TWI544736B - Motor control devices, compressors, air conditioners and programs - Google Patents

Description

馬達控制裝置、壓縮機、空調機及程式

本發明有關馬達控制裝置、壓縮機、空調機及程式。

作為適用在空調機等的馬達控制裝置的先前技術，例如，在專利文獻1的請求項1，記載著「具備產生用於對應到前述馬達的旋轉位置使前述馬達的輸出轉矩變動之補償力矩模式並補正供給到前述馬達的電流值之力矩控制部」。

[先前技術文獻] [專利文獻]

[專利文獻1]日本特開2008-245506號專利公報

但是，被連接到專利文獻1的壓縮機之馬達 的控制裝置，並沒有特別記載到有關不把正規化力矩模式為前提的情況。而且，也沒有特別記載到藉由馬達控制裝置的響應頻率的限制在電動機固定件的推定位置與電壓施加相位之間產生時序差這一點。

本發明係有鑑於上述的情事而創作者，其目的在於提供一種可以一邊補償馬達控制裝置的響應頻率的限制一邊減低電動機等的噪音或振動之馬達控制裝置、壓縮機、空調機及程式。

用以解決上述課題之本發明，其特徵在於推定電動機的旋轉角度位置，把驅動訊號的工作比，加到推定或者是預先設定的負載變動模式，對應到旋轉角度位置使其變化。

根據本發明，可以一邊補償馬達控制裝置的響應頻率的限制一邊減低電動機等的噪音或振動。

1、1a、1b‧‧‧馬達控制裝置

2、2a、2b‧‧‧控制部

3‧‧‧電壓指令值作成器

4‧‧‧dq/3φ變換器

5‧‧‧電力變換電路

6‧‧‧電動機

6a‧‧‧旋轉件

6b‧‧‧固定件

7‧‧‧電流檢測部

8‧‧‧3φ/dq變換器(座標變換部)

9‧‧‧負載裝置

10‧‧‧力矩電流指令值作成器

11f、11g、11h、11i‧‧‧脈動力矩電流指令值作成器

12‧‧‧軸誤差演算器

13‧‧‧PLL控制器

16‧‧‧脈動力矩推定器

19‧‧‧恆常軸誤差演算器

20‧‧‧直流電壓源

21‧‧‧換流器(inverter)

32‧‧‧單相座標變換器

33‧‧‧PWM訊號作成器

34‧‧‧電壓指令值演算部

37‧‧‧單相座標逆變換器

40‧‧‧位置推定部

300‧‧‧空調機

301‧‧‧馬達控制裝置

302‧‧‧壓縮機

303‧‧‧室內機

304‧‧‧室外機

305‧‧‧配管

306‧‧‧室內熱交換器

307‧‧‧送風機

308‧‧‧室外熱交換器

309‧‧‧送風機

310‧‧‧配線纜線

311‧‧‧馬達控制裝置

500‧‧‧旋轉式轉子型壓縮機構部(壓縮機構部)

511‧‧‧密閉容器(收納容器)

[圖1]為比較例1的壓縮機之全體方塊圖。

[圖2]為表示比較例1中的電力變換電路及電流檢測部的構成之方塊圖。

[圖3]為表示比較例1中的負載裝置之旋轉式轉子型壓縮機構部的構成例之圖。

[圖4]為說明比較例1中的電角度、機械角、座標系統之圖。

[圖5]為比較例1中的PWM訊號作成器之波形圖。

[圖6]為比較例1中的控制部之方塊圖。

[圖7]為比較例1中的電壓指令值演算部之方塊圖。

[圖8]為比較例1中的PLL控制器之方塊圖。

[圖9]為比較例1中的力矩電流指令值作成器之方塊圖。

[圖10]為比較例1中的各部之波形圖。

[圖11]為本發明的第1實施方式的壓縮機之全體方塊圖。

[圖12]為第1實施方式中的控制部之方塊圖。

[圖13]為表示第1實施方式中的脈動力矩推定器的原理之方塊圖。

[圖14]為表示第1實施方式中的脈動力矩電流指令值作成器的構成之方塊圖。

[圖15]為第1實施方式之動作說明圖。

[圖16]為表示第1實施方式中的負載力矩波形與馬達產生力矩的關係之圖。

[圖17]為本發明的第2實施方式的壓縮機之剖視圖。

[圖18]為本發明的第3實施方式的空調機之冷卻系 統圖。

[圖19]為第3實施方式中的脈動力矩電流指令值作成器之方塊圖。

[圖20]為本發明的第4實施方式的檢驗系統之方塊圖。

[圖21]為脈動力矩電流指令值作成器的一變形例之方塊圖。

[圖22]為表示旋轉速度指令值與換流器頻率指令值的關係之圖。

[圖23]為脈動力矩電流指令值作成器的另一變形例之方塊圖。

[圖24]為恆常軸誤差演算器之方塊圖。

[比較例1] <比較例1之構成> (比較例1之全體構成)

在說明本發明的實施方式之前，說明有關用於與實施方式比較之比較例1的構成。圖1為表示比較例1的壓縮機之全體構成之圖。該壓縮機是利用以下所構成：為壓縮機構之負載裝置9、驅動該負載裝置9之電動機6、以及控制電動機6之馬達控制裝置1a。

圖1中，馬達控制裝置1a具有輸出驅動訊號 到電力變換電路5之控制部2a。電力變換電路5內裝有直流電壓源與換流器(inverter)，換流器根據上述驅動訊號輸出交流電壓。電動機6係藉由該交流電壓而旋轉，旋轉驅動被結合到電動機6的負載裝置9。經此，經由基於驅動訊號的電壓或是電流，控制電動機(馬達)6的速度或力矩成期望的狀態。

本比較例中，電動機6為在旋轉件具有永久 磁體之永磁式同步馬達。而且，經由電動機6所被驅動的負載裝置9，係在本比較例中，為旋轉式轉子型壓縮機構。電流檢測部7，係檢測流動在電動機6或者是電力變換電路5的電流。藉由這些控制部2a、電力變換電路5、電流檢測部7，構成馬達控制裝置1a。

接著，於圖2表示電力變換電路5與電流檢 測部7之構成。電力變換電路5，係如圖2所示，具有換流器21、直流電壓源20、及閘極驅動電路23。換流器21，係具有切換元件22a~22f(例如、IGBT或MOS-FET等的半導體切換元件)、以及與這些並聯連接的回流用二極體。尚且，總稱切換元件22a~22f為「切換元件22」。

這些切換元件22，係經由串聯連接2組切換 元件22的方式，構成各個相的上下支路。圖2之例中，經由切換元件22a、22b構成U相的上下支路，經由切換元件22c、22d構成V相的上下支路，經由切換元件22e、22f構成W相的上下支路。各個相的上下支路的連 接點被連接到電動機6。閘極驅動電路23，係放大且輸出被供給的脈衝狀之驅動訊號。切換元件22，係因應閘極驅動電路23所輸出的驅動訊號24a~24f，切換直流電壓源20的輸出電壓。

本比較例中，於直流電壓源20，串接有分路 阻抗器25。此乃是保護切換元件22不會流動有過大的電流者。如此，經由切換直流電壓源20的輸出電壓而輸出3相交流電壓的方式，可以施加任意頻率的3相交流電壓到電動機6，藉此可以可變速驅動電動機6。電流檢測部7，係在從電力變換電路5流動到電動機6之3相的交流電流中，檢測流動到U相與W相的電流I_u、I_w。當然，即便檢測全相的交流電流也不會有影響，但從克希何夫第1定律，可以檢測3相中的2相的話，可以從已檢測的2相來算出另外1相。

本比較例，乃是用以消解在電動機6或負載 裝置9等的機械部分中所產生的振動或噪音的問題者。為此，首先敘述有關負載裝置9亦即旋轉式轉子型的壓縮機構中的具體的課題。圖3(a)、(b)表示本比較例中作為負載裝置9所採用的旋轉式轉子型壓縮機構部500。圖3(a)為表示壓縮機構部500及電動機6之側剖視圖，圖3(b)為圖3(a)中的A-A’剖視圖。圖3(a)中的壓縮機構部500，係具有：被收容在密閉容器511的電動機6、以及作為藉由該電動機6而被驅動的負載裝置9之壓縮機構部500。壓縮機構部500，係具有：圓桶狀的缸筒 504、以及構成一邊偏心一邊在該缸筒504內自由旋動之旋轉式活塞501。

電動機6具有旋轉件6a與固定件6b；旋轉件 6a係使軸502朝上方向突出。該軸502被結合到曲柄軸503，曲柄軸503被結合到旋轉式活塞501。經此，壓縮機構部500經由電動機6的軸502被旋轉驅動。而且，如圖3(b)所示，於缸筒504，形成吸入口505與吐出口507的同時，設有輪葉506。輪葉506，係朝向缸筒504的中心被彈推，變成一邊滑動在旋轉式活塞501一邊自由移動在半徑方向。

經由上述構成，在壓縮機構部500，把電動機 6作為動力源偏心驅動旋轉式活塞501，實行作為壓縮機的吸入、壓縮、吐出之一連串的製程。接著，一邊參閱圖3(b)一邊說明具體的壓縮製程。首先，從設在缸筒504的吸入口505吸入已氣化的冷媒。之後，經由電動機6的旋轉旋轉式活塞501旋轉，以縮小輪葉506之圖中的左側的容積的方式壓縮冷媒。更進一步旋轉旋轉式活塞501，以每回到上部的方式從吐出口507吐出被壓縮過的(被液化)冷媒。在以上般的吸入、壓縮、吐出之一連串的製程中，被施加在旋轉式活塞501的壓力產生變化。從驅動旋轉式活塞501的電動機6看該壓力變化的話，意味著週期性變化負載力矩。

圖4(a)為表示旋轉式活塞501的機械角1 旋轉中的，相對於旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d之負載力 矩τ_L的變化之例之圖。圖4(a)的橫軸表示旋轉式活塞501的1週期(從0度到360度)，縱軸表示負載力矩τ_L的大小。在本比較例，作為電動機6表示有4極電動機(旋轉件6a的極數為「4」)之例的緣故，電角度2週期相當於機械角1週期。因此，假設，在電動機6為6極的情況下，電角度3週期相當於機械角1週期。而且、旋轉件6a的位置與旋轉式活塞501的位置關係係藉由組裝來決定，在圖4(a)中旋轉式活塞501，係把在圖3(a)中的輪葉506擠出到最外側的位置作為0°。

根據圖4(a)，隨著壓縮製程的進展負載力 矩τ_L急遽變大，在吐出製程，負載力矩τ_L減少，在1回的旋轉中負載力矩τ_L變動這件事是很清楚的。而且，在每次旋轉時因應旋轉角度位置而負載力矩τ_L變動的緣故，從電動機6來看的話負載力矩τ_L變成週期性變動。 從而，變成電動機6每次的旋轉，產生如圖4(a)的模式的力矩變化。但是，即便使用相同的壓縮機構部500，也因為電動機6的旋轉速度、吸入口505或吐出口507的壓力、吸入口505與吐出口507的壓力差等，負載力矩τ_L的峰值、成為峰值的旋轉角度位置θ_d、負載力矩的增減變化波形等發生變化。

在壓縮機構部500中的負載力矩τ_L的變動、 與電動機6所產生的馬達力矩τ_m之間發生有差異的話，產生有振動或噪音。特別是，在如前述般負載力矩τ_L的變動為大的情況下，因為控制部2a的構成，於流動在電 動機6流動的電流發生跳升，或者是發生電動機6的旋轉速度變動的緣故，容易產生振動或噪音。為此，希望是考慮到負載力矩τ_L的變動來構成控制部2a。在本比較例中，希望為了對應到週期性的負載變動減低電動機6的噪音或振動，而達成其目的，使負載力矩τ_L與馬達力矩τ_m盡量可以一致。

(座標軸的說明)

在馬達控制裝置1a的各部的說明之前，先明確座標軸的定義。圖4(b)為表示用馬達控制裝置1a進行檢測、推定、或者是暫定之控制軸的旋轉角度位置(推定旋轉角度位置θ_dc)、與實際的旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d的關係之圖。定義利用把設在旋轉件6a的永久磁體的主磁通方向的位置作為d軸、與從d軸在旋轉方向上前進到電性的90度(電角度90度)的q軸所構成的d-q軸。該d-q軸為旋轉座標系統。

圖4(b)中，旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d 表示d軸的相位。相對於該d-q軸，把控制上的假想旋轉件位置作為dc軸，把從這裡在旋轉方向上前進到電性的90度的軸作為qc軸，定義利用dc軸、qc軸所構成的dc-qc軸。dc-qc軸也是旋轉座標系統。這些座標軸的關係表示於圖4(b)。尚且，在以後的說明中，稱呼d-q軸為實軸，dc-qc軸為控制軸。而且，把實軸與偏離控制軸的誤差角稱為軸誤差△θ_d。但是，本比較例中，藉由位置感測 器等無法直接得到實際的軸誤差△θ_d，而是藉由推測所求得的緣故，把軸誤差△θ_d的推定值稱為△θ_c。

圖4(c)為表示固定座標系統的3相軸與旋 轉座標系統的控制軸的關係之圖。在圖4(c)把U相當作基準推定dc軸的旋轉角度位置(磁極位置)，把其結果作為上述的推定旋轉角度位置θ_dc。dc軸旋轉在圖中的圓弧狀箭頭的方向(逆時針方向)。為此，以積分旋轉頻率(之後表示，換流器頻率指令值ω1)的方式，得到推定旋轉角度位置θ_dc。在本比較例，作為電動機6使用永磁式同步馬達的緣故，用馬達控制裝置1a進行檢測、推定、或者是暫定之控制軸的推定旋轉角度位置θ_dc、與實際的旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d，基本上同步的情況較多。

但是，實際上在加減速時或負載變動時等的 過渡狀態中，是有在控制軸的位置與旋轉件6a的實軸的位置發生偏離(軸誤差△θ_d)的情況。在發生軸誤差△θ_d的情況下，也是有電動機6實際產生的力矩減少、或是流動到電動機6的電流發生畸變或跳升等。這些也成為振動或噪音的原因。特別是，在加減速中的過渡狀態或低速驅動狀態中，因為軸誤差△θ_d的影響，是有適切的控制變困難的情況。在此，在本比較例，在加減速中的過渡狀態或低速驅動狀態中，也在發生軸誤差△θ_d的情況下，經由適切控制電動機6的馬達力矩τ_m的方式，來減低電動機6的噪音或振動。

(控制部2a)

返回圖1，說明有關控制部2a。控制部2a的內部中，力矩電流指令值作成器10，係作成因應到負載力矩τ_L的平均值及週期性變動的值之力矩電流指令值I_tq ^*。本比較例中，被輸出的力矩電流指令值I_tq ^*是照原樣作為q軸電流指令值I_q ^*，被供給到電壓指令值作成器3。

電壓指令值作成器3中，根據q軸電流指令 值I_q ^*、與從電流檢測部7所供給的交流電流檢測值I_u、I_w，產生電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。PWM訊號作成器33中，產生因應這些電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*之驅動訊號。控制部2a，係具有微計算機或DSP(digital signal processor)等的半導體積體電路(演算控制部)、與被供給到演算控制部的程式等的軟體，並藉由這些來實現各功能。

(PWM訊號作成器33)

控制部2a的內部中，PWM訊號作成器33，係經由從電壓指令值作成器3所輸出的3相的電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*、與乃是載波訊號的三角波之比較，產生給予到電力變換電路5的驅動訊號。把電角度一週期中的1相份的電壓指令值與三角波訊號與驅動訊號之關係表示於圖5。圖5為比較例1中的PWM訊號作成器的波形圖，所謂圖中的「電壓指令值」，是上述的V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*中之任 一者。所產生的驅動訊號Gp、Gn，為所對應的相中的上支路、下支路(參閱圖2)的驅動訊號。例如，相對於U相的電壓指令值V_u ^*，所產生的驅動訊號Gp、Gn，對應到圖2中的驅動訊號24a、24b。

圖5中，電壓指令值變成三角波載波訊號的 位準以上的話，上支路的驅動訊號Gp變成H位準，上支路的切換元件變成開啟狀態。而且，下支路的驅動訊號Gn變成L位準，下支路的切換元件變成關閉狀態。而且，電壓指令值未達三角波載波訊號的位準的話，上支路的驅動訊號Gp變成L位準，上支路的切換元件變成關閉狀態。而且，下支路的驅動訊號Gn變成H位準，下支路的切換元件變成開啟狀態。從而，如圖5所示，因應電壓指令值的位準，設定驅動訊號的工作比。

尚且，起因於閘極驅動電路23或切換元件22 本身的延遲，有上下支路的切換元件22短路之虞的緣故，實際上，是期望附加上下支路兩方變成關閉狀態截止時間(數微秒~十數微秒左右)來成為最終的驅動訊號。 但是，以下的說明中，為了簡略化說明，是以使用不具有截止時間之理想上的驅動訊號作為前提進行說明。

(3φ/dq變換器8、dq/3φ變換器4)

接著，參閱圖6，說明有關PWM訊號作成器33以外的控制部2a的各構成要件。圖6為比較例1中的控制部2a的方塊圖，圖中的3φ/dq變換器8，係使用推定旋轉角 度位置θ_dc，把3相軸上的交流電流檢測值I_u、I_w座標變換成控制軸上(亦即dc軸上及qc軸上)的電流檢測值I_dc、I_qc。而且，dq/3φ變換器4，係使用推定旋轉角度位置θ_dc，把dc-qc軸上的電壓指令值V_d ^*、V_q ^*座標變換成3相軸上的電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。

經由這些，在控制部2a的內部，主要是使用 旋轉座標系統之dc-qc軸。其理由乃是，因為具有在旋轉座標系統下電壓或電流之恆定的值係作為直流量來使用之優點的緣故。為了用於座標變換，電動機6的旋轉件6a的旋轉角度位置的資訊遂為必要。在本比較例，並非藉由位置感測器等來檢測旋轉角度位置，而是如上述般，根據流動到電動機6的電流及對電動機6的施加電壓，計算推定旋轉角度位置θ_dc。經此，變成不用在旋轉件6a設置位置感測器等，可以圖求降低成本。

(電壓指令值演算部34)

接著，參閱圖7，說明電壓指令值演算部34的構成。於電壓指令值演算部34，供給有d軸、q軸的電流指令值I_d ^*、I_q ^*。本比較例中，q軸電流指令值I_q ^*，係如上述般，等於力矩電流指令值作成器10所輸出的力矩電流指令值I_tq ^*。而且，d軸電流指令值I_d ^*係在本比較例中設定成零的緣故，有關該理由先行敘述。本比較例中，電動機6為穩極型的永磁式同步馬達的緣故，d軸、q軸的電感L_d，L_q遂為相同。

經此，本比較例中，變成不用考慮因d軸、q 軸的電感L_d、L_q的差所產生的磁阻轉矩。因此，考慮到電動機6所產生的馬達力矩τ_m與在q軸流動的電流成比例，d軸電流指令值I_d ^*設定為零。而且，於電壓指令值演算部34，從後述的PLL控制器13被供給有換流器頻率指令值ω₁(電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*所應具有的頻率的指令值)的同時，從3φ/dq變換器8被供給有電流檢測值I_dc、I_qc。

圖7的d軸電流控制器14a中，減法運算器 91c係從d軸電流指令值I_d ^*減去dc軸電流檢測值I_dc。比例器92c、92d係對該減法運算結果，對各個指定的增益Kp_acrd、Ki_acrd進行乘法運算。積分器94c，係對比例器92d的輸出結果，亦即「Ki_acrd×(I_d ^*-I_dc)」進行積分。加法運算器90c，係把比例器92c的乘法運算結果、與積分器94c的積分結果予以加法運算，把該加法運算結果作為d軸電流指令值I_d ^**來輸出。

同樣，q軸電流控制器14b中，減法運算器 91d係從q軸電流指令值I_q ^*減去qc軸電流檢測值I_qc。比例器92e、92f係對該減法運算結果，對各個增益Kp_acrq、Ki_acrq進行乘法運算。積分器94d，係對比例器92f的輸出結果，亦即「Ki_acrq×(I_q ^*-I_qc)」進行積分。加法運算器90d，係把比例器92e的乘法運算結果、與積分器94d的積分結果予以加法運算，把該加法運算結果作為q軸電流指令值I_q ^**來輸出。如此，d軸電流控制 器14a及q軸電流控制器14b係構成各個比例積分演算器。

在此，先說明有關電流控制器14a、14b中進 行比例積分演算的理由。在後述的乘法運算器92g、92i等的構成要件中，使用電動機6的每1相的繞線阻抗值R進行演算。但是，實際的繞線阻抗值R不為一定值。例如，對固定件6b供給大的電流的話，因為固定件6b的溫度上升實際的繞線阻抗值R變大。

這樣的情況下，根據d軸、q軸的電流指令值 I_d ^*、I_q ^*、與假想的繞線阻抗值R輸出d軸、q軸電壓指令值V_d ^*、V_q ^*的話，實際的d軸、q軸的電流值變成不與d軸、q軸的電流指令值I_d ^*、I_q ^*一致，力矩控制的精度惡化。在此，比較d軸、q軸電流指令值I_d ^*、I_q ^*、與所對應的電流檢測值I_dc、I_qc，經由使用根據該差分所求出的d軸、q軸電流指令值I_d ^**、I_q ^**，變成可以一邊吸收因繞線阻抗值R的變動所致的影響一邊續行控制。

於d軸、q軸電流指令值I_d ^**、I_q ^**，用乘法 運算器92g、92i，分別對電動機6的每1相的繞線阻抗值R進行乘法運算，輸出電壓值R×I_d ^**、R×I_q ^**。而且，d軸電流指令值I_d ^**被供給到低通濾波器98b，被一次延遲濾波器的傳遞函數「1/(1+T_ds)」過濾，作為d軸電流指令值I_df ^**而被輸出。同樣，q軸電流指令值I_q ^**被供給到低通濾波器98a，被一次延遲濾波器的傳遞函數「1/(1+T_qs)」過濾，作為q軸電流指令值I_qf ^**而被輸出。 在此，時間常數T_d、T_q，為電動機6的固定件6b的電性時間常數，變成T_d=L_d/R、T_q=L_q/R。

乘法運算器92h中，對q軸電流指令值I_qf ^**，乘法運算換流器頻率指令值ω₁、與q軸的電感L_q。減法運算器91e中，從電壓值R×I_d ^**減去乘法運算器92h的輸出訊號ω₁×L_q×I_qf ^**，輸出表示於下列式子(1)的d軸電壓指令值V_d ^*。

V_d ^*=R×I_d ^**-ω₁×L_q×I_qf ^**...(1)

而且，乘法運算器92j中，對d軸電流指令值I_df ^**，乘法運算換流器頻率指令值ω₁、與d軸的電感L_d。乘法運算器92k中，對換流器頻率指令值ω₁，乘法運算感應電壓常數K_e。電動機6是同步電動機也同時是同步發電機。亦即，旋轉件6a旋轉的話，於固定件6b產生與旋轉速度成比例的電動勢。此時的比例常數為上述感應電壓常數K_e。接著，加法運算器90e中，加法運算乘法運算器92i、92j、92k的各輸出訊號，作為其結果輸出表示於下列式子(2)的q軸電壓指令值V_q ^*。

V_q ^*=R×I_q ^**+ω₁×L_d×I_df ^**+ω₁×K_e...(2)

上述的乘法運算器92h、92j，係作為模擬d軸、q軸間的相互干涉者。因q軸電流所產生的電動勢，係延遲大約90°出現在d軸。為了模擬該現象，減法運算器91e中，從電壓值I_d ^**R減去ω₁×L_q×I_qf ^**。而且，因d軸電流所產生的電動勢，係延遲大約90°出現在q軸的負方向。為了模擬該現象，在加法運算器90e，對電壓值 I_q ^**R加法運算ω₁×L_d×I_df ^**。

在圖7的電路構成中，其特徵為於電壓指令 值演算部34之中，有設有電流控制器14a、14b之特點、以及設有乃是具有相當於電動機6的電性時間常數的遮斷頻率之一次延遲濾波器之低通濾波器98a、98b之特點。 藉由這些使電動機6的逆解模式成立的緣故，即便在控制部2a的演算週期有限制的情況下也可以實現對電動機6的向量控制。

(位置推定部40)

接著，說明有關位置推定部40。如前述般，在本比較例作為旋轉件6a的旋轉角度位置是使用推定旋轉角度位置θ_dc，但演算這些的是位置推定部40。圖6中，位置推定部40內的軸誤差演算器12，係根據控制軸上的電流檢測值I_dc、I_qc及d軸、q軸電壓指令值V_d ^*、V_q ^*等，經由下列式子(3)演算實軸與控制軸的軸誤差(推定值)△θ_c。

接著，參閱圖8，說明PLL控制器13的構成。PLL控制器13，係使軸誤差△θ_c與軸誤差指令值△θ^*(在本比較例為零)的方向上調整換流器頻率指令值ω₁者。減法運算器91b係輸出軸誤差指令值△θ^*與軸誤差△θ_c之差分。比例器92a係把比例增益Kp_pll乘法運算到 該差分；比例器92b係把比例增益Ki_pll乘法運算到該差分。積分器94b係積分比例器92b的輸出。經此，比例器92b與積分器94b構成積分演算部93a。該積分演算部93a中的演算結果與比例器92a中的乘法運算結果，係用加法運算器90c做加法運算，該加法運算結果成為換流器頻率指令值ω₁。經此，PLL控制器13構成所謂的比例積分演算器。

假設，如圖4(b)所示，dc-qc軸比d-q軸還 前進的話，軸誤差△θ_c成為正值。這麼一來，從減法運算器91b負值的「-△θ_c」被供給到PLL控制器13的緣故，比例器92a的輸出也變成負值，積分演算部93a中的積分結果是下降。經此，因為換流器頻率指令值ω₁下降，所以dc-qc軸趨近於d-q軸。亦即，軸誤差△θ_c趨近於零。 相反地，dc-qc軸比d-q軸延遲的話，軸誤差△θ_c成為負值。這麼一來，從減法運算器91b正值的「-△θ_c」被供給到PLL控制器13的緣故，比例器92a的輸出也變成正值，積分演算部93a中的積分結果是上升。經此，因為換流器頻率指令值ω₁上升，所以dc-qc軸趨近於d-q軸。亦即，軸誤差△θ_c趨近於零。

返回到圖6，經由設在PLL控制器13的後段 之積分器94a，積分換流器頻率指令值ω₁。積分速度的話成為位置的緣故，積分器94a，係藉由積分換流器頻率指令值ω₁的方式，輸出推定旋轉角度位置θ_dc。如此，本比較例的位置推定部40，係推定實軸與控制軸偏離的誤差 角(軸誤差△θ_c)，經由控正盛軸誤差△θ_c趨近於零的方式，間接推定出推定旋轉角度位置θ_dc。已被輸出的推定旋轉角度位置θ_dc，係如上述般，被供給到dq/3φ變換器4、3φ/dq變換器8等。

(力矩電流指令值作成器10)

接著，參閱圖9說明力矩電流指令值作成器10之構成。

於力矩電流指令值作成器10，供給換流器頻率指令值ω₁、與旋轉速度指令值ω^*，在減法運算器91b中輸出兩者的差分。尚且，旋轉速度指令值ω^*，係從未圖示的上位控制系統等所給予的。對該差分，用比例器92p、92q，乘上各個比例增益Kp_asr、Ki_asr，比例器92q的輸出係藉由積分器94e被積分。比例器92p及積分器94e的輸出，係在加法運算器90f中被加法運算，其結果作為力矩電流指令值I_tq ^*被輸出。亦即，力矩電流指令值作成器10，係構成了所謂的比例積分演算器。

假設，換流器頻率指令值ω₁變得比旋轉速度 指令值ω^*低的話，從減法運算器91b輸出的兩者的差分變成正值，所以變成透過比例器92p、92q、積分器94e、加法運算器90f而增加力矩電流指令值I_tq ^*。力矩電流指令值I_tq ^*增加的話，實際的旋轉件6a的旋轉速度增加的緣故，換流器頻率指令值ω₁也增加，變成換流器頻率指令值ω₁趨近於旋轉速度指令值ω^*。

相反地，換流器頻率指令值ω₁變得比旋轉速 度指令值ω^*高的話，從減法運算器91b輸出的兩者的差分變成負值，所以變成透過比例器92p、92q、積分器94e、加法運算器90f而減少力矩電流指令值I_tq ^*。力矩電流指令值I_tq ^*減少的話，實際的旋轉件6a的旋轉速度減少的緣故，換流器頻率指令值ω₁也減少，變成換流器頻率指令值ω₁趨近於旋轉速度指令值ω^*。

通常，從上位控制系統等所給與的旋轉速度 指令值ω^*，與換流器頻率指令值ω₁比較的話，變化的週期非常長，在電動機6轉一圈中視為一定值者為佳。為此，藉由力矩電流指令值作成器10，電動機6以大致一定頻率旋轉。此時，以積分換流器頻率指令值ω₁的方式得到的推定旋轉角度位置θ_dc，係大致一樣地增加。

但是、藉由力矩電流指令值作成器10所實現 的回饋迴路，係成為比PLL控制器13或電流控制器14a、14b更外側的控制迴路。為此是有必要把可以設定的響應頻率設定成比其他的控制器還低。經此，力矩電流指令值I_tq ^*，係成為一邊大致與負載力矩τ_L的平均值成比例，一邊有若干程度脈動的值。

<比較例1之問題點>

對於比較例1，把驅動壓縮機構部500之際所產生之各部的波形的數值解析結果表示於圖10(a)~(d)。圖10(a)係表示馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L(單位為 P.U.)之變化。所謂的馬達力矩τ_m，就是電動機6的產生力矩；負載力矩τ_L為瞬時負載力矩。而且，圖10(b)係表示旋轉速度指令值ω^*與換流器頻率指令值ω₁的變化(單位為Hz)。而且，圖10(c)係表示q軸電流指令值I_q ^*(在本比較例相等於力矩電流指令值I_tq ^*)的變化；圖10(d)係表示U相馬達電流的變化(單位為P.U.)。在此橫軸的時間尺度的單位係皆為0.02秒；圖10之例中，理解到在圖4(a)所表示的機械角的1週期為0.04秒。

根據圖10(a)，馬達力矩τ_m與負載力矩 τ_L，係在機械角1週期內的峰值的相位尚未一致。相對於馬達力矩τ_m在該週期內反覆變動成大致正弦波狀，負載力矩τ_L係反覆在前半週期急遽增加後，在後半週期稍稍緩慢減少，在1週期內的力矩的相位之不一致這點是顯眼的。但是，圖示之例為旋轉式轉子型壓縮機構部500之動作例的緣故，負載力矩τ_L不會變成負的。而且，根據圖10(b)，相對於旋轉速度指令值ω^*為一定者，換流器頻率指令值ω₁係反覆正弦波狀的變動。而且，於圖10(c)所表示的q軸電流指令值I_q ^*及於圖10(d)所表示的U相馬達電流值也脈動著。

從圖10的結果，因為1回的旋轉中的負載力 矩τ_L為變動的緣故，了解到馬達力矩τ_m、電動機6的實頻率(電動機6的旋轉速度)、流動在電動機的電流等是脈動的。q軸電流指令值I_q ^*及實際上流動在電動機的電流是脈動這一點本身並不是問題，問題是，在q軸電流指令 值I_q ^*及實際上流動在電動機的電流的波峰、與負載力矩τ_L的波峰之間產生時序的偏差這一點。此乃是，在圖8的PLL控制器13、圖7的電流控制器14a、14b、圖9的力矩電流指令值作成器10等的回饋控制器對可以設定的響應頻率有限制的緣故。

在此，先敘述有關可以設定的響應頻率的限 制。首先，圖8的PLL控制器13，係藉由電動機的電性常數(例如，電動機6之每1相的繞線阻抗值R或q軸的電感L_q等)決定可以設定的響應頻率，該值係換流器頻率指令值ω₁為低的話，就有必要設定低的響應頻率。此乃是因為，提高響應頻率的話，對換流器頻率指令值ω₁的變化電動機6的動作無法追蹤跟從，換流器頻率指令值ω₁是有發散的可能性。

另一方面，圖7的電流控制器14a、14b，係 藉由控制部2的演算時間的限制，決定可以設定的響應頻率。從而，電動機6越高速旋轉的話，是有必要設低電流控制器14a、14b的響應頻率。控制部2的演算，係藉由實際上在指定週期對微計算機使中斷發生的方式而被實現。這麼一來，電動機6越在高速下旋轉的話，變成每1旋轉的中斷次數減少，導致各式各樣的資料的取樣次數也減少。假設，根據較少的試樣驅策較強的控制的話，果然q軸電流指令值I_q ^*等是有發散的可能性。

其他，作為進行回饋控制的元件，是有力矩 電流指令值作成器10。但是，如上述般，力矩電流指令 值作成器10，係設有比PLL控制器13或電流控制器14a、14b還外側的控制迴路的緣故，是有比要把響應頻率設定成比其他的控制器還低。如此，僅在比較例1的構成下，是有在廣大的運轉範圍中難以對應到週期性的負載變動的情況。

[第1實施型態] <第1實施型態的構成> (全體構成)

接著，參閱圖11說明本發明的第1實施方式的構成。

本實施方式中，係如圖11所示，取代比較例1(圖1參閱)中的馬達控制裝置1a，適用有馬達控制裝置1b。馬達控制裝置1a、1b的相異點，係取代控制部2a，適用有控制部2b。於該控制部2b，追加有脈動力矩推定器16、脈動力矩電流指令值作成器11f、以及加法運算器90a。在此，於圖12詳細表示本實施方式中的控制部2b。

(脈動力矩推定器16)

接著，說明有關脈動力矩推定器16，但在最初參閱圖13(a)、(b)說明有關脈動力矩推定器16的原理。圖13(a)為用於說明因為馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L的差而發生軸誤差△θ_d的過程之圖。在上述之比較例1中， 經由圖9所示的力矩電流指令值作成器10，換流器頻率指令值ω₁的平均速度，係與從上位控制系統等所給與的旋轉速度指令值ω^*一致。但是，瞬時速度中，產生如下列式子(4)般的速度變動△ω。

如上述，馬達力矩τ_m，就是電動機6的產生 力矩；負載力矩τ_L為瞬時負載力矩。而且，J為電動機6的慣性矩。從而，因馬達力矩τ_m的負載力矩τ_L的差而產生速度變動△ω，因速度變動△ω也產生軸誤差△θ_d。

圖13(a)係把從馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L 的差直至軸誤差△θ_d為止的現象表示作為方塊圖者。以對馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L的差力矩△τ_m(減法運算器91h)乘上慣性矩J的倒數後積分(積分器94f)的方式，得到電動機的旋轉件6a的機械速度ω_r。接下來經由對機械速度ω_r乘上電動機6的極偶數(=極數P/2)的方式(乘法運算器92r)，得到電動機6的電性速度ω_e。更進一步經由積分電性速度ω_e的方式(積分器94g)，得到旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d。接著，經由從乃是旋轉角度位置的指令值之旋轉角度指令值θ_d ^*減掉旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d的方式(減法運算器91i)，得到該角度誤差(軸誤差△θ_d)。

經過圖13(a)的示意圖般的過程，可以思考 到從力矩差直至軸誤差△θ_d。逆向思考該部分的話，意味 著從對應到軸誤差△θ_d之可檢知的值而可以推定力矩差。 如前述，在本比較例，並沒有設有位置感測器等的緣故，軸誤差△θ_d是無法直接得知。在此，在本比較例使用可以檢測或者是推定的值。

圖13(b)為從本實施方式中可以取得的軸誤 差△θ_c來推定力矩差之功能方塊圖。作為方塊圖的特徵，在反向執行箭頭的方向(亦即，演算方向)的情況下，以分別把乘法運算置換成除法運算、把積分置換成微分的方式，可以在維持等價的關係下改變輸出入關係。圖13(b)所示的方塊圖，係如從軸誤差得到差力矩般，反向執行圖13(a)之箭頭的方向，而且，本實施方式乃是使用可以檢測或者是推定的值那一類等價變換過的結果。

有關圖13(b)更詳細地說明的話，如上述 般，軸誤差△θ_c係藉由軸誤差演算器12所得。經由微分該軸誤差的負值(-△θ_c)的方式(微分器95a)，得到乃是電性速度ω_e的推定值之推定電性速度ω_e ^*，更進一步藉由乘上「2/極數P」的方式(乘法運算器92s)，得到推定機械速度ω_r ^*。接著，用微分器95b微分推定機械速度ω_r ^*，經由乘上慣性矩J的方式，得到差力矩推定值△τ_m ^{^}。

圖13(c)為表示整理過圖13(b)的等價變 換順序之圖，同時為表示脈動力矩推定器16的構成之圖。在本實施方式，係著眼於以機械角的1週期或者是複數週期而變化的脈動負載力矩的緣故，把圖13(b)的方 塊圖之複數s置換成jω_r並整理，得到構成脈動力矩推定器16的演算電路93b。j為表示複數的虛部之虛數單位，二次方的話成為(-1)。為此，在圖13(b)附在△θ_c的負號會變成沒有。如此，圖13(c)的脈動力矩推定器16，係被輸入有藉由在圖6及式(3)所示的軸誤差演算器12所得到的軸誤差△θ_c的話，輸出差力矩推定值△τ_m ^{^}。

(脈動力矩電流指令值作成器11f)

接著，參閱圖14說明脈動力矩電流指令值作成器11f之具體的構成。

圖14中，積分器94j係經由積分換流器頻率指令值ω₁的方式，輸出推定旋轉角度位置θ_dc。在乘法運算器92o，推定旋轉角度位置θ_dc被乘上「2/P」(P為極數)，其結果作為推定機械角度位置θ_r而被輸出。餘弦演算器96及正弦演算器97，係分別輸出推定機械角度位置θ_r的餘弦成分cosθ_r及正弦成分sinθ_r。

經由圖13(c)的脈動力矩推定器16所被推 定出的差力矩推定值△τ_m ^{^}，為相當於在圖10(a)所示的馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L的差分之值。在單相座標變換器32中，對差力矩推定值△τ_m ^{^}乘上推定機械角度位置θ_r的餘弦成分cosθ_r及正弦成分sinθ_r，如下列式子(5)、(6)表示般，輸出機械速度ω_r(機械角1次成分)中的餘弦成分△τ_mc與正弦成分△τ_ms。亦即，差力矩推定值 △τ_m ^{^}被座標變換成以機械速度ω_r旋轉的座標系統。

△τ_mc=cos θ_r×△τ_m ^{^}...(5)

△τ_ms=sin θ_r×△τ_m ^{^}...(6)

在低通濾波器98c、98d，差力矩推定值餘弦成分△τ_mc及差力矩推定值正弦成分△τ_ms中，機械速度ω_r以上的成分被衰減。接著，在減法運算器91j、91k中，求出差力矩推定值餘弦成分△τ_mc、差力矩推定值正弦成分△τ_ms、與各個指令值(△τ_mc ^*=0、△τ_ms ^*=0)之差。接著，對所求出的差用比例器92t、92m乘上積分增益Ki_atr，用積分演算部94h、94i積分各乘法運算結果。這些積分結果，成為脈動力矩電流指令值的餘弦成分I_qsin ^* _c及正弦成分I_qsin ^* _s。

在乘法運算器92u，軸誤差△θ_c被乘上「2/P」(P為極數)，其結果變換成乃是機械角中的軸誤差之機械角軸誤差△θ_r。從減法運算器91r，係輸出乃是從推定機械角度位置θ_r減去機械角軸誤差△θ_r的結果之修正推定機械角度位置θ_r1。餘弦演算器96a及正弦演算器97a，係分別輸出修正推定機械角度位置θ_r1的餘弦成分cosθ_r1及正弦成分sinθ_r1。

接著，在單相座標逆變換器37中，係根據下式(7)、(8)，再度實行座標變換。

△τ_mm ^{^}=cosθ_r1×I_qsin ^* _c+sinθ_r1×I_qsin ^* _s...(7)

θ_r1=θ_r-△θ_r...(8)

經由該座標變換，得到差力矩推定值△τ_m ^{^}的 機械速度ω_r的成分△τ_mm ^{^}。在差力矩推定值的機械速度成分△τ_mm ^{^}，用比例器92n乘上增益Ktrq，該乘法運算結果係作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*而被輸出。尚且，在實施方式，增益Ktrq為「1」。返回到圖12，在加法運算器90a中，脈動力矩電流指令值I_qsin ^*與力矩電流指令值I_tq ^*相加，加法運算結果係作為q軸電流指令值I_q ^*而被輸出。

在此，再次參閱圖14，先說明有關脈動力矩 電流指令值作成器11f的全體動作。假設，馬達力矩τ_m比負載力矩τ_L大的話，差力矩推定值△τ_m ^{^}變成正值的緣故，減法運算器91j、91k的輸出值變成負值。這麼一來，因為積分器94h、94i中的積分結果減少，脈動力矩電流指令值I_qsin ^*也減少。經此，馬達力矩τ_m下降的緣故，差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零。

相反地，差力矩推定值△τ_m ^{^}為負值的話，減 法運算器91j、91k的輸出值成為正值，積分器94h、94i的積分結果為增加的緣故，脈動力矩電流指令值I_qsin ^*增加。經此，馬達力矩τ_m上升的緣故，差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零。如此，圖14的脈動力矩電流指令值作成器11f中，經由控制脈動力矩電流指令值I_qsin ^*使得差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零，可以抑制機械速度ω_r(機械角1次成分)之各成分的力矩變動。

<第1實施型態的動作>

接著，單相座標變換器32與單相座標逆變換器37中，因座標變換所使用的相位是相異的，以下說明有關其理由與效果。

如前述，在現實的控制部2b中，可以設定的響應頻率是有上限。為此，同步到轉一圈中的負載變動而不幸發生週期性的軸誤差△θ_d。再發生軸誤差△θ_d的情況下，於實軸與控制軸產生偏差。此乃是，意味著施加到電動機6的電壓的相位從最佳的相位偏離。亦即，產生負載力矩τ_L與馬達力矩τ_m的差，其結果，發生速度變動，成為振動噪音的原因。該現象，係馬達的速度越低的話越顯著。其理由，是電動機的速度下降的話，慣性力變小的緣故。

從而，在以低速驅動被連接到負載力矩τ_L週期性化變化的負載裝置9(參閱圖11)的電動機6的情況下，期望對施加到電動機6的電壓更嚴密控制。實現這個的手段，為在單相座標逆變換器37考慮瞬時的軸誤差之減法運算器91r。把軸誤差發生時的實軸與控制軸的關係再次表示於圖15。圖15(a)係軸誤差為正，亦即控制軸比實軸先行的情況。在該狀態，實際上施加到電動機6的電壓的相位，係比最佳的相位還前進。

相反地，圖15(b)係軸誤差為負，亦即控制時比實軸延遲的情況。該情況，係實際上施加到電動機的電壓(V_d及V_q)的相位，比最佳的相位更延遲。如此，於電壓V_d、V_q的相位有偏差的話，於流動在q軸的電流與qc軸電流指令值產生偏差。其結果，在電動機6應產 生的力矩與q軸電流指令值I_q ^*之間產生偏差。

在此，在圖16表示馬達力矩τ_m與負載力矩 τ_L之關係。圖16中，實線為馬達力矩τ_m，虛線為負載力矩τ_L。馬達力矩τ_m，係因為控制部2b中的各部的響應頻率的限制，與負載力矩τ_L比較後變成去掉高諧波成分般的波形。圖16之例中，特別是在旋轉角度位置為90°附近，兩者的差變大。這麼一來，在機械角之每1週期，在90°附近，表示在式(4)的速度變動△ω變大。為此，軸誤差△θ_d也在週期變動態的90°附近變大。

本實施方式中，為了補償藉由該響應頻率的 限制產生的軸誤差△θ_d，設有上述的減法運算器91r。減法運算器91r中，從推定機械角度位置θ_r減去機械角軸誤差△θ_r的緣故，可以輸出對應到電動機6應產生的力矩之q軸電流指令值I_q ^*。圖6中，在電壓指令值演算部34，根據該q軸電流指令值I_q ^*產生d軸、q軸電壓指令值V_d ^*、V_q ^*；在dq/3φ變換器4，根據這些產生電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。接著，PWM訊號作成器33(參閱圖5參閱)中，根據這些電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*決定驅動訊號Gp、Gn的工作比。

如此，根據本實施方式，決定驅動訊號Gp、 Gn的工作比使得以減低因軸誤差△θ_d所產生的電壓V_d、V_q的相位偏差的緣故，可以使負載力矩τ_L與馬達力矩τ_m的差之差力矩△τ_m減少。換言之，對應到負載力矩τ_L增加的期間，也可以使馬達力矩τ_m增加的緣故，可以減少 速度變動，可以減低振動或噪音。

換言之，了解到本實施方式中得到的差力矩 推定值△τ_m ^{^}，為推定或者是預先設定的負載變動模式；驅動訊號Gp、Gn的工作比，係加到該推定或者是預先設定的負載變動模式(差力矩推定值△τ_m ^{^})，對應到旋轉角度位置θ_d(更具體方面，軸誤差△θ_c)而變化。

而且，差力矩推定值△τ_m ^{^}為負載力矩τ_L(瞬 時負載力矩)與馬達力矩τ_m的差(差力矩△τ_m)的推定值的緣故，是可以考慮對應到瞬時負載力矩而增減的值。但是，經由圖14所示的單相座標變換器32及低通濾波器98c、98d，不幸除去了瞬時的變動分量。相對於此，軸誤差△θ_c為對應到瞬時負載力矩而增減的值本身的緣故，對應到軸誤差△θ_c使驅動訊號Gp、Gn的工作比變化，係無非是「因應對應到瞬時負載力矩而增減的參數(△θ_c)使驅動訊號Gp、Gn的工作比變化」、或者是「推定瞬時負載力矩，對應到已推定的瞬時負載力矩使驅動訊號Gp、Gn的工作比變化」之事。

[第2實施型態]

接著，參閱圖17說明本發明的第2實施方式之壓縮機302的構成。尚且，對應到已說明的比較例1及第1實施方式所示的部分賦予相同的元件符號，並省略其說明說明。

壓縮機302中，為動力源之電動機6與壓縮 機構部500，被安裝到密閉容器511的內部。接著，電動機6係介隔著配線纜線310連接到馬達控制裝置301。而且，被結合到電動機6的旋轉件6a的軸502與旋轉式活塞501，係介隔著曲柄軸503而被連接。經此，對應到電動機6的旋轉旋轉式活塞501偏心旋轉，實行吸入、壓縮、吐出之一連串的製程。先分別連接吸入管508到吸入口、連接吐出管509到吐出口，在與連接到壓縮機302的外部的系統之間循環冷媒。

軸502的其中一端，係藉由軸承510被支撐著。先在密閉容器511的底部儲滯有潤滑油，潤滑軸承510及壓縮機構部500。在軸502的另一端，先附加有配重512，緩和因旋轉式活塞501的偏心所致之重量的不平衡。加重配重512的重量的話，慣性矩變大，也可以縮小因電動機6的產生力矩與負載力矩的差所致之速度變動。反面的是，增加電動機的加減速所需要的時間與能量。

本實施方式中的馬達控制裝置301，係與第1實施方式的馬達控制裝置1b同樣去構成。從而，可以補償軸誤差△θ_d，可以抑制振動或噪音。經此，可以削減配重512的重量，也可以削減慣性矩的緣故，可以改善起動特性，可以在短時間於吸入管與吐出管產生壓力差。

[第3實施型態] <第3實施方式的全體構成>

接著，參閱圖18說明有關本發明之第3實施方式的 空調機。圖18中，空調機300具有：室內機303、室外機304、以及連接兩者之配管305。在室內機303設有：室內熱交換器306、以及送風到室內熱交換器306的送風機307。而且，在室外機304，設有：壓縮機302、以及控制該壓縮機302的馬達控制裝置311；兩者係介隔著配線纜線310被連接著。更進一步，在室外機304，設有：室外熱交換器308、以及送風到該室外熱交換器308的送風機309。在冷房室內的情況下，在圖上介隔著上側的配管305從室外機304的室外熱交換器308供給冷媒到室內機303的室內熱交換器306。冷房室內後之氣化的冷媒，係介隔著下側的配管305回流到壓縮機302。壓縮機302的構成是與第2實施方式(參閱圖17)同樣。

在這樣的構成中，在壓縮機302，藉由機械角 每1旋轉、或是乃是負載之壓縮機構部500的特性，產生脈動力矩。在空調機300中，為了削減地球暖化或電費，強烈希望節能化。為此，經由用換流器驅動壓縮機302而可變速的方式，削減隨冷暖房週期的起動/停止所致的漏失這一點是一般的。更進一步，是希望經由提升住宅的絕熱性能，一但室內的溫度到設定值後，最小化空調機300的能力而繼續動作。如此，對馬達控制裝置311及壓縮機302，是期望「用更低速來驅動」。但是，在用低速進行驅動之際，振動抑制便成為大課題。振動大的話不僅是成為噪音的原因，也有在配管305產生應力，使壽命下降的可能性。

在用高速驅動構成壓縮機302的電動機6的 旋轉件6a的情況下，因為慣性矩的效果，即便電動機6的馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L的差之差力矩△τ_m為大，對振動或噪音的影響是比較小的。但是，在用低速驅動電動機6的情況下，差力矩△τ_m對振動或噪音的影響為大。搭載壓縮機302的空調機的室外機，係如其名稱般設置在室外，但也有很多是設置在居住空間附近的緣故，是希望能極力削減振動或噪音。在此，期望有可以抑制週期性的負載變動減低電動機的噪音或振動的馬達控制裝置。

<脈動力矩電流指令值作成器11g的構成>

本實施方式中的馬達控制裝置311，係與第1、第2實施方式中的馬達控制裝置1b(301)比較，脈動力矩電流指令值作成器的構成為相異。亦即，取代圖14的脈動力矩電流指令值作成器11f，適用有於圖19所示的脈動力矩電流指令值作成器11g的緣故，說明該構成。

在圖19所示的脈動力矩電流指令值作成器 11g，減法運算器91r被插入到餘弦演算器96及正弦演算器97的前段，在兩演算器96、97，供給從推定機械角度位置θ_r減去機械角軸誤差△θ_r的修正推定機械角度位置θ_r1。經此，從演算器96、97，係個別輸出修正推定機械角度位置θ_r1的餘弦成分cosθ_r1及正弦成分sinθ_r1，這些訊號，係對單相座標變換器32及單相座標逆變換器37雙方共通地供給。上述以外的構成，係與圖14的脈動力矩電 流指令值作成器11f同樣。

根據該構成，也就從單相座標變換器32輸出 的差力矩推定值餘弦成分△τ_mc及差力矩推定值正弦成分△τ_ms，可以補償軸誤差△θ_c的影響。一般來說，空調機係剛運轉後冷卻週期不安定的緣故負載變動變大，冷卻週期安定的話負載變動也有安定到一樣的變動之傾向。為此，剛運轉後係經由脈動力矩控制期望有充分的振動抑制，但冷凍週期安定後，調整週期脈動力矩控制的效用，是期望有一邊把振動弄在容許範圍內一邊抑制消耗電力。經由適用上述的馬達控制裝置311，充分滿足該要望。

[第4實施型態]

接著，說明有關本發明之第4實施型態。

適用在上述的第1~第3實施方式的馬達控制裝置1b(301)、311，係藉由微計算機或DSP等的半導體積體電路(演算控制部)來構成，用軟體等來實現者為多。為此，是有難以檢驗是否正確構成這些馬達控制裝置之課題。在此，本實施方式中，提供檢驗第1~第3實施方式的構成是否正確動作之檢驗系統。

參閱圖20說明本實施方式的檢驗系統的構 成。

圖20中，在電動機6，安裝有直接檢測旋轉件6a的磁極的位置、亦即旋轉角度位置θ_d之磁極位置感測器194。磁極位置感測器194，係可以藉由在電動機6的軸 502(參閱圖3、圖17)安裝使用編碼器等的角度感測器來實現。

而且，在電力變換電路5的內部中，設有測 定分路阻抗25的兩端的電壓之電壓檢測器192。而且，取代適用在第1、第3實施方式的直流電壓源20，本實施方式中，適用有可以增減電壓的可變直流電壓源20a。而且，在換流器21與電動機6之間的各個相的接線，插入有儀器分析用比流器191a、191b、191c、與電壓計193a、193b、193c。這些的電壓計，係檢測各個相的電位、與可變直流電壓源20a的N(負面)側的電位之差，作為各個相的電壓。尚且，儀器分析用比流器191a、191b、191c，係比電流檢測部7更高精度。

更進一步，本實施方式中，設有檢驗裝置 190。設在該內部的3φ/dq變換器195，係檢測介隔著上述儀器分析用比流器191a、191b、191c供給到電動機6的各個相之交流電流I_U、I_V、I_W，同時用分路阻抗25的阻抗值除上電壓檢測器192的測定結果，求出電流值。而且，電壓判定部197，係介隔著電壓計193a、193b、193c，取得電動機6之各個相的交流電壓V_U、V_V、V_W。 而且，速度變換部198，係根據旋轉角度位置θ_d，求取旋轉速度。

更進一步，電壓判定部197，係藉由來自控制 部2b或是閘極驅動電路23的基準電位之電位差檢測各個相的驅動訊號(閘極訊號)。3φ/dq變換器195，係供給 在交流電流I_U、I_V、I_W或是分路阻抗25流動的電流值、與旋轉角度位置θ_d(磁極位置)的話，根據下式(9)，算出3相軸上的電流中d-q軸上的電流I_d、I_q。電流判定部196，係判定q軸電流I_q是否適切。

電壓判定部197中，從各個相的交流電壓 V_U、V_V、V_W中至少2相以上的電壓，求出旋轉速1次成分的振幅與相位。接著，比較各電壓的相位、與電動機6的旋轉角度位置θ_d，檢測兩者的差。假設，在控制部2b進行期望的動作的情況下，也在負載的變化為大的期間，電壓的相位與旋轉角度位置θ_d的差應該為小。如此，經由測定旋轉角度位置θ_d、各個相交流電流I_U、I_V、I_W、交流電壓V_U、V_V、V_W、在分路阻抗25流動的電流及驅動訊號等，可以檢驗第1~第3實施方式的控制部2b是否進行期望的動作。

[變形例]

本發明並不限於上述之實施方式，可以有種種的變形。上述的實施方式係為了容易暸解本發明而用於說明之例示，並非是在限定具備已說明之全部的構成。又，可以把某一實施方式的構成的一部分置換到另一實施方式的構成，還有，亦可在某一實施方式的構成加上另一實施方式 的構成。又，有關各實施方式的構成的一部分，是可以追加、刪除、置換其他的構成。對於上述實施方式而可以的變形，係例如以下者。

<脈動力矩電流指令值作成器的變形例>

(1)取代第1、第2實施方式中的脈動力矩電流指令值作成器11f(參閱圖14)，亦可適用有於圖21所示的脈動力矩電流指令值作成器11h。

脈動力矩電流指令值作成器11h，係在乘法運算器92u與減法運算器91r之間插入有切換器82d。切換器82d，係換流器頻率指令值ω₁未達指定的切換頻率未達的話選擇機械角軸誤差△θ_r，該指令值ω₁為該切換頻率以上的話選擇零訊號，把已選擇的訊號供給到減法運算器91r。在此，上述的切換頻率，為電動機6的感應電壓成為直流電壓源20的輸出電壓(直流電壓)的一半以下之低速範圍的頻率。

用切換器82d選擇了機械角軸誤差△θ_r的情況 的動作，係與第1、第2實施方式的脈動力矩電流指令值作成器11f的動作同樣。亦即，根據從推定機械角度位置θ_r減去機械角軸誤差△θ_r而成的修正推定機械角度位置θ_r1，從餘弦演算器96a及正弦演算器97a，分別輸出修正推定機械角度位置θ_r1的餘弦成分cosθ_r1及正弦成分sinθ_r1。經此，可以使差力矩△τ_m減少，可以減少振動或噪音。另一方面，切換器82a中選擇零訊號的話，從減法 運算器91r輸出相等於推定機械角度位置θ_r的修正推定機械角度位置θ_r1的緣故，演算器96a、97a的演算結果，係變成與演算器96、97的演算結果相等。

本變形例，係著眼於，起因於軸誤差△θ_d的 振動或噪音係電動機6的旋轉速度越低速而越顯著者，在旋轉速度為低速(未達切換頻率)的情況下與第1實施方式同樣根據軸誤差△θ_c實行補償動作，旋轉速度為高速的話，省略補償動作。所謂省略補償動作的事，係在實際上用程式實現脈動力矩電流指令值作成器11h的動作知際，省略乘法運算器92u、減法運算器91r、演算器96a、97a的演算，可以把演算器96、97的演算結果照原樣供給到單相座標逆變換器37。經此，可以削減演算時間或所需記憶體量等的資源。

(2)在說明有關脈動力矩電流指令值作成器 之其他的變形例之前，特別是參閱圖22說明有關在電動機6的加減速中所產生的問題。

如圖22(a)所示，階梯狀降低從上位控制系統等所給予的旋轉速度指令值ω^*(虛線)的話，換流器頻率指令值ω₁(實線)係追蹤跟從於旋轉速度指令值ω^*般，徐徐地降低。此乃是，在圖8、圖9所示的PLL控制器13及力矩電流指令值作成器10中，進行比例積分控制的緣故。

但是，如上述般，於各控制器，可以設定的 響應頻率是有限制。為此，特別是在旋轉速度指令值ω^* 的變化為大的情況下，在加減速中發生恆定的軸誤差。亦即，如圖22(b)所示，軸誤差△θ_d係成為利用恆定的成分、與重疊於此的脈動成分所構成的波形。這樣的情況，係特別是期望著眼於恆定的成分而產生馬達力矩τ_m。但是，也於藉由推定所得的軸誤差△θ_c脈動成分重疊的緣故，於施加在電動機6的電壓不幸產生對電壓指令值之相位差，難以透過力矩電流指令值I_tq ^*使馬達力矩τ_m發生。

對應該問題，所以在第1、第2實施方式中， 取代脈動力矩電流指令值作成器11f(圖14參閱)，亦可適用有於圖23所示之脈動力矩電流指令值作成器11i。該脈動力矩電流指令值作成器11i，係相等於在圖21所示的脈動力矩電流指令值作成器11h中，在乘法運算器92u與切換器82d之間，插入了恆常軸誤差演算器19與加法運算器90g之構成。

在此，於圖24表示恆常軸誤差演算器19的 構成。恆常軸誤差演算器19為一次延遲濾波器，其時間常數T_r，被設定成使機械角軸誤差△θ_r的脈動成分(亦即，機械速度ω_r以上的頻率成分)衰減。經此，從恆常軸誤差演算器19，輸出機械角軸誤差△θ_r的恆常成分△θ_{r_stdy}。

於圖23返回，加法運算器90g中，相加機械 角軸誤差△θ_r、機械角軸誤差恆常成分△θ_{r_stdy}，在換流器頻率指令值ω₁未達切換頻率的的情況，該加法運算結果供給到減法運算器91r。經此，強調被包含在機械角軸誤 差△θ_r之恆常成分，反映到脈動力矩電流指令值I_qsin ^*的話，可以減低施加在電動機6的電壓的相位誤差。

(3)圖23所示的脈動力矩電流指令值作成 器11i中，係在加法運算器90g中求出機械角軸誤差△θ_r與機械角軸誤差恆常成分△θ_{r_stdy}的加法運算結果，介隔著切換器82d輸出了該加法運算結果，但省略加法運算器90g，亦可介隔著切換器82d僅輸出機械角軸誤差恆常成分△θ_{r_stdy}。

這樣的構成，係在配重512(參閱圖17)的 慣性矩為充分大的情況下特別有用。在慣性矩充分大的情況下，也在電動機6的低速運轉時，可以小到可以忽略軸誤差△θ_d的脈動成分的程度。該情況，係省略對軸誤差△θ_d的脈動成分之控制，也是考慮到僅對加減速時所產生的恆常成分進行補償的緣故。

本變形例中，從電動機6的機械角軸誤差△θ_r 之中，去除了機械速度ω_r以上的成分者係作為機械角軸誤差恆常成分△θ_{r_stdy}，介隔著切換器82d供給到減法運算器91r。這麼一來，在機械角軸誤差△θ_r之中未包含到機械速度ω_r未達的成分的情況下，變成從乘法運算器92u持續輸出零訊號(或是位準極低的訊號)的緣故，根據機械角軸誤差△θ_r的控制係實質上不進行(機械角軸誤差△θ_r為對驅動訊號Gp、Gn(參閱圖5)不會有實質上的影響)。

從而，本變形例，係把電動機(6)的旋轉速 度為伴隨著具有未達該旋轉速度的成分的變化特性而變化的情形作為條件，控制部(2)為因應對應到負載裝置(9)的瞬時力矩(τ_L)而增減的參數，來調整驅動訊號的工作比者。

(4)在上述各實施方式、變形例中的脈動力 矩電流指令值作成器11f、11g、11h、11i供給了換流器頻率指令值ω₁，但取代該指令值ω₁，也可以供給旋轉速度指令值ω^*。

(5)上述各實施方式、變形例的脈動力矩電 流指令值作成器11f、11g、11h、11i中，追加把從3φ/dq變換器8(參閱圖12)被輸出的電流檢測值I_dc、I_qc予以微分之微分器，加到在這些脈動力矩電流指令值作成器11f、11g、11h、11i所使用的軸誤差△θ_c，或者是取代軸誤差△θ_c，亦可把該微分器之輸出的電流微分值供給到減法運算器91r。經此，把驅動訊號Gp、Gn，加到推定或者是預先設定的負載變動模式，可以對應到電流微分值使其變化。電流微分值，係在得到電流檢測值I_dc、I_qc後，比較早的時序所得到的緣故，經由使用電流微分值，可以更上一層效果地補償因響應頻率的限制所致之延遲。

<電動機、負載裝置等的變形例>

(1)上述各實施方式中，說明了電動機6係使用了在旋轉件6a具有永久磁體之永磁式同步馬達之例，但作為電動機6，可以使用其他的電動機(例如，感應電機、 同步機、切換式磁阻馬達、同步式磁阻馬達等)。而且，電動機6也可以不是三相電動機，例如也可以是兩相電動機、其他多相電動機。因電動機的種類，在電壓指令值演算部34的演算方法會有變，但除此以外是可以適用與各實施方式的構成同樣者，可以發揮與各實施方式同樣的效果。

(2)在上述各實施方式中，作為電動機6採 用了穩極型者的緣故，d軸與q軸的電感值係暫定為相同，作為d軸電流指令值I_d ^*設定為零。但是，作為電動機6也可以採用凸極型的電動機。亦即，在凸極型的電動機中，於d軸與q軸的電感產生有差的緣故，除了因q軸電流所致之力矩外，產生有起因於d軸與q軸的電感的差所致之磁阻轉矩。該情況下，經由考慮磁阻轉矩而設定d軸電流指令值I_d ^*的方式，可以用較小的q軸電流產生相同的力矩。經此，可以發揮有削減消耗能源之效果。

(3)在上述各實施方式中，說明了作為負載 裝置9使用了旋轉式轉子型的壓縮機構之例，但作為負載裝置9，也可以適用有活塞直線運動的往復式、或者是利用渦卷狀的迴旋翼所構成的渦卷式等的壓縮機構。因各種壓縮方式週期性的負載變動的特性係相異，也在任一壓縮方式中有起因於壓縮製程之負載變動。這些負載力矩變動特性係各自相異，但具備前述的手段之馬達控制裝置係在壓縮機構相異的情況也同樣可以適用，也在何一情況下發揮與上述各實施方式同樣的效果。

(4)在上述各實施方式中，作為負載裝置9 說明了適用壓縮機之例，但作為負載裝置9，可以採用具有週期性變動的負載力矩特性之其他的流體機械(例如泵)，該情況下也發揮與上述實施方式同樣的效果。

(5)上述各實施方式中，電動機6的軸 502，係介隔著曲柄軸503被連接到壓縮機構部500的旋轉式活塞501。為此，作為壓縮機302之一連串的製程係成為電動機6的機械角1週期，其結果，負載力矩的變動也是機械角1週期。但是，也可以在例如電動機6的軸與曲柄軸503之間，追加齒輪等的變速機構。該情況下，負載力矩的變動，係以機械角1週期的指定值倍(該指定值有為整數與不為整數的情況)來變動，但負載力矩的變動週期是事先知道的緣故，可以適用與上述各實施方式同樣的內容，發揮同樣的效果。

(6)在上述各實施方式中，電動機6與負載 裝置9之間的動力傳遞，係如圖3(a)、(b)所示般經由機械性的連接來實現。但是，對於潤滑油供油的構成、壓縮或者是搬送對象(例如有害氣體)，係以包含磁性連接的機構的方式隔離電動機6與負載裝置9，也可以提高安全性或維修性。

<檢驗系統之變形例>

(1)第4實施方式的檢驗系統中，安裝了於電動機6的軸502使用的編碼器等之角度感測器。但是，在編碼 器等的安裝困難的情況下，削掉軸502的一部分，在圓圓周方向形成1個以上的凹部者為佳。經此，可以把軸502當作簡易的齒輪。在有凹陷的位置附近，例如，以設置磁式速度檢測器、光拾取器、霍爾元件等的方式，可以檢測設在軸502的凹陷。從凹陷的位置可以檢測機械角亦即旋轉角度位置θ_d。特別是在負載的變化為大的位置(例如圖4的負載力矩的波形的微分值為大的位置)多設有細的凹陷的話，變成可以正確地檢驗。

(2)第4實施方式中，電壓計193a、193b、 193c，係檢測各個相的電位、與可變直流電壓源20a的N(負面)側的電位之差，作為各個相的電壓。但是，取而代之，測定各個相間的線間電壓，亦可從其結果算出交流電壓V_U、V_V、V_W。

(3)而且，取代電壓計193a、193b、193c， 可以根據驅動訊號求出交流電壓V_U、V_V、V_W。該情況，係使用把驅動訊號的頻率(亦即，電力變換電路5的切換頻率)以上的頻率成分予以遮斷的低通濾波器，抽出從驅動訊號施加到電動機的各個相施加電壓的旋轉速1次成分者為佳。

(4)電流判定部196也可以用硬體實現。例 如，可以用由電阻與電容所致之類比電路實現1次延遲過濾器。而且，在示波器般的測定器，有具備過濾器計算功能的測定器。使用這樣的測定器的話，藉由僅檢測3相電流值的方式，可以簡單檢驗有關第1~第3實施方式的裝 置是否進行期望的動作。

<其他各部之變形例>

(1)在上述各實施方式中，藉由圖9所示的力矩電流指令值作成器10產生了力矩電流指令值I_tq ^*，但力矩電流指令值I_tq ^*也可以從未圖示的上位控制系統等來得到。

(2)在上述各實施方式中，在控制軸上控制 了電壓或電流，但實際上也可以調整施加在電動機6的電壓的振幅與相位而控制電動機6。而且，在上述各實施方式中，根據控制軸上的d軸、q軸電流指令值I_d ^*、I_q ^*求出d軸、q軸電壓指令值V_d ^*、V_q ^*(參閱圖7)，根據d軸、q軸電壓指令值V_d ^*、V_q ^*求出三相的電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。但是，也可以根據d軸、q軸電流指令值I_d ^*、I_q ^*求出三相的電流指令值，根據該三相的電流指令值求出三相的電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。

(3)在上述各實施方式中，對直流電壓源20 串聯連接了分路阻抗器25，但在其他謀求保護切換元件22的手段之情況等，也可以省略分路阻抗器25。

(4)在上述各實施方式中，藉由電流檢測部 7直接地檢測了從電力變換電路5供給到電動機6的電流，但取代該電流檢測部7，也可以採用單並(single shunt)電流檢測方式的電流檢測部。所謂的單並電流檢測方式，係例如藉由測定分路阻抗器25的電壓下降的方式測定直流電壓源20的輸出電流，求出交流側的電流 者。此乃是利用與電力變換電路5的各個相的交流電流同等的電流流動到分路阻抗器25者。流動到路阻抗器25的電流係時間性地變化的緣故，可以用適切的時序為基準電流檢測驅動訊號24a~24f變化的時序。

(5)在上述各實施方式中，控制部2係藉由 微計算機或DSP等的半導體積體電路(演算控制部)來構成，但各實施方式的構成、功能、處理部、處理程序等，可以把這些的一部分或是全部，藉由例如ASIC(特定用途向IC)等的硬體來實現。而且，在使用微計算機或DSP(digital signal processor)等的半導體積體電路的情況下，係可以把適用到這些的程式儲存在記憶媒體而發布，或者是透過傳送路徑而發布。

11f‧‧‧脈動力矩電流指令值作成器

32‧‧‧單相座標變換器

37‧‧‧單相座標逆變換器

91r、91j、91k‧‧‧減法運算器

92u、92o‧‧‧乘法運算器

92t、92m‧‧‧差用比例器

92n‧‧‧比例器

94h、94i‧‧‧積分演算部

94j‧‧‧積分器

96、96a‧‧‧餘弦演算器

97、97a‧‧‧正弦演算器

98c、98d‧‧‧低通濾波器

Claims (12)

1. 一種馬達控制裝置，具備：電力變換電路，係把直流電壓變換成交流電壓，藉由前述交流電壓驅動連接到負載裝置的電動機；以及控制部，係輸出驅動前述電力變換電路的驅動訊號；前述控制部，係推定前述電動機的旋轉角度位置，把前述驅動訊號的工作比，加到推定或者是預先設定的負載變動模式，對應到已推定的前述旋轉角度位置使其變化。
2. 一種馬達控制裝置，具備：電力變換電路，係把直流電壓變換成交流電壓，藉由前述交流電壓驅動連接到負載裝置的電動機；以及控制部，係輸出驅動前述電力變換電路的驅動訊號；前述控制部，係因應對應到前述負載裝置的瞬時力矩而增減的參數調整前述驅動訊號的工作比。
3. 如請求項1之馬達控制裝置，其中，前述控制部，更具有：電流檢測部，係檢測供給到前述電動機的電流值；座標變換部，係把藉由前述電流檢測部被檢測出的電流值變換成旋轉座標中的電流值；以及微分器，係微分前述旋轉座標中的電流值，輸出電流微分值；對應到前述電流微分值調整前述驅動訊號的工作比。
4. 如請求項2之馬達控制裝置，其中，前述控制部，更具有：電流檢測部，係檢測供給到前述電動機的電流值；座標變換部，係把藉由前述電流檢測部被檢測出的電流值變換成旋轉座標中的電流值；以及微分器，係微分前述旋轉座標中的電流值，輸出電流微分值；對應到前述電流微分值調整前述驅動訊號的工作比。
5. 如請求項1之馬達控制裝置，其中，前述電動機的旋轉速度，把未達屬於前述電動機的感應電壓為前述直流電壓的一半以下的速度領域之指定的切換速度作為條件，前述控制部係因應對應到前述負載裝置的瞬時力矩而增減的參數調整前述驅動訊號的工作比。
6. 如請求項2之馬達控制裝置，其中，前述電動機的旋轉速度，把未達屬於前述電動機的感應電壓為前述直流電壓的一半以下的速度領域之指定的切換速度作為條件，前述控制部係因應對應到前述負載裝置的瞬時力矩而增減的參數調整前述驅動訊號的工作比。
7. 如請求項5之馬達控制裝置，其中，前述電動機的旋轉速度，把隨著具有未達前述旋轉速度的成分之變化特性而變化者作為條件；前述控制部係因應對應到前述負載裝置的瞬時力矩而 增減的參數調整前述驅動訊號的工作比。
8. 如請求項6之馬達控制裝置，其中，前述電動機的旋轉速度，把隨著具有未達前述旋轉速度的成分之變化特性而變化者作為條件；前述控制部係因應對應到前述負載裝置的瞬時力矩而增減的參數調整前述驅動訊號的工作比。
9. 一種壓縮機，具有：如請求項1或2之馬達控制裝置；驅動前述馬達控制裝置之電動機；被連接到前述電動機之壓縮機構部；以及收納前述電動機與前述負載裝置之收納容器。
10. 一種空調機，具有：如請求項9之壓縮機；被連接到前述壓縮機之室內熱交換器；以及被連接到前述壓縮機及前述室內熱交換器之室外熱交換器。
11. 一種程式，係適用在馬達控制裝置，該馬達控制裝置具備：電力變換電路，係把直流電壓變換成交流電壓，藉由前述交流電壓驅動連接到負載裝置的電動機；以及控制部，係具有電腦，輸出驅動前述電力變換電路之驅動訊號；其特徵為，使前述電腦發揮以下功能：推定前述電動機的旋轉角度位置，把前述驅動訊號的工作比，加到推定或者是預先設定的負載變動模式，對應 到前述旋轉角度位置使其變化之手段。
12. 一種程式，係適用在馬達控制裝置，該馬達控制裝置具備：電力變換電路，係把直流電壓變換成交流電壓，藉由前述交流電壓驅動連接到負載裝置的電動機；以及控制部，係具有電腦，輸出驅動前述電力變換電路之驅動訊號；其特徵為，使前述電腦發揮以下功能：因應對應到前述負載裝置的瞬時力矩而增減的參數調整前述驅動訊號的工作比之手段。