载转矩τ_L的峰值、成为峰值的旋转角度位置θ_d、负载转矩的增减变化波形也变化。

如果压缩机构部500的负载转矩τ_L的变动、电动机6产生的电动机转矩τ_m产生了差，则产生振动、噪声。特别在如上述那样负载转矩τ_L的变动大的情况下，根据控制部2a的结构，流过电动机6的电流产生暴涨，或者产生电动机6的转速变动，因此容易产生振动、噪声。因此，理想的是考虑到负载转矩τ_L的变动来构成控制部2a。在本比较例子中，想要与周期性的负载变动对应地降低电动机6的噪声、振动，因此为了达到该目的，理想的是尽量使负载转矩τ_L和电动机转矩τ_m一致。

(坐标轴的说明)

在说明电动机控制装置1a的各部之前，明确坐标轴的定义。图4(b)是表示通过电动机控制装置1a检测、推定或假定的控制轴的旋转角度位置(推定旋转角度位置θ_dc)和实际的转子6a的旋转角度位置θ_d之间的关系的图。将设置在转子6a上的永磁铁的主磁通方向的位置作为d轴，定义由从d轴向旋转方向电气地前进90度(电角90度)的q轴构成的d-q轴。该d-q轴是旋转坐标系。

在图4(b)中，转子6a的旋转角度位置θ_d表示d轴的相位。针对该d-q轴，将控制上的虚拟转子位置作为dc轴，将从其向旋转方向电气地前进90度后的轴作为qc轴，定义由dc轴、qc轴构成的dc-qc轴。dc-qc轴也是旋转坐标系。在图4(b)中表示这些坐标轴的关系。此外，在以后的说明中，将d-q轴称为实轴，将dc-qc轴称为控制轴。另外，将实轴和控制轴的偏差即误差角称为轴误差Δθ_d。但是，在本比较例子中，并不是通过位置传感器等直接得到实际的轴误差Δθ_d，而是通过推测来求出，因此将轴误差Δθ_d的推定值称为Δθ_c。

图4(c)是表示作为固定坐标系的三相轴和作为旋转坐标系的控制轴之间的关系的图。在图4(c)中，以U相为基准推定dc轴的旋转角度位置(磁极位置)，将其结果作为上述的推定旋转角度位置θ_dc。dc轴向图中的圆弧状箭头的方向(逆时针方向)旋转。因此，对旋转频率(以后所示的逆变器频率指令值ω₁)进行积分，由此得到推定旋转角度位置θ_dc。在本比较例子中，使用永磁铁同步电动机作为电动机6，因此通过电动机控制装置1a检测、推定或假定的控制轴的推定旋转角度位置θ_dc和实际的转子6a的旋转角度位置θ_d基本上同步的情况多。

但是，实际上，在加减速时、负载变动时等过渡状态下，有时控制轴的位置和转子6a的实轴的位置中产生偏差(轴误差Δθ_d)。在产生了轴误差Δθ_d的情况下，也有时电动机6实际产生的转矩减少，或流过电动机6的电流产生失真、暴涨。这些也成为振动、噪声的原因。特别在加减速中的过渡状态、低速驱动状态下，由于轴误差Δθ_d的影响，有时难以进行适当的控制。因此，在本比较例子中，在加减速中的过渡状态、低速驱动状态下产生了轴误差Δθ_d的情况下，也想要通过适当地控制电动机6的电动机转矩τ_m来降低电动机6的噪声、振动。

(控制部2a)

返回到图1，说明控制部2a。在控制部2a的内部，转矩电流指令值生成器10生成与负载转矩τ_L的平均值、以及周期性地变动的值对应的转矩电流指令值I_tq ^*。在本比较例子中，将输出的转矩电流指令值I_tq ^*直接作为q轴电流指令值I_q ^*，供给到电压指令值生成器3。

在电压指令值生成器3中，根据q轴电流指令值I_q ^*和从电流检测部7供给的交流电流检测值I_u、I_w，生成电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。在PWM信号生成器33中，生成与这些电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*对应的驱动信号。控制部2a具备微计算机、DSP(数字信号处理器)等半导体集成电路(运算控制部)、向运算控制部供给的程序等软件，通过它们实现各功能。

(PWM信号生成器33)

在控制部2a的内部，PWM信号生成器33通过对从电压指令值生成器3输出的3相的电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*和作为载波信号的三角波进行比较，生成向电力变换电路5供给的驱动信号。在图5中表示电角的一个周期中的1相的电压指令值和三角波信号和驱动信号之间的关系。图5是比较例子1中的PWM信号生成器的波形图，图中的“电压指令值”是上述的V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*的任意一个。生成的驱动信号Gp、Gn是对应的相的上支路、下支路(参照图2)的驱动信号。例如，针对U相的电压指令值V_u ^*，生成的驱动信号Gp、Gn与图2中的驱动信号24a、24b对应。

在图5中，如果电压指令值为三角波载波信号的电平以上，则上支路的驱动信号Gp成为H电平，上支路的开关元件成为接通状态。另外，下支路的驱动信号Gn成为L电平，下支路的开关元件成为关断状态。另外，如果电压指令值小于三角波载波信号的电平，则上支路的驱动信号Gp成为L电平，上支路的开关元件成为关断状态。另外，下支路的驱动信号Gn成为H电平，下支路的开关元件成为接通状态。因此，如图5所示，与电压指令值的电平对应地，设定驱动信号的占空比。

此外，由于栅极驱动电路23、开关元件22自身的延迟，上下支路的开关元件22有可能短路，因此，实际上理想的是附加上下支路的双方成为关断状态的停滞时间(数微秒～十几微秒左右)而设为最终的驱动信号。但是，在以下的说明中，为了简化说明，以使用不具有停滞时间的理想的驱动信号为前提进行说明。

(3φ/dq变换器8、dq/3φ变换器4)

接着，参照图6说明PWM信号生成器33以外的控制部2a的各构成要素。图6是比较例子1的控制部2a的框图，图中的3φ/dq变换器8使用推定旋转角度位置θ_dc，将三相轴上的交流电流检测值I_u、I_w坐标变换为控制轴上(即dc轴上和qc轴上)的电流检测值I_dc、I_qc。另外，dq/3φ变换器4使用推定旋转角度位置θ_dc，将dc-qc轴上的电压指令值V_d ^*、V_q ^*坐标变换为三相轴上的电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。

由此，在控制部2a的内部，主要使用作为旋转坐标系的dc-qc轴。其理由是因为在旋转坐标系中具有可以将电压、电流的稳定值作为直流量处理的优点。为了进行坐标变换，需要电动机6的转子6a的旋转角度位置的信息。在本比较例子中，并不通过位置传感器等检测旋转角度位置，而如上述那样，根据流过电动机6的电流和向电动机6的施加电压，运算推定旋转角度位置θ_dc。由此，不需要在转子6a设置位置传感器等，能够谋求降低成本。

(电压指令值运算部34)

接着，参照图7说明电压指令值运算部34的结构。向电压指令值运算部34供给d轴、q轴的电流指令值I_d ^*、I_q ^*。在本比较例子中，如上述那样，q轴电流指令值I_q ^*等于转矩电流指令值生成器10输出的转矩电流指令值I_tq ^*。另外，在本比较例子中，将d轴电流指令值I_d ^*设定为零，因此对其理由进行说明。在本比较例子中，电动机6是非突极型的永磁铁同步电动机，因此d轴、q轴的电感L_d、L_q相同。

由此，在本比较例子中，不需要考虑由于d轴、q轴的电感L_d、L_q的差而产生的磁阻转矩。因此，认为电动机6产生的电动机转矩τ_m与流过q轴的电流成正比，将d轴电流指令值I_d ^*设定为零。另外，向电压指令值运算部34从后述的PLL控制器13供给逆变器频率指令值ω₁(电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*应该具有的频率的指令值)，并且从3φ/dq变换器8供给电流检测值I_dc、I_qc。

在图7的d轴电流控制器14a中，减法器91c从d轴电流指令值I_d ^*减去dc轴电流检测值I_dc。比例器92c、92d将对该减法运算结果分别乘以预定的增益Kp_acrd、Ki_acrd。积分器94c对比例器92d的输出结果、即“Ki_acrd×(I_d ^*-I_dc)”进行积分。加法器90c将比例器92c的乘法结果和积分器94c的积分结果相加，将该加法运算结果作为d轴电流指令值I_d ^**输出。

同样，在q轴电流控制器14b中，减法器91d从q轴电流指令值I_q ^*减去qc轴电流检测值I_qc。比例器92e、92f对该减法运算结果分别乘以预定的增益Kp_acrq、Ki_acrq。积分器94d对比例器92f的输出结果、即“Ki_acrq×(I_q ^*-I_qc)”进行积分。加法器90d将比例器92e的乘法运算结果和积分器94d的积分结果相加，将该加法运算结果作为q轴电流指令值I_q ^**输出。这样，d轴电流控制器14a和q轴电流控制器14b分别构成比例积分运算器。

在此，说明在电流控制器14a、14b中进行比例积分运算的理由。在后述的乘法器92g、92i等构成要素中，使用电动机6的每一相的绕组电阻值R进行运算。但是，实际的绕组电阻值R不是固定值。例如，如果向定子6b供给大的电流，则由于定子6b的温度上升，实际的绕组电阻值R变大。

在这样的情况下，如果根据d轴、q轴的电流指令值I_d ^*、I_q ^*和设想的绕组电阻值R输出d轴、q轴电压指令值V_d ^*、V_q ^*，则实际的d轴、q轴的电流值与d轴、q轴的电流指令值I_d ^*、I_q ^*不一致，转矩控制的精度恶化。因此，对d轴、q轴电流指令值I_d ^*、I_q ^*和对应的电流检测值I_dc、I_qc进行比较，使用根据其差值求出的d轴、q轴电流指令值I_d ^**、I_q ^**，由此能够在吸收因绕组电阻值R的变动引起的影响的同时继续进行控制。

对d轴、q轴电流指令值I_d ^**、I_q ^**在乘法器92g、92i中分别乘以电动机6的每一相的绕组电阻值R，输出电压值R×I_d ^**、R×I_q ^**。另外，d轴电流指令值I_d ^**被供给低通滤波器98b，通过一次延迟滤波器的传递函数“1/(1+T_ds)”被滤波，作为d轴电流指令值I_df ^**输出。同样，q轴电流指令值I_q ^**被供给低通滤波器98a，通过一次延迟滤波器的传递函数“1/(1+T_qs)”被滤波，作为q轴电流指令值I_qf ^**输出。在此，时间常数T_d、T_q是电动机6的定子6b的电气时间常数，T_d＝L_d/R，T_q＝L_q/R。

在乘法器92h中，对q轴电流指令值I_qf ^**乘以逆变器频率指令值ω₁、q轴的电感L_q。在减法器91e中，从电压值R×I_d ^**减去乘法器92h的输出信号ω₁×L_q×I_qf ^**，输出下式(1)所示的d轴电压指令值V_d ^*。

V_d ^*＝R×I_d ^**-ω₁×L_q×L_qf ^**……(1)

另外，在乘法器92j中，对d轴电流指令值I_df ^**乘以逆变器频率指令值ω₁、d轴的电感L_d。在乘法器92k中，对逆变器频率指令值ω₁乘以感应电压常数K_e。电动机6是同步电动机，同时也是同步发电机。即，如果转子6a旋转，则定子6b产生与转速成正比的电动势。这时的比例常数是上述感应电压常数K_e。另外，在加法器90e中，将乘法器92i、92j、92k的各输出信号相加，作为其结果输出下式(2)所示的q轴电压指令值V_q ^*。

V_q ^*＝R×I_q ^**+ω₁×L_d×L_df ^**+ω₁×K_e……(2)

上述的乘法器92h、92j用于模拟d轴、q轴之间的相互干扰。通过q轴电流产生的电动势大致延迟90°而出现在d轴。为了模拟该现象，在减法器91e中，从电压值I_d ^**R减去ω₁×L_q×L_qf ^**。另外，通过d轴电流产生的电动势大致延迟90°而出现在q轴的负方向上。为了模拟该现象，在加法器90e中，对电压值I_q ^**R加上ω₁×L_d×L_df ^**。

在图7的电路结构中，其特征在于：在电压指令值运算部34中，设置电流控制器14a、14b这一点；设置具有相当于电动机6的电气时间常数的切断频率的一次延迟滤波器即低通滤波器98a、98b这一点。由此，使电动机6的逆模型成立，因此在对控制部2a的运算周期有限制的情况下，也能够实现对电动机6的向量控制。

(位置推定部40)

接着，说明位置推定部40。如上述那样，在本比较例子中使用推定旋转角度位置θ_dc作为转子6a的旋转角度位置，但运算它的是位置推定部40。在图6中，位置推定部40内的轴误差运算器12根据控制轴上的电流检测值I_dc、I_qc以及d轴、q轴电压指令值V_d ^*、V_q ^*等，根据下式(3)运算实轴和控制轴之间的轴误差(推定值)Δθ_c。

接着，参照图8说明PLL控制器13的结构。PLL控制器13在使轴误差Δθ_c与轴误差指令值Δθ^*(在本比较例子中为零)一致的方向上调整逆变器频率指令值ω₁。减法器91b输出轴误差指令值Δθ^*和轴误差Δθ_c之间的差值。比例器92a将该差值乘以比例增益Kp_pll，比例器92b将该差值乘以比例增益Ki_pll。积分器94b对比例器92b的输出进行积分。由此，比例器92b和积分器94b构成积分运算部93a。该积分运算部93a的运算结果和比例器92a的乘法结果在加法器90c中相加，该加法运算结果成为逆变器频率指令值ω₁。由此，PLL控制器13构成所谓的比例积分运算器。

如果假设如图4(b)所示那样，dc-qc轴比d-q轴超前，则轴误差Δθ_c为正值。这样，从减法器91b向PLL控制器13供给作为负值的“-Δθ_c”，因此比例器92a的输出也成为负值，积分运算部93a的积分结果降低。由此，逆变器频率指令值ω₁降低，因此dc-qc轴接近d-q轴。即，轴误差Δθ_c接近零。相反，如果dc-qc轴比d-q轴滞后，则轴误差Δθ_c为负值。这样，从减法器91b向PLL控制器13供给作为正值的“-Δθ_c”，因此比例器92a的输出也成为正值，积分运算部93a的积分结果上升。由此，逆变器频率指令值ω₁上升，因此dc-qc轴接近d-q轴。即，轴误差Δθ_c接近零。

返回到图6，通过设置在PLL控制器13的后级的积分器94a，对逆变器频率指令值ω₁进行积分。如果对速度进行积分则成为位置，积分器94a通过对逆变器频率指令值ω₁进行积分，而输出推定旋转角度位置θ_dc。这样，本比较例子的位置推定部40推定实轴和控制轴的偏差即误差角(轴误差Δθ_c)，进行控制使得轴误差Δθ_c接近零，由此间接地推定推定旋转角度位置θ_dc。如上述那样，将输出的推定旋转角度位置θ_dc供给dq/3φ变换器4、3φ/dq变换器8等。

(转矩电流指令值生成器10)

接着，参照图9说明转矩电流指令值生成器10的结构。

向转矩电流指令值生成器10供给逆变器频率指令值ω₁、转速指令值ω^*，在减法器91b中输出两者的差值。此外，从未图示的上位控制系统等提供转速指令值ω^*。针对该差值，在比例器92p、92q中分别乘以比例增益Kp_asr、Ki_asr，通过积分器94e对比例器92q的输出进行积分。比例器92p和积分器94e的输出在加法器90f中相加，其结果作为转矩电流指令值I_tq ^*输出。即，转矩电流指令值生成器10构成所谓的比例积分运算器。

如果假设逆变器频率指令值ω₁比转速指令值ω^*低，则从减法器91b输出的两者的差值为正值，因此经由比例器92p、92q、积分器94e、加法器90f，转矩电流指令值I_tq ^*增加。如果转矩电流指令值I_tq ^*增加，则实际的转子6a的转速增加，因此逆变器频率指令值ω₁也增加，逆变器频率指令值ω₁接近转速指令值ω^*。

相反，如果逆变器频率指令值ω₁比转速指令值ω^*高，则从减法器91b输出的两者的差值为负值，因此经由比例器92p、92q、积分器94e、加法器90f，转矩电流指令值I_tq ^*减少。如果转矩电流指令值I_tq ^*减少，则实际的转子6a的转速减少，因此逆变器频率指令值ω₁也减少，逆变器频率指令值ω₁接近转速指令值ω^*。

通常，从上位控制系统等提供的转速指令值ω^*与逆变器频率指令值ω₁相比，变化的周期非常长，在电动机6的一周旋转中可以看作为固定值。因此，通过转矩电流指令值生成器10，电动机6以大致固定的频率旋转。这时，通过对逆变器频率指令值ω₁进行积分得到的推定旋转角度位置θ_dc大致一样地增加。

但是，通过转矩电流指令值生成器10实现的反馈环路为比PLL控制器13、电流控制器14a、14b更外侧的控制环路。因此，需要将可设定的响应频率设定得比其他控制器低。由此，转矩电流指令值I_tq ^*大致与负载转矩τ_L的平均值成正比，同时为稍微脉动的值。

<比较例子1的问题点>

针对比较例子1，在图10(a)～(d)中表示在驱动压缩机构部500时产生的各部的波形的数值分析结果。图10(a)表示电动机转矩τ_m和负载转矩τ_L(单位为P.U.)的变化。电动机转矩τ_m是电动机6的产生转矩，负载转矩τ_L是瞬时负载转矩。另外，图10(b)表示转速指令值ω^*和逆变器频率指令值ω₁的变化(单位为Hz)。另外，图10(c)表示q轴电流指令值I_q ^*(在本比较例子中与转矩电流指令值I_tq ^*相等)的变化，图10(d)表示U相电动机电流的变化(单位为P.U.)。在此，横轴的时间刻度的单位都是0.02秒，在图10的例子中，可知图4(a)所示的机械角的一个周期是0.04秒。

根据图10(a)，电动机转矩τ_m和负载转矩τ_L，在机械角的一个周期内的峰值的相位不一致。电动机转矩τ_m在该周期内大致正弦波状地变动并重复，与此相对，负载转矩τ_L重复在前半周期内急增后在后半周期内缓慢地减少，一个周期内的转矩的相位的不一致明显。但是，图示的例子是旋转转子型压缩机构部500的动作例子，因此，负载转矩τ_L不为负。另外，根据图10(b)，转速指令值ω^*是固定的，与此相对，逆变器频率指令值ω₁重复进行正弦波状的变动。另外，图10(c)所示的q轴电流指令值I_q ^*和图10(d)所示的U相电动机电流值也脉动。

根据图10的结果可知，由于一周旋转中的负载转矩τ_L变动，电动机转矩τ_m、电动机6的实际频率(电动机6的转速)、流过电动机的电流等脉动。q轴电流指令值I_q ^*和实际流过电动机的电流脉动自身没有问题，但问题是在q轴电流指令值I_q ^*和实际流过电动机的电流的峰值与负载转矩τ_L的峰值之间产生定时的偏差。这是因为在图8的PLL控制器13、图7的电流控制器14a、14b、图9的转矩电流指令值生成器10等的反馈控制器中，可设定的响应频率有限制。

因此，说明可设定的响应频率的限制。首先，图8的PLL控制器13，由电动机的电气常数(例如电动机6的每一相的绕组电阻值R、q轴的电感L_q等)决定可设定的响应频率，对于该值，逆变器频率指令值ω₁越低则需要设定越低的响应频率。这是因为如果提高响应频率，则有可能电动机6的动作无法跟随逆变器频率指令值ω₁的变化，逆变器频率指令值ω₁发散。

另一方面，图7的电流控制器14a、14b，由控制部2的运算时间的限制决定可设定的响应频率。因此，电动机6越是高速地旋转，则需要将电流控制器14a、14b的响应频率设定得越低。实际上通过以预定的周期使微计算机产生中断，来实现控制部2的运算。这样，电动机6越是高速地旋转，则每一周的中断次数越减少，各种数据的采样次数也越减少。如果假设要根据较少的采样施加强的控制，则q轴电流指令值I_q ^*等还是有可能发散。

除此以外，作为进行反馈控制的要素，有转矩电流指令值生成器10。但是，如上述那样，转矩电流指令值生成器10被设置在PLL控制器13、电流控制器14a、14b更外侧的控制环路中，因此需要将响应频率设定得比其他控制器低。这样，只通过比较例子1的结构，有时难以在广泛的运转范围内对应周期性的负载变动。

[比较例子2]

<比较例子2的结构>

(脉动转矩推定器16)

接着，参照图11、图12说明与比较例子1的问题点对应的比较例子2的压缩机的结构。在比较例子2中，如图11所示，代替比较例子1(参照图1)中的电动机控制装置1a，而应用电动机控制装置1b。电动机控制装置1a、1b的不同点是代替控制部2a而应用控制部2b。向该控制部2b追加了脉动转矩推定器16、脉动转矩电流指令值生成器11a、加法器90a。在此，在图12中表示比较例子2的控制部2b的细节。

接着，说明脉动转矩推定器16，但最初参照图13(a)、(b)说明脉动转矩推定器16的原理。图13(a)是用于说明由于电动机转矩τ_m和负载转矩τ_L之间的差而产生轴误差Δθ_d的过程的图。在上述的比较例子1中，通过图9所示的转矩电流指令值生成器10，使逆变器频率指令值ω₁的平均速度与从上位控制系统等提供的转速指令值ω^*一致。但是，在瞬时速度下，如下式(4)那样产生速度变动Δω。

如上述那样，电动机转矩τ_m是电动机6的产生转矩，负载转矩τ_L是瞬时负载转矩。另外，J是电动机6的惯性力矩。因此，由于电动机转矩τ_m和负载转矩τ_L之间的差产生速度变动Δω，由于速度变动Δω产生轴误差Δθ_d。

图13(a)作为方块图表示出电动机转矩τ_m和负载转矩τ_L之间的差达到轴误差Δθ_d的现象。将电动机转矩τ_m和负载转矩τ_L之间的差转矩Δτ_m(减法器91h)乘以惯性力矩J的倒数并进行积分(积分器94f)，由此得到电动机的转子6a的机械速度ω_r。接着，将机械速度ω_r乘以电动机6的极对数(＝极数P/2)(乘法器92r)，由此得到电动机6的电速度ω_e。进而，对电速度ω_e进行积分(积分器94g)，由此得到转子6a的旋转角度位置θ_d。然后，从作为旋转角度位置的指令值的旋转角度指令值θ_d ^*减去转子6a的旋转角度位置θ_d(减法器91i)，由此得到其角度误差(轴误差Δθ_d)。

可以认为经过图13(a)的示意图那样的过程，转矩差达到轴误差Δθ_d。如果相反地考虑该情况，则意味着能够根据与轴误差Δθ_d对应的可检测的值推定转矩差。如上述那样，在本比较例子中，不设置位置传感器等，因此，无法直接得到轴误差Δθ_d。因此，使用能够在本比较例子中检测或推定的值。

图13(b)是在本比较例子中根据可取得的轴误差Δθ_c推定转矩差的功能框图。在作为方块图的特征，使箭头的方向(即运算方向)相反的情况下，将乘法置换为除法，将积分置换为微分，由此能够维持等价的关系地改变输入输出关系。图13(b)所示的框图是使图13(a)的箭头的方向相反使得从轴误差得到差转矩，并且是进行等价变换使得使用能够在本比较例子中检测或推定的值的结果。

更详细地说明图13(b)，如上述那样，通过轴误差运算器12得到轴误差Δθ_c。通过对该轴误差的负值(-Δθ_c)进行微分(微分器95a)，而得到作为电速度ω_e的推定值的推定电速度ω_e ^*，进而通过乘以“2/极数P”(乘法器92s)，而得到推定机械速度ω_r ^*。然后，通过微分器95b对推定机械速度ω_r ^*进行微分，乘以惯性力矩J，由此得到差转矩推定值Δτ_m ^{^}。

图13(c)是汇总地表示出图13(b)的等价变换步骤的图，并且是表示脉动转矩推定器16的结构的图。在本比较例子中，关注于在机械角的一个周期或多个周期中变化的脉动负载转矩，因此将图13(b)的框图的复数s置换整理为jω_r，得到构成脉动转矩推定器16的运算电路93b。j是表示复数的虚数部的虚数单位，在平方时成为(-1)。因此，没有在图13(b)中向Δθ_c附加的负号。这样，图13(c)的脉动转矩推定器16如果输入了图6和式(3)所示的通过轴误差运算器12得到的轴误差Δθ_c，则输出差转矩推定值Δτ_m ^{^}。

(脉动转矩电流指令值生成器11a)

接着，参照图14说明脉动转矩电流指令值生成器11a的具体结构。

在图14中，积分器94j对逆变器频率指令值ω₁进行积分，由此输出推定旋转角度位置θ_dc。在乘法器92o中，将推定旋转角度位置θ_dc乘以“2/P”(P是极数)，将其结果作为推定机械角度位置θ_r输出。余弦运算器96和正弦运算器97分别输出推定机械角度位置θ_r的余弦分量cosθ_r和正弦分量sinθ_r。

图13(c)的通过脉动转矩推定器16推定出的差转矩推定值Δτ_m ^{^}是相当于图10(a)所示的电动机转矩τ_m和负载转矩τ_L之间的差值的值。在单相坐标变换器32中，对差转矩推定值Δτ_m ^{^}乘以推定机械角度位置θ_r的余弦分量cosθ_r和正弦分量sinθ_r，如下式(5)、(6)所示，输出机械速度ω_r(机械角的一次分量)中的余弦分量Δτ_mc和正弦分量Δτ_ms。即，将差转矩推定值Δτ_m ^{^}坐标变换为以机械速度ω_r旋转的坐标系。

Δτ_mc＝cosθ_r×Δτm^{^}……(5)

Δτ_ms＝sinθ_r×Δτ_m ^{^}……(6)

在低通滤波器98c、98d中，差转矩推定值余弦分量Δτ_mc和差转矩推定值正弦分量Δτ_ms中的机械速度ω_r以上的分量衰减。接着，在减法器91j、91k中，求出差转矩推定值余弦分量Δτ_mc、差转矩推定值正弦分量Δτ_ms与各自的指令值(Δτ_mc ^*＝0、Δτ_ms ^*＝0)之间的差。然后，在比例器92t、92m中，对求出的差乘以积分增益Ki_atr，在积分器94h、94i中对各乘法运算结果进行积分。

这些积分结果成为脉动转矩电流指令值的余弦分量I_qsin ^* _c和正弦分量I_qsin ^* _s。然后，再次在单相坐标逆变换器37中根据下式(7)执行坐标变换。

Δτ_mm ^{^}＝cosθ_r+I_qsin ^* _c+sinθ_r×I_qsin ^* _s……(7)

通过该坐标变换，得到差转矩推定值Δτ_m ^{^}的机械速度ω_r的分量Δτ_mm ^{^}。在比例器92n中对差转矩推定值的机械速度分量Δτ_mm ^{^}乘以增益Ktrq，将该乘法运算结果作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*输出。此外，在本比较例子中，增益Ktrq是“1”。返回到图12，在加法器90a中，将脉动转矩电流指令值I_qsin ^*和转矩电流指令值I_tq ^*相加，将加法运算结果作为q轴电流指令值I_q ^*输出。

在此，再次参照图14，说明脉动转矩电流指令值生成器11a的整体动作。如果假设电动机转矩τ_m比负载转矩τ_L大，则差转矩推定值Δτ_m ^{^}为正值，因此减法器91j、91k的输出值为负值。这样，积分器94h、94i的积分结果减少，因此脉动转矩电流指令值I_qsin ^*也减少。由此，电动机转矩τ_m下降，因此差转矩推定值Δτ_m ^{^}接近零。

相反，如果差转矩推定值Δτ_m ^{^}为负值，则减法器91j、91k的输出值为正值，积分器94h、94i的积分结果增加，因此脉动转矩电流指令值I_qsin ^*增加。由此，电动机转矩τ_m上升，因此差转矩推定值Δτ_m ^{^}接近零。这样，在脉动转矩电流指令值生成器11a中，控制脉动转矩电流指令值I_qsin ^*使得差转矩推定值Δτ_m ^{^}接近零，因此能够抑制机械速度ω_r(机械角的一次分量)的各分量的转矩变动。

<比较例子2的问题点>

根据比较例子2，能够与周期性的负载变动、即差转矩推定值Δτ_m ^{^}的变动对应地，有效地抑制电动机6的噪声、振动。另一方面，如上述那样，能够对电动机控制装置1b内的各构成要素设定的响应频率有上限，该可设定的响应频率与电动机6的驱动频率(转速)对应地变动。因此，各构成要素的响应的特性具有频率依存性。另一方面，电动机6和负载装置9等的机构部具有多个机械共振频率。

图15表示出使用上述的电动机控制装置1b驱动电动机6和负载装置9时的振动(振动振幅值)的频率特性的例子。在整体上具有随着转速成为低速而振动振幅值变大的倾向。这是因为如果电动机6的速度降低，则惯性力减小。另外，在1500rpm附近出现峰值，但这是电动机6、负载装置9等机械系统的机械共振频率。

振动的频率特性还根据负载条件而变动。在图15中用虚线表示的频率特性是负载比实线重的情况下的例子。例如，如果压缩机构部500的吸入口505的压力和喷出口507的压力之间的差变大，则负载变大。在负载大的情况下，在3000rpm附近的高速区域中，振动的差也变小。另一方面，转速越是低速，则振动的增加(恶化)越是显著。

接着，图16是在某转速下变更了脉动转矩电流指令值生成器11a的积分控制的响应频率的情况下的振动和消耗功率的例子。此外，变更积分控制的响应频率，具体地说是变更图14的比例器92t、92m的积分增益Ki_atr。根据图16，通过降低响应频率(即减小积分增益Ki_atr)，振动振幅值变动，由此能够调整抑制周期脉动转矩时的有效程度。

如果减弱周期脉动转矩控制的有效程度(即降低控制响应频率)，则振动抑制效果也降低，因此振动振幅值变大。另一方面，可知到某控制响应频率fa为止消耗功率降低。这是因为与周期变动负载配合地产生的电动机的产生转矩的周期变动分量变小、即向电动机施加的电压的周期变动分量减小，因此抑制了消耗功率。

但是，如果与控制响应频率fa相比进一步降低控制响应频率(减弱周期脉动转矩控制的有效程度)，则消耗功率变为增加。这是因为周期变动负载和电动机的产生转矩的背离变大，速度变动过于增加。如果对以上进行总结，则可知振动抑制效果和消耗功率具有折中的关系，只要是允许范围内，通过允许某种程度的振动，能够降低消耗功率。比较例子2要单纯地抑制振动振幅，虽然确实能够抑制振动振幅，但产生消耗功率变大的问题。

[第一实施方式]

<第一实施方式的结构>

接着，参照图17、图18说明本发明的第一实施方式的结构。

如上述那样，在比较例子2的结构中，虽然能够抑制振动振幅，但存在消耗功率增大的问题。因此，第一实施方式兼顾振幅的抑制、消耗功率的削减。因此，在本实施方式中，如图17所示，代替比较例子2(参照图11)的电动机控制装置1b，而应用电动机控制装置1。两者的不同点在于：代替控制部2b而应用控制部2。在此，在图18中表示控制部2的结构。在控制部2中，代替比较例子2中的脉动转矩电流指令值生成器11a而应用脉动转矩电流指令值生成器11，进而追加了振动状态推定器17。

首先，参照图19说明振动状态推定器17的结构。

在图19中，峰值保持部80a、80b分别保持预定时间内的轴误差Δθ_c的最大值和最小值，并输出所保持的值。减法器91m输出两者的差、即轴误差Δθ_c的周期变动的振幅AmpPulΔθ_c。比较器81a对该振幅AmpPulΔθ_c和阈值PulJud1进行比较，在振幅AmpPulΔθ_c小于阈值PulJud1的情况下输出“1”，在为阈值PulJud1以上的情况下输出“0”。将从比较器81a输出的信号称为“振幅状态判定标志PulFlg”。

电动机6或负载装置9的振动的主要因素是电动机6的转速的变动。因此，图19的振动状态推定器17利用在图13(a)中说明的速度变动和轴误差Δθ之间的关系来推定振动。当然也可以根据轴误差Δθ_c的周期变动的振幅AmpPulΔθ_c推定振动振幅值，根据振动振幅值决定阈值PulJud1的值。但是，为了进行“振动是否是允许范围内”的判断，不一定需要振动振幅值，因此在本实施方式中，通过根据上述振幅AmpPulΔθ_c决定阈值PulJud1的值，来简化运算器的结构。这样，振幅AmpPulΔθ_c是“与电动机6或负载装置9的振动量对应地增减的振动对应量”，在本实施方式中，根据该振动对应量推定电动机或负载的振动。

接着，参照图20说明脉动转矩电流指令值生成器11的结构。脉动转矩电流指令值生成器11的结构，除了单相坐标变换器32的前级部分以外，与脉动转矩电流指令值生成器11a(参照图14)相同。即，在脉动转矩电流指令值生成器11a中，向单相坐标变换器32的输入信号始终是差转矩推定值Δτ_m ^{^}。与此相对，在本实施方式中，在单相坐标变换器32的前级插入开关82a，选择零信号和差转矩推定值Δτ_m ^{^}中的一方，将选择出的信号输入到单相坐标变换器32。

在此，根据振动状态判定标志PulFlg切换开关82a的状态。即，在振动状态判定标志PulFlg是“0”的情况(轴误差Δθ_c的周期变动大，推定为振动大的情况)下，选择差转矩推定值Δτ_m ^{^}，在振动状态判定标志PulFlg是“1”的情况(轴误差Δθ_c的周期变动小，推定为振动小的情况)下，选择零信号。

通过开关82a选择了差转矩推定值Δτ_m ^{^}的情况下的脉动转矩电流指令值生成器11的动作与比较例子2中的脉动转矩电流指令值生成器11a的动作相同。即，从脉动转矩电流指令值生成器11持续输出使差转矩推定值Δτ_m ^{^}接近零的脉动转矩电流指令值I_qsin ^*。

另一方面，如果通过开关82a选择零信号，则到积分器94h、94i的前级为止的信号全部是零信号。由此，积分器94h、94i的输出信号、即脉动转矩电流指令值正弦分量I_qsin ^* _s和脉动转矩电流指令值余弦分量I_qsin ^* _c也保持为固定值。

<第一实施方式的效果>

第一实施方式通过利用以上那样的结构，能够减弱周期脉动转矩控制的有效程度，能够抑制消耗功率。参照图21进一步详细说明其效果。在图21中，用虚线表示的波形表示不变更周期脉动转矩控制的有效程度的比较例子2的转速和消耗功率的迁移。在该例子中，到脉动转矩电流指令值生成器11的积分控制收敛为止，持续进行抑制振动那样的控制。由此，确实地抑制振动，但q轴电流指令值I_q ^*的变动分量的振幅增加，因此消耗功率也增加。

另一方面，在图21中用实线表示的波形是本实施方式的波形，在振动成为允许范围内的时刻t101、即通过振动状态推定器17而振动进入到允许范围内(振动状态判定标志PulFlg为“1”)的时刻，减弱周期脉动转矩控制的有效程度。在该例子中，q轴电流指令值I_q ^*的变动分量的振幅(以及相位)被固定在该时刻的值，因此与比较例子2的情况相比能够削减消耗功率。这样，在本实施方式中，通过减弱周期脉动转矩控制的有效程度，能够在将振动抑制为允许范围内的同时抑制消耗功率。

另外，可以在振动状态推定器17中，根据如何设定阈值PulJud1的值，对周期脉动转矩控制的有效程度进行操作。因此，可以与优先消耗电力的降低、还是优先振动抑制等的用途对应地变更阈值PulJud1。另外，也可以委托最终用户进行阈值PulJud1的变更。即，在最终用户希望“无论多少的振动都希望尽量抑制消耗电力”的情况下，将阈值PulJud1设定得高即可，如果希望“即使消耗电力稍微增加也希望尽量抑制振动”，则将阈值PulJud1设定得低即可。

[第二实施方式]

<第二实施方式的整体结构>

接着，参照图22说明本发明的第二实施方式的压缩机302的结构。此外，向与已经说明的比较例子1、2和第一实施方式所示的部分对应的部分附加相同的符号，省略其说明。

在压缩机302中，将作为动力源的电动机6和压缩机构部500安装在密闭容器511的内部。另外，经由布线电缆310将电动机6与电动机控制装置301连接。另外，与电动机6的转子6a结合的轴502和转子活塞501经由曲轴503连接。由此，与电动机6的旋转对应地转子活塞501偏心地旋转，执行吸入、压缩、喷出这样的一连串的工序。吸入泵508与吸入口连接，喷出泵509与喷出口连接，使制冷剂在与和压缩机302连接的外部系统之间循环。

轴502的一端被轴承510支持。在密闭容器511的底部存留润滑油，对轴承510和压缩机构部500进行润滑。向轴502的另一端附加平衡配重512，缓和由于转子活塞501的偏心产生的重量的不平衡。如果加重平衡配重512的重量，则惯性力矩增大，还能够减小因电动机6的产生转矩和负载转矩之间的差产生的速度变动。相反，电动机的加减速所需要的时间、以及能量都增加。

<脉动转矩电流指令值生成器11d的结构>

本实施方式的电动机控制装置301的不同点在于：代替第一实施方式的电动机控制装置1(参照图17)的脉动转矩电流指令值生成器11，而应用图23所示的脉动转矩电流指令值生成器11d。因此，参照图23说明脉动转矩电流指令值生成器11d的结构。

在脉动转矩电流指令值生成器11d中设置有积分器94j、乘法器92o、余弦运算器96、正弦运算器97、任意频率分量抑制器50、比例器92n。这些结构与比较例子2的脉动转矩电流指令值生成器11a(参照图14)相同。但是，在比较例子1中，直接将比例器92n的输出作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*输出，与此相对，在本实施方式中，比例器92n的输出信号并一定为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*。因此，在本实施方式中，将比例器92n的输出信号称为“指令值候选I_qsin ^* _TQ”。

另外，在本实施方式的脉动转矩电流指令值生成器11d中，设置有第二任意频率分量抑制器50c，在其内部设置有单相坐标变换器32、低通滤波器98e、98f、减法器91n、91p、比例器92p、92q、积分器94k、94m、单相坐标逆变换器37。这些构成要素具有与任意频率分量抑制器50内的对应的构成要素相同的功能。但是，向第二任意频率分量抑制器50c的输入信号是qc轴电流检测值I_qc的脉动分量，这与任意频率分量抑制器50不同。将第二任意频率分量抑制器50c的输出信号称为“指令值候选I_qsin ^* _ACR”。

指令值切换器54根据振动状态判定标志PulFlg、逆变器频率指令值ω₁，选择指令值候选I_qsin ^* _ACR、I_qsin ^* _TQ或零信号中的某一个，将选择出的信号作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*输出。

在此，如果研究选择指令值候选I_qsin ^* _TQ作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*的情况下的动作，则如在比较例子2中所述的那样，控制脉动转矩电流指令值I_qsin ^*使得差转矩推定值Δτ_m ^{^}接近零。电动机6或负载装置9的振动的主要因素是电动机6的转速的变动，由于电动机转矩τ_m和负载转矩τ_L之间的差即差转矩Δτ_m而产生转速的变动。因此，为了达到“减少振动”这样的目的，使作为其推定值的差转矩推定值Δτ_m ^{^}接近零是极适合的。但是，在该情况下，使q轴电流指令值I_q ^*和实际向定子6b供给的电流的振幅值向使差转矩推定值Δτ_m ^{^}接近零的方向变化，因此该振幅值的变动变大。

另一方面，研究选择指令值候选I_qsin ^* _ACR作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*的情况下的动作。在向第二任意频率分量抑制器50c供给的qc轴电流检测值I_qc中包含直流分量和脉动分量，但经由单相坐标变换器32，由此机械速度ω_r的脉动分量以外的分量衰减。由此，在第二任意频率分量抑制器50c中，控制脉动转矩电流指令值I_qsin ^*使得qc轴电流检测值I_qc接近固定值，即qc轴电流检测值I_qc的脉动分量接近零。

为了达到“降低消耗电力”这样的目的，这是极适合的。以下说明其理由。qc轴电流检测值I_qc脉动是指实际向定子6b供给的电流的振幅脉动。另外，定子6b的铜耗与电流值的平方成正比，因此脉动越大则铜耗越大。因此，可知为了抑制铜耗(降低消耗电力)，理想的是使流过定子6b的电流的振幅接近固定值，即qc轴电流检测值I_qc接近固定值。

接着，参照图24、图25说明指令值切换器54的动作。在图24(a)中表示假设在不进行周期脉动转矩控制的情况、即始终选择了零信号作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*的情况下，相对于机械速度ω_r实际在电动机6和负载装置9中产生的振动振幅值的例子。在图24(a)中，实线是轻负载时的振动振幅值的例子，虚线是重负载时的振动振幅值的例子，可知在双方的情况下，随着机械速度ω_r上升，振动振幅值都减小。

于是，如果推定了负载的大小(负载转矩τ_L的平均值)和机械速度ω_r，则根据图24(a)的特性可知能够推定振动振幅值。于是，推定出的振动振幅值相当于“与电动机(6)或负载装置(9)的(实际的)振动量对应地增减的振动对应量”，在本实施方式中，根据该振动对应量推定电动机或负载的振动。但是，在实际进行电动机6的控制时，不需要求出振动振幅值的推定值，只要判断“机械速度ω_r是否达到了某转速”就足够了。因此，机械速度ω_r在与“负载的大小(负载转矩τ_L的平均值)”的组合中，也相当于“与电动机(6)或负载装置(9)的振动量对应地增减的振动对应量”，本实施方式根据该振动对应量(机械速度ω_r或其推定值)推定电动机或负载的振动。

在此，在重负载时，也将振动振幅值小于预定的允许值Th1(第一阈值)的转速设为N1。该允许值Th1是与在图19中说明了的阈值PulJud1对应的值。这样，如图24(b)所示，在重负载时，振动状态判定标志PulFlg在机械速度ω_r为转速N1以上时为“1”，在小于转速N1时为“0”。另一方面，在轻负载时，在比转速N1低的转速N2时，振动振幅值为允许值Th1以下。这样，在轻负载时，阈值PulJud1在机械速度ω_r为转速N2以上时为“1”，在小于转速N2时为“0”。

在任意的情况下，在转速为N1以上时，振动状态判定标志PulFlg始终为“1”。因此，小于N1的转速是“转矩控制允许速度范围内”的转速，N1以上的转速为“转矩控制允许速度范围外”的转速。

在振动状态判定标志PulFlg为“1”时，与第一实施方式同样地，在指令值切换器54中选择零信号作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*。另一方面，在振动状态判定标志PulFlg为“0”时，在本实施方式中，选择指令值候选I_qsin ^* _ACR、I_qsin ^* _TQ中的一方作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*，但根据机械速度ω_r决定选择哪一个。此外，在本实施方式中，不设置位置传感器等，由此无法得到机械速度ω_r的实测值，因此实际上使用根据逆变器频率指令值ω₁推定出的机械速度ω_r。

参照图25(a)～(c)，说明在振动状态判定标志PulFlg为“0”时，在指令值切换器54中选择脉动转矩电流指令值I_qsin ^*的处理。如图25(a)所示，针对振动振幅值，确定比上述允许值Th1大的允许值Th2(第二阈值)。然后，在机械速度ω_r从最大值逐渐降低时，预先求出振动振幅值最初成为允许值Th2的转速。在图25(a)中，该转速在重负载时是N3，在轻负载时是N4。

指令值切换器54在振动状态判定标志PulFlg为“0”时，在机械速度ω_r小于该转速(N3或N4)的情况下，选择指令值候选I_qsin ^* _TQ，在机械速度ω_r为该转速(N3或N4)以上的情况下，选择指令值候选I_qsin ^* _ACR，将选择出的信号作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*输出。由此，在重负载时和轻负载时，与机械速度ω_r对应地选择的脉动转矩电流指令值I_qsin ^*如图25(b)、(c)所示那样。在任意的情况下，随着从振动振幅值大的低速区域朝向振动振幅值小的高速区域，脉动转矩电流指令值I_qsin ^*都按照指令值候选I_qsin ^* _TQ、指令值候选I_qsin ^* _ACR、以及零信号的顺序变化。

<第二实施方式的效果>

这样，根据本实施方式，在振动振幅值增大的低速区域中，执行使差转矩推定值Δτ_m ^{^}接近零的控制。另一方面，在振动振幅值减小的中速度区域中，进行使qc轴电流检测值I_qc的变动接近零的控制，在振动振幅值进一步变小的高速区域中，停止周期脉动转矩控制(选择零信号作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*)。

换言之，本实施方式具备：第一周期脉动转矩控制部(50)，其通过抑制第一参数(差转矩推定值Δτ_m ^{^})的变动，来抑制因负载转矩引起的电动机6的转速的变动；第二周期脉动转矩控制部(50c)，其通过抑制第二参数(qc轴电流检测值I_qc)的变动，来抑制因负载转矩引起的上述电动机6的转速的变动；选择部(54)，其根据振动对应量或转速，选择第一周期脉动转矩控制部(50)和第二周期脉动转矩控制部(50c)的某一方。

因此，根据本实施方式，能够与电动机6、负载装置9等的驱动条件对应地选择适当的控制状态，能够兼顾振动的抑制和消耗电力的降低。由此，能够削减平衡配重512的重量，还能够削减惯性力矩，因此能够改善启动特性，能够短时间地使吸入泵和喷出泵产生压力差。

[第三实施方式]

接着，说明本发明的第三实施方式的压缩机。本实施方式的压缩机与上述第一实施方式(图17)相同，但代替第一实施方式的脉动转矩电流指令值生成器11，而应用图26所示的脉动转矩电流指令值生成器11e。另外，除了振动状态推定器17以外，还应用图27所示的振动状态推定器17d。即，在本实施方式中，应用振动状态推定器17、17d的双方。因此，说明这些追加了的构成要素和不同的构成要素。

<振动状态推定器17d>

首先，参照图27，说明振动状态推定器17d的结构。在振动状态推定器17d中，与第一实施方式的振动状态推定器17(参照图19)同样地，设置有峰值保持部80a、80b和减法器91m，减法器91m输出轴误差Δθ_c的周期变动的振幅AmpPulΔθ_c。比较器81d对该振幅AmpPulΔθ_c和阈值PulJud4进行比较，在振幅AmpPulΔθ_c小于阈值PulJud4的情况下输出“1”，在除此以外的情况下输出“0”。将从比较器81d输出的信号称为“振幅状态判定标志PulFlgDS”。比较器81d的结构与第一实施方式的比较器81a近似，但不同点在于阈值PulJud4是阈值PulJud1的数倍左右的值。

<脉动转矩电流指令值生成器11e>

接着，参照图26说明脉动转矩电流指令值生成器11e的结构。在脉动转矩电流指令值生成器11e中设置有积分器94j、乘法器92o、余弦运算器96、正弦运算器97、单相坐标变换器32。它们的结构与比较例子2的脉动转矩电流指令值生成器11a(参照图14)相同。由此，从单相坐标变换器32输出上述式(5)、(6)所示的、差转矩推定值Δτ_m ^{^}在机械速度ω_r(机械角的一次分量)时的余弦分量Δτ_mc和正弦分量Δτ_ms。

另外，设置在单相坐标变换器32的后级的低通滤波器98c、98d、减法器91j、91k、比例器92t、92m、积分器94h、94i也与比较例子1相同。在比较例子1中，根据这些积分器94h、94i的输出信号直接决定脉动转矩电流指令值I_qsin ^*，但在本实施方式中并不直接决定脉动转矩电流指令值I_qsin ^*，因此将积分器94h、94i的输出信号的名称称为“积分结果余弦分量I_qnc ^*”、“积分结果正弦分量I_qns ^*”。

振幅相位运算器51将积分结果余弦分量I_qnc ^*和积分结果正弦分量I_qns ^*变换为由振幅值A和相位值θ_k构成的极坐标值。保持部52只在从振动状态推定器17(参照图19)供给的振动状态判定标志PulFlg为“0”的情况下，直接输出从振幅相位运算器51供给的振幅值A和相位值θ_k。然后，如果振动状态判定标志PulFlg从“0”上升为“1”，则将该时刻的振幅值A和相位值θ_k保持在保持部52中，此后持续输出所保持的振幅值A和相位值θ_k。如上述那样，对振动状态推定器17d(参照图27)应用的阈值PulJud4是对振动状态推定器17应用的阈值PulJud1的数倍左右的值。因此，在振动状态判定标志PulFlg从“0”上升为“1”的定时，从振动状态推定器17d输出的振动状态判定标志PulFlgDS也应该已经成为“1”。

相位固定振幅减少部55只在维持相位值θ_k不变而振动状态判定标志PulFlgDS为“1”的情况下，使振幅值A在每个预定的修正周期中阶段地衰减，将衰减后的结果作为振幅值AD输出。然后，如果振动状态判定标志PulFlgDS成为“0”，则使振幅值AD逐渐增加。然后，如果振动状态判定标志PulFlgDS再次成为“1”，则保持该时刻的振幅值AD。

接着，在余弦正弦分量分配部53中，根据从相位固定振幅减少部55输出的振幅值AD和相位值θk，生成余弦分量和正弦分量。在单相坐标逆变换部37中，根据这些余弦分量和正弦分量，合成差转矩推定值的机械速度分量Δτ_mm ^{^}。在比例器92n中对差转矩推定值的机械速度分量Δτ_mm ^{^}乘以增益Ktrq(在本实施方式中为“1”)，将该乘法运算结果作为脉动转矩电流指令值I_qsin ^*输出。

<第三实施方式的动作>

接着，参照图28说明本实施方式的动作。在图28(a)中，在时刻t1以前的期间中，对机械速度ω_r进行控制使其平均速度接近目标速度。在该期间中，在图28(c)的例子中，轴误差Δθ_c小于阈值PulJud1、PulJud4，但平均速度没有达到目标速度，不开始振动状态的评价，因此振动状态判定标志PulFlg、PulFlgDS都为“0”。

接着，在时刻t1，机械速度ω₁的平均速度达到目标速度，但由于设置振动状态的判定期间，因此在经过了若干时间后的时刻t2，开始振动状态的判定。如果参照图28(c)，则在时刻t2，轴误差Δθ_c小于阈值PulJud1、PulJud4，因此如图28(e)、(f)所示，振动状态判定标志PulFlg、PulFlgDS都上升为“1”。

振动状态判定标志PulFlg从“0”上升为“1”，由此在时刻t2以后，从相位固定振幅减少部55输出的振幅值AD在每个修正周期中阶段地减少。由此，如图28(d)所示，脉动转矩电流指令值I_qsin ^*的振幅阶段地减少，周期脉动转矩控制的有效程度减弱。如果参照图28(c)、(e)，则轴误差Δθ_c在时刻t3成为阈值PulJud1以上，因此振动状态判定标志PulFlg下降为“0”。

但是，相位固定振幅减少部55对振幅值AD的控制，先在时刻t2时振动状态判定标志PulFlg从“0”上升为“1”时开始，因此时刻t3时的下降应该对此后的控制不产生影响。如果在时刻t2以后，脉动转矩电流指令值I_qsin ^*阶段地减少，轴误差Δθ_c阶段地增加，则轴误差Δθ_c不久在时刻t4成为阈值PulJud4以上。

由此，在相位固定振幅减少部55中，输出的振幅值AD的值逐渐增加。其结果是轴误差Δθ_c在时刻t5再次小于阈值PulJud4，因此，此后继续输出该状态下的振幅值AD，脉动转矩电流指令值I_qsin ^*的振幅也变得固定。这样，在本实施方式中，在时刻t5以后减弱周期脉动转矩控制的有效程度，由此能够在使振动成为允许范围内的同时抑制消耗功率。

但是，在压缩机的动作中，例如也有时产生液状的制冷剂急剧地回流到压缩机这样的状况等、负载转矩τ_L急剧增加。因此，在机械速度ω_r或轴误差Δθ_c等的变动幅度超过预定的允许值的情况下，停止振幅值AD的保持，从最初开始重新执行图28所示的顺序即可。由此，在负载急剧变化等的异常时，也能够低振动地驱动压缩机。

[第四实施方式]

接着，参照图29说明本发明的第四实施方式的空调机。

在图29中，空调机300具备室内机303、室外机304、将两者连接起来的配管305。在室内机303中设置有室内热交换器306、向室内热交换器306送风的送风机307。另外，在室外机304中设置有压缩机302、控制该压缩机302的电动机控制装置301，两者经由布线电缆310连接。进而，在室外机304中设置有室外热交换器308、向该室外热交换器308送风的送风机309。在对室内进行制冷的情况下，在图上经由上侧的配管305从室外机304的室外热交换器308向室内机303的室内热交换器306供给制冷剂。在对室内进行制冷后气化的制冷剂经由下侧的配管305回流到压缩机302。压缩机302的结构与第二实施方式(参照图22)相同。

在这样的结构中，在压缩机302中，在机械角每旋转一周时，或由于作为负载的压缩机构部500的特性，产生脉动转矩。在空调机300中，为了削减地球变暖、电费，而强烈希望节能化。因此，一般通过逆变器驱动压缩机302使其可变速，来削减伴随着制冷供暖循环的启动/停止而产生的损耗。进而，理想的是通过提高住宅的隔热性能，在室内的温度暂时成为设定值后，使空调机300的能力最小化而继续动作。这样，对于电动机控制装置301和压缩机302，“更低速地驱动”是理想的。但是，在低速地驱动时，振动抑制成为大的问题。如果振动大，则不只是成为噪声的原因，还有可能在配管305中产生应力，降低寿命。

在构成压缩机302的电动机6的转子6a高速地驱动的情况下，根据惯性力矩的效果，即使电动机6的电动机转矩τ_m和负载转矩τ_L之间的差即差转矩Δτ_m大，对振动、噪声的影响也比较小。但是，在低速地驱动电动机6的情况下，差转矩Δτ_m对振动、噪声的影响大。安装压缩机302的空调机的室外机如其名称那样被设置在室外，但也有很多设置在接近居住空间的地方，因此理想的是尽量削减振动、噪声。因此，应用能够抑制周期性的负载变动并降低电动机的噪声、振动的电动机控制装置、即上述第一～第三实施方式所述的任意一个电动机控制装置作为图29中的电动机控制装置301。

一般，空调机具有以下的倾向，即在运转后不久冷却循环不稳定，因此负载变动变大，如果冷却循环稳定，则负载变动也稳定为均匀的变动。因此，理想的是在运转后马上通过脉动转矩控制进行充分的振动抑制，但在冷冻循环稳定后，理想的是调整周期脉动转矩控制的有效程度，在使振动成为允许范围内的同时抑制消耗功率。通过将上述第一～第三实施方式所述的任意一个电动机控制装置应用为图29中的电动机控制装置301，来满足该要求。

[变形例子]

本发明并不限于上述的实施方式，可以进行各种变形。为了容易理解地说明本发明而示例上述实施方式，并不限于一定具备所说明的全部结构。另外，可以将某实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，另外也可以向某实施方式的结构追加其他实施方式的结构。另外，可以对各实施方式的结构的一部分进行其他结构的追加/删除/置换。例如，如下这样对上述实施方式进行可能的变形。

<振动状态推定器的变形例子>

(1)在上述各实施方式中，也可以代替振动状态推定器17(参照图19)或振动状态推定器17d(参照图27)，而应用图30所示的振动状态推定器17b。

在图30中，峰值保持部80c、80d分别保持预定时间内的逆变器频率指令值ω₁的最大值和最小值并输出。减法器91n输出两者的差、即逆变器频率指令值ω₁的周期变动的振幅AmpPulω₁。比较器81b对该振幅AmpPulω₁和阈值PulJud2进行比较，在振幅AmpPulω₁小于阈值PulJud2的情况下输出为“1”的振动状态判定标志PulFlg2，在除此以外的情况下输出为“0”的振动状态判定标志PulFlg2。可以代替上述各实施方式中的振动状态判定标志PulFlg或PulFlgDS而使用该振动状态判定标志PulFlg2。

本变形例子的振动状态推定器17b特别适合用于低速区域。如式(3)那样使用反正切计算在上述实施方式的振动状态推定器17中应用的轴误差Δθ_c。并且，如果关注于式(3)的分母，则包含q轴电压指令值V_q ^*。根据式(2)，q轴电压指令值V_q ^*的第三项是感应电压常数和速度的积，由于是所谓的速度电动势，所以如果成为低速区域则值变小。即，式(3)在假设分子的变化、变动相同的情况下，反正切的值也变大。与此相对，在PLL控制器13(参照图8)中使用轴误差Δθ_c计算在本变形例子中应用的逆变器频率指令值ω₁，但能够根据PLL控制器13的比例积分控制的响应频率，将其变动范围抑制为适当的变动范围。这样，振幅AmpPulω₁是“与电动机(6)或负载装置(9)的振动量对应地增减的振动对应量”，本变形例子根据该振动对应量(振幅AmpPulω₁)推定电动机或负载的振动。

(2)另外，也可以代替上述各实施方式中的振动状态推定器17、17d，而应用图31所示的振动状态推定器17c。

向振动状态推定器17c输入εΔτ_mc和εΔτ_ms这样的2个信号。这些信号是指包含在脉动转矩电流指令值生成器11、11d、11e(参照图20、图23、图26)等中的减法器91j、91k的输出信号。即，是差转矩推定值Δτ_m ^{^}的与机械速度ω_r对应的余弦分量Δτ_mc、正弦分量Δτ_ms与各自的指令值(Δτ_mc ^*＝0、Δτ_ms ^*＝0)之间的差。

比较器81c如果输入的信号εΔτ_mc、εΔτ_ms的双方小于阈值PulJud3则输出为“1”的振动状态判定标志PulFlg3，如果至少某一方为阈值PulJud3以上，则输出为“0”的振动状态判定标志PulFlg3。可以代替上述各实施方式中的振动状态判定标志PulFlg或PulFlgDS而使用该振动状态判定标志PulFlg3。

在差转矩推定值Δτ_m ^{^}等中包含很多高次的振动分量的情况下，特别适合使用本变形例子的振动状态推定器17c。在上述各实施方式中的脉动转矩电流指令值生成器11、11d、11e(图20、图23、图26)中，如果从单相坐标变换器32输出了差转矩推定值余弦分量Δτ_mc和正弦分量Δτ_ms，则积分器94h、94i动作使得它们接近指令值(Δτ_mc ^*＝0，Δτ_ms ^*＝0)。

这样，信号εΔτ_mc、εΔτ_ms变小(都小于阈值PulJud3)意味着抑制了与在通过单相坐标变换器32和单相坐标逆变换器37进行坐标变换时使用的频率相同的频率分量。通过应用单相坐标变换，其他频率分量的灵敏度降低，因此例如即使在振动分量中包含多个高次分量，也能够容易地判断是否抑制了成为对象的频率分量(即机械速度ω_r的分量)。这样，信号εΔτ_mc、εΔτ_ms是“与电动机(6)或负载装置(9)的振动量对应地增减的振动对应量”，本变形例子根据该振动对应量(信号εΔτ_mc、εΔτ_ms)推定电动机或负载的振动。

(3)在上述变形例子以外，还能够使用可以通过控制部2直接或间接地检测的值或计算值来推定振动状态，因此当然也可以使用这些值构成振动状态推定器。例如可以根据从dq/3φ变换器4输出的电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*的瞬时值和理想的正弦曲线之间的差推定振动状态，也可以根据交流电流检测值I_u、I_w的瞬时值和正弦曲线之间的差来推定振动状态。另外，还可以根据由此求出的电动机6的消耗功率来推定振动状态。因此，这些电压、电流、功率等量是“与电动机(6)或负载装置(9)的振动量对应地增减的振动对应量”，可以根据这些振动对应量推定电动机或负载的振动。

(4)向上述各实施方式、比较例子、变形例子中的振动状态推定器17b、17d供给逆变器频率指令值ω₁，但也可以代替该指令值ω₁而供给转速指令值ω^*。另外，向第三实施方式的振动状态推定器17d(图27)供给轴误差Δθ_c，但也可以代替它而供给逆变器频率指令值ω₁或转速指令值ω^*。

<脉动转矩电流指令值生成器的变形例子>

(1)也可以应用图32所示的脉动转矩电流指令值生成器11b来代替第一实施方式中的脉动转矩电流指令值生成器11(图20)。

在图20中，向单相坐标变换器32的前级插入开关82a，与振动状态判定标志PulFlg的值对应地选择差转矩推定值Δτ_m ^{^}和零信号的某一个。在本变形例子中，向比例器92t、92m的前级插入开关82b、82c。另外，在振动状态判定标志PulFlg为“0”的情况下，通过开关82b、82c选择减法器91j、91k的输出信号(上述的信号εΔτ_mc、εΔτ_ms)，供给比例器92t、92m。

振动状态判定标志PulFlg为“0”的情况下的脉动转矩电流指令值生成器11b的动作与比较例子2中的脉动转矩电流指令值生成器11a(参照图14)的动作相同。即，从脉动转矩电流指令值生成器11b持续输出使差转矩推定值Δτ_m ^{^}接近零的脉动转矩电流指令值I_qsin ^*。

另一方面，如果振动状态判定标志PulFlg为“1”，则通过开关82b、82c选择零信号。由此，向积分器94h、94i供给的信号为零信号。由此，积分器94h、94i的输出信号、即脉动转矩电流指令值正弦分量I_qsin ^* _s和脉动转矩电流指令值余弦分量I_qsin ^* _c也保持为固定值。其结果是能够减弱周期脉动转矩控制的有效程度，能够抑制消耗功率。根据本变形例子，在振动状态判定标志PulFlg为“1”的情况下，能够省略单相坐标变换器32、低通滤波器98c、98d的运算，因此还具有能够缩短运算时间的效果。

(2)另外，也可以应用图33所示的脉动转矩电流指令值生成器11c来代替第一实施方式的脉动转矩电流指令值生成器11(图20)。

本变形例子的脉动转矩电流指令值生成器11c等于在比较例子2的脉动转矩电流指令值生成器11a(参照图14)中在积分器94h、94i和单相坐标逆变换器37之间插入了振幅相位运算器51、保持部52以及余弦正弦分量分配部53。

另外，振幅相位运算器51、保持部52以及余弦正弦分量分配部53与应用于第三实施方式的脉动转矩电流指令值生成器11e(参照图26)的相同。因此，如果从积分器94h、94i输出积分结果余弦分量I_qnc ^*、积分结果正弦分量I_qns ^*，则这些值在振幅相位运算器51中变换为极坐标值，输出振幅值A和相位值θ_k。

另外，保持部52只在从振动状态推定器17(参照图19)供给的振动状态判定标志PulFlg为“0”的情况下，直接输出这些振幅值A和相位值θ_k。并且，如果振动状态判定标志PulFlg从“0”上升为“1”，则将该时刻的振幅值A和相位值θ_k保持在保持部52中，此后持续输出所保持的振幅值A和相位值θ_k。在余弦正弦分量分配部53中，根据从保持部52输出的振幅值AD和相位值θ_k，生成余弦分量和正弦分量。在单相坐标逆变换部37中，根据这些余弦分量和正弦分量，合成差转矩推定值的机械速度分量Δτ_mm ^{^}。

如果对本变形例子和比较例子2的脉动转矩电流指令值生成器11a(图14)进行比较，则在本变形例子中，在振动状态判定标志PulFlg成为“1”后，能够减弱周期脉动转矩控制的有效程度，由此能够抑制消耗功率。另外，根据本变形例子，在振动状态判定标志PulFlg为“1”的情况下，可以省略到保持部52的前级为止的要素、即单相坐标变换器32、低通滤波器98c、98d、积分器94h、94i等的运算，因此还具有能够缩短运算时间的效果。

(3)如第三实施方式的脉动转矩电流指令值生成器11e(图26)、或上述图33的变形例子的脉动转矩电流指令值生成器11c那样，在使用单相坐标变换器32和单相坐标逆变换器37的脉动转矩电流指令值生成器中，能够进一步进行变形。即，在这些脉动转矩电流指令值生成器中，也可以在振动状态判定标志PulFlg为“1”时，将相位值θ_k限制为预定范围内。如果将相位值θ_k限制为预定范围内，则由此周期脉动转矩控制的效果减弱，因此与上述的各实施方式同样地，能够抑制消耗功率。

(4)向上述各实施方式、比较例子、变形例子中的脉动转矩电流指令值生成器11、11a～11e供给逆变器频率指令值ω₁，但也可以代替该指令值ω₁而供给转速指令值ω^*。

(5)在第三实施方式中，相位固定振幅减少部55(图26)使振幅值AD阶段地减少，但也可以使振幅值AD斜坡状地连续减少。

<电动机、负载装置等的变形例子>

(1)在上述各实施方式中，说明了电动机6使用在转子6a中具有永磁铁的永磁铁同步电动机的例子，但作为电动机6，可以使用其他电动机(例如感应机、同步机、开关磁阻电动机、同步磁阻电动机等)。另外，电动机6也可以不是三相电动机，例如可以是二相电动机、其他的多相电动机。根据电动机的种类，电压指令值运算部34中的运算方法变化，但除此以外能够应用与各实施方式的结构相同的结构，能够起到与各实施方式相同的效果。

(2)在上述各实施方式中，采用了非突极型的电动机作为电动机6，因此假定d轴和q轴的电感值相同，设定零作为d轴电流指令值I_d ^*。但是，也可以采用突极型的电动机作为电动机6。即，在突极型的电动机中，d轴和q轴的电感产生差，因此除了因q轴电流产生的转矩以外，还产生因d轴和q轴的电感的差产生的磁阻转矩。在该情况下，通过考虑到磁阻转矩来设定d轴电流指令值I_d ^*，能够以小的q轴电流产生相同的转矩。由此，起到能够削减消耗能量的效果。

(3)在上述各实施方式中，说明了使用旋转转子型的压缩机构作为负载装置9的例子，但也可以应用活塞线性地动作的往复型、或由涡轮状的回旋翼构成的滚动型等的压缩机构作为负载装置9。周期性的负载变动的特性根据各个压缩方式而不同，但在任意的压缩方式中，都有因压缩工序产生的负载变动。这些负载转矩变动特性分别不同，但也能够将具有上述单元的电动机控制装置同样地应用于压缩机构不同的情况，在任意的情况下都起到与上述各实施方式相同的效果。

(4)在上述各实施方式中，说明了应用压缩机作为负载装置9的例子，但可以采用具有周期性地变动的负载转矩特性的其他流体机械(例如泵)来作为负载装置9，在该情况下也起到与上述实施方式相同的效果。

(5)在上述各实施方式中，电动机6的轴502经由曲轴503与压缩机构部500的转子活塞501连接。因此，作为压缩机302的一连串的工序为电动机6的机械角的一个周期，其结果是负载转矩的变动也是机械角的一个周期。但是，例如在电动机6的轴和曲轴503之间，也可以追加齿轮等变速机构。在该情况下，负载转矩的变动以机械角的一个周期的预定值倍(该预定值有时是整数、有时不是整数)而变动，但预先知道负载转矩的变动周期，因此能够应用与上述各实施方式相同的内容，起到相同的效果。

(6)在上述各实施方式中，如图3(a)、(b)所示那样通过机械的连接来实现电动机6和负载装置9之间的动力传递。但是，根据润滑油的供油的结构、压缩或输送对象(例如有害气体)，也可以通过包含磁连接的机构来隔离电动机6和负载装置9，提高安全性、维护性。

<其他各部的变形例子>

(1)在上述各实施方式中，通过图9所示的电流指令值生成器10生成转矩电流指令值I_tq ^*，但也可以从未图示的上位控制系统等得到转矩电流指令值I_tq ^*。

(2)在上述各实施方式中，在控制轴上控制电压、电流，但也可以实际调整向电动机6施加的电压的振幅和相位来控制电动机6。另外，在上述各实施方式中，根据控制轴上的d轴、q轴电流指令值I_d ^*、I_q ^*，求出d轴、q轴电压指令值V_d ^*、V_q ^*(参照图7)，根据d轴、q轴电压指令值V_d ^*、V_q ^*求出三相的电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。但是，也可以根据d轴、q轴电流指令值I_d ^*、I_q ^*求出三相的电流指令值，根据该三相的电流指令值求出三相的电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。

(3)在上述各实施方式中，将分流电阻器25与直流电压源20串联连接，但除此以外在采用保护开关元件22的手段等情况下，也可以省略分流电阻器25。

(4)在上述各实施方式中，通过电流检测部7直接检测从电力变换电路5向电动机6供给的电流，但也可以采用单分流电流检测方式的电流检测部来代替该电流检测部7。单分流电流检测方式例如是指通过测定分流电阻器25的电压下降来测定直流电压源20的输出电流，求出交流侧的电流。这利用了与电力变换电路5的各相的交流电流同等的电流流过分流电阻器25的情况。流过分流电阻器25的电流随着时间而变化，因此以驱动信号24a～24f变化的定时为基准，在适当的定时进行电流检测即可。

(5)在上述各实施方式中，控制部2由微计算机、DSP等半导体集成电路(运算控制部)构成，但例如也可以通过ASIC(面向特定用途的IC)等硬件来实现各实施方式的结构、功能、处理部、处理步骤等的一部分或全部。另外，在使用微计算机、DSP等半导体集成电路的情况下，也可以将对它们应用的程序存储在存储介质中发布，或通过传输路径发布。

Claims (10)

1.一种电动机控制装置，其特征在于，具备：

电力变换电路，其将直流电压变换为交流电压，通过上述交流电压驱动与负载装置连接的电动机；

控制部，其输出驱动上述电力变换电路的驱动信号，其中，

上述控制部具备：

振动状态推定部，其根据与上述电动机或上述负载装置的振动量对应地增减的振动对应量，推定上述电动机或上述负载装置的振动状态；以及

驱动信号决定部，其根据上述振动对应量决定上述驱动信号；

上述驱动信号决定部具备：

第一周期脉动转矩控制部，其通过抑制第一参数的变动，来抑制因上述负载转矩引起的上述电动机的转速的变动；

第二周期脉动转矩控制部，其通过抑制第二参数的变动，来抑制因上述负载转矩引起的上述电动机的转速的变动；以及

选择部，其根据上述振动对应量或上述转速，选择上述第一周期脉动转矩控制部和上述第二周期脉动转矩控制部中的某一方。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述振动状态推定部还具备：

振动判定部，其判定上述振动对应量是否为预定的阈值以上。

3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述负载装置的负载转矩以具有上述电动机的机械角的一个周期的预定值倍的长度的脉动周期变动，

在上述振动对应量为上述阈值以上的情况下，上述驱动信号决定部进行抑制因上述负载转矩引起的上述电动机的转速的变动的周期脉动转矩控制。

4.根据权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，

在上述转速在预定的转矩控制允许速度范围内，并且上述振动对应量为上述阈值以上的情况下，上述驱动信号决定部进行上述周期脉动转矩控制，另一方面，如果上述转速脱离上述转矩控制允许速度范围，则停止上述周期脉动转矩控制。

5.根据权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述电动机是多相电动机，

上述电动机控制装置还具备：

坐标变换部，其将从上述电力变换电路向上述电动机施加的多相电压或向上述电动机供给的多相电流变换为旋转坐标中的值；以及

逆坐标变换部，其将上述旋转坐标中的值变换为上述多相电压或上述多相电流，

上述驱动信号决定部对因上述负载转矩引起的上述电动机的转速的变动进行反馈控制，并且如果上述振动对应量小于上述阈值，则固定上述旋转坐标中的值的相位和振幅中的至少一方。

6.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述振动对应量是上述转速的变动幅度、向上述电动机供给的电流的振幅值的变动幅度、向上述电动机施加的电压的振幅值的变动幅度、向上述电动机供给的功率的振幅值的变动幅度以及在上述电动机或上述负载装置中产生的振动振幅的推定值中的任意一个或多个的值。

7.根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述第一周期脉动转矩控制部控制向上述电动机供给的电流的振幅值，使得上述转速的变动幅度变小，

上述第二周期脉动转矩控制部控制向上述电动机供给的电流的振幅值，使得向上述电动机供给的电流的振幅值的变动变小，

如果上述振动对应量小于第一阈值，则上述选择部停止周期脉动转矩控制，

如果上述振动对应量为第一阈值以上并且小于第二阈值，则上述选择部选择上述第二周期脉动转矩控制部，

如果上述振动对应量为第二阈值以上，则上述选择部选择上述第一周期脉动转矩控制部。

8.一种压缩机，其特征在于，具备：

权利要求1记载的电动机控制装置；

被上述电动机控制装置驱动的电动机；

与上述电动机连接的压缩机构部；以及

容纳上述电动机和上述负载装置的容纳容器。

9.一种空调机，其特征在于，具备：

权利要求8记载的压缩机；

与上述压缩机连接的室内热交换器；以及

与上述压缩机和上述室内热交换器连接的室外热交换器。

10.一种计算机可读存储介质，其上存储有程序，该程序被应用于电动机控制装置，该电动机控制装置具备：电力变换电路，其将直流电压变换为交流电压，通过上述交流电压驱动与负载装置连接的电动机；控制部，其具备计算机，输出驱动上述电力变换电路的驱动信号，其特征在于，

该程序用于使上述计算机作为以下各部发挥功能：

振动状态推定部，其根据与上述电动机或上述负载装置的振动量对应地增减的振动对应量，推定上述电动机或上述负载装置的振动状态；以及

驱动信号决定部，其根据上述振动对应量决定上述驱动信号；

上述驱动信号决定部具备：

第一周期脉动转矩控制部，其通过抑制第一参数的变动，来抑制因上述负载转矩引起的上述电动机的转速的变动；

第二周期脉动转矩控制部，其通过抑制第二参数的变动，来抑制因上述负载转矩引起的上述电动机的转速的变动；以及

选择部，其根据上述振动对应量或上述转速，选择上述第一周期脉动转矩控制部和上述第二周期脉动转矩控制部中的某一方。