JP2009044935A - モータ制御装置及び圧縮機 - Google Patents

Abstract

【課題】消費電力低減と振動低減を自動的に実現する。
【解決手段】モータ駆動システムは、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータ（１）と、モータ制御装置（３ａ）と、を備える。モータ制御装置は、推定されたモータ速度（ω_e）とモータ速度指令値（ω_*）との差からトルク電流指令値（ｉδ^*）を算出する一方で、共振型フィルタ（３０）を用いてその差から負荷トルク変動に由来する変動成分を抽出し、抽出値をトルク電流補正値（ｉδ_C）としてトルク電流指令値（ｉδ^*）に重畳する。そして、モータ制御装置は、この重畳がなされたトルク電流指令値に基づいて、共振型フィルタを制御することによりトルク電流補正値の位相を調整する位相制御部（３２）を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御装置に関し、特に、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータに対して、ベクトル制御を実行するモータ制御装置に関する。また、本発明は、圧縮機に関する。

モータの負荷要素は、しばしば周期的な負荷変動を伴う。空気調和機等に用いられる圧縮機は、その負荷要素を含む代表例である。空気調和機に使用される密閉型圧縮機では、吸入・圧縮・吐出の各行程間における冷媒ガス圧変化が負荷トルクに作用することが知られている。この冷媒ガス圧による負荷トルクは圧縮機の回転に同期して変動し、それに伴い圧縮機の回転速度が周期的に変動することも知られている。このような圧縮機の回転速度の周期的な変動は、圧縮機自体に振動を発生させると共に、騒音の原因ともなる。

このような負荷トルク変動に起因する振動や騒音を解決するべく、様々な手法が提案されている。例えば下記特許文献１では、負荷装置が発生するトルクの変動成分を推定し、それを補償するトルク制御において、変動成分を補正する電流成分をリミット値にて制限している。

また例えば、下記特許文献２に記載された手法では、推定モータ速度とモータ速度指令値との偏差などからトルク変動成分を抽出し、抽出されたトルク変動成分を用いて振動を低減している。

特開２００６−１８０６０５号公報 特開２００６−１９１７３７号公報 能登原保夫、他４名，「周期トルク外乱抑制制御の検討」，平成１６年電気学会産業応用部門大会，２００４年９月１４日，１−５７（Ｉ-３３７〜Ｉ-３４０） 比田、他２名，「最大トルク制御軸に基づく永久磁石同期モータの位置センサレスベクトル制御」，平成１８年電気学会産業応用部門大会講演論文集，電気学会産業応用部門，平成１８年８月，ｐ．３８５−３８８（Ｉ−３８５〜Ｉ−３８８）

機器の振動や騒音を低減することは重要な課題であるが、一方で、モータを駆動するシステムの消費電力を低減することも重要な課題である。

仮に、特許文献１の構成において、消費電力の低減を図ろうとした場合、上記リミット値を変化させながら消費電力を逐次測定し、その測定結果に基づいて最適なリミット値を事前に決めてやる必要がある。このようなパラメータ（リミット値）を導出するための調整作業は煩雑である。また、特許文献２には、消費電力を低減するための技術が開示されていない。

そこで本発明は、消費電力の低減及び／又は負荷トルク変動に起因する振動等の抑制に寄与するモータ制御装置及びモータ駆動システム並びに圧縮機を提供することを目的とする。

本発明に係るモータ制御装置は、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータに対して、ベクトル制御を実行するモータ制御装置において、モータ速度を推定又は検出するモータ速度導出手段と、前記モータ速度が外部から与えられたモータ速度指令値に追従するようにトルク電流指令値を生成する速度制御手段と、前記負荷トルクの変動に対応して変動する制御値を受け、前記制御値の周期的な変動成分を強調することによってトルク電流補正値を生成する共振型フィルタと、前記トルク電流補正値を前記トルク電流指令値に重畳することによって重畳トルク電流指令値を生成するトルク電流補正手段と、前記重畳トルク電流指令値に基づいて、前記共振型フィルタを制御することによって前記トルク電流補正値の位相を調整する調整手段と、を備え、前記重畳トルク電流指令値に従って前記ベクトル制御を実行することを特徴とする。

これにより、煩雑な調整作業を必要とすることなく、消費電力の低減を実現することが可能となるとともに振動や騒音を抑制することも可能となる。

具体的には例えば、前記制御値は、前記モータ速度と前記モータ速度指令値との差、又は、前記トルク電流指令値である。

また例えば、前記モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束の向きに平行な軸をｄ軸とし、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とした場合、当該モータ制御装置は、 前記モータに供給されるモータ電流に基づいて、前記ｄ軸と前記γ軸との軸誤差及び前記モータ速度を推定する推定手段を備え、前記制御値は、前記軸誤差、又は、前記軸誤差の変動に同期して変動する値である。

また具体的には例えば、前記調整手段は、前記重畳トルク電流指令値の変動幅に基づいて、前記トルク電流補正値の位相を調整する。

そして例えば、前記調整手段は、前記変動幅が小さくなる方向に前記トルク電流補正値の位相を調整する。

また例えば、前記調整手段は、前記重畳トルク電流指令値から前記負荷トルクの変動の周波数成分を抽出し、その周波数成分の振幅に基づいて前記トルク電流補正値の位相を調整する。

そして例えば、前記調整手段は、前記周波数成分の振幅が小さくなる方向に前記トルク電流補正値の位相を調整する。

また、本発明に係る他のモータ制御装置は、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータに対して、ベクトル制御を実行するモータ制御装置において、モータ速度を推定又は検出するモータ速度導出手段と、前記モータ速度が外部から与えられたモータ速度指令値に追従するようにトルク電流指令値を生成する速度制御手段と、前記負荷トルクの変動に対応して変動する制御値を受け、前記制御値の周期的な変動成分を強調することによってトルク電流補正値を生成する共振型フィルタと、前記トルク電流補正値を前記トルク電流指令値に重畳することによって重畳トルク電流指令値を生成するトルク電流補正手段と、複数の制御モードの内の何れの制御モードにて前記モータを制御するかを表すモード選択情報に応じて、前記共振型フィルタを制御することによって前記トルク電流補正値の位相を調整する調整手段と、を備え、前記重畳トルク電流指令値に従って前記ベクトル制御を実行することを特徴とする。

これにより、ユーザの要望に応じて、消費電力の低減を優先したり、振動抑制を優先したりすることが可能となる。

また、本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを介して前記モータに対するベクトル制御を実行する上記のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明に係る圧縮機は、上記のモータ駆動システムに備えられたモータの回転力を駆動源とすることを特徴とする。

本発明によれば、消費電力の低減及び／又は負荷トルク変動に起因する振動等の抑制に寄与するモータ制御装置及びモータ駆動システム並びに圧縮機を提供することができる。

本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。後に第１〜第８実施例を説明するが、まず、各実施例に共通する事項又は各実施例にて参照される事項について説明する。

図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略ブロック図である。図１のモータ駆動システムは、モータ１と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２と、モータ制御装置３と、を備える。

モータ１は、三相永久磁石同期モータであり、永久磁石を備えた回転子（不図示）と３相分の電機子巻線を備えた固定子（不図示）とを有している。

ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータという）２は、モータ１の回転子位置に応じてモータ１にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。このモータ１に印加される全体の電圧をモータ電圧（電機子電圧）Ｖ_aと呼び、インバータ２からモータ１に供給される全体の電流をモータ電流（電機子電流）Ｉ_aと呼ぶ。

モータ制御装置３は、検出されたモータ電流Ｉ_aなどを参照しつつ、所望のベクトル制御を実現するためのＰＷＭ信号をインバータ回路２に与える。

図２は、モータ１の解析モデル図である。以下の説明において、電機子巻線とはモータ１に設けられているものを指す。図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａは、モータ１の回転子に設けられた永久磁石である。永久磁石１ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相にδ軸をとる。実軸に対応する回転座標系はｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をｄｑ軸と呼ぶ。制御上の回転座標系はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγδ軸と呼ぶ。

ｄｑ軸は回転しており、その回転速度をωで表す。γδ軸も回転しており、その回転速度をω_eで表す。また、ｄｑ軸において、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たｄ軸の角度（位相）をθにより表す。同様に、γδ軸において、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たγ軸の角度（位相）をθ_eにより表す。θ及びθ_eにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置又は磁極位置とも呼ばれる。ω及びω_eにて表される回転速度は、電気角における角速度である。

以下、θ又はθ_eを、回転子位置と呼ぶこととし、ω又はω_eをモータ速度と呼ぶこととする。後述の第１実施例等のように、回転子位置及びモータ速度を推定によって導出する場合、γ軸及びδ軸を制御上の推定軸と呼ぶことができる。

モータ制御装置３は、基本的に、θとθ_eとが一致するようにベクトル制御を行う。但し、θとθ_eとを、意図的にずらすこともある。θとθ_eとが一致しているとき、ｄ軸及びｑ軸は夫々γ軸及びδ軸と一致する。

以下の記述において、モータ電圧Ｖ_aのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれγ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδで表し、モータ電流Ｉ_aのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδで表す。

γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδの目標値を表す電圧指令値を、それぞれγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*により表す。γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの目標値を表す電流指令値を、それぞれγ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*により表す。ｖγ^*はｖγの目標となる目標γ軸電圧とも呼べ、ｖδ^*はｖδの目標となる目標δ軸電圧とも呼べる。ｉγ^*はｉγの目標となる目標γ軸電流とも呼べ、ｉδ^*はｉδの目標となる目標δ軸電流とも呼べる。

モータ制御装置３は、γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδの値が夫々γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*に追従するように、且つ、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの値が夫々γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*に追従するように、ベクトル制御を行う。

モータ電圧Ｖ_aのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る３相電圧指令値にて表される。

また、以下の記述において、Ｒ_aは、モータ抵抗（モータ１の電機子巻線の抵抗値）であり、Ｌ_d、Ｌ_qは、夫々ｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）である。尚、Ｒ_a、Ｌ_d及びＬ_qは、モータ駆動システムの製造時に定まる値であり、それらの値はモータ制御装置３の演算にて使用される。

尚、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉγ」と「γ軸電流ｉγ」は同じものを指す。また、状態量を表す電流、電圧、速度等の文言は、原則として、その状態量の値を表している。即ち例えば、γ軸電流ｉγとは、γ軸電流の電流値を意味している（但し、γ軸電流ｉγの値などと表記することもある）。

モータ１は、周期的に負荷トルクが変動するような負荷を回転駆動する。この負荷は、例えば、圧縮機（図１３参照）、洗濯機又は乾燥機（不図示）などに備えられた負荷要素である。圧縮機は、空気調和機などに用いられる。圧縮機では、周期的に実行される吸入・圧縮・吐出の各行程での冷媒ガス圧変化が負荷トルクに作用し、これによって負荷トルクが周期的に変動する。

洗濯機又は乾燥機は、具体的には例えばドラム式洗濯機又はドラム式乾燥機である。ドラム式洗濯機では、洗濯物を収納するドラムが鉛直線と平行でない軸を回転軸として回転し（即ち、縦又は斜め方向に回転し）、洗濯物を持ち上げ、落下によってたたき洗いを行う。このドラムをモータ１の負荷とする場合、洗濯物を持ち上げる時に負荷トルクが比較的大きくなり、そうでない時に負荷トルクが比較的小さくなるため、負荷トルクが周期的に変動する。ドラム式乾燥機についても同様である。

＜＜第１実施例＞＞
まず、本発明の第１実施例について説明する。図３は、第１実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。図３のモータ駆動システムは、図１に示されるモータ１及びインバータ２と、図１のモータ制御装置３として機能するモータ制御装置３ａと、相電流センサ１１と、を備えている。モータ制御装置３ａは、符号１２〜２０及び３０〜３２で参照される各部位を含んで構成される。モータ制御装置３ａ内に相電流センサ１１が含まれている、と考えることもできる。モータ制御装置３ａ内の各部位は、モータ制御装置３ａ内で生成された各値を自由に利用可能となっている。

本実施例及び後述の各実施例のモータ駆動システムを形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｉγ^*、ｉδ^*、ｖγ^*、ｖδ^*、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を含む）、状態量（ｉ_u、ｉ_v、ｉγ、ｉδ、θ_e及びω_eを含む）又はδ軸電流補正値ｉδ_Cを更新する。

相電流センサ１１は、インバータ２からモータ１に供給されるモータ電流Ｉ_aの固定軸成分であるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。尚、Ｗ相電流ｉ_wに関しては、関係式「ｉ_w＝−ｉ_u−ｉ_v」から算出される。ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wは、モータ１の固定子における、Ｕ相の電機子巻線の電流、Ｖ相の電機子巻線の電流及びＷ相の電機子巻線の電流である。

座標変換器１２は、回転子位置θ_eに基づいてＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vをγδ軸上に座標変換することにより、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを算出して出力する。第１実施例において、回転子位置θ_eは、位置・速度推定器２０にて算出される。

減算器１９は、モータ速度ω_eと、モータ制御装置３ａの外部に設けられたモータ速度指令値発生部（不図示）からのモータ速度指令値ω^*とを参照し、両者間の速度偏差（ω^*−ω_e）を算出する。第１実施例において、モータ速度ω_eは、位置・速度推定器２０にて算出される。

速度制御部１７は、比例積分制御などを用いることによって、速度偏差（ω^*−ω_e）がゼロに収束するようにδ軸電流指令値ｉδ^*を算出して出力する。加算器３１は、速度制御部１７からのｉδ^*に共振型フィルタ３０からのδ軸電流補正値ｉδ_Cを加算し、その加算値（ｉδ^*＋ｉδ_C）を減算器１３に出力する。また、加算値（ｉδ^*＋ｉδ_C）は、位相制御部３２にも送られる。本来、ｉδ^*はｉδの目標値となるのであるが、ｉδ^*は共振型フィルタ３０及び加算器３１によって補正され、実際には補正後の値（ｉδ^*＋ｉδ_C）がｉδの目標値となる。共振型フィルタ３０及び位相制御部３２の動作については、後述する。

磁束制御部１６は、γ軸電流指令値ｉγ^*を決定して減算器１４に出力する。ｉγ^*は、モータ駆動システムにて実行されるベクトル制御の種類やモータ速度に応じて、様々な値をとりうる。本実施例では、ｄｑ軸を推定するため、ｄ軸電流をゼロとするための制御を行う場合はｉγ^*＝０とされる。また、最大トルク制御や弱め磁束制御を行う場合、ｉγ^*はモータ速度ω_eに応じた負の値とされる。モータ制御装置３ａの特徴的部位である共振型フィルタ３０及び位相制御部３２の動作は、ｉγ^*の値に依存しない。以下の説明では、ｉγ^*＝０である場合を取り扱う。

減算器１４は、磁束制御部１６から出力されるγ軸電流指令値ｉγ^*より座標変換器１２から出力されるγ軸電流ｉγを減算し、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）を算出する。減算器１３は、加算器３１から出力される値（ｉδ^*＋ｉδ_C）より座標変換器１２から出力されるδ軸電流ｉδを減算し、電流誤差（ｉδ^*＋ｉδ_C−ｉδ）を算出する。

電流制御部１５は、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）及び（ｉδ^*＋ｉδ_C−ｉδ）が共にゼロに収束するように、比例積分制御などを用いた電流フィードバック制御を行う。この際、γ軸とδ軸との間の干渉を排除するための非干渉制御を利用し、（ｉγ^*−ｉγ）及び（ｉδ^*＋ｉδ_C−ｉδ）が共にゼロに収束するようにγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を算出する。尚、ｖγ^*及びｖδ^*を算出するに当たり、ω_eやｉγ及びｉδも参照されうる。

座標変換器１８は、位置・速度推定器２０から出力される回転子位置θ_eに基づいて電流制御部１５から与えられたｖγ^*及びｖδ^*を三相の固定座標軸上に座標変換することにより、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）を算出して出力する。

図示されないＰＷＭ変換部は、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に従ってパルス幅変調されたＰＷＭ信号を作成する。インバータ２は、このＰＷＭ信号に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１に供給してモータ１を駆動する。より具体的には、インバータ２は、３相分のハーフブリッジ回路とドライバとを備えており（不図示）、ドライバがＰＷＭ信号に従って各ハーフブリッジ回路におけるスイッチング素子をオン／オフ制御することにより、三相電圧指令値に従ったモータ電流Ｉ_aがモータ１に供給される。尚、ＰＷＭ変換部は、モータ制御装置３ａ内に設けられるが、それがインバータ２内に設けられていると考えることも可能である。

位置・速度推定器２０は、座標変換器１２からのｉγ及びｉδ並びに電流制御部１５からのｖγ^*及びｖδ^*の内の全部又は一部を用いて、比例積分制御などを行うことにより、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθ（図２参照）がゼロに収束するように回転子位置θ_e及びモータ速度ω_eを推定する。回転子位置θ_e及びモータ速度ω_eの推定手法として古くから様々な手法が提案されており、位置・速度推定器２０は公知の何れの手法をも採用可能である。

図４に位置・速度推定器２０の内部ブロック図の一例を示す。図４の位置・速度推定器２０は、符号２１〜２３にて参照される各部位を備える。軸誤差推定部２１は、ｉγ、ｉδ、ｖγ^*及びｖδ^*に基づいて軸誤差Δθを算出する。例えば、特許第３４１１８７８号公報にも示されている下記式（１）を用いて、軸誤差Δθを算出する。比例積分演算器２２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御を実現すべく、比例積分制御を行って軸誤差推定部２１が算出した軸誤差Δθがゼロに収束するようにモータ速度ω_eを算出する。積分器２３は、モータ速度ω_eを積分して回転子位置θ_eを算出する。算出されたθ_e及びω_eは、その値を必要とするモータ制御装置３ａ内の各部位に与えられる。

上述したように、本実施形態では、周期的に負荷トルクが変動する負荷をモータ１が回転駆動することを想定している。この場合、負荷トルクの変動によってｉδ^*が理想値からずれることがあるが、共振型フィルタ３０及び加算器３１がこのずれを抑制する方向に働く。

図５等を参照して、この抑制の原理について説明する。図５において、横軸は電気角における電流の位相を表しており、縦軸は電流値を表している。モータ１の定常回転時において、電流の位相は時間経過と共に変化していくため、図５の横軸は時間にも対応している。図５において、曲線２０１は負荷トルクの電流換算値（電流成分）を表し、曲線２０２は速度制御部１７によって算出されるδ軸電流指令値ｉδ^*を表し、曲線２０３は曲線２０１によって表される負荷トルクの電流換算値と曲線２０２によって表されるδ軸電流指令値ｉδ^*との誤差波形を表す。曲線２０４は、曲線２０３によって表される誤差波形の極性を反転させた波形を表していると共に、共振型フィルタ３０によって算出されるδ軸電流補正値ｉδ_Cの波形を表している。

負荷トルクと合致するトルクをモータ１に発生させるためには、負荷トルクの電流換算値に相当するδ軸電流ｉδを流せばよい。δ軸電流補正値ｉδ_Cが無いものとして考えた場合、負荷トルクの電流換算値とｉδ^*が完全に合致していれば、負荷トルク変動に起因する速度変動が低減して振動及び騒音の低減が図られる。

しかしながら、実際には、制御系の遅れが発生するため、δ軸電流指令値ｉδ^*は、真に算出されるべき値（負荷トルクの電流換算値）から遅れてしまう。そこで、本実施例では、曲線２０４に対応するδ軸電流補正値ｉδ_Cをｉδ^*に重畳し、（ｉδ^*＋ｉδ_C）を負荷トルクの電流換算値と一致させる。この一致を実現させるためには、ｉδ_Cの位相と振幅を最適化する必要がある。本実施例では、この位相の最適化のための調整に位相制御部３２（図３）が利用される。位相制御部３２の機能については後述することとし、先に共振型フィルタ３０の機能について説明する。

共振型フィルタ３０は、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）を入力信号として受け、その入力信号から負荷トルク変動に由来する周期的な変動成分を抽出する。そして、抽出した変動成分をｉδ_Cとして出力する。共振型フィルタ３０の伝達関数Ｈ_A（ｓ）は、次式（２）（又は後述の式（３））で表される。

ここで、ｂ_oはゲイン係数、ｂ₁は位相調整量、ζは減衰係数、ω_rは固有角周波数である。また、ｓは、ラプラス演算子である。理想的には、共振型フィルタ３０は、入力信号のω_rの周波数成分のみを抽出して出力する。

図６（ａ）に、共振型フィルタ３０のゲイン特性を示す。共振型フィルタ３０は、入力信号中の固有角周波数ω_rの成分をゲイン係数ｂ_oに応じた度合いで増幅して（強調して）出力する一方、ω_r以外の周波数成分が出力信号に極力含まれないようにする。図６（ｂ）に、共振型フィルタ３０の位相特性を示す。共振型フィルタ３０は、固有角周波数ω_rの成分の位相を９０°以上進ませ、固有角周波数ω_rよりも低周波の成分を１８０°分進ませる。共振型フィルタ３０における、固有角周波数ω_rの成分の位相進み量は、調整可能となっている。固有角周波数ω_rよりも高周波の成分の位相は、共振型フィルタ３０の入出力信号間で同じである。

固有角周波数ω_rは、モータ１の負荷の周期的な負荷トルク変動の角周波数と等しくなるように（或いは出来るだけ等しくなるように）設定される。この固有角周波数ω_rの値は、モータ速度指令値ω^*またはモータ速度ω_eの値に応じて変化するようになっている。負荷トルク変動の周期は、モータ１の回転速度によって変化するからである。モータ速度指令値ω^*またはモータ速度ω_eの値に応じて固有角周波数ω_rをどのように設定するかは、モータ駆動システムの設計時において予め規定される。例えば、ω^*またはω_eからω_rを決定するためのテーブルデータが、予めモータ制御装置３ａに与えられる。

減衰係数ζは、共振型フィルタ３０の共振の程度（共振特性）を決める値であり、０≦ζ＜１の任意の値を設定可能である。例えば、ζ＝０．０１や、ζ＝０．１、とする。減衰係数ζを、モータ駆動システムの設計時において予め定めておくことができる。

位相調整量ｂ₁は、δ軸電流補正値ｉδ_Cの位相を調整するための値であり、それを変更することによって、図５の曲線２０４は左右方向にシフトする。

共振型フィルタ３０のゲイン、即ち、共振型フィルタ３０の入力信号の固有角周波数ω_rの成分に対する強調度合いは、ゲイン係数ｂ_oによって定まる。より具体的には、ｂ₁＝０の場合は、上記式（２）中のｂ_oを変更することで共振型フィルタ３０のゲインを変更することができる。ｂ₁≠０の場合は、上記式（２）を下記式（３）のように変形し、式（３）中のｂ_oを変更することで共振型フィルタ３０のゲインを変更することができる。ゲイン係数ｂ_oの値は、モータ速度指令値ω^*またはモータ速度ω_eの値に応じて変化するようになっている。モータ速度指令値ω^*またはモータ速度ω_eの値に応じてゲイン係数ｂ_oをどのように設定するかは、モータ駆動システムの設計時において予め規定される。例えば、ω^*またはω_eからｂ_oを決定するためのテーブルデータが、予めモータ制御装置３ａに与えられる。

図７は、共振型フィルタ３０の位相特性を様々に変化させた時における、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅及び消費電力の増減量の測定結果（実験結果）を示している。共振型フィルタ３０は、入力信号中の固有角周波数ω_rの成分の位相を９０°〜１８０°の範囲内で進ませながら該成分を増幅して出力する。図７において、横軸は、共振型フィルタ３０による、このω_rの成分に対する位相進み量を表している。図７の横軸の左端及び右端は夫々８０°及び１８０°に対応している。折れ線２２１及び２２２に対する縦軸は電流値を表し、折れ線２２３に対する縦軸は消費電力の増減量を表す。以下、単に位相進み量といった場合、それは、共振型フィルタ（本実施例では共振型フィルタ３０）による、ω_rの成分に対する位相進み量を指すものとする。また、単にゲインといった場合、それは、共振型フィルタ（本実施例では共振型フィルタ３０）のゲインを指すものとする。また、単に消費電力といった場合、それは、本実施形態に係るモータ駆動システムの消費電力を指すものとする。

図７に対応する実験では、位相調整量ｂ₁を変化させることによって、位相進み量を８段階に変化させた（即ち、δ軸電流補正値ｉδ_Cの位相を８段階に変化させた）。この８段階の位相進み量を、小さい方から順に、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃、Ｐ₄、Ｐ₅、Ｐ₆、Ｐ₇及びＰ₈とする。他の条件を固定している時において、位相調整量ｂ₁を定めれば位相進み量は一意に定まる。尚、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃、Ｐ₄、Ｐ₅、Ｐ₆、Ｐ₇及びＰ₈は、夫々、およそ９０°、１００°、１２０°、１４５°、１６０°、１７０°、１７２°及び１７５°である。

折れ線２２１は、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅の位相進み量依存性を表す実験結果である。（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅とは、モータ１が機械角で１回転する期間内における（ｉδ^*＋ｉδ_C）の最大値と最小値の差である（但し、この差は正の値とする）。折れ線２２２は、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅の位相進み量依存性を表す実験結果である。（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅とは、（ｉδ^*＋ｉδ_C）のω_rの周波数成分の振幅である。折れ線２２３は、ゲインがゼロ（即ち、ｂ_o＝０）の時における消費電力を基準とした、消費電力の増減量の位相進み量依存性を表す実験結果である。ゲインをゼロとすることは、共振型フィルタ３０が存在していないことに等しい。尚、折れ線２２１〜２２３に対応する実験の際、位相進み量以外の条件（ｂ_oやω^*など）は一定値に固定した。

図７から分かるように、位相進み量を９０°から１８０°に向けて増加させていくに従って、基本的に（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅及び（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅は減少してゆく。但し、位相進み量がＰ₅〜Ｐ₈の範囲内にあるとき、それらは、概ね一定となっている。

消費電力の増減量も同様に振舞う。即ち、位相進み量を９０°から１８０°に向けて増加させていくに従って基本的に消費電力は減少してゆくが、位相進み量がＰ₅〜Ｐ₈の範囲内にあるとき、消費電力は概ね一定となった。９０°〜１８０°の範囲内における位相進み量の増大は、基本的に、消費電力低減に資することが分かる。

図８及び図９に、図７の実験に対応する、（ｉδ^*＋ｉδ_C）のＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）解析結果を示す。図８及び図９において、横軸は次数を表し、縦軸は各次数成分の振幅を表す。図９は、図８の０次と１次の部分の拡大図に相当する。図８において、符号２５０、２５１、２５２、２５３、２５４、２５５、２５６、２５７、２５８及び２５９が付されたバー群は、夫々、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の０次、１次、２次、３次、４次、５次、６次、７次、８次及び９次成分の振幅を表す。（ｉδ^*＋ｉδ_C）の０次成分とは、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の直流成分を意味する。（ｉδ^*＋ｉδ_C）のｊ次成分とは、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の（ω_r×ｊ）の周波数成分を意味する（ｊは、１〜９の整数値）。

各バー群は、９本のバーから形成される。各バー群において、最も左のバーの高さは、ゲインがゼロの時の振幅を表す。各バー群において、左から２番目〜９番目のバーは、ゼロではない一定のゲインを与えた時における振幅を表し、左から右側にいくにつれて対応する位相進み量は増大する。つまり、図９において、バー２７１、２７２、２７３、２７４、２７５、２７６、２７７及び２７８の高さは、夫々、位相進み量がＰ₁、Ｐ₂、Ｐ₃、Ｐ₄、Ｐ₅、Ｐ₆、Ｐ₇及びＰ₈の時における（ｉδ^*＋ｉδ_C）の０次成分の振幅を表し、バー２８１、２８２、２８３、２８４、２８５、２８６、２８７及び２８８の高さは、夫々、位相進み量がＰ₁、Ｐ₂、Ｐ₃、Ｐ₄、Ｐ₅、Ｐ₆、Ｐ₇及びＰ₈の時における（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅を表す。また、バー２７０の高さは、ゲインがゼロの時における（ｉδ^*＋ｉδ_C）の０次成分の振幅を表し、バー２８０の高さは、ゲインがゼロの時における（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅を表す。

（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅は、位相進み量がＰ₁からＰ₈へ向かって増加するにつれて減少していくことが分かる。（ｉδ^*＋ｉδ_C）の０次成分の振幅も、位相進み量がＰ₁からＰ₈へ向かって増加するにつれて減少していくが、その減少の程度は、１次成分のそれよりも小さい。また、２次以上の成分の振幅は０次及び１次の振幅に対して随分小さいことも分かる。

トルクに関与するδ軸電流の変動の主要因は負荷トルク変動であり、その変動の周波数はω_rであるから、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅が最小化されれば消費電力も最小化されると考えられる。

消費電力に最も強く影響するのは（ｉδ^*＋ｉδ_C）の直流成分であるが、図８及び図９からも分かるように、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分以外の周波数成分の変動量は軽微であるため、各次数成分を合成したものに相当する（ｉδ^*＋ｉδ_C）そのものの変動において、１次成分の変動が支配的となる。そうすると、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅が最小化される位相進み量と（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅が最小化される位相進み量は、通常、一致すると考えられる。このため、消費電力を最小化するために、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅の最小化を図るのではなく、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅を最小化するようにしてもよい。

尚、通常、ｉγ^*＝０又はｉδ^*＞＞ｉγ^*であり、モータ駆動システムの損失電力は、概ねδ軸電流ｉδ（≒ｉδ^*＋ｉδ_C）の２乗に比例する。ｉδの直流成分が一定であると考えた場合、ｉδが直流成分しか持たない場合が最も消費電力が小さく、ｉδの変動幅が増加するに従って消費電力が増加することは、一般的な関係式（４）からも明らかである（但し、厳密には、電圧と電流の位相関係も消費電力に影響してくる）。故に、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅又は（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅を最小化することにより、消費電力の最小化が図られる。

上述の消費電力の最小化のための手法が、図３のモータ制御装置３ａに適用される。具体的には、図３の位相制御部３２が、加算器３１から出力される（ｉδ^*＋ｉδ_C）に基づいて、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅又は（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅を最小化するための位相調整量ｂ₁を算出する。この算出された位相調整量ｂ₁を用いて、共振型フィルタ３０は、δ軸電流補正値ｉδ_Cを算出及び出力する。このように、位相制御部３２は、共振型フィルタ３０を制御して（具体的には、ｂ₁を調整して）δ軸電流補正値ｉδ_Cの位相を調整し、これによって消費電力の最小化を図る。

（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅を最小化するための手法を、図１０を参照して説明する。図１０は、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅を最小化するための処理手順を表すフローチャートである。この処理手順は、所謂山登り法に基づいている。

この処理を行う際、最新の（ｉδ^*＋ｉδ_C）の値は変数iδComに逐次代入される。また、iδComの最大値が代入されるべき変数iδComMax及びiδComの最小値が代入されるべき変数iδComMinが導入され、今回のiδComの変動幅が代入されるべき変数iδAmp_now及び前回のiδComの変動幅が代入されるべき変数iδAmp_oldが導入される。また、この処理では、共振型フィルタ３０で用いられる位相調整量ｂ₁が、変数として取り扱われ、ｂ₁は逐次更新されうる。変数ｂ₁の１回当たりの変更量をαとする。変数iδComMax及びiδComMin並びにiδAmp_now及びiδAmp_oldの初期値はゼロとされる。ｂ₁の初期値は所定値とされる。

ステップＳ１１〜Ｓ２０の各処理は、変数iδComが更新される度に位相制御部３２によって実行される。まず、ステップＳ１１において、或る基準時点からモータ１の回転子が１回転したか否かを判断する。ここにおける１回転とは、電気角における１回転ではなく、機械角における１回転を指す。１回転していないと判断される場合はステップＳ１２に移行して、現時点の変数iδComが現時点の変数iδComMaxよりも大きいかを判断する。そして、iδCom＞iδComMaxの場合は、ステップＳ１４に移行し、現時点の変数iδComを変数iδComMaxに代入してからステップＳ１３に移行する。一方、iδCom≦iδComMaxの場合は、直接、ステップＳ１３に移行する。

ステップＳ１３では、現時点の変数iδComが現時点の変数iδComMinよりも小さいかを判断する。そして、iδCom＜iδComMinの場合は、ステップＳ１５に移行し、現時点の変数iδComを変数iδComMinに代入してからステップＳ１１に戻る。一方、iδCom≧iδComMinの場合は、そのままステップＳ１１に戻る。

ステップＳ１１において、基準時点からモータ１の回転子が１回転したと判断された場合、ステップＳ１６に移行する。この時点において、変数iδComMax及びiδComMinには、夫々、回転子の１回転中における変数iδComの最大値及び最小値が代入されていることになる。ステップＳ１６において、（iδComMax−iδComMin）を変数iδAmp_nowに代入する。続いて、ステップＳ１７において、不等式「iδAmp_now＜iδAmp_old」が成立するか否かを判断し、この不等式が成立する場合はそのままステップＳ１９に移行する一方、不成立の場合はステップＳ１８に移行し、現時点の変数αに（−１）を乗じた値を新たに変数αに代入してからステップＳ１９に移行する。

ステップＳ１９では、現時点のｂ₁に変数αを加えたものを、新たなｂ₁とする。ここで更新されたｂ₁は、共振型フィルタ３０に伝達され、δ軸電流補正値ｉδ_Cを算出する際の位相調整量ｂ₁として用いられる。この後、ステップＳ２０において、変数iδComMaxにゼロを代入する一方で変数iδComMinに変数iδComMinが取りうる値の最大値ＭＡＸを代入し、且つ、変数iδAmp_old に現時点の変数iδAmp_nowの値を代入してからステップＳ１２に戻る。ステップＳ２０からステップＳ１２に戻る時点が、次回のステップＳ１１の分岐処理に参照される基準時点となる。

ステップＳ１１〜Ｓ２０から成るループ処理を繰り返し実行することにより、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅は、最小値（厳密には極小値）、或いは、最小値（厳密には極小値）付近に保たれることになる。

図１０を用いて（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅を最小化する処理手順を説明したが、勿論、同様の手法を利用して（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅を最小化するようにしてもよい。この場合、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いて加算器３１の出力値から（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分を抽出し、該１次成分の振幅が最小値或いは最小値付近に保たれるように、変数としてのｂ₁を逐次調整すればよい。

上記の特許文献１の構成において、消費電力の低減を図ろうとした場合、トルク変動成分補正用の電流成分に対するリミット値を変化させながら消費電力を逐次測定し、その測定結果に基づいて最適なリミット値を事前に決めてやる必要がある。そして、この最適なリミット値をテーブルデータとして格納しておき、実稼動時にそれを参照する。このようなパラメータ（リミット値）を導出するための調整作業は煩雑である。一方、モータ制御装置３ａによれば、このような調整作業を必要とすることなく消費電力の最小化を自動的に行うことができ、同時に振動及び騒音の低減効果も得られる。

尚、共振型フィルタ３０の伝達関数におけるω_rを変更することにより、共振型フィルタ３０を用いて振動抑制が図られる周波数成分は、当然、変化する。負荷トルク変動は、複数の周波数成分を含んでいる場合もあるが、通常、その複数の周波数成分の中で最も振幅が大きい周波数成分に適応するようにω_rが定められる。モータ駆動システムが適用される圧縮機には、１段圧縮を行う圧縮機や２段圧縮を行う圧縮機などがあるが、ｎ段圧縮を行う圧縮機に本発明に係るモータ駆動システムを適用する場合、基本的には、ω_rは、モータ１の運転周波数であるω_e（又はω^*）のｎ倍に設定される。つまり、ω_r＝ｎ×ω_e（又はω_r＝ｎ×ω^*）とされる。ここで、ｎは、１や２などの整数値をとり、ｎ段圧縮を行う圧縮機とは、モータ１が機械角で１回転する間に、吸入・圧縮・吐出の各工程をｎサイクル行う圧縮機を意味する。

但し、圧縮の段数が同じであっても、圧縮機の機械的構造などに依存して、負荷トルク変動が最も大きくなる周波数は様々に変化しうる。そのため、１段圧縮を行う圧縮機に本発明に係るモータ駆動システムを適用する場合であっても、ω_r＝２×ω_e（又はω_r＝２×ω^*）となるようにω_rを設定したり、ω_r＝1.1×ω_e（又はω_r＝1.1×ω^*）となるようにω_rを設定したりすることもある。

＜＜第２実施例＞＞
次に、本発明の第２実施例について説明する。図１１は、第２実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。図１１のモータ駆動システムは、図１に示されるモータ１及びインバータ２と、図１のモータ制御装置３として機能するモータ制御装置３ｂと、相電流センサ１１と、を備えている。モータ制御装置３ｂは、符号１２〜２０及び３０〜３２で参照される各部位を含んで構成される。モータ制御装置３ｂ内に相電流センサ１１が含まれている、と考えることもできる。モータ制御装置３ｂ内の各部位は、モータ制御装置３ｂ内で生成された各値を自由に利用可能となっている。

図３のモータ制御装置３ａでは、共振型フィルタ３０の入力信号が速度偏差（ω^*−ω_e）となっているが、図１１のモータ制御装置３ｂでは、共振型フィルタ３０の入力信号が速度偏差（ω^*−ω_e）ではなく速度制御部１７からのδ軸電流指令値ｉδ^*となっている。従って、本実施例において、共振型フィルタ３０は、ｉδ^*から負荷トルク変動に由来する周期的な変動成分を抽出し、抽出した変動成分をｉδ_Cとして加算器３１に出力する。共振型フィルタ３０の入力信号に関する、この相違点を除いて、モータ制御装置３ａと３ｂは同様である。

速度偏差（ω^*−ω_e）が負荷トルク変動に起因して変動する場合、δ軸電流指令値ｉδ^*も、速度偏差（ω^*−ω_e）に同期して同様に変動する。このため、モータ制御装置３ｂのように構成しても、第１実施例と同様の効果が得られる。

＜＜第３実施例＞＞
次に、本発明の第３実施例について説明する。図１２は、第３実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。図１２のモータ駆動システムは、図１に示されるモータ１及びインバータ２と、図１のモータ制御装置３として機能するモータ制御装置３ｃと、相電流センサ１１と、を備えている。モータ制御装置３ｃは、符号１２〜２０並びに３１及び３２で参照される各部位と、共振型フィルタ３０ｃと、を含んで構成される。モータ制御装置３ｃ内に相電流センサ１１が含まれている、と考えることもできる。モータ制御装置３ｃ内の各部位は、モータ制御装置３ｃ内で生成された各値を自由に利用可能となっている。

図３のモータ制御装置３ａでは、共振型フィルタ３０が速度偏差（ω^*−ω_e）からδ軸電流補正値ｉδ_Cを算出しているが、図１２のモータ制御装置３ｃでは共振型フィルタ３０ｃが軸誤差Δθからδ軸電流補正値ｉδ_Cを算出している。この共振型フィルタに関する相違点を除いて、モータ制御装置３ａと３ｃは同様である。以下、両者間の同様の部分の説明を割愛し、共振型フィルタ３０ｃ及び共振型フィルタ３０ｃの入出力に関する説明を行う。

共振型フィルタ３０ｃは、位置・速度推定器２０にて推定された軸誤差Δθを入力信号として受け、その軸誤差Δθから負荷トルク変動に由来する周期的な変動成分を抽出する。そして、抽出した変動成分をδ軸電流補正値ｉδ_Cとして出力する。共振型フィルタ３０ｃの伝達関数Ｈ_B（ｓ）は、次式（５）で表される。

ここで、ｂ_oはゲイン係数、ｂ₁は位相調整量、ζは減衰係数、ω_rは固有角周波数であり、それらは、第１実施例で述べたそれらと同様のものである。また、ｓは、ラプラス演算子である。共振型フィルタ３０ｃは、入力信号のω_rの周波数成分をゲイン係数ｂ_oに応じた度合いで増幅して（強調して）出力し、理想的には、入力信号のω_rの周波数成分のみを抽出して出力する。

軸誤差Δθは、周期的な負荷トルク変動に同期して変動しているため、軸誤差Δθに伝達関数Ｈ_B（ｓ）を乗じることにより得られるｉδ_Cには、軸誤差Δθの周期的な変動成分が強調して表れることになる。その強調の度合い、即ち共振型フィルタ３０ｃのゲインは、ゲイン係数ｂ_oによって定まる。また、第１実施例における共振型フィルタ３０と同様、共振型フィルタ３０ｃは、入力信号中の固有角周波数ω_rの成分の位相を９０°〜１８０°の範囲内で進ませ、この位相進み量はｂ₁によって定まる。

モータ制御装置３ｃにおいて、加算器３１は、速度制御部１７からのδ軸電流指令値ｉδ^*と共振型フィルタ３０ｃからのδ軸電流補正値ｉδ_Cの和（ｉδ^*＋ｉδ_C）を算出し、それを減算器１３に出力する。位相制御部３２は、第１実施例と同様、加算器３１の出力値（ｉδ^*＋ｉδ_C）に基づいて（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅又は（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅が最小化されるように、共振型フィルタ３０ｃで用いられる位相調整量ｂ₁を調整し、これによってδ軸電流補正値ｉδ_Cの位相を調整する。これにより、第１実施例と同様の効果が得られる。

尚、図１２のモータ制御装置３ｃにおいては、共振型フィルタ３０ｃへの入力を軸誤差Δθとしているが、共振型フィルタ３０ｃへの入力は、軸誤差Δθの変動（固有角周波数ω_rでの軸誤差Δθの変動）に同期して変動する値であれば何でも構わない。軸誤差Δθの変動と同期して変動する値は、軸誤差Δθと同様、周期的な負荷トルク変動に同期した周期的な変動成分を含んでいるからである。

例えば、軸誤差Δθに比例（或いは略比例）する信号を、共振型フィルタ３０ｃへの入力信号とすることができる。

例えば、軸誤差Δθを用いて推定されたトルクの変動成分ΔＴｍを、共振型フィルタ３０ｃへの入力信号としても構わない。トルクの変動成分ΔＴｍは、上記非特許文献１にも記載されているように、例えば下記式（６）によって近似的に算出される値であり、軸誤差Δθに比例していると考えることができるからである。式（６）において、Ｐはモータ１の極数を表し、Ｊはイナーシャを表す。

トルクの変動成分ΔＴｍは、モータ１の発生トルクから負荷トルクを差し引いたものに相当し、負荷トルクの周期的な変動にモータ１の発生トルクが追従できていないことが、トルク変動発生（即ち、ΔＴｍがゼロとならないこと）の原因となっている。トルクの変動成分ΔＴｍは、速度変動を生じさせ、最終的には軸誤差Δθの変動となって表れる。

＜＜第４実施例＞＞
第１〜第３実施例に係るモータ駆動システムでは、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθをゼロに収束させるベクトル制御、即ち、γ軸をｄ軸に追従させるベクトル制御を実施しているが、γ軸をｄ軸と異なる軸に追従させるベクトル制御を実施するようにしてもよい。第１〜第３実施例に対するこの変形例を、第４実施例とする。例えば、上記非特許文献２に記載されているようなｄｍ軸を定義し、γ軸をｄｍ軸に追従させるベクトル制御を実施するようにしてもよい。

ｄｍ軸は、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸である。ｑｍ軸とは、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸である。モータ１に供給されるべき電流ベクトルとは、モータ１に供給されるべき電流をベクトルにて表現したものを指す。また、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸よりも更に位相が進んだ回転軸をｑｍ軸とするようにしてもよい。

γ軸をｄｍ軸に追従させるベクトル制御を実施する場合、例えば、以下のように処理すればよい。図３等における位置・速度推定器２０が、ｉγ及びｉδ並びにｖγ^*及びｖδ^*の内の全部又は一部を用いてｄｍ軸とγ軸との間の軸誤差Δθ_mを推定し、比例積分制御を用いて軸誤差Δθ_mがゼロに収束するように回転子位置θ_e及びモータ速度ω_eを推定する。

＜＜第５実施例＞＞
第１〜第４実施例に係るモータ駆動システムは、回転子位置を検出するための位置センサを用いない位置センサレスベクトル制御を行っている。しかしながら、第１〜第４実施例に記載された技術は、位置センサを設けた場合にも有益である。位置センサを設けたモータ駆動システムを本発明の第５実施例とする。第１〜第４実施例に記載した事項は、矛盾なき限り、第５実施例にも適用可能である。

説明の具体化のため、図３を参照しつつ、第１実施例に係る図３のモータ駆動システムに位置センサを設けた場合の構成（不図示）を説明する。第５実施例に係るモータ駆動システムは、θ_eとω_eが位置センサの出力信号に基づいて検出される点及びそれに伴って推定器２０が不要となる点を除いて、図３のモータ駆動システムと同様である。

位置センサは、例えばホール素子またはレゾルバから成り、モータ１の回転子の永久磁石１ａの磁極位置を特定するための信号（即ち、回転子位置θを特定するための信号）を出力する。この位置センサの出力信号によって、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たｄ軸の位相が検出される。検出された位相（回転子位置）がθ_eとして取り扱われる。この回転子位置θ_eは、理想的には図２のθと完全に一致し、それは座標変換器１２及び１８に与えられる。また、そのθ_eを速度算出用微分器（不図示）にて微分することによってω_eが得られ、そのω_eは減算器１９及び電流制御部１５に与えられる。

第５実施例のようにモータ駆動システムを構成しても、当然、第１実施例と同様の効果が得られる。

＜＜第６実施例＞＞
第１〜第５実施例で例示した各モータ駆動システムが適用される機器として、圧縮機３００を図１３に示す。図１３は、圧縮機３００の外観図である。第１〜第５実施例に係る何れかのモータ駆動システムが、圧縮機３００に設けられる。圧縮機３００は、モータ１の回転力を駆動源として冷媒ガス（不図示）の圧縮を行う。

例えば、圧縮機３００は、スクロール圧縮機である。圧縮機３００がスクロール圧縮機である場合、圧縮機３００内には１対の同一形状の渦巻き体（不図示）が設けられ、一方の渦巻き対は固定される。そして、他方の渦巻き体をモータ１の回転力によって円運動させることにより、圧縮室内の体積を変化させて圧縮室内の気体（冷媒ガス等）を圧縮する。ガスを圧縮工程の前後には、気体の吸入と吐出が行われる。この場合、モータ１の回転力によって直接的に駆動される負荷は上記の渦巻き体であるが、スクロール圧縮機そのものをモータ１の負荷として捉えることもできる。

勿論、圧縮機３００は、スクロール圧縮機以外の圧縮機であってもよく、レシプロ圧縮機やロータリ圧縮機等であってもよい。圧縮機３００がレシプロ圧縮機である場合、圧縮機３００は、ピストンと圧縮室を形成するシリンダを備え、モータ１の回転力によってピストンをシリンダ内で往復運動させることによりシリンダ内の容積を変化させてシリンダ内の気体（冷媒ガス等）を圧縮する。この場合、モータ１の回転力によって直接的に駆動される負荷は上記のピストンであるが、レシプロ圧縮機そのものをモータ１の負荷として捉えることもできる。

＜＜第７実施例＞＞
実験結果、理論式の導出及びシミュレーション結果の説明を交えながら、上述してきた消費電力の挙動を考察する。この考察に関する説明を、便宜上、第７実施例の説明とする。

［実験結果］
図１４及び図１５を参照すると共に、図７を再度参照する。図１４及び図１５は、図３のモータ駆動システムに対して行った実験の結果を表す。

図１４において、曲線４０１は、ゲインがゼロ（即ち、ｂ_o＝０）の時における消費電力を基準とした、消費電力の増減量のゲイン依存性を表す実験結果である。尚、折れ線４０１を求める実験の際、ゲイン以外の条件（ｂ₁やω^*など）は一定値に固定した。ゲインをゼロから増加させていくに従って消費電力は減少してゆき、一旦、消費電力は最小値をとる。この後、更にゲインを増加させていくと、消費電力はその最小値から次第に増加していく。

一方、図７を参照して説明したように、共振型フィルタ３０における位相進み量を９０°から１８０°に向けて増加させていくに従って、基本的に消費電力は減少してゆく。

また、共振型フィルタ３０が存在しない時、負荷トルク変動によってモータ速度（ω_e）は大きく変動する。共振型フィルタ３０を設けることによってモータ速度の変動量の低減が図られるが、共振型フィルタ３０が存在しない時におけるモータ速度の変動量から見た、モータ速度の変動量の低減率を、速度変動低減率と呼ぶ。共振型フィルタ３０が存在しない時におけるモータ速度の変動量が１００であるとした場合、速度変動低減率が３０［％］である時のモータ速度の変動量は７０である。モータ速度の変動によって圧縮機等の振動が発生するので、速度変動低減率が大きいほど振動抑制効果は高い。

図１５の折れ線４０２は、図３のモータ制御システムにおける、速度変動低減率の位相進み量依存性を表す実験結果である。尚、折れ線４０１を求める実験の際、位相進み量以外の条件（ｂ₀やω^*など）は一定値に固定した。位相進み量が９０°である時、速度変動低減率は最大となり、位相進み量を９０°から１８０°に向かって増大させていくに従って速度変動低減率が減少していくことが分かる。

［電力に関する理論式導出］
消費電力と共振型フィルタ３０におけるゲイン及び位相進み量との関係を、理論式の導出を介して考察する。

モータ駆動システムの消費電力をＰ_Wとすると、消費電力Ｐ_Wは下記式（７ａ）によって表され、通常、ｉ_d＝０或いはｉ_q＞＞ｉ_dであるため、これを考慮してｉ_dを無視すると、消費電力Ｐ_Wは式（７ｂ）によって表される。ここで、ｖ_d及びｖ_qはそれぞれモータ電圧Ｖ_aのｄ軸成分及びｑ軸成分であり、ｉ_d及びｉ_qはそれぞれモータ電流Ｉ_aのｄ軸成分及びｑ軸成分である。

また、永久磁石同期モータの電圧方程式は式（８ａ）によって表され、式（８ａ）から式（８ｂ）が得られる。更に、ｉ_d≒０と仮定し且つ定常状態を想定すると微分項は無視できるため、式（８ｃ）が成立する。ここで、Φ_aは、モータ１の永久磁石による電機子鎖交磁束を表す。また、ｐは、微分演算子である。

そして、式（８ｃ）を式（７ｂ）に代入すると、式（９）が得られる。

式（９）において、右辺第１項はモータ抵抗による損失電力を表し、右辺第２項はトルク発生に関与する電力を表す。ｉ_q ²に比例する右辺第１項の存在により、ｉ_qに含まれる高調波成分が増加すると損失が増えて消費電力が増加する。第１実施例の如くγδ軸をｄｑ軸に追従させる場合、ｉ_qは（ｉδ^*＋ｉδ_C）に追従するため、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の高調波成分（特に、その中でも支配的な１次成分）を減らしてやれば消費電力の低減効果が得られることになる。

［シミュレーションによる考察］
図３や図１１のモータ制御システムをモデル化し、消費電力と共振型フィルタ３０におけるゲイン及び位相進み量との関係を調べるためのシミュレーションを行った。

今、ｉδ^*の波形を式（１０ａ）のｆｉによって表し、ｉδ_Cの波形を式（１０ｂ）のｆｒによって表す。ここで、Ａ₁及びＡ₂は、それぞれ波形ｆｉ及びｆｒの振幅であり、ＣＯＮＳＴは定数であり、Ｑは、π／２≦Ｑ≦πを満たす波形ｆｒの位相である。また、ｔは時間を表す。

式（９）で表されるＰ_W及び式（１０ｂ）で表されるｆｒを振幅Ａ₂の関数と捉えて夫々Ｐ_W（Ａ₂）及びｆｒ（Ａ₂）と表記し、式（１１）に従うシミュレーションによって、様々な振幅Ａ₂に対するＰ_W（Ａ₂）の関数値を求めた。図１６の曲線４１１は、このシミュレーション結果を表す、Ａ₂とＰ_W（Ａ₂）との関係を表している。尚、このシミュレーションにおいて、Ｒ_a＝０．１［Ω］、ω＝２×π×３０［ｒａｄ／ｓ］、ＣＯＮＳＴ＝６．５［Ａ］、Φ_a＝０．１０７［Ｗｂ］、Ｑ＝２×π×１００／３６０［ｒａｄ／ｓ］且つＡ₁＝７［Ａ］とし、０≦Ａ₂≦８［Ａ］の範囲内でＡ₂を変化させた。

また、式（９）で表されるＰ_W及び式（１０ｂ）で表されるｆｒを位相Ｑの関数と捉えて夫々Ｐ_W（Ｑ）及びｆｒ（Ｑ）と表記し、式（１２）に従うシミュレーションによって、様々な位相Ｑに対するＰ_W（Ｑ）の関数値を求めた。図１７の曲線４１２は、このシミュレーション結果を表す、ＱとＰ_W（Ｑ）との関係を表している。尚、このシミュレーションにおいて、Ｒ_a＝０．１［Ω］、ω＝２×π×３０［ｒａｄ／ｓ］、ＣＯＮＳＴ＝６．５［Ａ］、Φ_a＝０．１０７［Ｗｂ］、Ａ₁＝７［Ａ］且つＡ₂＝４［Ａ］とし、２×π×９０／３６０≦Ｑ≦２×π×１８０／３６０［ｒａｄ］の範囲内でＱを変化させた。

消費電力に関する、図１４及び図７に対応する実験結果と図１６及び図１７に対応するシミュレーション結果は傾向が一致しており、シミュレーションで想定したモデル及び消費電力低減原理は正しいものと考えられる。これは、電力に関する上記式（９）からも理解されるように、ｉ_qが追従すべき（ｉδ^*＋ｉδ_C）の高調波成分が振幅Ａ₂或いは位相Ｑの変化によって変化し、これに伴って消費電力も変化したからである、と考えられる。

そこで、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の高調波成分がどのように変化しているかを調べるためのシミュレーションを追加的に行った。

式（１０ｂ）で表されるｆｒを振幅Ａ₂の関数と捉えてｆｒ（Ａ₂）と表記し、式（１３）に従うシミュレーションによって、様々な振幅Ａ₂に対する合成波形Ｆ（Ａ₂）の関数値を求めた。このシミュレーションにおいて、Ｑ＝２×π×１００／３６０［ｒａｄ］とし、０≦Ａ₂≦８［Ａ］の範囲内でＡ₂を変化させた。

図１８は、式（１３）に対応するシミュレーション結果を表している。図１８において、横軸は時間を表し、縦軸は各時刻における合成波形Ｆ（Ａ₂）の値を表している。図１８において、曲線４５０、４５１、４５２、４５３、４５４、４５５、４５６、４５７及び４５８は、夫々、Ａ₂＝０、１、２、３、４、５、６、７及び８［Ａ］とした時の合成波形Ｆ（Ａ₂）を表している。ゲインを増加させることによって振幅Ａ₂を増加させていくと、合成波形Ｆ（Ａ₂）の振幅は一旦小さくなる。その結果、消費電力も小さくなると予想される。更にゲインを増加させると合成波形Ｆ（Ａ₂）の振幅の変化方向が増加方向に転じる。この結果、消費電力も増加していくものと予想される。

また、式（１０ｂ）で表されるｆｒを位相Ｑの関数と捉えてｆｒ（Ｑ）と表記し、式（１４）に従うシミュレーションによって、様々な位相Ｑに対する合成波形Ｆ（Ｑ）の関数値を求めた。このシミュレーションにおいて、Ａ₂＝４［Ａ］とし、２×π×９０／３６０≦Ｑ≦２×π×１８０／３６０［ｒａｄ］の範囲内でＱを変化させた。

図１９は、式（１４）に対応するシミュレーション結果を表している。図１９において、横軸は時間を表し、縦軸は各時刻における合成波形Ｆ（Ｑ）の値を表している。図１８において、曲線４６０、４６１、４６２、４６３、４６４、４６５、４６６、４６７、４６８及び４６９は、夫々、Ｑ＝９０、１００、１１０、１２０、１３０、１４０、１５０、１６０、１７０及び１８０［degrees］とした時の合成波形Ｆ（Ｑ）を表している。位相Ｑを進めると合成波形Ｆ（Ａ₂）の振幅は小さくなる。その結果、消費電力も小さくなるものと予想される。

図１８及び図１９に対応するシミュレーション結果からも、シミュレーションで想定したモデル及び消費電力低減原理は正しいものと考えられる。

更に、ゲインと位相進み量を共に変数と捉えた場合における、消費電力のゲイン及び位相進み量依存性をシミュレーションによって求めた。図２０における三次元曲面４７０は、このシミュレーション結果を表している。三次元曲面４７０において、領域４７１は、共振型フィルタが概ね機能していない状態に対応している。共振型フィルタのゲインを十分に高めた状態で、位相進み量を９０°とすると消費電力は最大となり（領域４７２に対応）、位相進み量を１８０°とすると消費電力は最小となる（領域４７３に対応）。

尚、モータ駆動システムを簡易的にモデル化した特定のシミュレーション条件下においては、位相進み量が１８０°である時に（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅が最小となって消費電力が最小化されるという結果が得られた。しかしながら、実際の機器において、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅又は（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅を最小化するための位相進み量が常に１８０°であるとは限らず、その位相進み量は、モータ速度、モータ駆動システムが組み込まれた機器の機械的構造などの様々な要因に依存して変化しうる。しかしながら、第１〜第５実施例に係る各モータ駆動システムによれば、それらの様々な要因をも加味した上で、消費電力低減に寄与するように位相進み量が自動的に調整される。

＜＜第８実施例＞＞
図７及び図１５から分かるように、共振型フィルタにおける位相進み量の増加は、基本的に消費電力低減に寄与するもののモータ駆動システムが組み込まれた機器（圧縮機など）の振動抑制にとっては好ましくない。つまり、位相進み量を決定するに当たり、消費電力低減と振動抑制はトレードオフの関係にある。一方において、消費電力に対する要求及び振動抑制に対する要求はユーザによって異なり、消費電力低減を優先するユーザも、振動抑制を優先するユーザも存在する。

これを考慮し、以下のような応用例も有益である。この応用例を第８実施例として説明する。図３を参照し、第１実施例に係るモータ駆動システムに本応用例を適用する場合を考える。

まず、モータ制御装置３ａ内、モータ駆動システム内、或いは、そのモータ駆動システムが組み込まれる機器に、モード設定部（不図示）を設けておく。ユーザは、このモード設定部に対する操作によって、モータ駆動システムが組み込まれる機器の運転モードを複数の運転モードの中から選択することができる。複数の運転モードには、消費電力優先モードと振動抑制優先モードとが含まれる。選択された運転モードが何れのモードであるかを特定する情報を、モード選択情報と呼ぶ。モード選択情報は、モータ制御装置３ａに伝達される。

消費電力優先モードが選択された場合、それを表すモード選択情報がモータ制御装置３ａに伝達される。この場合、位相制御部３２は、第１実施例で述べた位相進み量に対する調整を実行することによって（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅又は（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅を最小化し、これによって消費電力の最小化を図る。

振動抑制優先モードが選択された場合、それを表すモード選択情報がモータ制御装置３ａに伝達される。この場合、例えば、位相制御部３２は、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅又は（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅が増大する方向に、共振型フィルタ３０の位相進み量を調整する。極端には例えば、位相進み量の調整可能範囲内において（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅又は（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅が最大となるように、山登り法などを利用して位相進み量を調整する。位相進み量に対する調整は、実際には、位相調整量ｂ₁に対する調整によって実行される。消費電力を低減するための位相進み量の変化方向と、振動抑制を図るための位相進み量の変化方向は、基本的に反対であるため、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅又は（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅が増大する方向に共振型フィルタ３０の位相進み量を調整すれば、大きな振動抑制効果が得られる。

これに代えて、消費電力が最小となる位相調整量ｂ₁（＝ｂ_1A）を予め実験等を介して求めてモータ制御装置３ａ内に設定しておき、消費電力優先モードが選択された場合、その予め設定された位相調整量ｂ₁（＝ｂ_1A）が共振型フィルタ３０で用いられるように、位相制御部３２が共振型フィルタ３０を制御するようにしてもよい。同様に、モータ駆動システムが組み込まれる機器の振動が最小となる位相調整量ｂ₁（＝ｂ_1B≠ｂ_1A）を予め実験等を介して求めてモータ制御装置３ａ内に設定しておき、振動抑制優先モードが選択された場合、その予め設定された位相調整量ｂ₁（＝ｂ_1B）が共振型フィルタ３０で用いられるように、位相制御部３２が共振型フィルタ３０を制御するようにしてもよい。このように、消費電力を最小化するための位相調整量ｂ₁（＝ｂ_1A）及び振動を最小化するための位相調整量ｂ₁（＝ｂ_1B）を予め求めておく場合、位相制御部３２は、共振型フィルタ３０を制御するに当たり（ｉδ^*＋ｉδ_C）を用いる必要はない。即ち、この場合、位相制御部３２は、（ｉδ^*＋ｉδ_C）に基づくのではなく、モード選択情報に基づいて共振型フィルタ３０を制御することによりｉδ_Cの位相を制御することになる。

複数の運転モードに含まれる消費電力優先モードと振動抑制優先モードとに着目したが、複数の運転モードに、それら以外の運転モードが含まれていてもよい。例えば、消費電力優先モードと振動抑制優先モードの中間のモードを設けてもよい。この中間のモードの選択時における消費電力は、消費電力優先モードの選択時における消費電力と振動抑制優先モードの選択時における消費電力の間となり、中間のモードの選択時における振動の大きさは、消費電力優先モードの選択時における振動の大きさと振動抑制優先モードの選択時における振動の大きさの間となる。

説明の具体化のため、第１実施例に係る図３のモータ駆動システムに第８実施例に係る応用例を適用する場合を考えたが、第８実施例は、第１〜第５実施例に係る各モータ駆動システムに対して適用可能である。第８実施例を第２実施例に適用する場合は、第８実施例に係る上述の説明文中における符号３ａを３ｂに読み替えればよく、第８実施例を第３実施例に適用する場合は、第８実施例に係る上述の説明文中における符号３ａ及び３０を符号３ｃ及び３０ｃに読み替えればよい。

＜＜変形等＞＞
或る実施例にて説明した事項は、矛盾なき限り、他の実施例に対しても適用することができる。この適用の際、適宜、同一名称の部位についての符号の相違（３ａ、３ｂ及び３ｃの相違など）はないものとして解釈される。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈６を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
上述の実施形態では、ｉδ_Cの位相の調整手法を説明してきたが、この位相の調整と同時に共振型フィルタ（３０又は３０ｃ）のゲインに対する調整も行うようにしてもよい。

［注釈２］
上述の各種の指令値（ｉγ^*、ｉδ^*、ｖγ^*及びｖδ^*など）や状態量（ｉγ、ｉδなど）を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、モータ制御装置（３ａ、３ｂ又は３ｃ）内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。

［注釈３］
上述の実施形態では、相電流センサ１１を用いてＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを直接検出するようにしているが、インバータ２の電源側の直流電流に基づいて、それらを検出するようにしてもよい。

［注釈４］
モータ制御装置（３ａ、３ｂ又は３ｃ）の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いてモータ制御装置を実現する場合、モータ制御装置の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、モータ制御装置を形成することも可能である。

［注釈５］
例えば、以下のように考えることができる。上述の実施形態において、図３等に示される位置・速度推定器２０は、モータ速度ω_eを推定によって導出するモータ速度導出手段として機能する。但し、第５実施例においては、上記の速度算出用微分器（不図示）がモータ速度導出手段として機能し、この速度算出用微分器が位置センサと協働して、モータ速度ω_eを検出する（尚、モータ速度導出手段に位置センサが含まれていると考えても構わない）。

δ軸電流指令値ｉδ^*は、モータ１のトルクに関与する電流成分への指令値であるため、それをトルク電流指令値と呼ぶこともできる。これに対応して、δ軸電流補正値ｉδ_Cをトルク電流補正値と呼ぶこともできる。また、図３等における位相制御部３２は、共振型フィルタ（３０又は３０ｃ）を制御することによってトルク電流補正値の位相を調整する調整手段として機能する。また、図３等における加算器３１は、トルク電流補正手段として機能する。

［注釈５］
本明細書等において下記の点に留意すべきである。上記の数ｊ（ｊは１以上の整数）と表記した墨付きかっこ内の式（式（１）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表記されているギリシャ文字（γ及びδ等）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このギリシャ文字の下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略ブロック図である。 図１のモータの解析モデル図である。 本発明の第１実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。 図３の位置・速度推定器の内部ブロック図である。 本発明の第１実施例に係り、負荷トルクの電流換算値、δ軸電流指令値、負荷トルクの電流換算値とδ軸電流指令値との誤差及びδ軸電流補正値の波形を示す図である。 図３の共振型フィルタのゲイン特性を示す図（ａ）と、図３の共振型フィルタの位相特性を示す図（ｂ）である。 図３の共振型フィルタの位相特性を様々に変化させた時における、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の１次成分の振幅及び消費電力の増減量の測定結果を示す図である。 図３の位相制御部に入力される（ｉδ^*＋ｉδ_C）のＦＦＴ解析結果を示す図である。 図３の位相制御部に入力される（ｉδ^*＋ｉδ_C）のＦＦＴ解析結果を示す図であり、図８の一部を拡大した図である。 図３の位相制御部に入力される（ｉδ^*＋ｉδ_C）の変動幅を最小化するための処理手順を表すフローチャートである。 本発明の第２実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。 本発明の第３実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。 本発明に係るモータ駆動システムによって駆動される圧縮機の外観図である。 本発明の第７実施例に係り、モータ駆動システムにおける消費電力の増減量のゲイン依存性を表す実験結果である。 本発明の第７実施例に係り、モータ駆動システムにおける速度変動低減率の位相進み量依存性を表す実験結果である。 本発明の第７実施例に係り、共振型フィルタの出力信号の振幅とモータ駆動システムの消費電力との関係を表すシミュレーション結果である。 本発明の第７実施例に係り、共振型フィルタの出力信号の位相とモータ駆動システムの消費電力との関係を表すシミュレーション結果である。 本発明の第７実施例に係り、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の波形のゲイン依存性を表すシミュレーション結果である。 本発明の第７実施例に係り、（ｉδ^*＋ｉδ_C）の波形の位相進み量依存性を表す実験結果である。 本発明の第７実施例に係り、モータ駆動システムの消費電力の位相及びゲイン依存性を示す図である。

符号の説明

１ モータ
２ インバータ
３、３ａ、３ｂ、３ｃ モータ制御装置
１５ 電流制御部
１７ 速度制御部
２０ 位置・速度推定器
３０、３０ｃ 共振型フィルタ
３２ 位相制御部

Claims (8)

1. 周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータに対して、ベクトル制御を実行するモータ制御装置において、
   モータ速度を推定又は検出するモータ速度導出手段と、
   前記モータ速度が外部から与えられたモータ速度指令値に追従するようにトルク電流指令値を生成する速度制御手段と、
   前記負荷トルクの変動に対応して変動する制御値を受け、前記制御値の周期的な変動成分を強調することによってトルク電流補正値を生成する共振型フィルタと、
   前記トルク電流補正値を前記トルク電流指令値に重畳することによって重畳トルク電流指令値を生成するトルク電流補正手段と、
   前記重畳トルク電流指令値に基づいて、前記共振型フィルタを制御することによって前記トルク電流補正値の位相を調整する調整手段と、を備え、
   前記重畳トルク電流指令値に従って前記ベクトル制御を実行する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記制御値は、前記モータ速度と前記モータ速度指令値との差、又は、前記トルク電流指令値である
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束の向きに平行な軸をｄ軸とし、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とした場合、
   当該モータ制御装置は、
   前記モータに供給されるモータ電流に基づいて、前記ｄ軸と前記γ軸との軸誤差及び前記モータ速度を推定する推定手段を備え、
   前記制御値は、前記軸誤差、又は、前記軸誤差の変動に同期して変動する値である
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記調整手段は、前記重畳トルク電流指令値の変動幅に基づいて、前記トルク電流補正値の位相を調整する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載のモータ制御装置。
5. 前記調整手段は、前記重畳トルク電流指令値から前記負荷トルクの変動の周波数成分を抽出し、その周波数成分の振幅に基づいて前記トルク電流補正値の位相を調整する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載のモータ制御装置。
6. 周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータに対して、ベクトル制御を実行するモータ制御装置において、
   モータ速度を推定又は検出するモータ速度導出手段と、
   前記モータ速度が外部から与えられたモータ速度指令値に追従するようにトルク電流指令値を生成する速度制御手段と、
   前記負荷トルクの変動に対応して変動する制御値を受け、前記制御値の周期的な変動成分を強調することによってトルク電流補正値を生成する共振型フィルタと、
   前記トルク電流補正値を前記トルク電流指令値に重畳することによって重畳トルク電流指令値を生成するトルク電流補正手段と、
   複数の制御モードの内の何れの制御モードにて前記モータを制御するかを表すモード選択情報に応じて、前記共振型フィルタを制御することによって前記トルク電流補正値の位相を調整する調整手段と、を備え、
   前記重畳トルク電流指令値に従って前記ベクトル制御を実行する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
7. モータと、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを介して前記モータに対するベクトル制御を実行する請求項１〜請求項６の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
   ことを特徴とするモータ駆動システム。
8. 請求項７に記載のモータ駆動システムに備えられたモータの回転力を駆動源とする
   ことを特徴とする圧縮機。