JP2016082637A - モータ制御装置、圧縮機、空気調和機およびプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】空気調和機等に適用されるモータ制御装置において、モータ制御装置の応答周波数の制約を補償しつつ電動機の騒音や振動を低減できるようにする。【解決手段】直流電圧を交流電圧に変換し、負荷装置に接続された電動機を該交流電圧によって駆動する電力変換回路と、電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御部とを備え、該制御部は、電動機の回転角度位置（軸誤差Δθc）を推定し、ドライブ信号のデューティ比を、推定あるいは予め設定した負荷変動パターン（差トルク推定値Δτm^）に加え、回転角度位置（軸誤差Δθc）に応じて変化させる。【選択図】図１４

Description

本発明は、モータ制御装置、圧縮機、空気調和機およびプログラムに関する。

空気調和機等に適用されるモータ制御装置の背景技術として、例えば、特許文献１の請求項１には、「前記モータの回転位置に応じて前記モータの出力トルクを変動させるための補償トルクパターンを生成し、前記モータに供給する電流値を補正するトルク制御部と、を備える」と記載されている。

特開２００８−２４５５０６号公報

しかし、特許文献１の圧縮機に接続されたモータの制御装置は、正規化トルクパターンを前提にしない場合ついては特に記載されていない。また、モータ制御装置の応答周波数の制約によって電動機固定子の推定位置と電圧印加位相との間にタイミング差が生じる点についても特に記載されていない。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、モータ制御装置の応答周波数の制約を補償しつつ電動機等の騒音や振動を低減できるモータ制御装置、圧縮機、空気調和機およびプログラムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明にあっては、電動機の回転角度位置を推定し、ドライブ信号のデューティ比を、推定あるいは予め設定した負荷変動パターンに加え、回転角度位置に応じて変化させることを特徴とする。

本発明によれば、モータ制御装置の応答周波数の制約を補償しつつ電動機等の騒音や振動を低減できる。

比較例１による圧縮機の全体ブロック図である。 比較例１における電力変換回路および電流検出部の構成を示すブロック図である。 比較例１における負荷装置である回転ロータリー型圧縮機構部の構成例を示す図である。 比較例１における電気角、機械角、座標系を説明する図である。 比較例１におけるＰＷＭ信号作成器の波形図である。 比較例１における制御部のブロック図である。 比較例１における電圧指令値演算部のブロック図である。 比較例１におけるＰＬＬ制御器のブロック図である。 比較例１におけるトルク電流指令値作成器のブロック図である。 比較例１における各部の波形図である。 本発明の第１実施形態による圧縮機の全体ブロック図である。 第１実施形態における制御部のブロック図である。 第１実施形態における脈動トルク推定器の原理を示すブロック図である。 第１実施形態における脈動トルク電流指令値作成器の構成を示すブロック図である。 第１実施形態の動作説明図である。 第１実施形態における負荷トルク波形とモータ発生トルクの関係を示す図である。 本発明の第２実施形態による圧縮機の断面図である。 本発明の第３実施形態による空気調和機の冷却系統図である。 第３実施形態における脈動トルク電流指令値作成器のブロック図である。 本発明の第４実施形態による検証システムのブロック図である。 脈動トルク電流指令値作成器の一変形例のブロック図である。 回転速度指令値とインバータ周波数指令値との関係を示す図である。 脈動トルク電流指令値作成器の他の変形例のブロック図である。 定常軸誤差演算器のブロック図である。

［比較例１］
＜比較例１の構成＞
（比較例１の全体構成）
本発明の実施形態を説明する前に、実施形態と比較するための比較例１の構成について説明する。図１は比較例１による圧縮機の全体構成を示す図である。この圧縮機は、圧縮機構である負荷装置９と、該負荷装置９を駆動する電動機６と、電動機６を制御するモータ制御装置１ａとから構成されている。

図１において、モータ制御装置１ａは、電力変換回路５にドライブ信号を出力する制御部２ａを有している。電力変換回路５は直流電圧源とインバータとを内蔵し、インバータは上記ドライブ信号に基づいて交流電圧を出力する。電動機６はこの交流電圧によって回転し、電動機６に結合された負荷装置９を回転駆動する。これにより、ドライブ信号に基づいた電圧または電流により、電動機（モータ）６の速度やトルクが所期の状態になるように制御される。

本比較例において、電動機６は、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータである。また、電動機６により駆動される負荷装置９は、本比較例においては、回転ロータリー型圧縮機構である。電流検出部７は、電動機６あるいは電力変換回路５に流れる電流を検出する。これら制御部２ａと、電力変換回路５と、電流検出部７とによってモータ制御装置１ａが構成されている。

次に、電力変換回路５と電流検出部７の構成を図２に示す。電力変換回路５は、図２に示すように、インバータ２１と、直流電圧源２０と、ゲートドライバ回路２３とを有している。インバータ２１は、スイッチング素子２２ａ〜２２ｆ（例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子）と、これらに並列に接続された還流用ダイオードとを有している。なお、スイッチング素子２２ａ〜２２ｆを総称して「スイッチング素子２２」と呼ぶ。

これらのスイッチング素子２２は、２組のスイッチング素子２２が直列に接続されることにより、各相の上下アームを構成している。図２の例においては、スイッチング素子２２ａ，２２ｂによりＵ相、スイッチング素子２２ｃ，２２ｄによりＶ相、スイッチング素子２２ｅ，２２ｆによりＷ相の上下アームが構成されている。各相の上下アームの接続点は、電動機６へ接続されている。ゲートドライバ回路２３は、供給されたパルス状のドライブ信号を増幅して出力する。スイッチング素子２２は、ゲートドライバ回路２３が出力するドライブ信号２４ａ〜２４ｆに応じて、直流電圧源２０の出力電圧をスイッチングする。

本比較例においては、直流電圧源２０には、シャント抵抗器２５が直列接続されている。これは、過大な電流が流れないようにスイッチング素子２２を保護するものである。このように、直流電圧源２０の出力電圧をスイッチングして３相交流電圧を出力することにより、任意の周波数の３相交流電圧を電動機６に印加することができ、これによって電動機６を可変速駆動することができる。電流検出部７は、電力変換回路５から電動機６に流れる３相の交流電流のうち、Ｕ相とＷ相に流れる電流Ｉ_u，Ｉ_wを検出する。勿論、全相の交流電流を検出しても差支えないが、キルヒホッフの第１法則から、３相のうち２相が検出できれば、他の１相は検出した２相から算出できる。

本比較例は、電動機６や負荷装置９等の機械部分において生じる振動や騒音の問題を解消しようとするものである。そのために、まず負荷装置９すなわち回転ロータリー型の圧縮機構における具体的な課題について述べる。図３(a)，(b)は、本比較例において負荷装置９として採用される回転ロータリー型圧縮機構部５００を示す。図３(a)は圧縮機構部５００および電動機６の側断面図を示し、図３(b)は図３(a)におけるＡ−Ａ’断面図である。図３(a)において圧縮機構部５００は、密閉容器５１１に収容された電動機６と、該電動機６によって駆動される負荷装置９としての圧縮機構部５００とを有している。圧縮機構部５００は、円筒状のシリンダ５０４と、偏心しつつ該シリンダ５０４内を回動自在に構成されたロータリーピストン５０１とを有している。

電動機６は回転子６ａと固定子６ｂとを有しており、回転子６ａはシャフト５０２を上方向に突出させている。このシャフト５０２はクランクシャフト５０３に結合され、クランクシャフト５０３はロータリーピストン５０１に結合されている。これにより、圧縮機構部５００は電動機６のシャフト５０２により回転駆動される。また、図３(b)に示すように、シリンダ５０４には、吸込み口５０５と吐出口５０７とが形成されるとともに、ベーン５０６が設けられている。ベーン５０６は、シリンダ５０４の中心に向かって付勢されており、ロータリーピストン５０１に摺動しつつ半径方向に移動自在になっている。

上記構成により圧縮機構部５００では、電動機６を動力源としてロータリーピストン５０１が偏心駆動され、圧縮機としての吸込み、圧縮、吐出の一連の工程が実行される。次に、図３(b)を参照しつつ具体的な圧縮工程を説明する。まずシリンダ５０４に設けられた吸込み口５０５から気化した冷媒が吸い込まれる。その後、電動機６の回転によりロータリーピストン５０１が回転し、ベーン５０６の図中の左側の容積が小さくなることで冷媒が圧縮される。さらにロータリーピストン５０１が回転し、上部に戻るあたりで吐出口５０７から、圧縮された（液化された）冷媒が吐出される。以上のような吸込み、圧縮、吐出の一連の工程においては、ロータリーピストン５０１に印加される圧力が変化する。この圧力変化を、ロータリーピストン５０１を駆動する電動機６から見ると、周期的に負荷トルクが変化していることを意味する。

図４(a)は、ロータリーピストン５０１の機械角１回転における、回転子６ａの回転角度位置θ_dに対する負荷トルクτ_Lの変化の例を示す図である。図４(a)の横軸はロータリーピストン５０１の１周期（０度から３６０度）を示し、縦軸は負荷トルクτ_Lの大きさを示している。本比較例では、電動機６として４極電動機（回転子６ａの極数が「４」）の例を示しているため、電気角２周期が機械角１周期に相当する。したがって、仮に、電動機６が６極であった場合は、電気角３周期が機械角１周期に相当することになる。また、回転子６ａの位置とロータリーピストン５０１との位置関係は組み付けによって決まるが、図４(a)ではロータリーピストン５０１が、図３(a)においてベーン５０６を最大限外側に押し出す位置を０°としている。

図４(a)によれば、圧縮工程が進むにつれ負荷トルクτ_Lが急激に大きくなり、吐出工程では、負荷トルクτ_Lが減少しており、１回転中において負荷トルクτ_Lが変動している事が分かる。また、回転する度に回転角度位置に応じて負荷トルクτ_Lが変動するため、電動機６から見ると周期的に負荷トルクτ_Lが変動していることになる。従って、電動機６の回転の都度、図４(a)のパターンのトルク変化が生じていることになる。但し、たとえ同一の圧縮機構部５００を用いたとしても、電動機６の回転速度、吸込み口５０５や吐出口５０７の圧力、吸込み口５０５と吐出口５０７の圧力差等によって、負荷トルクτ_Lのピーク値や、ピーク値となる回転角度位置θ_dや、負荷トルクの増減変化波形は変化する。

圧縮機構部５００における負荷トルクτ_Lの変動と、電動機６が発生するモータトルクτ_mとに差が生じると、振動や騒音が生じる。特に、前述のように負荷トルクτ_Lの変動が大きい場合は、制御部２ａの構成によっては、電動機６に流れる電流に跳ね上りが生じ、あるいは電動機６の回転速度変動が生じるため、振動や騒音が生じやすい。そのため、負荷トルクτ_Lの変動を考慮して制御部２ａを構成することが望ましい。本比較例においては、周期的な負荷変動に対応し電動機６の騒音や振動を低減しようとしているため、その目的を達成するために望まれることは、負荷トルクτ_Lとモータトルクτ_mとをなるべく一致させることである。

（座標軸の説明）
モータ制御装置１ａの各部の説明の前に、座標軸の定義を明確にしておく。図４(b)は、モータ制御装置１ａにて検出、推定、あるいは仮定する制御軸の回転角度位置（推定回転角度位置θ_dc）と、実際の回転子６ａの回転角度位置θ_dとの関係を示す図である。回転子６ａに設けられた永久磁石の主磁束方向の位置をｄ軸とし、ｄ軸から回転方向に電気的に９０度（電気角９０度）進んだｑ軸とからなるｄ−ｑ軸を定義する。このｄ−ｑ軸は回転座標系である。

図４(b)において、回転子６ａの回転角度位置θ_dはｄ軸の位相を示す。このｄ−ｑ軸に対し、制御上の仮想回転子位置をｄｃ軸とし、そこから回転方向に電気的に９０度進んだ軸をｑｃ軸とし、ｄｃ軸，ｑｃ軸からなるｄｃ−ｑｃ軸を定義する。ｄｃ−ｑｃ軸も回転座標系である。これらの座標軸の関係が図４(b)に示されている。なお、これ以降の説明において、ｄ−ｑ軸を実軸、ｄｃ−ｑｃ軸を制御軸と呼ぶ。また、実軸と制御軸のズレである誤差角を軸誤差Δθ_dと呼ぶ。但し、本比較例においては、位置センサ等によって実際の軸誤差Δθ_dが直接的に得られるわけではなく、推測によって求めるため、軸誤差Δθ_dの推定値をΔθ_cと呼ぶ。

図４(c)は、固定座標系である３相軸と回転座標系である制御軸との関係を示した図である。図４(c)ではＵ相を基準にｄｃ軸の回転角度位置（磁極位置）を推定し、その結果を上述の推定回転角度位置θ_dcとする。ｄｃ軸は図中の円弧状矢印の方向（反時計方向）に回転している。そのため、回転周波数（後に示す、インバータ周波数指令値ω１）を積分することで、推定回転角度位置θ_dcが得られる。本比較例では、電動機６として永久磁石同期モータを用いているため、モータ制御装置１ａにて検出、推定、あるいは仮定する制御軸の推定回転角度位置θ_dcと、実際の回転子６ａの回転角度位置θ_dとは、基本的には同期している場合が多い。

但し、実際には加減速時や負荷変動時等の過渡状態において、制御軸の位置と回転子６ａの実軸の位置にズレ（軸誤差Δθ_d）が生じる場合がある。軸誤差Δθ_dが生じた場合、電動機６が実際に発生するトルクが減少したり、電動機６に流れる電流に歪みや跳ね上がりが生じたりすることもある。これらも振動や騒音の原因となる。特に、加減速中の過渡状態や低速駆動状態においては、軸誤差Δθ_dの影響により、適切な制御が困難になる場合がある。そこで、本比較例では、加減速中の過渡状態や低速駆動状態において軸誤差Δθ_dが発生した場合においても、電動機６のモータトルクτ_mを適切に制御することにより、電動機６の騒音や振動を低減しようとするものである。

（制御部２ａ）
図１に戻り、制御部２ａについて説明する。制御部２ａの内部において、トルク電流指令値作成器１０は、負荷トルクτ_Lの平均値および周期的に変動する値に応じたトルク電流指令値Ｉ_tq ^*を作成する。本比較例においては、出力されたトルク電流指令値Ｉ_tq ^*が、そのままｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*として、電圧指令値作成器３に供給される。

電圧指令値作成器３においては、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*と、電流検出部７から供給された交流電流検出値Ｉ_u，Ｉ_wとに基づいて電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*が生成される。ＰＷＭ信号作成器３３においては、これら電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に応じたドライブ信号が生成される。制御部２ａは、マイクロコンピュータやＤＳＰ(digital signal processor)等の半導体集積回路（演算制御部）と、演算制御部に供給されるプログラム等のソフトウェアを有しており、これらによって各機能を実現している。

（ＰＷＭ信号作成器３３）
制御部２ａの内部においてＰＷＭ信号作成器３３は、電圧指令値作成器３から出力された３相の電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*と、キャリア信号である三角波との比較により、電力変換回路５に与えるドライブ信号を生成する。電気角一周期における１相分の電圧指令値と三角波信号とドライブ信号との関係を図５に示す。図５は比較例１におけるＰＷＭ信号作成器の波形図であり、図中の「電圧指令値」とは、上述のＶ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*の何れかである。生成されるドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎは、対応する相における上アーム，下アーム（図２参照）のドライブ信号である。例えば、Ｕ相の電圧指令値Ｖ_u ^*に対して、生成されるドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎは、図２におけるドライブ信号２４ａ，２４ｂに対応する。

図５において、電圧指令値が三角波キャリア信号のレベル以上になると、上アームのドライブ信号ＧｐはＨレベルになり、上アームのスイッチング素子はオン状態になる。また、下アームのドライブ信号ＧｎはＬレベルになり、下アームのスイッチング素子はオフ状態になる。また、電圧指令値が三角波キャリア信号のレベル未満になると、上アームのドライブ信号ＧｐはＬレベルになり、上アームのスイッチング素子はオフ状態になる。また、下アームのドライブ信号ＧｎはＨレベルになり、下アームのスイッチング素子はオン状態になる。従って、図５に示すように、電圧指令値のレベルに応じて、ドライブ信号のデューティ比が設定される。

なお、ゲートドライバ回路２３やスイッチング素子２２自体の遅れに起因して、上下アームのスイッチング素子２２が短絡する恐れがあるため、実際には上下アームの両方がオフ状態となるデッドタイム（数マイクロ秒〜十数マイクロ秒程度）を付加して最終的なドライブ信号とすることが望ましい。但し、以下の説明においては、説明の簡略化のため、デッドタイムを有しない理想的なドライブ信号を用いることを前提として説明する。

（３φ／ｄｑ変換器８，ｄｑ／３φ変換器４）
次に、図６を参照して、ＰＷＭ信号作成器３３以外の制御部２ａの各構成要素について説明する。図６は比較例１における制御部２ａのブロック図であり、図中の３φ／ｄｑ変換器８は、推定回転角度位置θ_dcを用いて、３相軸上の交流電流検出値Ｉ_u，Ｉ_wを制御軸上（すなわちｄｃ軸上およびｑｃ軸上）の電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcに座標変換する。また、ｄｑ／３φ変換器４は、推定回転角度位置θ_dcを用いて、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を３相軸上の電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に座標変換する。

これらにより、制御部２ａの内部では、主として回転座標系であるｄｃ−ｑｃ軸が使用される。その理由は、回転座標系では電圧や電流の定常的な値は直流量として扱えるという利点があるためである。座標変換のためには、電動機６の回転子６ａの回転角度位置の情報が必要になる。本比較例では、位置センサ等によって回転角度位置を検出するのではなく、上述したように、電動機６に流れる電流および電動機６への印加電圧に基づいて、推定回転角度位置θ_dcを計算することとしている。これにより、回転子６ａに位置センサ等を設けることが不要になり、コストダウンを図ることができる。

（電圧指令値演算部３４）
次に、図７を参照し、電圧指令値演算部３４の構成を説明する。電圧指令値演算部３４には、ｄ軸，ｑ軸の電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*が供給される。本比較例において、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*は、上述したように、トルク電流指令値作成器１０が出力するトルク電流指令値Ｉ_tq ^*に等しい。また、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は本比較例においてはゼロを設定しているので、この理由について述べておく。本比較例においては、電動機６は、非突極型の永久磁石同期モータであるため、ｄ軸，ｑ軸のインダクタンスＬ_d，Ｌ_qが同一になる。

これにより、本比較例においては、ｄ軸，ｑ軸のインダクタンスＬ_d，Ｌ_qの差によって発生するリラクタンストルクは考慮する必要がなくなる。したがって、電動機６が発生するモータトルクτ_mはｑ軸を流れる電流に比例するものと考え、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*はゼロを設定している。また、電圧指令値演算部３４には、後述するＰＬＬ制御器１３からインバータ周波数指令値ω₁（電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*が有すべき周波数の指令値）が供給されるとともに、３φ／ｄｑ変換器８から電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcが供給される。

図７のｄ軸電流制御器１４ａにおいて、減算器９１ｃは、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*からｄｃ軸電流検出値Ｉ_dcを減算する。比例器９２ｃ，９２ｄは、この減算結果に対して、各々所定のゲインＫｐ＿ａｃｒｄ，Ｋｉ＿ａｃｒｄを乗算する。積分器９４ｃは、比例器９２ｄの出力結果、すなわち「Ｋｉ＿ａｃｒｄ×（Ｉ_d ^*−Ｉ_dc）」を積分する。加算器９０ｃは、比例器９２ｃの乗算結果と、積分器９４ｃの積分結果とを加算し、その加算結果をｄ軸電流指令値Ｉ_d ^**として出力する。

同様に、ｑ軸電流制御器１４ｂにおいて、減算器９１ｄはｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*からｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcを減算する。比例器９２ｅ，９２ｆは、この減算結果に対して、各々ゲインＫｐ＿ａｃｒｑ，Ｋｉ＿ａｃｒｑを乗算する。積分器９４ｄは、比例器９２ｆの出力結果、すなわち「Ｋｉ＿ａｃｒｑ×（Ｉ_q ^*−Ｉ_qc）」を積分する。加算器９０ｄは、比例器９２ｅの乗算結果と、積分器９４ｄの積分結果とを加算し、その加算結果をｑ軸電流指令値Ｉ_q ^**として出力する。このように、ｄ軸電流制御器１４ａおよびｑ軸電流制御器１４ｂは、各々比例積分演算器を構成している。

ここで、電流制御器１４ａ，１４ｂにおいて比例積分演算を行っている理由について説明しておく。後述する乗算器９２ｇ，９２ｉ等の構成要素では、電動機６の１相あたりの巻線抵抗値Ｒを用いて演算を行っている。しかし、実際の巻線抵抗値Ｒは一定値ではない。例えば、固定子６ｂに対して大きな電流を供給すると、固定子６ｂの温度上昇によって実際の巻線抵抗値Ｒは大きくなる。

このような場合、ｄ軸，ｑ軸の電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*と、想定した巻線抵抗値Ｒとに基づいてｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を出力すると、実際のｄ軸，ｑ軸の電流値がｄ軸，ｑ軸の電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*に一致しなくなり、トルク制御の精度が悪化する。そこで、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*と、対応する電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcとを比較し、その差分に基づいて求めたｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^**，Ｉ_q ^**を用いることにより、巻線抵抗値Ｒの変動による影響を吸収しつつ制御を続行することが可能になる。

ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^**，Ｉ_q ^**には、乗算器９２ｇ，９２ｉにて、それぞれ電動機６の１相あたりの巻線抵抗値Ｒが乗算され、電圧値Ｒ×Ｉ_d ^**，Ｒ×Ｉ_q ^**が出力される。また、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^**は、低域通過フィルタ９８ｂに供給され、一次遅れフィルタの伝達関数「１／（１＋Ｔ_dｓ）」にてフィルタリングされ、ｄ軸電流指令値Ｉ_df ^**として出力される。同様に、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^**は、低域通過フィルタ９８ａに供給され、一次遅れフィルタの伝達関数「１／（１＋Ｔ_qｓ）」にてフィルタリングされ、ｑ軸電流指令値Ｉ_qf ^**として出力される。ここで、時定数Ｔ_d，Ｔ_qは、電動機６の固定子６ｂの電気時定数であり、Ｔ_d＝Ｌ_d／Ｒ，Ｔ_q＝Ｌ_q／Ｒになる。

乗算器９２ｈにおいては、ｑ軸電流指令値Ｉ_qf ^**に対して、インバータ周波数指令値ω₁と、ｑ軸のインダクタンスＬ_qとが乗算される。減算器９１ｅにおいては、電圧値Ｒ×Ｉ_d ^**から乗算器９２ｈの出力信号ω₁×Ｌ_q×Ｉ_qf ^**から減算され、下式（１）に示すｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*が出力される。

Ｖ_d ^*＝Ｒ×Ｉ_d ^**−ω₁×Ｌ_q×Ｉ_qf ^** …（１）

また、乗算器９２ｊにおいては、ｄ軸電流指令値Ｉ_df ^**に対して、インバータ周波数指令値ω₁と、ｄ軸のインダクタンスＬ_dとが乗算される。乗算器９２ｋにおいては、インバータ周波数指令値ω₁に対して、誘起電圧定数Ｋ_eが乗算される。電動機６は同期電動機であると同時に同期発電機でもある。すなわち、回転子６ａが回転すると、回転速度に比例する起電力が固定子６ｂに生ずる。その際の比例定数が上記誘起電圧定数Ｋ_eである。そして、加算器９０ｅにおいては、乗算器９２ｉ，９２ｊ，９２ｋの各出力信号が加算され、その結果として下式（２）に示すｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*が出力される。

Ｖ_q ^*＝Ｒ×Ｉ_q ^**＋ω₁×Ｌ_d×Ｉ_df ^**＋ω₁×Ｋ_e …（２）

上述の乗算器９２ｈ，９２ｊは、ｄ軸，ｑ軸間の相互干渉をシミュレートしようとするものである。ｑ軸電流によって生じた起電力は、ほぼ９０°遅れてｄ軸に現れる。この現象をシミュレートするため、減算器９１ｅにおいては、電圧値Ｉ_d ^**Ｒからω₁×Ｌ_q×Ｉ_qf ^**を減算している。また、ｄ軸電流によって生じた起電力は、ほぼ９０°遅れてｑ軸のマイナス方向に現れる。この現象をシミュレートするため、加算器９０ｅでは、電圧値Ｉ_q ^**Ｒに対してω₁×Ｌ_d×Ｉ_df ^**を加算している。

図７の回路構成では、電圧指令値演算部３４の中に、電流制御器１４ａ，１４ｂを設けた点と、電動機６の電気時定数相当の遮断周波数を有する一次遅れフィルタである低域通過フィルタ９８ａ，９８ｂを設けた点とが特徴である。これらによって電動機６の逆モデルを成立させているため、制御部２ａの演算周期に制約がある場合においても電動機６に対するベクトル制御を実現できる。

（位置推定部４０）
次に、位置推定部４０について説明する。前述のように、本比較例では回転子６ａの回転角度位置として推定回転角度位置θ_dcを用いるが、これを演算するものが位置推定部４０である。図６において、位置推定部４０内の軸誤差演算器１２は、制御軸上の電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcおよびｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*等に基づいて、下式（３）により実軸と制御軸との軸誤差（推定値）Δθ_cを演算する。

次に、図８を参照し、ＰＬＬ制御器１３の構成を説明する。ＰＬＬ制御器１３は、軸誤差Δθ_cが軸誤差指令値Δθ^*（本比較例ではゼロ）に一致させる方向にインバータ周波数指令値ω₁を調整するものである。減算器９１ｂは、軸誤差指令値Δθ^*と軸誤差Δθ_cとの差分を出力する。比例器９２ａは、この差分に比例ゲインＫｐ＿ｐｌｌを乗算し、比例器９２ｂは該差分に比例ゲインＫｉ＿ｐｌｌを乗算する。積分器９４ｂは、比例器９２ｂの出力を積分する。これにより、比例器９２ｂと積分器９４ｂとは、積分演算部９３ａを構成する。この積分演算部９３ａにおける演算結果と比例器９２ａにおける乗算結果とは、加算器９０ｃにて加算され、この加算結果がインバータ周波数指令値ω₁になる。これにより、ＰＬＬ制御器１３は、いわゆる比例積分演算器を構成している。

仮に、図４(b)に示したように、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸よりも進むと、軸誤差Δθ_cが正値になる。すると、減算器９１ｂから負値である「−Δθ_c」がＰＬＬ制御器１３に供給されるから、比例器９２ａの出力も負値になり、積分演算部９３ａにおける積分結果は低下する。これにより、インバータ周波数指令値ω₁が低下するから、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸に近づいてゆく。すなわち、軸誤差Δθ_cがゼロに近づいてゆく。逆に、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸よりも遅れると、軸誤差Δθ_cが負値になる。すると、減算器９１ｂから正値である「−Δθ_c」がＰＬＬ制御器１３に供給されるから、比例器９２ａの出力も正値になり、積分演算部９３ａにおける積分結果は上昇する。これにより、インバータ周波数指令値ω₁が上昇するから、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸に近づいてゆく。すなわち、軸誤差Δθ_cがゼロに近づいてゆく。

図６に戻り、ＰＬＬ制御器１３の後段に設けられた積分器９４ａにより、インバータ周波数指令値ω₁が積分される。速度を積分すると位置になるから、積分器９４ａは、インバータ周波数指令値ω₁を積分することによって、推定回転角度位置θ_dcを出力する。このように、本比較例の位置推定部４０は、実軸と制御軸のズレである誤差角（軸誤差Δθ_c）を推定し、軸誤差Δθ_cがゼロに近づくよう制御することにより、推定回転角度位置θ_dcを間接的に推定するものである。出力された推定回転角度位置θ_dcは、上述したように、ｄｑ／３φ変換器４、３φ／ｄｑ変換器８等に供給される。

（トルク電流指令値作成器１０）
次に、トルク電流指令値作成器１０の構成を図９を参照し説明する。
トルク電流指令値作成器１０には、インバータ周波数指令値ω₁と、回転速度指令値ω^*とが供給され、減算器９１ｂにおいて両者の差分が出力される。なお、回転速度指令値ω^*は、図示せぬ上位制御系等から与えられる。この差分に対して、比例器９２ｐ，９２ｑでは、各々比例ゲインＫｐ＿ａｓｒ，Ｋｉ＿ａｓｒが乗算され、比例器９２ｑの出力は積分器９４ｅによって積分される。比例器９２ｐおよび積分器９４ｅの出力は、加算器９０ｆにおいて加算され、その結果がトルク電流指令値Ｉ_tq ^*として出力される。すなわち、トルク電流指令値作成器１０は、いわゆる比例積分演算器を構成している。

仮に、インバータ周波数指令値ω₁が回転速度指令値ω^*よりも低くなると、減算器９１ｂから出力される両者の差分は正値になるから、比例器９２ｐ，９２ｑ、積分器９４ｅ、加算器９０ｆを介してトルク電流指令値Ｉ_tq ^*が増加してゆくことになる。トルク電流指令値Ｉ_tq ^*が増加すると、実際の回転子６ａの回転速度が増加するため、インバータ周波数指令値ω₁も増加し、インバータ周波数指令値ω₁が回転速度指令値ω^*に近づいてゆくことになる。

逆に、インバータ周波数指令値ω₁が回転速度指令値ω^*よりも高くなると、減算器９１ｂから出力される両者の差分は負値になるから、比例器９２ｐ，９２ｑ、積分器９４ｅ、加算器９０ｆを介してトルク電流指令値Ｉ_tq ^*が減少してゆくことになる。トルク電流指令値Ｉ_tq ^*が減少すると、実際の回転子６ａの回転速度が減少するため、インバータ周波数指令値ω₁も減少し、インバータ周波数指令値ω₁が回転速度指令値ω^*に近づいてゆくことになる。

通常、上位制御系等から与えられる回転速度指令値ω^*は、インバータ周波数指令値ω₁と比較すると、変化の周期は非常に長く、電動機６の一回転中においては一定値であるとみなして良い。そのため、トルク電流指令値作成器１０によって、電動機６はほぼ一定周波数で回転する。この時、インバータ周波数指令値ω₁を積分することで得られる推定回転角度位置θ_dcは、ほぼ一様に増加する。

但し、トルク電流指令値作成器１０によって実現されるフィードバックループは、ＰＬＬ制御器１３や電流制御器１４ａ，１４ｂよりも外側の制御ループとなる。そのため他の制御器よりも設定可能な応答周波数を低く設定する必要がある。これにより、トルク電流指令値Ｉ_tq ^*は、負荷トルクτ_Lの平均値にほぼ比例しながら、若干脈動する値になる。

＜比較例１の問題点＞
比較例１に対して、圧縮機構部５００を駆動した際に生じる各部の波形の数値解析結果を図１０(a)〜(d)に示す。図１０(a)は、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_L（単位はＰ．Ｕ．）の変化を示す。モータトルクτ_mとは、電動機６の発生トルクであり、負荷トルクτ_Lは瞬時負荷トルクである。また、図１０(b)は、回転速度指令値ω^*とインバータ周波数指令値ω₁との変化（単位はＨｚ）を示す。また、図１０(c)はｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*（本比較例ではトルク電流指令値Ｉ_tq ^*に等しい）の変化を示し、図１０(d)はＵ相モータ電流の変化（単位はＰ．Ｕ．）を示す。ここで横軸の時間目盛の単位は何れも０．０２秒であり、図１０の例にあっては、図４(a)で示した機械角の１周期が０．０４秒であることが解る。

図１０(a)によれば、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lは、機械角１周期内でのピーク値の位相が一致していない。モータトルクτ_mがこの周期内でほぼ正弦波状に変動して繰り返すのに対し、負荷トルクτ_Lは前半周期での急増後、後半周期ではやや緩やかな減少を繰り返しており、１周期内でのトルクの位相の不一致が際立っている。但し、図示の例は回転ロータリー型圧縮機構部５００の動作例であるため、負荷トルクτ_Lは負になることはない。また、図１０(b)によれば、回転速度指令値ω^*が一定であるのに対して、インバータ周波数指令値ω₁は正弦波状の変動を繰り返している。また、図１０(c)に示すｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*および図１０(d)に示すＵ相モータ電流値も脈動している。

図１０の結果から、１回転中における負荷トルクτ_Lが変動することによって、モータトルクτ_m、電動機６の実周波数（電動機６の回転速度）、電動機に流れる電流等が脈動することが分かる。ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*および実際に電動機に流れる電流が脈動すること自体は問題ではないが、問題は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*および実際に電動機に流れる電流のピークと、負荷トルクτ_Lのピークとの間にタイミングのずれが生じていることである。これは、図８のＰＬＬ制御器１３、図７の電流制御器１４ａ，１４ｂ、図９のトルク電流指令値作成器１０等のフィードバック制御器に設定可能な応答周波数に制約があるためである。

そこで、設定可能な応答周波数の制約について述べておく。まず、図８のＰＬＬ制御器１３は、電動機の電気定数（例えば、電動機６の１相あたりの巻線抵抗値Ｒやｑ軸のインダクタンスＬ_q等）によって設定可能な応答周波数が決まり、その値はインバータ周波数指令値ω₁が低いほど、低い応答周波数を設定する必要がある。これは、応答周波数を高くしてしまうと、インバータ周波数指令値ω₁の変化に対して電動機６の動作が追従できず、インバータ周波数指令値ω₁が発散してしまう可能性があるためである。

一方、図７の電流制御器１４ａ，１４ｂは、制御部２の演算時間の制約によって、設定可能な応答周波数が決まる。従って、電動機６が高速で回転するほど電流制御器１４ａ，１４ｂの応答周波数を低く設定する必要がある。制御部２の演算は、実際は所定周期でマイクロコンピュータに対して割込みを発生させることによって実現されている。すると、電動機６が高速で回転するほど、１回転あたりの割込み回数が減少することになり、様々なデータのサンプリング回数も減少することになる。仮に、少ないサンプルに基づいて強い制御をかけようとすると、やはりｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*などが発散してしまう可能性がある。

他に、フィードバック制御を行う要素としては、トルク電流指令値作成器１０がある。しかし、上述したように、トルク電流指令値作成器１０は、ＰＬＬ制御器１３や電流制御器１４ａ，１４ｂよりも外側の制御ループに設けられるため、他の制御器よりも応答周波数を低く設定する必要がある。このように、比較例１の構成のみでは、広い運転範囲において周期的な負荷変動に対応することは難しい場合がある。

［第１実施形態］
＜第１実施形態の構成＞
（全体構成）
次に、本発明の第１実施形態の構成を図１１を参照し説明する。
本実施形態においては、図１１に示すように、比較例１（図１参照）におけるモータ制御装置１ａに代えて、モータ制御装置１ｂが適用される。モータ制御装置１ａ，１ｂの相違点は、制御部２ａに代えて、制御部２ｂが適用されていることである。この制御部２ｂには、脈動トルク推定器１６と、脈動トルク電流指令値作成器１１ｆと、加算器９０ａとが追加されている。ここで、本実施形態における制御部２ｂの詳細を図１２に示す。

（脈動トルク推定器１６）
次に、脈動トルク推定器１６について説明するが、最初に脈動トルク推定器１６の原理を図１３(a)，(b)を参照し説明する。図１３(a)は、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lの差によって軸誤差Δθ_dが発生する過程を説明するための図である。上述した比較例１においては、図９に示したトルク電流指令値作成器１０により、インバータ周波数指令値ω₁の平均速度は、上位制御系等から与えられる回転速度指令値ω^*に一致する。しかし、瞬時速度においては、下式（４）のように速度変動Δωが生じる。

上述したように、モータトルクτ_mは電動機６の発生トルクであり、負荷トルクτ_Lは瞬時負荷トルクである。また、Ｊは電動機６の慣性モーメントである。従って、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lとの差によって速度変動Δωが生じ、速度変動Δωによって軸誤差Δθ_dも生じる。

図１３(a)は、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lとの差が軸誤差Δθ_dに至るまでの現象をブロック線図として示したものである。モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lとの差トルクΔτ_m（減算器９１ｈ）に慣性モーメントＪの逆数を掛けて積分（積分器９４ｆ）することで、電動機の回転子６ａの機械速度ω_rが得られる。次いで機械速度ω_rに電動機６の極対数（＝極数Ｐ／２）を乗算する（乗算器９２ｒ）ことにより、電動機６の電気速度ω_eが得られる。さらに電気速度ω_eを積分（積分器９４ｇ）することにより、回転子６ａの回転角度位置θ_dが得られる。そして、回転角度位置の指令値である回転角度指令値θ_d ^*から回転子６ａの回転角度位置θ_dを減算（減算器９１ｉ）することにより、その角度誤差（軸誤差Δθ_d）が得られる。

図１３(a)の模式図のような過程を経て、トルク差が軸誤差Δθ_dに至ると考えることができる。このことは逆に考えると、軸誤差Δθ_dに対応する検知可能な値からトルク差を推定可能であることを意味している。前述の通り、本比較例では、位置センサ等が設けられていないため、軸誤差Δθ_dは直接的には得られない。そこで、本比較例で検出あるいは推定が可能な値を用いることとする。

図１３(b)は、本実施形態において取得可能な軸誤差Δθ_cからトルク差を推定する機能ブロック図である。ブロック線図の特徴として、矢印の方向（すなわち、演算方向）を逆にする場合、乗算は除算に、積分は微分に、それぞれ置き換えることで、等価な関係を維持したまま入出力関係を変えることができる。図１３(b)に示したブロック図は、軸誤差から差トルクを得られるように、図１３(a)の矢印の方向を逆にし、かつ、本実施形態で検出あるいは推定が可能な値を用いるように等価変換した結果である。

図１３(b)についてより詳細に説明すると、上述のように、軸誤差Δθ_cは、軸誤差演算器１２によって得られる。この軸誤差の負値（−Δθ_c）を微分することにより（微分器９５ａ）、電気速度ω_eの推定値である推定電気速度ω_e ^*が得られ、さらに「２／極数Ｐ」を乗ずることによって（乗算器９２ｓ）、推定機械速度ω_r ^*が得られる。そして、微分器９５ｂにて推定機械速度ω_r ^*を微分し、慣性モーメントＪを乗ずることにより、差トルク推定値Δτ_m ^{^}が得られる。

図１３(c)は、図１３(b)の等価変換手順をまとめて示した図であるとともに、脈動トルク推定器１６の構成を示す図である。本実施形態では、機械角の１周期あるいは複数周期で変化する脈動負荷トルクに注目しているため、図１３(b)のブロック図の複素数ｓをｊω_rに置き換えて整理し、脈動トルク推定器１６を構成する演算回路９３ｂを得たものである。ｊは複素数の虚部を示す虚数単位であり、２乗すると（−１）となる。そのため、図１３(b)にてΔθ_cに付されていた負号が無くなる。このように、図１３(c)の脈動トルク推定器１６は、図６および式（３）で示した軸誤差演算器１２によって得られる軸誤差Δθ_cが入力されると、差トルク推定値Δτ_m ^{^}を出力する。

（脈動トルク電流指令値作成器１１ｆ）
次に、脈動トルク電流指令値作成器１１ｆの具体的な構成を図１４を参照し説明する。
図１４において、積分器９４ｊはインバータ周波数指令値ω₁を積分することにより、推定回転角度位置θ_dcを出力する。乗算器９２ｏでは、推定回転角度位置θ_dcに「２／Ｐ」（Ｐは極数）が乗算され、その結果が推定機械角度位置θ_rとして出力される。余弦演算器９６および正弦演算器９７は、それぞれ推定機械角度位置θ_rの余弦成分ｃｏｓθ_rおよび正弦成分ｓｉｎθ_rを出力する。

図１３(c)の脈動トルク推定器１６により推定された差トルク推定値Δτ_m ^{^}は、図１０(a)に示したモータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lの差分に相当する値である。単相座標変換器３２においては、差トルク推定値Δτ_m ^{^}に推定機械角度位置θ_rの余弦成分ｃｏｓθ_rおよび正弦成分ｓｉｎθ_rが乗算され、下式（５），（６）に示すように、機械速度ω_r（機械角１次成分）における余弦成分Δτ_mcと正弦成分Δτ_msとが出力される。すなわち、差トルク推定値Δτ_m ^{^}が、機械速度ω_rで回転する座標系に座標変換される。

Δτ_mc＝cos θ_r×Δτ_m ^{^} …（５）
Δτ_ms＝sin θ_r×Δτ_m ^{^} …（６）

低域通過フィルタ９８ｃ，９８ｄでは、差トルク推定値余弦成分Δτ_mcおよび差トルク推定値正弦成分Δτ_msのうち、機械速度ω_r以上の成分が減衰される。次に、減算器９１ｊ，９１ｋにおいては、差トルク推定値余弦成分Δτ_mc，差トルク推定値正弦成分Δτ_msと、それぞれの指令値（Δτ_mc ^*＝０，Δτ_ms ^*＝０）との差が求められる。そして、求められた差に対して比例器９２ｔ，９２ｍでは積分ゲインＫｉ＿ａｔｒが乗じられ、積分演算部９４ｈ，９４ｉでは、各乗算結果が積分される。これらの積分結果は、脈動トルク電流指令値の余弦成分Ｉ_qsin ^* _cおよび正弦成分Ｉ_qsin ^* _sになる。

乗算器９２ｕでは、軸誤差Δθ_cに「２／Ｐ」（Ｐは極数）が乗算され、その結果が機械角における軸誤差である機械角軸誤差Δθ_rに変換される。減算器９１ｒからは、推定機械角度位置θ_rから機械角軸誤差Δθ_rを減算した結果である修正推定機械角度位置θ_r1が出力される。余弦演算器９６ａおよび正弦演算器９７ａは、それぞれ修正推定機械角度位置θ_r1の余弦成分ｃｏｓθ_r1および正弦成分ｓｉｎθ_r1を出力する。

次に、単相座標逆変換器３７においては、下式（７），（８）に基づいて、座標変換が再度実行される。

Δτ_mm ^{^}＝ｃｏｓθ_r1×Ｉ_qsin ^* _c＋ｓｉｎθ_r1×Ｉ_qsin ^* _s …（７）

θ_r1＝θ_r−Δθ_r …（８）

この座標変換により、差トルク推定値Δτ_m ^{^}の機械速度ω_rの成分Δτ_mm ^{^}が得られる。差トルク推定値の機械速度成分Δτ_mm ^{^}には、比例器９２ｎにてゲインＫｔｒｑが乗算され、その乗算結果が脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として出力される。なお、実施形態では、ゲインＫｔｒｑは「１」である。図１２に戻り、加算器９０ａにおいては、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*とトルク電流指令値Ｉ_tq ^*とが加算され、加算結果がｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*として出力される。

ここで、再び図１４を参照し、脈動トルク電流指令値作成器１１ｆの全体動作について説明しておく。仮に、モータトルクτ_mが負荷トルクτ_Lよりも大きくなると、差トルク推定値Δτ_m ^{^}が正値になるから、減算器９１ｊ，９１ｋの出力値が負値になる。すると、積分器９４ｈ，９４ｉにおける積分結果が減少してゆくから、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*も減少してゆく。これにより、モータトルクτ_mが下がってゆくから、差トルク推定値Δτ_m ^{^}がゼロに近づいてゆく。

逆に、差トルク推定値Δτ_m ^{^}が負値であったとすると、減算器９１ｊ，９１ｋの出力値が正値になり、積分器９４ｈ，９４ｉの積分結果は増加してゆくから、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が増加してゆく。これにより、モータトルクτ_mが上昇してゆくから、差トルク推定値Δτ_m ^{^}がゼロに近づいてゆく。このように、図１４の脈動トルク電流指令値作成器１１ｆにおいては、差トルク推定値Δτ_m ^{^}がゼロに近づくように脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が制御されるから、機械速度ω_r（機械角１次成分）の各成分のトルク変動を抑制できる。

＜第１実施形態の動作＞
次に、単相座標変換器３２と単相座標逆変換器３７とにおいては、座標変換で使用する位相が異なっているが、その理由と効果について以下説明する。
前述のように、現実の制御部２ｂにおいては、設定可能な応答周波数に上限がある。そのため、一回転中の負荷変動に同期して周期的に軸誤差Δθ_dが発生してしまう。軸誤差Δθ_dが発生している場合、実軸と制御軸にずれが生じる。これは、電動機６に印加される電圧の位相が最適な位相からずれることを意味する。すなわち、負荷トルクτ_Lとモータトルクτ_mの差が生じ、その結果、速度変動が発生し、振動騒音の原因となる。この現象は、モータの速度が低いほど顕著になる。その理由は、電動機の速度が低下すると、慣性力が小さくなるためである。

従って、周期的に負荷トルクτ_Lが変化する負荷装置９（図１１参照）に接続された電動機６を低速で駆動する場合には、電動機６に印加する電圧をより厳密に制御することが望ましい。これを実現する手段が、単相座標逆変換器３７で瞬時的な軸誤差を考慮する減算器９１ｒである。軸誤差発生時の実軸と制御軸との関係をあらためて図１５に示す。図１５(a)は軸誤差が正、すなわち制御軸が実軸よりも先行している場合である。この状態では、実際に電動機６に印加される電圧の位相は、最適な位相よりも進む。

反対に、図１５(b)は軸誤差が負、すなわち制御時が実軸より遅れている場合である。この場合は、実際に電動機に印加される電圧（Ｖ_dおよびＶ_q）の位相は、最適な位相よりも遅れる。このように、電圧Ｖ_d，Ｖ_qの位相にずれがあると、ｑ軸に流れる電流とｑｃ軸電流指令値とにずれが生じる。その結果、電動機６が発生すべきトルクとｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*との間にずれが生じる。

ここで、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lとの関係を図１６に示す。図１６において実線はモータトルクτ_mであり、破線は負荷トルクτ_Lである。モータトルクτ_mは、制御部２ｂにおける各部の応答周波数の制約により、負荷トルクτ_Lと比較して高調波成分が抜けたような波形になる。図１６の例においては、特に回転角度位置が９０°付近において両者の差が大きくなる。すると、機械角の１周期毎に、９０°付近にて、式（４）に示した速度変動Δωが大きくなる。このため、軸誤差Δθ_dも周期変動的に９０°付近にて大きくなる。

本実施形態においては、この応答周波数の制約によって生じる軸誤差Δθ_dを補償するために、上述の減算器９１ｒが設けられている。減算器９１ｒにおいて推定機械角度位置θ_rから機械角軸誤差Δθ_rが減算されるから、電動機６が発生すべきトルクに対応したｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を出力することができる。図６において、電圧指令値演算部３４では、このｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に基づいてｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*が生成され、ｄｑ／３φ変換器４では、これらに基づいて電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*が生成される。そして、ＰＷＭ信号作成器３３（図５参照）においては、これら電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に基づいてドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎのデューティ比が決定される。

このように、本実施形態によれば、軸誤差Δθ_dによって生じる電圧Ｖ_d，Ｖ_qの位相ずれを低減するようにドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎのデューティ比が決定されるから、負荷トルクτ_Lとモータトルクτ_mとの差である差トルクΔτ_mを減少させることができる。換言すれば、負荷トルクτ_Lが増加する期間に応じて、モータトルクτ_mも増加させることができるから、速度変動を減少でき、振動や騒音を低減することができる。

換言すれば、本実施形態において得られる差トルク推定値Δτ_m ^{^}は、推定あるいは予め設定した負荷変動パターンであり、ドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎのデューティ比は、この推定あるいは予め設定した負荷変動パターン（差トルク推定値Δτ_m ^{^}）に加えて、回転角度位置θ_d（より具体的には、軸誤差Δθ_c）に応じて変化することが解る。

また、差トルク推定値Δτ_m ^{^}は、負荷トルクτ_L（瞬時負荷トルク）とモータトルクτ_mとの差（差トルクΔτ_m）の推定値であるから、瞬時負荷トルクに対応して増減する値であると考えることができる。しかし、図１４に示した単相座標変換器３２および低域通過フィルタ９８ｃ，９８ｄを経由することにより、瞬時的な変動成分は除去されてしまう。これに対して、軸誤差Δθ_cは、瞬時負荷トルクに対応して増減する値そのものであるから、軸誤差Δθ_cに応じてドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎのデューティ比を変化させるということは、「瞬時負荷トルクに対応して増減するパラメータ（Δθ_c）に応じてドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎのデューティ比を変化させる」、あるいは「瞬時負荷トルクを推定し、推定した瞬時負荷トルクに応じてドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎのデューティ比を変化させる」という事に他ならない。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態による圧縮機３０２の構成を図１７を参照し説明する。なお、既に説明した比較例１および第１実施形態に示されたものに対応するものには同一の符号を付し、その説明を説明を省略する。

圧縮機３０２においては、動力源である電動機６と圧縮機構部５００とが、密閉容器５１１の内部に装着されている。そして、電動機６は、配線ケーブル３１０を介してモータ制御装置３０１に接続されている。また、電動機６の回転子６ａに結合されているシャフト５０２とロータリーピストン５０１とは、クランクシャフト５０３を介して接続されている。これにより、電動機６の回転に応じてロータリーピストン５０１が偏心して回転し、吸込み、圧縮、吐出、という一連の工程が実行される。吸込みパイプ５０８は吸込み口に、吐出パイプ５０９は吐出口に、それぞれ接続されており、圧縮機３０２に接続される外部のシステムとの間で冷媒を循環する。

シャフト５０２の一端は、軸受け５１０によって支持されている。密閉容器５１１の底部には潤滑油が貯溜されており、軸受け５１０および圧縮機構部５００を潤滑する。シャフト５０２の他端には、バランスウェイト５１２が付加されており、ロータリーピストン５０１の偏心による重量のアンバランスを緩和している。バランスウェイト５１２の重量を重くすると、慣性モーメントが大きくなり、電動機６の発生トルクと負荷トルクの差による速度変動も小さくできる。その反面、電動機の加減速に要する時間もエネルギーも増加する。

本実施形態におけるモータ制御装置３０１は、第１実施形態のモータ制御装置１ｂと同様に構成されている。従って、軸誤差Δθ_dを補償することができ、振動や騒音を抑制することができる。これにより、バランスウェイト５１２の重量を削減することができ、慣性モーメントも削減できるため、起動特性を改善することができ、短時間で吸込パイプと吐出パイプに圧力差を生じさせることができる。

［第３実施形態］
＜第３実施形態の全体構成＞
次に、本発明の第３実施形態の空気調和機について、図１８を参照し説明する。図１８において、空気調和機３００は、室内機３０３と、室外機３０４と、両者を接続する配管３０５とを有している。室内機３０３には室内熱交換器３０６と、室内熱交換器３０６に送風する送風機３０７とが設けられている。また、室外機３０４には、圧縮機３０２と、該圧縮機３０２を制御するモータ制御装置３１１とが設けられ、両者は配線ケーブル３１０を介して接続されている。さらに、室外機３０４には、室外熱交換器３０８と、該室外熱交換器３０８に送風する送風機３０９とが設けられている。室内を冷房する場合においては、図上で上側の配管３０５を介して室外機３０４の室外熱交換器３０８から室内機３０３の室内熱交換器３０６に冷媒が供給される。室内を冷房した後に気化した冷媒は、下側の配管３０５を介して圧縮機３０２に還流される。圧縮機３０２の構成は、第２実施形態のもの（図１７参照）と同様である。

このような構成において、圧縮機３０２には、機械角１回転毎、または負荷である圧縮機構部５００の特性によって、脈動トルクが生じる。空気調和機３００においては、地球温暖化や電気代削減のために、省エネ化が強く望まれている。そのため、圧縮機３０２をインバータで駆動して可変速にすることにより、冷暖房サイクルの起動／停止に伴うロスを削減することが一般的となっている。さらに、住宅の断熱性能の向上により、一旦室内の温度が設定値になった後は、空気調和機３００の能力を最小化して動作し続けることが望まれている。このように、モータ制御装置３１１および圧縮機３０２に対しては、「より低速で駆動する」ことが望まれている。しかし、低速で駆動する際には、振動抑制が大きな課題となる。振動が大きいと騒音の原因になるだけでなく、配管３０５に応力が生じ、寿命を低下させる可能性もある。

圧縮機３０２を構成する電動機６の回転子６ａが高速で駆動している場合は、慣性モーメントの効果により、電動機６のモータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lとの差である差トルクΔτ_mが大きかったとしても、振動や騒音への影響は比較的小さい。しかし、電動機６を低速で駆動する場合には、差トルクΔτ_mが振動や騒音に与える影響は大きい。圧縮機３０２が搭載される空気調和機の室外機は、その名称通り室外に設置されるが、居住空間に近いところに設置されることも多いため、振動や騒音は極力削減することが望ましい。そこで、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置が望まれている。

＜脈動トルク電流指令値作成器１１ｇの構成＞
本実施形態におけるモータ制御装置３１１は、第１，第２実施形態におけるモータ制御装置１ｂ（３０１）と比較して、脈動トルク電流指令値作成器の構成が異なる。すなわち、図１４の脈動トルク電流指令値作成器１１ｆに代えて、図１９に示す脈動トルク電流指令値作成器１１ｇが適用されため、その構成を説明する。

図１９に示す脈動トルク電流指令値作成器１１ｇにあっては、減算器９１ｒが余弦演算器９６および正弦演算器９７の前段に挿入され、両演算器９６，９７には、推定機械角度位置θ_rから機械角軸誤差Δθ_rを減算した修正推定機械角度位置θ_r1が供給される。これにより、演算器９６，９７からは、修正推定機械角度位置θ_r1の余弦成分ｃｏｓθ_r1および正弦成分ｓｉｎθ_r1が各々出力され、これらの信号は、単相座標変換器３２および単相座標逆変換器３７の双方に対して共通に供給される。上述した以外の構成は、図１４の脈動トルク電流指令値作成器１１ｆと同様である。

この構成によれば、単相座標変換器３２から出力される差トルク推定値余弦成分Δτ_mcおよび差トルク推定値正弦成分Δτ_msについても、軸誤差Δθ_cの影響を補償できる。一般的に、空気調和機は、運転直後は冷却サイクルが安定しないために負荷変動が大きくなり、冷却サイクルが安定すると負荷変動も一様の変動に落ち着く傾向がある。そのため、運転直後は脈動トルク制御により十分な振動抑制が望まれるが、冷凍サイクルが安定した後は、周期脈動トルク制御の効き具合を調整し、振動を許容範囲内にしつつ消費電力を抑制することが望まれる。上述のモータ制御装置３１１が適用されることにより、この要望が充足される。

［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態について説明する。
上述の第１〜第３実施形態に適用されたモータ制御装置１ｂ（３０１），３１１は、マイクロコンピュータやＤＳＰなどの半導体集積回路（演算制御部）によって構成され、ソフトウェアなどで実現していることが多い。そのため、これらモータ制御装置が正しく構成されているか、検証することが難しいという課題がある。そこで、本実施形態においては、第１〜第３実施形態の構成が正しく動作しているかを検証する検証システムを提供するものである。

本実施形態による検証システムの構成を図２０を参照し説明する。
図２０において、電動機６には、回転子６ａの磁極の位置、すなわち回転角度位置θ_dを直接的に検出する磁極位置センサ１９４が装着されている。磁極位置センサ１９４は、電動機６のシャフト５０２（図３，図１７参照）に、エンコーダ等を用いた角度センサを装着することによって実現できる。

また、電力変換回路５の内部においては、シャント抵抗２５の両端の電圧を測定する電圧検出器１９２が設けられている。また、第１，第３実施形態に適用されていた直流電圧源２０に代えて、本実施形態においては、電圧を増減できる可変直流電圧源２０ａが適用される。また、インバータ２１と電動機６との間の各相の結線には、計器用変流器１９１ａ，１９１ｂ，１９１ｃと、電圧計１９３ａ，１９３ｂ，１９３ｃとが挿入されている。これらの電圧計は、各相の電位と、可変直流電圧源２０ａのＮ（マイナス）側との電位との差を各相の電圧として検出する。なお、計器用変流器１９１ａ，１９１ｂ，１９１ｃは、電流検出部７よりも高精度のものである。

さらに、本実施形態においては、検証装置１９０が設けられている。その内部に設けられた３φ／ｄｑ変換器１９５は、上記計器用変流器１９１ａ，１９１ｂ，１９１ｃを介して電動機６の各相に供給される交流電流Ｉ_U，Ｉ_V，Ｉ_Wを検出するとともに、電圧検出器１９２の測定結果をシャント抵抗２５の抵抗値で除算し、電流値を求める。また、電圧判定部１９７は、電圧計１９３ａ，１９３ｂ，１９３ｃを介して、電動機６の各相の交流電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wを取得する。また、速度変換部１９８は、回転角度位置θ_dに基づいて、回転速度を求める。

さらに、電圧判定部１９７は、各相のドライブ信号（ゲート信号）を、制御部２ｂまたはゲートドライバ回路２３の基準電位からの電位差によって検出する。３φ／ｄｑ変換器１９５は、交流電流Ｉ_U，Ｉ_V，Ｉ_Wまたはシャント抵抗２５に流れる電流値と、回転角度位置θ_d（磁極位置）とが供給されると、下式（９）に基づいて、３相軸上の電流をｄ−ｑ軸上の電流Ｉ_d，Ｉ_qを算出する。電流判定部１９６は、ｑ軸電流Ｉ_qが適切であるか否かを判定する。

電圧判定部１９７においては、各相の交流電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wのうち少なくとも２相以上の電圧から、回転数１次成分の振幅と位相とが求められる。そして、各電圧の位相と、電動機６の回転角度位置θ_dとが比較され、両者の差が検出される。仮に、制御部２ｂが所期の動作を行っている場合は、負荷の変化が大きい期間においても、電圧の位相と回転角度位置θ_dとの差は小さいはずである。このように、回転角度位置θ_d、各相の交流電流Ｉ_U，Ｉ_V，Ｉ_W、交流電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_W、シャント抵抗２５に流れる電流およびドライブ信号等を測定することにより、第１〜第３実施形態の制御部２ｂが所期の動作を行っているか否かを検証することができる。

［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

＜脈動トルク電流指令値作成器の変形例＞
（１）第１，第２実施形態においては、脈動トルク電流指令値作成器１１ｆ（図１４参照）に代えて、図２１に示す脈動トルク電流指令値作成器１１ｈを適用してもよい。
脈動トルク電流指令値作成器１１ｈは、乗算器９２ｕと減算器９１ｒとの間にスイッチ８２ｄが挿入されている。スイッチ８２ｄは、インバータ周波数指令値ω₁が所定の切替周波数未満であれば機械角軸誤差Δθ_rを選択し、該指令値ω₁が該切替周波数以上であればゼロ信号を選択し、選択した信号を減算器９１ｒに供給する。ここで、上述の切替周波数は、電動機６の誘起電圧が、直流電圧源２０の出力電圧（直流電圧）の半分以下となる低速領域の周波数である。

スイッチ８２ｄにて機械角軸誤差Δθ_rが選択された場合の動作は、第１，第２実施形態の脈動トルク電流指令値作成器１１ｆの動作と同様である。すなわち、推定機械角度位置θ_rから機械角軸誤差Δθ_rを減算してなる修正推定機械角度位置θ_r1に基づいて、余弦演算器９６ａおよび正弦演算器９７ａから、それぞれ修正推定機械角度位置θ_r1の余弦成分ｃｏｓθ_r1および正弦成分ｓｉｎθ_r1が出力される。これにより、差トルクΔτ_mを減少させることができ、振動や騒音を低減することができる。一方、スイッチ８２ａにおいてゼロ信号が選択されると、推定機械角度位置θ_rに等しい修正推定機械角度位置θ_r1が減算器９１ｒから出力されるから、演算器９６ａ，９７ａの演算結果は、演算器９６，９７の演算結果に等しくなる。

本変形例は、軸誤差Δθ_dに起因する振動や騒音は、電動機６の回転速度が低速になるほど顕著になることに着目したものであり、回転速度が低速（切替周波数未満）である場合には第１実施形態と同様に軸誤差Δθ_cに基づく補償動作を実行し、回転速度が高速になると、補償動作を省略することにしたものである。補償動作を省略するという事は、実際に脈動トルク電流指令値作成器１１ｈの動作をプログラムで実現する際には、乗算器９２ｕ、減算器９１ｒ、演算器９６ａ，９７ａの演算を省略し、演算器９６，９７の演算結果をそのまま単相座標逆変換器３７に供給できるということである。これにより、演算時間や所要メモリ量等のリソースを削減することができる。

（２）脈動トルク電流指令値作成器の他の変形例について説明する前に、特に電動機６の加減速中に生じる問題について図２２を参照し説明する。
図２２(a)に示すように、上位制御系等から与えられる回転速度指令値ω^*（破線）がステップ状に低下すると、インバータ周波数指令値ω₁（実線）、は回転速度指令値ω^*に追従するように、徐々に低下する。これは、図８，図９に示したＰＬＬ制御器１３およびトルク電流指令値作成器１０において、比例積分制御が行われるためである。

しかし、上述したように、各制御器に設定可能な応答周波数には制約がある。そのため、特に回転速度指令値ω^*の変化が大きい場合、加減速中には定常的な軸誤差が発生する。すなわち、図２２(b)に示すように、軸誤差Δθ_dは、定常的な成分と、これに重畳する脈動成分とから成るような波形になる。このような場合は、特に定常的な成分に着目してモータトルクτ_mを発生することが望ましい。しかし、推定によって得られた軸誤差Δθ_cにも脈動成分が重畳するため、電動機６に印加される電圧には電圧指令値に対する位相差が生じてしまい、トルク電流指令値Ｉ_tq ^*の通りにモータトルクτ_mを発生させることが難しくなる。

この問題に対応するため、第１，第２実施形態においては、脈動トルク電流指令値作成器１１ｆ（図１４参照）に代えて、図２３に示す脈動トルク電流指令値作成器１１ｉを適用してもよい。この脈動トルク電流指令値作成器１１ｉは、図２１に示した脈動トルク電流指令値作成器１１ｈにおいて、乗算器９２ｕとスイッチ８２ｄとの間に、定常軸誤差演算器１９と加算器９０ｇとを挿入した構成に等しい。

ここで、定常軸誤差演算器１９の構成を図２４に示す。定常軸誤差演算器１９は一次遅れフィルタであり、その時定数Ｔ_rは、機械角軸誤差Δθ_rの脈動成分（すなわち、機械速度ω_r以上の周波数成分）を減衰させるように設定されている。これにより、定常軸誤差演算器１９からは、機械角軸誤差Δθ_rの定常成分Δθ_{r_stdy}が出力される。

図２３に戻り、加算器９０ｇにおいては、機械角軸誤差Δθ_rと、機械角軸誤差定常成分Δθ_{r_stdy}とが加算され、インバータ周波数指令値ω₁が切替周波数未満である場合には、この加算結果が減算器９１ｒに供給される。これにより、機械角軸誤差Δθ_rに含まれる定常成分が強調されて脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*に反映されるため、電動機６に印加される電圧の位相誤差を低減することができる。

（３）図２３に示した脈動トルク電流指令値作成器１１ｉにおいては、加算器９０ｇにおいて機械角軸誤差Δθ_rと機械角軸誤差定常成分Δθ_{r_stdy}との加算結果を求め、この加算結果をスイッチ８２ｄを介して出力したが、加算器９０ｇを省略し、機械角軸誤差定常成分Δθ_{r_stdy}のみをスイッチ８２ｄを介して出力するようにしてもよい。

このような構成は、バランスウェイト５１２（図１７参照）の慣性モーメントが充分大きい場合に特に有用である。慣性モーメントが充分大きい場合には、電動機６の低速運転時においても、軸誤差Δθ_dの脈動成分が無視できる程度に小さくできる。その場合は、軸誤差Δθ_dの脈動成分に対する制御を省略し、加減速時に生じる定常成分に対してのみ補償することも考えられるためである。

本変形例においては、電動機６の機械角軸誤差Δθ_rの中から、機械速度ω_r以上の成分を除去したものが機械角軸誤差定常成分Δθ_{r_stdy}として、スイッチ８２ｄを介して減算器９１ｒに供給される。すると、機械角軸誤差Δθ_rの中に機械速度ω_r未満の成分が含まれない場合には、乗算器９２ｕからゼロ信号（またはきわめてレベルの低い信号）が出力され続けることになるから、機械角軸誤差Δθ_rに基づく制御は実質的に行われない（機械角軸誤差Δθ_rが、ドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎ（図５参照）に対して実質的に影響を与えない）ことになる。

従って、本変形例は、電動機（６）の回転速度が、該回転速度未満の成分を有する変化特性を伴って変化していることを条件として、制御部（２）は、負荷装置（９）の瞬時トルク（τ_L）に対応して増減するパラメータに応じてドライブ信号のデューティ比を調整するものである。

（４）上記各実施形態、変形例における脈動トルク電流指令値作成器１１ｆ，１１ｇ，１１ｈ，１１ｉには、インバータ周波数指令値ω₁を供給したが、該指令値ω₁に代えて、回転速度指令値ω^*を供給してもよい。

（５）上記各実施形態、変形例の脈動トルク電流指令値作成器１１ｆ，１１ｇ，１１ｈ，１１ｉにおいて、３φ／ｄｑ変換器８（図１２参照）から出力される電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcを微分する微分器を追加し、これら脈動トルク電流指令値作成器１１ｆ，１１ｇ，１１ｈ，１１ｉにて使用されている軸誤差Δθ_cに加えて、あるいは軸誤差Δθ_cに代えて、当該微分器の出力する電流微分値を減算器９１ｒに供給するようにしてもよい。これにより、ドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎを、推定あるいは予め設定した負荷変動パターンに加え、電流微分値に応じて変化させることができる。電流微分値は、電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcが得られた後、比較的早いタイミングで得られるため、電流微分値を用いることにより、応答周波数の制約による遅延を一層効果的に補償することができる。

＜電動機、負荷装置等の変形例＞
（１）上記各実施形態においては、電動機６は回転子６ａに永久磁石を有する永久磁石同期モータを用いた例を説明したが、電動機６として、その他の電動機（例えば、誘導機、同期機、スイッチトリラクタンスモータ、シンクロナスリラクタンスモータ等）を用いることができる。また、電動機６は三相電動機でなくてもよく、例えば二相電動機、その他の多相電動機であってもよい。電動機の種類によっては、電圧指令値演算部３４での演算方法が変わるが、それ以外については各実施形態の構成と同様のものを適用でき、各実施形態と同様の効果を奏することができる。

（２）上記各実施形態においては、電動機６として非突極型のものを採用したため、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス値は同一であると仮定し、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*としてゼロを設定した。しかし、電動機６として突極型の電動機を採用してもよい。すなわち、突極型の電動機においては、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスに差が生じるから、ｑ軸電流によるトルクの他に、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差に起因するリラクタンストルクが生じる。その場合、リラクタンストルクを考慮してｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を設定することにより、同一のトルクを小さいｑ軸電流で発生できる。これにより、消費エネルギーを削減できるという効果を奏する。

（３）上記各実施形態においては、負荷装置９として回転ロータリー型の圧縮機構を用いた例を説明したが、負荷装置９として、ピストンが直線的に動くレシプロ型、あるいは渦巻状の旋回翼からなるスクロール型等の圧縮機構を適用してもよい。それぞれの圧縮方式によって周期的な負荷変動の特性は異なるものの、何れの圧縮方式においても圧縮工程に起因する負荷変動がある。これらの負荷トルク変動特性はそれぞれ異なるが、前述の手段を備えるモータ制御装置は圧縮機構が異なる場合にも同様に適用でき、何れにおいても上記各実施形態と同様の効果を奏する。

（４）上記各実施形態においては、負荷装置９として圧縮機を適用した例を説明したが、負荷装置９として、周期的に変動する負荷トルク特性を有する他の流体機械（例えばポンプ）を採用でき、その場合も上記実施形態と同様の効果を奏する。

（５）上記各実施形態において、電動機６のシャフト５０２は、クランクシャフト５０３を介して圧縮機構部５００のロータリーピストン５０１に接続されていた。そのため、圧縮機３０２としての一連の工程は電動機６の機械角１周期となり、その結果、負荷トルクの変動も機械角１周期であった。しかし、例えば電動機６のシャフトとクランクシャフト５０３の間に、ギア等の変速機構を追加してもよい。この場合、負荷トルクの変動は、機械角１周期の所定値倍（この所定値は、整数であると整数ではない場合がある）で変動するが、負荷トルクの変動周期が予め分かっているため、上記各実施形態と同様の内容を適用可能であり、同様の効果を奏する。

（６）上記各実施形態においては、電動機６と負荷装置９との間の動力伝達は、図３(a)，(b)に示したように機械的な接続により実現されていた。しかし、潤滑油の給油の構成や、圧縮あるいは搬送対象（例えば有害ガス）によっては、磁気的に接続された機構を含めることで、電動機６と負荷装置９とを隔離し、安全性やメンテナンス性を高めてもよい。

＜検証システムの変形例＞
（１）第４実施形態の検証システムにおいては、電動機６のシャフト５０２にエンコーダ等を用いた角度センサを装着した。しかし、エンコーダ等の取り付けが難しい場合は、シャフト５０２の一部を削り、円周方向に１つ以上の凹部を形成するとよい。これにより、シャフト５０２を簡易的な歯車と見なすことができる。凹みのある位置近傍に、例えば、磁気式速度検出器、光ピックアップ、ホール素子等を設置することで、シャフト５０２に設けた凹みを検出できる。凹みの位置から機械角すなわち回転角度位置θ_dを検出できる。特に負荷の変化が大きい位置（例えば図４の負荷トルクの波形の微分値が大きい位置）に細かい凹みを多く設けると、正確な検証が可能になる。

（２）第４実施形態において、電圧計１９３ａ，１９３ｂ，１９３ｃは、各相の電位と、可変直流電圧源２０ａのＮ（マイナス）側との電位との差を各相の電圧として検出した。しかし、これに代えて、各相間の線間電圧を測定し、その結果から交流電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wを算出してもよい。

（３）また、電圧計１９３ａ，１９３ｂ，１９３ｃに代えて、ドライブ信号に基づいて交流電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wを求めることもできる。この場合は、ドライブ信号の周波数（すなわち、電力変換回路５のスイッチング周波数）以上の周波数成分を遮断する低域通過フィルタを用いて、ドライブ信号から電動機に印加される各相印加電圧の回転数１次成分を抽出するとよい。

（４）電流判定部１９６は、ハードウェアで実現することも可能である。例えば、１次遅れフィルタを抵抗とコンデンサによるアナログ回路で実現できる。また、オシロスコープのような測定器には、フィルタ演算機能を有する測定器がある。このような測定器を用いれば、３相電流値のみを検出することによって、第１〜第３実施形態に係る装置が所期の動作を行っているか否かを簡単に検証することができる。

＜その他各部の変形例＞
（１）上記各実施形態においては、図９に示すトルク電流指令値作成器１０によってトルク電流指令値Ｉ_tq ^*を生成したが、トルク電流指令値Ｉ_tq ^*は図示せぬ上位制御系等から得てもよい。

（２）上記各実施形態においては、制御軸上で電圧や電流を制御したが、実際に電動機６に印加される電圧の振幅と位相を調整して電動機６を制御してもよい。また、上記各実施形態においては、制御軸上のｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*に基づいてｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を求め（図７参照）、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*に基づいて三相の電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*を求めていた。しかし、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*に基づいて、三相の電流指令値を求め、この三相の電流指令値に基づいて三相の電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*を求めてもよい。

（３）上記各実施形態においては、直流電圧源２０に対してシャント抵抗器２５を直列に接続したが、他にスイッチング素子２２を保護する手段を講じた場合等は、シャント抵抗器２５を省略することもできる。

（４）上記各実施形態においては、電力変換回路５から電動機６に供給される電流を電流検出部７によって直接的に検出したが、この電流検出部７に代えてシングルシャント電流検出方式の電流検出部を採用してもよい。シングルシャント電流検出方式とは、例えばシャント抵抗器２５の電圧降下を測定することによって直流電圧源２０の出力電流を測定し、交流側の電流を求めるものである。これは、電力変換回路５の各相の交流電流と同等の電流がシャント抵抗器２５に流れることを利用している。シャント抵抗器２５に流れる電流は時間的に変化するため、ドライブ信号２４ａ〜２４ｆが変化するタイミングを基準に適切なタイミングで電流検出するとよい。

（５）上記各実施形態において、制御部２はマイクロコンピュータやＤＳＰ等の半導体集積回路（演算制御部）によって構成したが、各実施形態の構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えばＡＳＩＣ(特定用途向けＩＣ)等のハードウェアによって実現しても良い。また、マイクロコンピュータやＤＳＰ(digital signal processor)等の半導体集積回路を用いる場合には、これらに適用されるプログラムを記憶媒体に格納して頒布し、あるいは伝送路を通じて頒布してもよい。

１，１ａ，１ｂ モータ制御装置
２，２ａ，２ｂ 制御部
３ 電圧指令値作成器
４ ｄｑ／３φ変換器
５ 電力変換回路
６ 電動機
６ａ 回転子
６ｂ 固定子
７ 電流検出部
８ ３φ／ｄｑ変換器（座標変換部）
９ 負荷装置
１０ トルク電流指令値作成器
１１ｆ，１１ｇ，１１ｈ，１１ｉ 脈動トルク電流指令値作成器
１２ 軸誤差演算器
１３ ＰＬＬ制御器
１６ 脈動トルク推定器
１９ 定常軸誤差演算器
２０ 直流電圧源
２１ インバータ
３２ 単相座標変換器
３３ ＰＷＭ信号作成器
３４ 電圧指令値演算部
３７ 単相座標逆変換器
４０ 位置推定部
３００ 空気調和機
３０１ モータ制御装置
３０２ 圧縮機
３０３ 室内機
３０４ 室外機
３０５ 配管
３０６ 室内熱交換器
３０７ 送風機
３０８ 室外熱交換器
３０９ 送風機
３１０ 配線ケーブル
３１１ モータ制御装置
５００ 回転ロータリー型圧縮機構部（圧縮機構部）
５１１ 密閉容器（収納容器）

Claims (12)

1. 直流電圧を交流電圧に変換し、負荷装置に接続された電動機を前記交流電圧によって駆動する電力変換回路と、
   前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御部と
   を備え、前記制御部は、
   前記電動機の回転角度位置を推定し、前記ドライブ信号のデューティ比を、推定あるいは予め設定した負荷変動パターンに加え、推定した前記回転角度位置に応じて変化させる
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 直流電圧を交流電圧に変換し、負荷装置に接続された電動機を前記交流電圧によって駆動する電力変換回路と、
   前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御部と
   を備え、前記制御部は、
   前記負荷装置の瞬時トルクに対応して増減するパラメータに応じて前記ドライブ信号のデューティ比を調整する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 前記制御部は、
   前記電動機に供給される電流値を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部によって検出された電流値を回転座標における電流値に変換する座標変換部と、
   前記回転座標における電流値を微分し電流微分値を出力する微分器と
   をさらに有し、
   前記電流微分値に応じて前記ドライブ信号のデューティ比を調整する
   ことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
4. 前記制御部は、
   前記電動機に供給される電流値を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部によって検出された電流値を回転座標における電流値に変換する座標変換部と、
   前記回転座標における電流値を微分し電流微分値を出力する微分器と
   をさらに有し、
   前記電流微分値に応じて前記ドライブ信号のデューティ比を調整する
   ことを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
5. 前記電動機の回転速度が、前記電動機の誘起電圧が前記直流電圧の半分以下となる速度領域に属する所定の切替速度未満であることを条件として、
   前記制御部は前記負荷装置の瞬時トルクに対応して増減するパラメータに応じて前記ドライブ信号のデューティ比を調整する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
6. 前記電動機の回転速度が、前記電動機の誘起電圧が前記直流電圧の半分以下となる速度領域に属する所定の切替速度未満であることを条件として、
   前記制御部は前記負荷装置の瞬時トルクに対応して増減するパラメータに応じて前記ドライブ信号のデューティ比を調整する
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
7. 前記電動機の回転速度が、前記回転速度未満の成分を有する変化特性を伴って変化していることを条件として、
   前記制御部は、前記負荷装置の瞬時トルクに対応して増減するパラメータに応じて前記ドライブ信号のデューティ比を調整する
   ことを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
8. 前記電動機の回転速度が、前記回転速度未満の成分を有する変化特性を伴って変化していることを条件として、
   前記制御部は、前記負荷装置の瞬時トルクに対応して増減するパラメータに応じて前記ドライブ信号のデューティ比を調整する
   ことを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
9. 請求項１または２に記載のモータ制御装置と、
   前記モータ制御装置に駆動された電動機と、
   前記電動機に接続された圧縮機構部と、
   前記電動機と前記負荷装置とを収納する収納容器と
   を有することを特徴とする圧縮機。
10. 請求項９に記載の圧縮機と、
    前記圧縮機に接続された室内熱交換器と、
    前記圧縮機および前記室内熱交換器に接続された室外熱交換器と、
    を有することを特徴とする空気調和機。
11. 直流電圧を交流電圧に変換し、負荷装置に接続された電動機を前記交流電圧によって駆動する電力変換回路と、コンピュータを有し前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御部とを備えるモータ制御装置に適用されるプログラムであって、前記コンピュータを
    前記電動機の回転角度位置を推定し、前記ドライブ信号のデューティ比を、推定あるいは予め設定した負荷変動パターンに加え、前記回転角度位置に応じて変化させる手段
    として機能させるためのプログラム。
12. 直流電圧を交流電圧に変換し、負荷装置に接続された電動機を前記交流電圧によって駆動する電力変換回路と、コンピュータを有し前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御部とを備えるモータ制御装置に適用されるプログラムであって、前記コンピュータを
    前記負荷装置の瞬時トルクに対応して増減するパラメータに応じて前記ドライブ信号のデューティ比を調整する手段
    として機能させるためのプログラム。