CN105048891B - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机控制装置，在与电动机连接的负载具有与旋转角度对应的位置依赖性或周期性的情况下，也能够实现装置的高效化。电动机控制装置的特征在于，具有：将直流电力变换为交流电力的电力变换电路、通过电力变换电路驱动的电动机、与电动机机械或磁连接的机构部、将所述电力变换电路的通电方式切换为120度通电方式和180度通电方式的切换单元、以及检测或推定机构部或电动机的负载的单元，在负载比预定值轻的期间以120度通电方式驱动电动机，其他期间以180度通电方式驱动电动机。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明涉及电动机控制装置。

背景技术

作为本技术领域的背景技术，例如有日本特开2010-89772号公报(专利文献1)。该公报中记载有如下内容：“不管基于旋转速度运算单元运算出的旋转速度(电动机的实际旋转速度)的通常控制部的切换，都根据由消耗电流检测单元检测出的消耗电流，即根据电动机的实际负载使驱动方式最佳化”。

现有技术文献

专利文献1：日本特开2010-89772号公报

所述专利文献1中记载有如下结构：使电动机的旋转速度高精度地跟随于目标旋转速度，能够提升操舵感觉，并且能够提升电动机的效率。但是，专利文献1的动力转向装置(power steering)没有考虑到与电动机连接的负载具有与旋转角度位置相对应或者周期性地变动的成分时的装置的高效化。

发明内容

因此，本发明提供一种在与电动机连接的负载具有与旋转角度对应的位置依赖性或周期性的情况下，也能够实现装置的高效化的电动机控制装置。

为了解决上述课题，例如采用如下结构。

本发明包含解决上述课题的多种手段，但是如果列举其中一个示例，则本发明的电动机控制装置具有：将直流电力变换为交流电力的电力变换电路、通过所述电力变换电路驱动的电动机、以及与所述电动机机械或磁连接的机构部，所述电动机控制装置将所述电力变换电路的通电方式切换为120度通电方式和180度通电方式，其中，所述电动机控制装置具有检测或推定所述机构部或所述电动机的负载的单元，在所述负载比预定值轻的期间以120度通电方式驱动所述电动机，在其他期间以180度通电方式驱动所述电动机。

发明效果

根据本发明提供一种电动机控制装置，在与电动机连接的负载具有与旋转角度对应的位置依赖性或周期性的情况下，也能够实现装置的高效化。

上述以外的课题、结构以及效果通过以下的实施方式的说明将进一步明确。

附图说明

图1是电动机控制装置的结构图的示例。

图2是坐标轴的说明图。

图3是控制轴与三相轴的关系图的示例。

图4是电力变换电路的结构图的示例。

图5是机构部(压缩机构部)的结构图的示例，其中，分别是从上方观察的图和从横向观察的图。

图6是负载转矩相对于转子位置的变化的示例。

图7是120度通电方式的开关方式的示例。

图8是PWM信号生成器的示例。

图9是模式判定器的示例。

图10是根据电流生成通电方式切换信号的结构的示例。

图11是表示电流与通电方式切换信号的关系的示例。

图12是根据速度生成通电方式切换信号的结构的示例。

图13是根据电压生成通电方式切换信号的结构的示例。

图14是向量控制的结构图的示例。

图15是PLL控制器的示例。

图16是速度控制器的示例。

图17是电流控制器的示例。

图18是根据直流电压生成通电方式切换信号的结构的示例。

图19是根据位置生成通电方式切换信号的结构的示例。

图20是冰箱的示例。

图21是180度通电方式的开关方式的示例。

图22是180度通电方式的开关方式的其他示例。

图23是120度通电比率的时间变化的示例。

图24是通电模式与电角相位的关系图的示例。

图25是电角相位与通电模式的关系图的示例。

图26是三相电压指令值与输出电压的关系的示例。

符号说明

1 电动机控制装置

2 控制部

3 电压指令值生成器

5 电力变换电路

6 电动机

32 通电方式切换单元

41 位置速度推定单元

301 冰箱

500 压缩机构部

503 曲轴

具体实施方式

以下，使用附图对本发明的实施例进行说明。

【实施例1】

以下，使用附图对本发明的实施例进行说明。另外，关于本发明的说明的顺序，作为其前提，首先明确一般的电动机控制系统的结构和该电动机控制系统的消耗能量的问题。然后，对本发明进行具体的说明。

<整体结构的说明>

图1是本实施例的电动机控制装置的结构图的示例。电动机控制装置1大致由以下部分构成：电力变换电路5，其输出交流电力；电动机6，其通过该电力变换电路5来驱动；机构部500，其与电动机6机械连接或磁连接；以及控制部2，其直接或间接地对流经电动机6的电流、或电动机6的位置或速度进行检测并运算向电动机6施加的电压指令值。

如该图所示，在电动机控制系统中，通过电动机控制装置1提供的交流电压或电流将电动机6控制成所希望的速度和转矩，驱动与电动机6耦合的负载9。

该情况下，作为被驱动侧的电动机6能够应用各种电动机。本发明并不对电动机6的动作原理进行限定，但是在以下的说明中，以电动机6对转子使用具有永久磁铁的永久磁铁同步电动机为示例来进行说明。

接下来，对包括负载9的、这些主要功能的结构和动作进行说明。

<电力变换电路的说明>

图4是电力变换电路的结构图的示例。电力变换电路5由反相器(inverter)21、直流电压源20以及栅极驱动器电路23构成。反相器21由开关元件22(例如，IGBT、MOS-FET等半导体开关元件)构成。将这些开关元件22串联连接，构成U相、V相、W相的上下臂。各相的上下臂的连接点与电动机6接线。开关元件22以控制部2生成的驱动信号为基础，根据栅极驱动器电路23输出的脉冲状的栅极信号(24a～24f)来进行开关动作。通过开关直流电压源20来输出电压，从而能够将任意频率的三相交流电压施加给电动机6，由此对电动机进行可变速驱动。

另外，控制部2生成的驱动信号与由栅极驱动器电路23生成(放大)的栅极信号由于信号电平(例如，5V和15V)等不同，因此两者是不同的信号。但是，即使在本发明中将栅极驱动器电路23作为理想电路来处理，也完全不会对本发明的目的和效果造成影响，因此只要没有特别说明，在本实施例中将以后出现的驱动信号和栅极信号作为相同意思来处理。

将分流电阻25附加到电力变换电路5的直流侧的情况下，能够用于在过大的电流流过时用于保护开关元件22的过电流保护电路或后述的单分流电流检测方式等中。由此，可获得提升安全性和削减部件数量的效果。

<压缩机构部的说明>

本发明解决作为包含电动机和负载等机械部分在内的系统的消耗能量的问题，为此先明确与负载相关的具体课题。在此，对使用压缩机构作为负载9的情况进行说明。

如图5所示，机构部(压缩机构部)500以电动机6为动力源来驱动活塞501。由此，进行压缩动作。曲轴503与电动机6的轴502连接，将电动机6的旋转运动变换为直线运动。与电动机6的旋转对应地，活塞501也进行动作、进行吸入、压缩、排出等一连串的工序。电动机6与活塞501之间的动力传递大多如图5所示那样机械连接，但是根据润滑油的供油结构和压缩或输送对象(例如有害气体)的不同，也包括磁连接的机构，从而获得提高安全性和维护性的效果。

压缩机构的工序，首先从设置在气缸504上的吸入口505吸入冷却剂。然后，关闭阀506后进行压缩，从排出口507排出压缩后的冷却剂。

在一连串的工序中，施加于活塞501的压力发生变化。从驱动活塞的电动机6来看，这意味着负载转矩周期性地发生变化。图6表示机械角旋转1圈中的、负载转矩相对于转子的旋转角度位置θd的变化的示例。在图6中，作为电动机6示出了4极电动机的示例，因此电角的2个周期相当于机械角的1个周期。例如，在电动机6是6极的情况下，电角的3个周期相当于机械角的1个周期。转子的位置与活塞的位置关系由组装来决定，但是在图6中示出了将活塞的下死点设为机械角的0°，负载转矩相对于活塞位置的变化。特征在于，随着压缩工序的进行，负载转矩变大，在排出工序中，负载转矩急剧地变小。从图6可知，在旋转1圈中负载转矩发生变动。由于负载转矩在每次旋转时变动，因此从电动机6来看负载转矩周期性地发生变动。

例如，即使使用相同的压缩机构部500，负载转矩的变动也会根据电动机6的转速、吸入口505或排出口507的压力、吸入口505与排出口507的压力差等而变化。阀506的开闭时刻与活塞的位置的关系根据阀506的结构而改变。例如，在使用了通过吸入口505与气缸504内的压力差而动作的简易的阀的情况下，阀的开闭时刻根据压力条件而改变。即，在一圈中负载转矩成为最大的活塞位置也发生变化。

<系统的消耗能量的问题>

图6的负载转矩相对于旋转角度位置(机械角)的波形与电力变换电路输出的电压振幅大致等价。电压振幅直接与电力变换电路的开关元件的开关占空比(各相上下臂的接通断开比率)成比例。也就是说，在旋转1圈中开关占空比大幅变化。

电力变换电路的开关元件不仅有通电时的损失(导通损失)，还存在每次开关时产生的损失(开关损失)。关于导通损失，对开关元件的特性的依赖性高。开关损失也依赖于开关元件的特性，但是通过变更驱动信号的生成方法，可以减少损失。

也就是说，电动机控制系统的消耗能量有时根据控制部2的结构而大幅变化。换言之，通过钻研控制部2的结构能够达成系统的消耗能量的削减。

因此，本发明的目的之一是提供一种即使在与电动机连接的负载具有与旋转角度位置对应地或周期性地变动的成分的情况下，也能够实现系统的高效化的电动机控制装置，

在本实施例中，压缩机构部500的活塞501以直线运动的往复式为例进行说明，但是作为压缩机构的其他方式存在通过活塞旋转来进行压缩的旋转式和由涡旋状的回转翼构成的涡旋式等。虽然周期性的负载变动的特性根据各压缩方式而不同，但是在每个压缩方式中都存在由压缩工序引起的负载变动。不仅是压缩机，就连驱动泵等产业设备的电动机控制系统的负载也具有与旋转角度位置对应地、周期性地变动的成分。这些负载转矩变动特性彼此不同，但是具有后述的单元的电动机控制装置即使在压缩机构不同的情况下也能够同样地应用，在任意情况下都能够达成本发明的目的。

为了达成本发明的目的，提供一种电动机控制装置，在与电动机连接的负载具有与旋转角度对应的位置依赖性或周期性的情况下，也能够实现装置的高效化。在本发明中，通过具有将电力变换电路的通电方式切换成120度通电方式和180度通电方式的单元、和检测或推定机构部或电动机的负载的单元，来达成目的。

<通电方式(120度通电方式)的说明>

接下来，与通电方式一起，对用于使本发明中重要的电力变换电路5进行开关动作的驱动信号的生成方法进行说明。

PWM信号生成器33根据通电方式切换指令来选择120度通电方式或180度通电方式，并且生成对应于输入的电压指令值的驱动信号。另外，对于通电方式切换指令和电压指令值的生成，在后面进行叙述。

120度通电方式针对电力变换电路5的三相上下臂中的两相使其进行开关动作。即，设置不施加电压的非通电相(开放相)。着眼于某一相时，由于通过电角对每180度的相位中的120度的期间进行开关，因此称为120度通电方式。根据施加于电动机的电压的波形，也被称为方形波驱动。在通过120度通电方式驱动的电动机中流过梯形波状的电流。

即使在120度通电方式中，开关的方法也存在若干方式。例如，使用图7所示的方式中的任一种即可。图7概念性地表示电角1个周期中的上下臂的驱动信号。图中的Gp表示上臂的驱动信号，Gn表示下臂的驱动信号。

为了使向电动机施加的电压变大，也存在使通电的相位增加到150度左右的方法。在本发明中，也将该方式称为120度通电。

<通电方式(180度通电方式)的说明>

180度通电方式基本使电力变换电路5的三相的上下臂全部进行开关动作。图21表示基于标准的三角波比较方式的驱动信号的生成方法。图21示出了电角360度中的电压指令值和用于生成驱动信号的三角波载波信号。将两者进行比较，根据大小关系生成如图中那样的上臂的驱动信号Gp以及下臂的驱动信号Gn。

180度通电方式在电角的一个周期中使上下臂都进行开关，因此称为180度通电。该方式由于对电动机施加正弦波上的电压，因此也被称为正弦波驱动。正弦波状的电流流经通过180度通电方式驱动的电动机。

上下臂的开关元件可能因栅极驱动器电路23或开关元件自身的延迟引起短路，因此，实际上施加上下臂双方成为开关断开的空载时间(dead time，数微秒～数十微秒左右)而成为最终的驱动信号。但是，空载时间完全不影响本发明的目的和效果，因此在本实施例中示出了理想的驱动信号。当然，作为附加了空载时间的结构也没有问题。

为了最大限度地利用电力变换电路5的直流电压源20，也存在将电角60度的区间、单个臂的开关元件维持为接通状态的驱动信号生成方法。图22是基于该方式的电压指令值与驱动信号的关系的示例。该方法中，由于一定区间驱动信号没有变化，因此乍一看，与120度通电的驱动信号相似，但是实际上施加到电动机上的电压与正弦波状近似，因此也将该方式称为180度通电。

作为最大限度地利用电力变换电路5的直流电压源20的其他方式，也存在对正弦波状的三相电压指令值进行三次谐波加法运算，并以该三次谐波加法运算后的电压指令为基础生成驱动信号的方法。另外，没有对本方式的电压指令值与驱动信号的关系进行图示。在该方法中基本上使三相全部进行开关动作。在本发明中也将该方式称为180度通电。

当很难只通过驱动信号来区别通电方式时，使驱动信号通过低通滤波器(lowpass filter)，由此能够容易地区别180度通电方式与120度通电方式。

<通电方式切换方法的说明>

接下来，对切换180度通电方式与120度通电方式的单元进行说明。关于驱动信号的生成，分别为了180度通电方式和120度通电方式，可以独立地具有电压指令运算单元或PWM信号生成单元，但是在本发明中，以实现两个通电方式的顺畅的切换和简化结构要素为目的，具有共用的电压指令运算单元和PWM信号生成单元。

图8表示PWM信号生成器33的结构例。PWM信号生成器33输入通电方式切换指令信号、电压指令值以及相位指令值，并输出驱动信号。关于电压指令运算单元在后面进行叙述，但是将dq轴的电压指令值输入到PWM信号生成器33中。

dq/3Φ变换器4与旋转角度位置(相位)对应地将d轴以及q轴电压指令值(Vd*以及Vq*)坐标变换成三相电压指令值(Vu*、Vv*、Vw*)。在本发明中，通过180度通电方式和120度通电方式来变更dq/3Φ变换器4所使用时的旋转角度位置(相位)，从而实现通电方式的切换。

图9表示模式判定器58的结构例。模式判定器58按照通电方式切换信号，在选择180度通电方式时直接输出所输入的旋转角度位置(相位)，并且输出通电模式0。另一方面，在选择120度通电方式时，通过相位通电模式变换器如图25所示在电气为30度、90度、150度、210度、270度六个时刻来改变相位(通电模式)，并且通过通电模式相位变换器54如图24所示与通电模式对应地输出相位。即，在120度通电方式下，将dq/3Φ变换器4所使用的相位固定为六种。

这样，图26表示通过180度通电方式和120度通电方式变更了dq/3Φ变换器4所使用时的旋转角度位置(相位)的情况下的三相电压指令值(Vu*、Vv*、Vw*)的示例。

选择180度通电方式时，由于直接将输入到模式判定器58中的旋转角度位置(相位)输出，因此成为在图26中通过点线所示的正弦波状的电压指令值。另一方面，选择120度通电方式时，固定为每60度的6种相位，其结果成为实线以及虚线所示的方形波上的电压指令值。将这些输入到PWM定时器46中。

PWM定时器46将各相的电压指令值与用于生成驱动信号的三角波载波信号进行比较，通过大小关系来生成上下臂的驱动信号。

选择120度通电方式时，即通电模式为0以外时，与该通电模式对应地，如图26的虚线所示，使非通电相(中间相)的上下臂的驱动信号设成断开或非激活后输出。

由此，即使是具有共用的电压指令运算单元和PWM信号生成单元的结构，也能够通过通电方式切换信号来自由地选择180度通电方式和120度通电方式，能够实现顺畅的切换，并且也能够达成结构要素的简化。

<对电压指令值的生成的说明>

接下来，对电压指令值的生成进行说明。为了决定施加到电动机6上的电压需要考虑电压的大小、电压的波形、电压相对于电动机6的转子位置的相位这三点。以下，对控制部的结构例和决定方法一起进行说明。首先，作为其前提从坐标系进行说明。

<电动机、坐标轴的定义的说明>

如上所述，本实施例是使用了转子具有永久磁铁的永久磁铁同步电动机作为电动机6的示例。因此，对使控制轴的位置与转子的位置为基本同步进行说明。另外，实际上在加减速时或负载变动时的过渡状态下，有时控制轴的位置和转子的位置会发生偏差(轴误差)。在发生轴误差的情况下，有时电动机实际产生的转矩减少，或发生电流畸变或暴涨。

通过从流经电动机的电流以及电动机施加电压输出电动机的推定位置的无位置传感器控制而得到转子的旋转角度位置信息。此时，将转子的主磁通方向的位置设为d轴，定义出由从d轴向旋转方向电行进90度(电角90度)的q轴构成的d-q轴(旋转坐标系)。转子的旋转角度位置θd表示d轴的相位。与此相对地，将控制方面的虚拟转子位置设为dc轴，并定义出由从此向旋转方向电行进90度的qc轴构成的dc-qc轴(旋转坐标系)。在本实施例中，以在作为该旋转坐标系的控制轴上控制电压或电流为基本，但是也能够单纯地调整电压的振幅和相位来控制电动机。图2表示这些坐标轴的关系。另外，在以后的说明中，将d-q轴称为实轴，将dc-qc轴称为控制轴，将实轴与控制轴的偏差即误差角称为轴误差△θc。

图3表示作为固定坐标系的三相轴与控制轴之间的关系。以U相为基准而定义为dc轴的旋转角度位置(推定磁极位置)θdc。dc轴向图中的圆弧状的箭头方向(逆时针方向)旋转。因此，通过对旋转频率(后面所示的反相器频率指令值ω1)进行积分，从而获得推定磁极位置θdc。

<控制部的说明>

控制部2由以下部分构成：位置速度推定单元41，其输入流过电动机6的交流电流或流经电力变换电路的直流侧的电流，并输出转子的推定旋转角度位置以及推定旋转速度；通电方式切换单元32，其输出用于切换通电方式的通电方式切换指令信号；PWM信号生成器33，其输入通电方式切换指令信号和电压指令值，并输出驱动信号；以及电压指令值运算单元34，其对电压指令值进行运算。

控制部2大部分由微机(微型计算机)和DSP等半导体集成电路(运算控制单元)构成，通过软件等来实现。

<电流检测单元的说明>

在位置速度推定单元41使用流经电动机6的电流时，使用电流检测单元7来对流经电动机6或电力变换电路5的三相交流电流内的、流经U相和W相的电流进行检测。图4表示电流检测单元的结构例。例如，能够通过CT(Current Transformer，变流器)等构成。在采用该结构时，存在如下优点：不论电力变换电路5的开关状态，能够在任意时刻检测电流。

另外，即使检测出所有相的交流电流也没有关系，依据基尔霍夫定律，如果能够检测出三相中的两相，则能够从检测出的两相计算出另一相。

作为对流经电动机6或电力变换电路5的交流电流进行检测的其他方式，例如存在从流经附加在电力变换电路5的直流侧的分流电阻25的直流电流，检测出电力变换电路5的交流侧的电流的单分流电流检测方式。该方式利用了如下内容：通过构成电力变换电流5的开关元件的通电状态，使与电力变换电路5的各相交流电流同等的电流流经分流电阻25。由于流经分流电阻25的电流时间性地变化，因此需要以驱动信号变化的时刻为基准在适当的时刻进行电流检测。虽然没有图示，但是电流检测单元12使用单分流电流检测方式也没有问题。

<电压指令生成方法的示例的说明>

为了以180度通电来驱动电动机6，如上所述优选通过dc-qc轴(旋转坐标系)来进行控制。为了在旋转坐标系上进行控制需要从三相交流轴变换坐标，但是具有在旋转坐标上能够将电压和电流作为直流量处理的优点。

因此，使用推定磁极位置θdc，将电流检测单元7检测出的三相交流轴的电动机电流检测值122坐标变换为dc-qc轴，并获得d轴以及q轴的电流检测值(Idc以及Iqc)。同样地，使用推定磁极位置θdc，将后述的由电压指令值生成器3生成的dc-qc轴上的电压指令值坐标变换为三相交流电压指令值。

接下来，对位置速度推定单元41的动作进行说明。图15是位置速度推定单元41的结构例。位置速度推定单元41主要由轴误差运算器10、PLL控制器13以及积分器15等构成。

本实施例的位置速度推定单元41以轴误差△θc的运算值为基础。轴误差运算器10输入控制轴上的电流检测值(Idc以及Iqc)和后述的电压指令值(Vd*以及Vq*)，通过如下数学式输出实轴与控制轴的轴误差△θc。

【数学式1】

PLL控制器13以轴误差△θc成为轴误差指令值△θ*(通常是0)的方式输出反相器频率指令值ω1。通过减法器17a求出轴误差指令值△θ*与轴误差△θc的差，通过乘法器18a在该差上乘以比例增益Kp_pll进行比例控制得到运算结果，通过乘法器18b在该差上乘以积分增益Ki_pll并通过积分器15b对其进行积分进行积分控制得到运算结果，将该两个运算结果通过加法器16a进行相加，输出反相器频率指令值ω1。

在稳定状态下，从轴误差△θc为零这一点，在永久磁铁同步电动机中控制轴的位置与转子的位置基本同步这一点，反相器频率指令值ω1相当于电动机的速度。即，也被称为速度推定值。

转子的旋转角度位置θd(电角相位)通过对速度进行积分而获得。因此，积分器15a的输出为旋转角度位置θd。

接下来，对电压指令值运算单元34的动作进行说明。图14是电压指令值运算单元34的结构例。电压指令值运算单元34例如由速度控制器14、电流控制器12、通电方式切换开关59、电压指令值生成器3、以及dq/3Φ变换器4等构成。

电压指令值生成器3将从后述的速度控制器14或电流控制器12获得的d轴以及q轴电流指令值(Id*以及Iq*)和旋转角度指令值ω*或后述的反相器频率指令值ω1输入到电压指令值生成器3，以下述数学式那样进行矢量运算，获得d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*。

【数学式2】

Vd*＝R×Id**+ω1×Lq×Iq**

Vq*＝R×Iq**+ω1×Lq×Iq**+ω1×Ke

其中，R是电动机6的绕组电阻值，Ld是d轴的电感，Lq是q轴的电感，Ke是感应电压常数。

如上所述，驱动电动机的控制一般称为矢量控制，将流经电动机的电流分离成界磁成分和转矩成分来进行运算，对电压的相位和大小进行控制使得电动机电流相位成为预定的相位。矢量控制的结构存在若干方式，例如存在日本特开2005-39912号公报所记载的结构。例如使用该结构而成为图14的结构。

本实施例的电动机6为非突极型的永久磁铁电动机。即，d轴与q轴的电感值相同。也就是说，没有考虑因d轴与q轴的电感的差发生的阻磁转矩。因此，电动机6的产生转矩与流经q轴的电流成比例。因此，在本实施例中，将d轴电流指令值Id*设定为零。另外，在突极型电动机(d轴与q轴的电感值不同的电动机)的情况下，除了基于q轴电流的转矩之外，产生由d轴与q轴的电感的差引起的磁阻转矩。因此，通过考虑磁阻转矩来设定d轴电流指令值Id*，从而能够以更小的q轴电流产生相同的转矩。该情况下，可获得效率提升的效果。

<速度控制器的说明>

q轴电流指令值也可以从上位控制系统等中获得，但是为了使对速度指令值的跟随性优良，图14示出了使用速度控制器来获得q轴电流指令值的结构。

图16表示速度控制器14的结构例。通过减法器17b求出频率指令值ω*与反相器频率指令值ω1的差，通过乘法器18c在该差上乘以比例增益Kp_asr后进行比例控制得到运算结果，通过乘法器18b在该差上乘以积分增益Ki_asr并通过积分器15c对其进行积分进行积分控制得到运算结果，将该两个运算结果通过加法器16b进行相加，输出q轴电流指令值Iq*。

<电流控制器的说明>

图17是电流控制器的结构例。为了提高对d轴以及q轴电流指令值的跟随性，进行电流控制。分别通过减法器(17c和17d)求出d轴和q轴电流值(Id*和Iq*)与d轴和q轴电流检测值之差，通过乘法器(18e和18f)在该差上乘以比例增益(Kp_dacr和Kp_qdacr)后进行比例控制得到运算结果，通过乘法器(18g和18h)在该差上乘以积分增益(Ki_dacr和Ki_qacr)并通过积分器(15d和15e)对其进行积分进行积分控制得到运算结果，将这些运算结果通过加法器(16c和16d)进行相加，输出第二d轴和q轴电流指令值(Id**以及Iq**)。

通常，相比于反相器频率指令值ω1，从上位控制系统等提供的频率指令值ω*变化的周期非常长，因此在电动机旋转一圈的期间也可以视为恒定值。因此，通过速度控制器，电动机以大致恒定频率进行旋转。此时，通过对反相器频率指令值ω1进行积分而获得的推定磁极位置θdc大致均一地增加。

以上是电压指令值运算单元34的基本动作。

<旋转一圈中的通电方式切换的说明>

接下来，对通电方式切换信号的制作方法进行说明。

如上所述，本发明的目的之一是提供一种即使在与电动机连接的负载具有与旋转角度对应地或周期性地变动的成分的情况下，也能够实现系统的高效化的电动机控制装置。特别是着眼于电力变换电路的开关损失，根据负载特性切换通电方式。

也可以检测负载，与预定值进行比较，生成通电方式切换信号，但是由于难以检测负载的情况较多，因此对间接检测或推定负载的方式进行说明。

第一方式例是将负载视为电动机的产生转矩的方式。电动机的产生转矩与电动机的电流振幅或q轴电流成比例。因此，如图10所示，根据电动机的电流振幅或q轴电流来使通电方式切换信号发生变化。在图10的示例中示出了在通电方式切换信号为0时选择180度通电方式，在通电方式切换信号为1时选择120度通电方式。也就是说，在输入的电流比预定值小时，以120度通电方式来进行驱动。例如，负载具有图6所示的位置依赖性，在此时的图11上部所示的q轴电流流动的情况下，通过通电方式切换单元32如图11下部所示那样使通电方式切换信号变化。通过以这样的方式进行动作，能够在负载较轻的期间以120度通电方式来进行驱动，能够降低开关损失，由此实现系统的高效化。

第二方式例是从速度变动选择通电方式的方式。在将速度控制器组装到控制部时，以速度成为恒定的方式来调整电压指令值以及反相器频率指令值ω1。也就是说，能够从这些周期性变化推定出负载。因此，如图12所示，输入速度检测值或速度推定值(反相器频率指令值ω1)，以旋转一圈或预定时间的平均速度为基准，使通电方式切换信号发生变化。在图12的示例中示出了在比平均速度高的期间选择120度通电方式，在其他期间选择180度通电方式的示例。

在速度控制器的响应频率为无限大且能够产生与负载变动完全一致的电动机转矩时，速度变动为零，但是现实中可设定速度控制的响应频率是存在限制的，会产生速度变动。因此，从速度变动选择通电方式的方式是有效的，通过这样进行动作，能够在负载较轻的期间以120度通电方式来进行驱动，能够降低开关损失，能够实现系统的高效化。

第三方式例是从电压指令值的变动选择通电方式的方式。电压指令值反映出基于各控制器的控制的结果。因此，能够从电压指令值的周期性变化推定负载。因此，如图13所示，输入电压指令值，以旋转一圈或预定时间的平均电压为基准使通电方式切换信号变化。在图13的示例中示出了在比平均电压高的期间选择120度通电方式，在其他期间选择180度通电方式的示例。

另外，在上述的控制部的说明中，对速度控制进行了说明，但是即使在构成为转矩控制的情况下，电压指令值的周期性变化也包括负载变动的信息。因此，存在在各种控制结构中都能够应用该方式的优点。另外，即使输入驱动反相器的驱动信号来代替电压指令值，并根据驱动信号的占空比的变动选择通电方式也能够获得同样的效果。

第四方式例是根据供给到反相器21的直流电压源20的电压变动选择通电方式的方式。电力变换电路将直流电力变换为任意频率的交流电力来驱动电动机。一般地，直流电压源由整流电路和平滑电容器构成。因此，与电动机消耗的电力对应地，直流电压源的电压值发生变动。也就是说，能够从直流电压源的电压值的周期性变化推定负载。因此，如图18所示，输入直流电压源的电压值(检测值或推定值)，以旋转一圈或预定时间的平均电压为基准，使通电方式切换信号变化。在图18的示例中示出了在比平均电压高的期间选择120度通电方式，在其他期间选择180度通电方式的示例。通过以这样的方式动作，能够在负载较轻的期间以120度通电方式来进行驱动，能够降低开关损失，由此能够实现系统的高效化。

虽然本实施例没有记载，但是也存在构成将直流电压源的电压控制成恒定的升降压转化器的情况。该情况下，能够从转化器的直流电压指令值的周期性变化推定负载。

第五方式例是与电动机的旋转角度位置对应地选择通电方式的方式。是对预先了解负载的位置特性的情况有效的方式。在图19的示例中示出了负载的位置依赖性如图6所示，负载转矩在机械角旋转一圈中变化的情况下，在负载轻变轻的预定期间选择120度通电方式，在其他期间选择180度通电方式的示例。通过以这样的方式动作能够在负载较轻的期间以120度通电方式来进行驱动，能够降低开关损失，由此能够实现系统的高效化。

在电动机为4极以上的情况下，机械角旋转一圈包含多个电角周期。该情况下，例如通过日本专利申请2013-163924号所记载的方式推定机械角即可。

【实施例2】

在本实施例中，对作为机构部使用了压缩机构部时的电动机控制装置的示例进行说明。

图20是表示使用了实施例2中的电动机控制装置的冰箱的结构的示例。

另外，对于具有与赋予了已经说明的实施例1的相同符号的结构相同功能的部分省略说明。

如图20所示，冰箱301由热交换机302、送风机303、压缩机304以及压缩机驱动用电动机305等构成。另外，冰箱控制装置306由库内控制装置307和电动机控制装置1构成，所述库内控制装置307利用各种传感器信息来控制送风机或库内灯等。

在冰箱中，由于真空隔热材料等的技术革新，使冰箱内的热泄漏到大气的热泄漏量非常少。因此，为了降低驱动压缩机的电动机控制装置1的消耗电量，削减稳定时的消耗电量，并且削减过渡时(启动时)的消耗电力(消耗电量)也很重要。

由于冷冻机以及空调机使用的压缩机的内部为高温和高压，因此难以设置检测压缩机驱动用电动机的旋转角度位置的位置传感器等。在驱动压缩机驱动用电动机的情况下，转子的旋转角度位置信息通过无位置传感器控制而获得，所述无位置传感器控制从流经电动机的电流以及电动机施加电压输出电动机的推定位置。

本发明的目的之一在于提供一种能够降低消耗电量的电动机控制装置以及使用了该电动机控制装置的冷冻机以及空调机。

本实施例中的电动机控制装置的结构例是与实施例1相同的图1。

在冰箱中一般采用直线活动的往复式压缩机。在往复式的一连串的工序(吸入、压缩、排出)中，如图6所示电动机的负载转矩大幅变动。因此，通过在吸入工序和压缩工序中切换通电方式，由此在负载较轻的期间(吸入工序)以120度通电方式来驱动，在压缩工序中以180度通电方式来驱动，由此能够降低开关损失，能够实现系统的高效化。

如上所述，即使使用相同的压缩机500，由于电动机6的转速、吸入口505和排出口507的压力、吸入口505与排出口507的压力差等，负载转矩的变动也会发生变化。另外，由于冷冻循环的稳定情况，负载转矩的变动也会变化。相比于电动机的产生转矩的变化，由包含压缩机的冷冻循环引起的负载转矩的变化在时间上较缓慢。因此，如图23所示，与经过时间对应地使旋转一圈中以120度通电方式驱动的期间(比率)发生变化，由此能够降低系统的累积电量，能够实现系统的高效化。

另外，通过将图23的横轴变更为电动机的转速、所述压缩机的吸入或排出压力、所述压缩机的吸入或排出部的温度的任一个，即通过与这些值对应地使旋转一圈中以120度通电方式驱动的期间(比率)发生变化，也能够降低系统的累积电量，能够实现系统的高效化。

另外，本发明并非限定于上述的实施例，包含各种各样的变形例。例如，上述的实施例为了便于理解地对本发明进行说明而详细地进行了说明，未必限定于具有所述的所有结构。另外，能够将某个实施例的结构的一部分置换为其他实施例的结构，并且能够在某一实施例的结构上追加其他实施例的结构。并且，对于各实施例的结构的一部分能够进行其他结构的追加、删除、置换。

另外，上述的各结构、功能、处理部、处理手续等的一部分或全部也可以通过例如以集成电路设计等而通过硬件来实现。另外，上述各结构和功能等也可以通过处理器解释和执行用于实现各个功能的程序而通过软件来实现。

电动机作为永久磁铁电动机进行了说明，但是使用其他的电动机(例如，感应电动机、同步电动机、开关磁阻电动机、同步磁阻电动机等)也没有问题。此时，电压指令值生成器的运算方法因电动机而改变，但是除此以外也能够同样地应用，能够达成本发明的目的。

另外，以旋转电动机为例进行了说明，但是即使使用直线电动机当然也能够达成本发明的目的。

在上述的实施例中，以无位置传感器控制为前提进行了记载。因此，虽然对位置推定方式进行了记载，但是例如使用了能够获得电角每60度的位置的霍尔传感器的从120度通电方式切换为180度通电方式，也能够达成本发明的目的。

Claims (9)

1.一种电动机控制装置，具有：将直流电力变换为交流电力的电力变换电路、通过所述电力变换电路驱动并且连接有具有与旋转角度对应的位置依赖性或周期性地变动的负载的电动机、以及与所述电动机机械或磁连接的机构部，所述电动机控制装置将所述电力变换电路的通电方式切换为120度通电方式和180度通电方式，所述电动机控制装置的特征在于，

所述电动机控制装置具有在所述机构部或所述电动机的旋转角度旋转一圈即0至360度间检测或推定负载的单元，在该旋转一圈间的所述负载比预定值轻的期间以120度通电方式驱动所述电动机，在其他期间以180度通电方式驱动所述电动机，从而在旋转一圈的期间切换2次的通电方式，

与旋转一圈中的角度对应地，切换通电方式。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

对所述电动机的相电流的振幅或旋转一圈中的电动机相电流变动或q轴电流进行检测或推定，在所述电动机的相电流的振幅、所述电动机相电流变动或q轴电流中的某一个比预定值小的期间以120度通电方式驱动所述电动机，在其他期间以180度通电方式驱动所述电动机。

3.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

检测或推定所述电动机的旋转速度，在所述旋转速度比旋转一圈的平均速度或预定时间的平均速度高的期间设为120度通电，在其他期间设为180度通电。

4.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

在施加到所述电动机上的电压或驱动所述电力变换电路的信号的占空比比旋转一圈或预定时间的平均值高的期间设为120度通电，在其他期间设为180度通电。

5.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

检测或推定电力变换电路的直流电压变动，在电动机相电流小或直流电压高的期间设为120度通电，在其他期间设为180度通电。

6.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

检测或推定所述电动机的旋转角度位置，在预定的所述旋转角度位置的期间设为120度通电，在其他期间设为180度通电。

7.一种压缩机，其特征在于，具有：电动机控制装置，其具有将直流电力变换为交流电力的电力变换电路，并将所述电力变换电路的通电方式切换为120度通电方式和180度通电方式，并且在电动机旋转一圈的期间切换2次的通电方式，

在吸入工序和压缩工序中对所述通电方式进行切换，

与旋转一圈中的角度对应地，切换通电方式。

8.根据权利要求7所述的压缩机，其特征在于，

所述压缩机具有通过所述电力变换电路驱动的电动机，与所述电动机的转速、所述压缩机的吸入或排出压力、所述压缩机的吸入或排出部的温度中的至少某一个相对应地变更旋转一圈中两个通电方式的比例。

9.根据权利要求7或8所述的压缩机，其特征在于，

在从启动所述电动机起经过预定时间之后，变更旋转一圈中两个通电方式的比例。