JP2011200067A - モータ制御装置及び電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】比較的大きな負荷変動が生じることが前提のシステムに、位置センサレス方式でモータを制御する構成を適用する場合、負荷変動のデータを予め取得せずとも目標速度に高速で追従するようにモータを制御する。
【解決手段】モータ制御装置２０は、位置推定部５が電流検出部３により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてモータ２の回転速度ω及び電気角θ_Mを推定すると、負荷トルク推定１１が、各相電流と電気角θ_Mとに基づいて得られるトルク電流Ｉｑと、モータ２の定数と、圧縮機２２の圧縮部２３を含むモータ２の慣性モーメントＪｍとから、圧縮機２２が発生する負荷トルクを推定する。負荷トルク周波数・角度抽出部１２は、負荷トルクが示す周期的な変動の位相（負荷トルク位相）を演算し、トルク補正電流算出部１０が負荷トルク位相に基づいて変化する正弦波状のトルク補正電流を決定すると、振幅・位相調整部９はモータ２の速度変動を検出し、その速度変動を減少させるようにトルク補正電流の振幅Ａｎ及び位相Ｐｎを増減して調整する。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータを位置センサレス方式で制御するモータ制御装置，及びそのモータ制御装置によりモータを制御して圧縮機を駆動する電気機器に関する。

例えばブラシレスＤＣモータを圧縮機等のモータとして利用する場合、従来は、モータの回転数や位置を位置センサ等により算出し、算出した回転数が目標回転数と異なっている場合には、電流指令あるいは電圧指令を変え、モータの回転数を目標回転数に調整するようにしている。ここで、図１１（ａ）には１シリンダ型のロータリコンプレッサの断面構造を示すが、斯様な圧縮機においては、その機構によりコンプレッサモータの回転機械角に応じて負荷変動が発生する（図１１（ｂ）参照）。この負荷変動によりモータが機械角で１回転する間に回転速度にむらが発生し、振動や騒音の発生に繋がる。
また、モータに回転速度むらがある状態で圧縮機の運転を継続すると、例えば空調機や冷蔵庫などにおいては冷媒等を輸送する配管にストレスがかかり、これらの寿命を低下させる。したがって、モータを回転制御する際にはトルク制御を行い、負荷変動に伴う買い速度むらの発生を抑制する必要がある。

このような目的でトルク制御を行う従来技術として、特許文献１には以下のような構成が開示されている。モータの回転子が１回転する区間を複数の区間に分割して、負荷トルクの変動を打ち消すように設定した、各区間に与えるトルク変化量（トルクデータ）のパターンを予め記憶しておく。そして、インバータを介してモータを回転制御する際に、制御回路がトルク変化量を加味した電流指令あるいは電圧指令を出力する。

しかしながら、特許文献１の制御方式では、負荷トルク変動のデータを予め取得する必要がある。また、測定したデータに基づいてモータの速度変動が最も減少するような電流指令値等の調整が必要となるため、様々な運転パターン（例えば空調機であれば暖房運転や冷房運転など）に応じたデータの取得並びに指令値の調整が必要になり、製品の開発期間が長引くことになってしまう。
また、特許文献２には、運転中のモータの速度変動の大きさを検出し、その速度変動を抑制する方向にフィードバック制御を行い、トルク指令値を決定する技術が開示されている。

特開平７−２５５１９３号公報 特開２００１−３７２８１号公報

しかしながら、特許文献２のような技術では、位置センサレス方式を採用してモータの位置を推定することを想定すると、モータ位置や速度の推定精度が低下すると正確なトルク制御ができなくなる。さらに、フィードバック制御に過去の情報を使うため制御応答に遅れが生じ、トルク変動が非常に短い周期で発生する場合には変動を十分に抑制できなくなるおそれがある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、比較的大きな負荷変動が生じることが前提のシステムに、位置センサレス方式でモータを制御する構成を適用する場合、負荷変動のデータを予め取得せずとも目標速度に高速で追従するようにモータを制御できるモータ制御装置，及びそのモータ制御装置を備えてなる電気機器を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１記載のモータ制御装置は、負荷を駆動するモータに交流電力を供給する電力供給手段と、
前記モータの巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流に基づいて前記モータの回転速度及び電気角を推定する速度・電気角推定手段と、
前記電流と前記電気角とに基づいて得られるトルク電流と、前記モータの定数と、前記負荷を含む前記モータの慣性モーメントとから、前記負荷が発生する負荷トルクを推定する負荷トルク推定手段と、
前記負荷トルクが示す周期的な変動の位相（負荷トルク位相）を演算する負荷トルク位相演算手段と、
前記負荷トルク位相に基づいて変化する正弦波状のトルク補正電流を決定するトルク補正電流決定手段と、
前記モータの速度変動を検出し、前記速度変動を減少させるように前記トルク補正電流の振幅及び位相を増減して調整する振幅・位相調整手段とを備えたことを特徴とする。

また、請求項６記載の電気機器は、圧縮機と、
この圧縮機を駆動するモータと、
請求項１ないし５の何れかに記載のモータ制御装置とを備えてなることを特徴とする。

請求項１記載のモータ制御装置によれば、位置センサレス方式でモータを駆動する構成において、負荷トルク位相に基づいて変化する正弦波状のトルク補正電流を用い、そのトルク補正電流の振幅及び位相を増減することでモータの速度変動を減少させるように調整する。すなわち、モータが駆動対象とする負荷のトルク変動特性データを予め正確に取得せずとも、出力トルクの補正をダイナミックに行い速度変動を低減して、モータの速度が目標速度に追従するように制御できる。したがって、モータ制御装置を特定のシステムに適用するための開発コストを大幅に削減できる。

また、請求項６記載の電気機器によれば、負荷変動が大きい圧縮機を駆動するモータに本発明のモータ制御装置を適用するので、圧縮機を用いたシステムの開発コストを削減し、高い精度で制御することができる。

一実施例であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図 空調機の構成を概略的に示す図 メインルーチンのフローチャート ステップＳ３における速度変動抑制制御の詳細を示すフローチャート （ａ）は初期設定処理、（ｂ）は振幅調整処理、（ｃ）は位相調整処理のフローチャート 負荷トルク変動とトルク補正電流指令とをモデル的に示す図 ヒルベルト変換による解析信号である負荷トルク値Ｔｑ等の各種信号波形を示す図 速度変動を抑制する調整処理の説明図（その１） 図８相当図（その２） 実際に速度変動が抑制される状態を示す信号波形図 （ａ）は１シリンダ型のロータリコンプレッサの断面構造を示す図、（ｂ）は、コンプレッサモータの回転機械角に応じて発生する負荷変動を示す図

以下、一実施例について図１乃至図１０を参照して説明する。図１は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。インバータ回路（電力供給手段）１は、６個の例えばＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子，図示せず）が三相ブリッジ接続されて構成されている。インバータ回路１の各相出力端子は、ブラシレスＤＣモータ（永久磁石型同期モータ）２の例えばスター結線されている各相巻線の各端子に接続されている。

電流検出部（電流検出手段）３ｕ，３ｖ，３ｗは、インバータ回路１の出力線に設けられた電流検出器（例えばカレントトランス）であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する（何れか二相だけを検出して、残りの一相は演算で求めても良い）。これらの電流検出部３ｕ，３ｖ，３ｗからの電流検出信号は座標変換部４に与えられ、図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタルデータに変換される。座標変換部４は、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを二相の電流Ｉα，Ｉβに変換し、位置推定部（速度・電気角推定手段）５で推定される回転位相角θ_Mに基づいて、静止座標系の電流Ｉα，Ｉβを回転座標系（ｘｙ座標系）のｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑに変換する。

速度制御部（目標電流演算手段）６は、指令速度ω＿refと位置推定部５で推定されたモータの速度（角速度）ωとの差分に対してＰＩ（比例積分）制御演算を行い、モータ速度ωが指令速度ω＿refに追従するようにｑ軸電流指令Ｉｑ＿ref1を生成して電流指令合成部７に出力する。また、速度制御部６は、励磁電流指令Ｉｄ＿refを通常はゼロとして出力し、弱め開示制御等を行う場合には負の値に設定して出力する。
電流制御部（目標電圧演算手段）８は、速度制御部６より与えられる励磁電流指令Ｉｄ＿ref，及び電流指令合成部７より出力されるｑ軸電流指令Ｉｑ＿refと、座標変換部４で変換されたｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑとの差分に対してＰＩ制御演算を行い、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑがそれぞれ励磁電流指令Ｉｄ＿ref，ｑ軸電流指令Ｉｑ＿refに追従するように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑを出力する。

振幅・位相調整部（振幅・位相調整手段）９は、位置推定部５で演算された推定速度ωの変動の微分値を演算し、推定速度変動値が減少するようにトルク補正電流算出部（トルク補正電流決定手段）１０に出力する振幅Ａｎ及び位相Ｐｎを出力する。その詳細については後述する。負荷トルク推定部（負荷トルク推定手段）１１は、座標変換部４より与えられるｑ軸電流Ｉｑ，位置推定部５で推定された速度ωとモータ２の定数とから負荷トルクＴｑを推定すると、その推定結果を負荷トルク周波数・角度抽出部（負荷トルク位相演算手段）１２に出力する。

電流指令合成部７は、速度制御部６が出力したｑ軸電流指令Ｉｑ＿ref1と、トルク補正電流算出部１０で演算されたトルク補正電流指令Ｉｑ＿ref2とを加算合成し、前記ｑ軸電流指令Ｉｑ＿refを演算する。電力変換部１３は、位置推定部５により推定された回転位相角θ_Mに基づいて、電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換してインバータ回路１に出力する。三相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、例えば疑似正弦波状の電流を通電するためのＰＷＭ信号に変換されてインバータ回路１を構成する各ＩＧＢＴのゲートに与えられる。

以上について、インバータ回路１を除く構成部分は、マイコンが実行するソフトウェア処理により実現されており、ベクトル制御を行うモータ制御装置２０を構成している。例えばそのマイコンには、具体的には図示しないが、入出力ポート、シリアル通信回路、電流検出信号などのアナログ信号を入力するためのＡ／Ｄコンバータ、ＰＷＭ処理を行うためのタイマなどが具備されている。

図２は、モータ制御装置２０を空調機（エアコンディショナ）に適用した場合を示す。ヒートポンプ２１を構成する圧縮機２２は、圧縮部（負荷）２３とモータ２を同一の鉄製密閉容器２５内に収容して構成され、モータ２のロータシャフトが圧縮部２３に連結されている。そして、圧縮機２２、四方弁２６、室内側熱交換器２７、減圧装置２８、室外側熱交換器２９は、冷媒通路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機２２は、例えばロータリ型の１シリンダ型の圧縮機である。

暖房時には、四方弁２６は実線で示す状態にあり、圧縮機２２の圧縮部２３で圧縮された高温冷媒は、四方弁２６から室内側熱交換器２７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置２８で減圧され、低温となって室外側熱交換器２９に流れ、ここで蒸発して圧縮機２２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁２６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機２２の圧縮部２３で圧縮された高温冷媒は、四方弁２６から室外側熱交換器２９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置２８で減圧され、低温となって室内側熱交換器２７に流れ、ここで蒸発して圧縮機２２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器２７，２９には、それぞれファン３０，３１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器２７，２９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。

次に、本実施例の処理について、図３ないし図５のフローチャートを参照して説明する。図３は、モータ制御の主要部分の処理を示すメインルーチンである。先ず、位置推定部５が、（１）式；ｄ軸モータ電圧方程式を用いてモータ２の速度ωを推定演算し、モータ速度ωを積分することで回転位相角θ_Mを算出する（ステップＳ１）。
Ｖｄ＝Ｒ・Ｉｄ−ω・Ｌｑ・Ｉｑ …（１）
続いて、速度制御部６がトルク電流指令値Ｉｑ＿ref1を演算する（ステップＳ２）。また、振幅・位相調整部９では、トルク電流指令値Ｉｑ＿ref2を演算する（ステップＳ３，速度変動抑制制御）。すると、電流指令合成部７で上記両指令が加算されて、トルク電流指令値Ｉｑ＿refが演算され（ステップＳ４）。電流制御部８は、トルク電流指令値Ｉｑ＿refに基づいて電流制御を行い（ステップＳ５）、電力変換部１３は、電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑから三相ＰＷＭ信号を生成して出力する（ステップＳ６）。メインルーチンでは、以上の処理が周期的に実行される。

図４は、ステップＳ３における速度変動抑制制御の詳細を示すフローチャートである。先ず、初期設定完了フラグがＯＦＦであることを確認すると（ステップＳ１１：ＹＥＳ）、初期設定処理を行う（ステップＳ１２）。それから、負荷トルク推定部１１は、（２）式を用いて、モータ電流Ｉｑと回転速度ω、およびトルク定数Ｋｔ、慣性モーメントＪｍから負荷トルクＴｑを演算して推定する（ステップＳ１３）。また、ステップＳ１１において、初期設定完了フラグがＯＮであれば（ＮＯ）ステップＳ１３に移行する。
Ｔｑ＝Ｉｑ・Ｋｔ−Ｊｍ・（ｄω／ｄｔ） …（２）
ここでの、負荷トルクＴｑの推定は、以下に示すように負荷トルクＴｑの変動角度；位相角θ１を算出するのが目的であるから、負荷トルクＴｑ自体の推定精度は重要ではない。一般に負荷を含めたモータの慣性モーメントＪｍは測定および推定が困難であるため、これらの定数はある程度の誤差を許容しても本実施例で行う制御には影響が少ない。

負荷トルク周波数・角度抽出部１２は、負荷トルク推定部１１で推定された負荷トルクＴｑに生じる変動の周波数及び位相角を抽出する（ステップＳ１４）。単相交流信号の位相及び周波数を抽出する方式としては幾つかが考えられるが、ここではヒルベルト変換を用いた抽出方式を例示する。ヒルベルト変換器を用いると、入力となる解析信号から位相が９０度だけ進んだ直交成分を算出できる。

本実施例では、ヒルベルト変換器を（３）式で示す６次のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて構成する。ＦＩＲフィルタを６次で打ち切ることで、応答遅れをある程度抑制することができる。また、フィルタを６次に設定すると、フィルタ演算における中央値の次数が３次に対応することになる。
Ｔｑｈ＝α１・Ｔｑ（０）＋α２・Ｔｑ（２）−α２・Ｔｑ（４）
−α１・Ｔｑ（６） …（３）
Ｔｑ（０）：今回の解析信号（負荷トルク値）
Ｔｑ（２）：２制御周期前の解析信号，Ｔｑ（４）：４制御周期前の解析信号
Ｔｑ（６）：６制御周期前の解析信号
Ｔｑｈ：ヒルベルト変換出力
α１，α２：フィルタ定数

しかしながら、ＦＩＲフィルタは解析信号の周波数成分を減衰させる。そこで、後ほど求める負荷トルク値Ｔｑの周期Ｐｄの前回値（演算は離散系とする）Ｐｄ（１）を用いて振幅補償を行う。（４）式に振幅補償を含めたヒルベルト変換器の構成式を示す。
Ｔｑｈ＝｛α１・Ｔｑ（０）＋α２・Ｔｑ（２）−α２・Ｔｑ（４）
−α１・Ｔｑ（６）｝×｛α３・Ｐｄ（１）＋α４｝ …（４）
α３，α４：振幅補償定数

図７は、解析信号である負荷トルク値Ｔｑほか、各種信号を示す。（４）式を用いて負荷トルク成分をヒルベルト変換器に通した値をＴｑｈとする。Ｔｑｈを更にヒルベルト変換器に通して９０度位相が進んだ直交成分Ｑ１を算出する。そして、Ｔｑｈの３制御周期前の信号を同相成分Ｉ１とする。ここで３制御周期前の信号を選択するのは、６次のフィルタ演算では中央値の次数が３次となることに対応する。
これらＩ１，Ｑ１を更にヒルベルト変換してｊＩ，ｊＱを算出し、Ｉ１，Ｑ１，ｊＩ，ｊＱからＩ２，Ｑ２を算出する。
Ｑ１＝｛α１・Ｔｑｈ（０）＋α２・Ｔｑｈ（２）−α２・Ｔｑｈ（４）
−α１・Ｔｑｈ（６）｝×（α３・Ｐｄ（１）＋α４） …（５）
Ｉ１＝Ｔｑｈ（３） …（６）
ｊＩ＝｛α１・Ｉ１（０）＋α２・Ｉ１（２）−α２・Ｉ１（４）
−α１・Ｉ１（６）｝×｛α３・Ｐｄ（１）＋α４｝ …（７）
ｊＱ＝｛α１・Ｑ１（０）＋α２・Ｑ１（２）−α２・Ｑ１（４）
−α１・Ｑ１（６）｝×｛α３・Ｐｄ（１）＋α４｝ …（８）
Ｉ２＝Ｉ１−ｊＱ …（９）
Ｑ２＝Ｑ１−ｊＩ …（１０）
Ｉ１：同相成分，Ｑ１：直交成分
Ｉ２：複素平均化した同相成分，Ｑ２：複素平均化した直交成分

（１０）式，（１１）式で解析信号Ｉ２及び直交信号Ｑ２の複素二乗和を求める。
Ｒｅ＝Ｉ２²＋Ｑ２² …（１１）
Ｉｍ＝Ｉ２・ＩＱ−Ｑ２・Ｉ２ …（１２）
Ｒｅ：実数成分，Ｉｍ：虚数成分
求めた実数成分Ｒｅ及び虚数成分Ｉｍを用いて、（１３）式から負荷トルク値の周期Ｐｄを算出する。周期Ｐｄは、前述したようにヒルベルト変換器の振幅補償に用いられる。
Ｐｄ＝３６０／｛arctan（Ｉｍ／Ｒｅ）｝ …（１３）
また、（１４）式で周期Ｐｄの算出過程で算出した同相成分Ｉ１，直交成分Ｑ１についてアークタンジェントを求め、負荷トルク変動の位相角θ１を算出する。
θ１＝arctan（Ｑ１／Ｉ１） …（１４）
以上で、ステップＳ１４における負荷トルク変動の位相角θ１が求められる。

振幅・位相調整部９は、モータ速度ωの変動値を算出すると（ステップＳ１５）、以降のステップＳ１６〜Ｓ２４において、トルク補正電流指令Ｉｑ＿ref2の振幅・位相調整を行う。すなわち、位置推定部５で演算された推定速度ωの変動の微分値を演算し、推定速度変動値が減少するように、トルク補正電流指令Ｉｑ＿ref2をなす振幅Ａｎ及び位相Ｐｎを出力する。具体的には、振幅および位相の調整値（増加あるいは減少）を初期設定し、制御周期毎に推定速度微分値の正負を判断し、微分値が負の場合振幅・位相の増減方向は継続し、微分値が正の場合振幅・位相の増減方向を前回の制御周期と逆に転換する。そして制御周期毎に振幅・位相の調整フェーズを交互に切り替えて出力する。

先ず、ステップＳ１２における初期設定処理の詳細について、図５（ａ）を参照して説明する。振幅の調整値Ａα，位相の調整値Ｐαを設定すると（ステップＳ３１，Ｓ３２）、振幅の初期値Ａ０，位相の調整値Ｐ０を設定する（ステップＳ３３，Ｓ３４）。それから、振幅Ａｎの調整回数，位相Ｐｎの調整回数を設定すると（ステップＳ３５，Ｓ３６）、調整フェーズカウンタの値を「０」にセットし（ステップＳ３７）、初期設定完了フラグを「ＯＮ」にすると（ステップＳ３８）初期設定処理を終了する。

再び図４に戻ると、ステップＳ１６では、調整フェーズカウンタが振幅Ａｎの調整回数以下であるか否かを判断し、同調整回数以下であれば（ＹＥＳ）今回の調整フェーズは振幅フェーズとなる（ステップＳ１７）。そして、調整フェーズカウンタをインクリメントすると（ステップＳ１８）振幅調整処理を行う（ステップＳ１９）。すると、ステップＳ２５に移行して、トルク変動を打ち消すためのトルク補正電流指令Ｉｑ＿ref2を算出する（ステップＳ２５：図６参照）。尚、図６に示す負荷トルク変動は、実際には図１２に示すような波形であるものを単純な正弦波にモデル化して（すなわち、基本周波数成分のみ）示している。

以降の速度変動抑制制御では、ステップＳ１６で「ＹＥＳ」と判断される間は、ステップＳ１９において振幅Ａｎの調整が継続されるが、ステップＳ１６で「ＮＯ」と判断すると、調整フェーズカウンタの値が、振幅調整回数と位相調整回数との和以下か否かを判断する（ステップＳ２０）。ここで「ＹＥＳ」と判断すると、調整フェーズは位相フェーズとなる（ステップＳ２１）。そして、調整フェーズカウンタをインクリメントすると（ステップＳ２２）位相調整処理を行う（ステップＳ２３）。すると、ステップＳ２５に移行する。また、ステップＳ２０で「ＮＯ」と判断すると、調整フェーズカウンタをゼロクリアしてから（ステップＳ２４）ステップＳ２５に移行する。

ステップＳ２５において、トルク補正電流算出部１０は、（１５）式に基づいてトルク変動を打ち消すようなトルク補正電流指令Ｉｑ＿ref2を算出する。
Ｉｑ＿ref2＝ Ａ１・ｓｉｎ（θ１＋Ｐ１）
＋Ａ２・ｓｉｎ（θ２＋Ｐ２）
＋Ａ３・ｓｉｎ（θ３＋Ｐ３）
… …（１５）
前述のように、Ａｎ（ｎ＝１，２，３，…）及びＰｎは振幅・位相調整部９の出力、θｎは負荷トルク周波数・角度抽出部１３で（１４）式により演算した負荷トルク変動の位相角度である。

ステップＳ３１，Ｓ３２で設定する振幅Ａｎ及び位相Ｐｎの初期値は任意であり、例えばゼロでも良い。また、（１５）式の次数ｎはどこまで正確なトルク制御を行うかにより決定すれば良い。より高次の項を含めばトルク制御の精度は高まるが演算負荷が増大する。例えば実際のトルク変動が図１１（ｂ）に示すような波形である場合は、補正トルク電流波形を極力同じ波形とするように高次周波数まで計算するのが望ましいが、補正において最も重要なのは基本周波数成分を一致させることである。以下では次数ｎを「１」として説明する。

初期設定された振幅Ａ１及び位相Ｐ１から、最初の制御周期においてトルク補正電流指令Ｉｑ＿ref2が算出され、その次の制御周期では、振幅Ａ１（ｘ）及び位相Ｐ１（ｘ）は（１６），（１７）式により決定される（ステップＳ１９，Ｓ２３）。
Ａ１（ｘ）＝Ａ１（ｘ−１）＋（振幅調整符号）×Ａα …（１６）
Ｐ１（ｘ）＝Ｐ１（ｘ−１）＋（位相調整符号）×Ｐα …（１７）
つまり、今回の制御周期の振幅Ａ１（ｘ），位相Ｐ１（ｘ）は、前回制御周期の振幅Ａ１（ｘ−１），位相Ｐ１（ｘ−１）に対し、調整符号によって夫々の調整値Ａα，Ｐαだけ増減した値で決定される。そして（１６），（１７）式により（１５）式の振幅Ａ１，位相Ｐ１を調整することで、負荷トルクの変動を打ち消すような出力トルクを発生させる、正弦波近似の補正電流指令Ｉｑ＿ref2を与えることができる。

ステップＳ１９の振幅調整について図５（ｂ）を参照して述べる。（１５）式で演算されたトルク補正電流Ｉｑ＿ref2が負荷トルク変動を打ち消す方向に作用すれば速度変動が減少する方向に推移する。すなわち、このケースでは、前回から今回への制御周期に亘る振幅の調整が良い方向に働いたことになるから、（１６）式の調整において調整符号を変化させる必要はない（ステップＳ４１：ＮＯ）。例えば、負荷トルクの変動に対して補正トルクの振幅が不足している状態から、振幅を増やす方向に作用した場合であり、前前回振幅→増→前回振幅→増→今回振幅，という流れを維持すれば良い。

一方、トルク補正電流Ｉｑ＿ref2が負荷トルク変動を打ち消す方向に作用しなければ、速度変動が増加する方向に推移する。つまり、このようなケースでは、前回から今回への制御周期での調整が悪い方向に働いたことになり、（１６）式の調整符号を変える必要がある（ステップＳ４１：ＹＥＳ）。例えば、負荷トルク変動に対して補正トルクの振幅が大き過ぎる場合であり、前前回振幅→増→前回振幅→減→今回振幅，という流れにする必要がある。したがってこの場合、（１６）式の振幅調整符号を反転させる（ステップＳ４２）。
そして、（１７）式における位相の調整についても同様である。（１５）式で算出されるトルク補正電流指令Ｉｑ＿ref2は正弦波状であり、位相が増減すると負荷トルク位相に対して補正トルク位相がずれるため、結果として速度変動が増減する。位相調整に対応する処理を図５（ｃ）のフローチャートに示している（ステップＳ５１，Ｓ５２）。

これら振幅Ａｎ，位相Ｐｎの調整は、制御周期毎に速度変動を検出しながら行うため、ある制御周期で双方を同時に調整すると、その結果がどちらの調整による影響か判断できないので、制御周期毎の調整は何れか一方だけ行う。例えば、補正トルク電流指令Ｉｑ＿ref2の次数が１であれば調整する項目は２つ（Ａ１，Ｐ１）であるから、２つの調整アルゴリズムを交互に実行する。この結果、図８，図９に示すように速度変動を最小とする振幅と位相の組み合わせに向けて、調整結果が収束して行くこととなる。

図８では、最初に振幅フェーズにおいて（ｃ）振幅Ａ１を増加させる方向に調整すると（ａ）速度変動が減少する方向に作用している。次に位相フェーズにおいて（ｂ）位相Ｐ１を減少させる方向に調整すると、同様に（ａ）速度変動が減少する方向に作用している。次に（ｃ）振幅Ａ１を１段階増加させる方向に調整した時点で（ａ）速度変動が増加する方向に作用したため、振幅Ａ１を減少させる方向に調整し、その後調整制御が安定した結果、最終的に振幅Ａ１を１段階減少させた状態で（ｂ）の位相調整に移行している。尚、制御応答に若干の遅れがあるため、（ａ）の増減と（ｂ），（ｃ）の調整方向とのタイミングには僅かにずれが生じる点がある。

また、図９は、横軸に振幅Ａ１，縦軸に位相Ｐ１をとり、それぞれを交互に調整して速度変動の最小点に収束する過程を示したものである。図中に示す速度変動最小点における振幅Ａ１，位相Ｐ１が調整終了後の値となり、図８（ｂ），（ｃ）の右端で夫々が到達した調整値に対応する。

図１０は、実際に速度変動が抑制される状態を示す各信号波形の測定例である。（ａ）はモータの速度ωであり、速度抑制制御の開始前は実速度に対して推定速度ωが遅れており、速度変動が大きくなっている。同様に（ｅ）に示す負荷トルクＴｑに対してモータの出力トルク；ｑ軸電流Ｉｑ（（ｂ）参照）が遅れている。このとき推定した負荷トルクの角度が図中の負荷トルク位相θ１である（（ｄ）参照）。そして、（ｃ）が補正トルク電流振幅Ａ１と補正トルク電流位相Ｐ１である（図８と同じもの）。

この場合、振幅調整回数と位相調整回数との比を５：６に設定しており、位相調整回数が多くなるようにして調整を交互に行っている。すなわち、どちらかといえば、振幅Ａ１の調整よりも位相Ｐ１を調整して、負荷トルク変動の周波数を一致させるほうが変動の抑制には重要だからである。このようにして調整を交互に進めた結果、速度変動値が減少して行く。最終的には、（ｅ）に示すように負荷トルクＴｑとモータの出力トルク（Ｉｑ）とがほぼ一致するようになっている。

以上のように本実施例によれば、モータ制御装置２０は、位置推定部５が電流検出部３により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてモータ２の回転速度ω及び電気角θ_Mを推定すると、負荷トルク推定部１１が、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと電気角θ_Mとに基づいて得られるトルク電流Ｉｑと、モータ２の定数と、圧縮機２２の圧縮部２３を含むモータ２の慣性モーメントとから、圧縮機２２が発生する負荷トルクＴｑを推定する。
負荷トルク周波数・角度抽出部１２は、負荷トルクＴｑが示す周期的な変動の位相（負荷トルク位相θｎ）を演算し、トルク補正電流算出部１０が負荷トルク位相θｎに基づいて変化する正弦波状のトルク補正電流を決定すると、振幅・位相調整部９は、モータ２の速度変動を検出し、その速度変動を減少させるようにトルク補正電流の振幅Ａｎ及び位相Ｐｎを増減して調整するようにした。

したがって、位置センサレス方式でモータ２を駆動する構成において、駆動対象とする圧縮機２２のトルク変動特性データを予め正確に取得せずとも、出力トルクの補正をダイナミックに行い速度変動を低減して、モータ２の速度ωが目標速度ω＿refに追従するように制御できる。したがって、モータ制御装置２０を空調機に適用するための開発コストを大幅に削減でき、空調機を高い精度で制御することができる。

そして、振幅・位相調整部９は、モータ２の速度変動の微分値を演算し、その微分値が負の値であれば調整の増減方向を従前のままとし、微分値が正の値であれば調整の増減方向を逆にするので、トルク電流指令Ｉｑ＿ref2を補正した結果、速度変動が減少したか，増大したかに応じて調整の増減方向を決定し、変動を迅速に抑制できる。また、振幅・位相調整部９は、振幅Ａｎと位相Ｐｎとの何れか一方の調整を複数回連続して行った後、他方の調整を行うように切り替えるので、振幅Ａｎと位相Ｐｎとの夫々が調整に及ぼす影響を確認しながら、調整を進めることができる。

更に、振幅・位相調整部９は、位相Ｐｎの調整を連続して行う回数を、振幅Ａｎの調整を連続して行う回数よりも多く設定するので、調整により大きな影響を及ぼすと想定される位相Ｐｎの調整を多めに行うことで、速度変動を一層迅速に抑制できる。加えて、トルク補正電流算出部１０は、負荷トルク位相に基づいて、負荷トルクの変動の高次周波数に対応するトルク補正電流も決定することで、トルク補正電流波形を負荷トルク変動波形により近似させて調整を行うことができる。

本発明は上記し、又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
振幅調整回数と位相調整回数との比は、５：６に限ることなく適宜設定すれば良い。１：１（例えばそれぞれ８回ずつなど）に設定しても良いことは勿論である。
その他例えば、冷蔵庫や乾燥機，洗濯乾燥機など、圧縮機を使用する電気機器に適用しても良い。
また、負荷は圧縮機に限ることなく、周期的な負荷変動を生じるものであれば適用が可能である。

図面中、１はインバータ回路（電力供給手段）、２はブラシレスＤＣモータ（永久磁石型同期モータ）、３は電流検出部（電流検出手段）、５は位置推定部（速度・電気角推定手段）、９は振幅・位相調整部（振幅・位相調整手段）、１０はトルク補正電流算出部（トルク補正電流決定手段）、１１は負荷トルク推定部（負荷トルク推定手段）、１２は負荷トルク周波数・角度抽出部（負荷トルク位相演算手段）、２０はモータ制御装置、２２圧縮機、２３は圧縮部（負荷）を示す。

Claims (6)

1. 負荷を駆動するモータに交流電力を供給する電力供給手段と、
   前記モータの巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流に基づいて前記モータの回転速度及び電気角を推定する速度・電気角推定手段と、
   前記電流と前記電気角とに基づいて得られるトルク電流と、前記モータの定数と、前記負荷を含む前記モータの慣性モーメントとから、前記負荷が発生する負荷トルクを推定する負荷トルク推定手段と、
   前記負荷トルクが示す周期的な変動の位相（負荷トルク位相）を演算する負荷トルク位相演算手段と、
   前記負荷トルク位相に基づいて変化する正弦波状のトルク補正電流を決定するトルク補正電流決定手段と、
   前記モータの速度変動を検出し、前記速度変動を減少させるように前記トルク補正電流の振幅及び位相を増減して調整する振幅・位相調整手段とを備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記振幅・位相調整手段は、前記モータの速度変動の微分値を演算すると、前記微分値が負の値であれば、前記調整の増減方向を従前のままとし、前記微分値が正の値であれば前記調整の増減方向を逆にすることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記振幅・位相調整手段は、前記振幅と前記位相との何れか一方の調整を複数回連続して行った後、他方の調整を行うように切り替えることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
4. 前記振幅・位相調整手段は、前記位相の調整を連続して行う回数を、前記振幅の調整を連続して行う回数よりも多く設定することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
5. 前記トルク補正電流決定手段は、前記負荷トルク位相に基づいて、前記負荷トルクの変動の高次周波数に対応するトルク補正電流も決定することを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のモータ制御装置。
6. 圧縮機と、
   この圧縮機を駆動するモータと、
   請求項１ないし５の何れかに記載のモータ制御装置とを備えてなることを特徴とする電気機器。

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