JP2018129957A - モータ制御装置及び空気調和装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの回転速度を安定させることができるモータ制御装置及び空気調和装置を提供する。【解決手段】モータ制御部１２は、モータの目標回転速度に応じて目標ｄ軸電流及び目標ｑ軸電流を決定し、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが目標ｄ軸電流及び目標ｑ軸電流に一致するようにインバータを介してモータに交流電流を供給する。モータ制御部１２は、モータの回転速度変動を抑制するトルク補正電流Ｉｑ＊’を演算し、トルク補正電流Ｉｑ＊’を目標ｑ軸電流に加算するトルク制御部１３を備える。トルク制御部１３は、モータ電流に基づきモータの出力トルクＴａを演算するモータ出力トルク演算部１３ｂと、モータの回転速度ω’に基づきモータの負荷トルクＴｂを演算するモータ負荷トルク演算部１３ｃと、出力トルクＴａと負荷トルクＴｂとの差分値である差分トルクＴｃに基づきトルク補正電流Ｉｑ＊’を演算する補正トルク電流演算部１３ｆと、を備える。【選択図】図５

Description

本発明は、モータ制御装置及び空気調和装置に関する。

従来からモータをベクトル制御することでコンプレッサを駆動するモータ制御装置が知られている。例えば、特許文献１に開示されるモータ制御装置は、コンプレッサを１回転させることで決まったパターンで変動する負荷トルクに合わせて駆動トルクを調整するトルク制御を行っている。このトルク制御においては、予め想定される負荷トルクの変動パターンに合わせてコンプレッサの各回転位置に関連づけられた補正値が予めテーブルとして記憶される。そして、モータ制御装置は、コンプレッサの回転位置に応じて補正値をこのテーブルから読み出し、この補正値により駆動トルクを調整する。この構成によれば、実際の負荷トルクの変動パターンが予め想定される負荷トルクの変動パターンと一致した場合には、トルク制御によりモータの回転速度を安定させることができる。

特開２００４−２６０８８６号公報

しかしながら、実際には負荷トルクの変動パターンは負荷の状態（コンプレッサの吐出圧および吸入圧の状態）により変化するものであり、予めそれらを予測して補正値を設定することは困難である。従って、上記特許文献１に記載の構成では、予め記憶される補正値が実際の負荷トルクの変動パターンに合わなくなり、結果的にモータの回転速度の安定化を図れないおそれがある。

本発明は、上記実状を鑑みてなされたものであり、モータの回転速度を安定させることができるモータ制御装置及び空気調和装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るモータ制御装置は、モータの目標回転速度に応じて目標モータ電流を決定し、前記モータの現在のモータ電流が前記目標モータ電流に一致するようにインバータを介して前記モータの各相に交流電流を供給することで前記モータとともにコンプレッサを駆動するモータ制御装置であって、前記モータの回転速度変動を抑制するトルク補正電流を演算し、当該トルク補正電流を前記目標モータ電流に加算するトルク制御部を備え、前記トルク制御部は、前記モータ電流に基づき前記モータの出力トルクを演算するモータ出力トルク演算部と、前記モータの回転速度を表す回転速度情報に基づき前記モータの負荷トルクを演算するモータ負荷トルク演算部と、前記モータ出力トルク演算部により演算される前記出力トルクと前記モータ負荷トルク演算部により演算される前記負荷トルクとの差分値に基づき前記トルク補正電流を演算する補正トルク電流演算部と、を備える。

また、上記モータ制御装置において、前記モータの回転速度変動成分のうち前記コンプレッサの回転に伴う負荷変動による回転速度変動成分を前記回転速度情報として抽出する抽出部を備え、前記モータ負荷トルク演算部は、前記抽出部を経た前記回転速度情報に基づき前記モータの前記負荷トルクを演算する、ようにしてもよい。

また、上記モータ制御装置において、前記抽出部を経た前記回転速度情報の位相遅れ及び振幅の減少を戻すように、予め設定された位相補正値だけ前記回転速度情報の位相を進め、かつ、予め設定された振幅補正値だけ前記回転速度情報の振幅を増加させる波形補正部を備える、ようにしてもよい。

また、上記モータ制御装置において、複数の周期の前記回転速度情報を取得し、当該取得した前記複数の周期の間で前記回転速度情報の平均化を図る平均処理部を備える、ようにしてもよい。

また、上記モータ制御装置において、前記差分値に重畳するノイズを除去するノイズ除去部を備える、ようにしてもよい。

上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る空気調和装置は、上記モータ制御装置と、前記インバータと、前記モータと、スライドベーン型の前記コンプレッサと、前記コンプレッサにより圧縮された冷媒を利用して室温を調整する空調部と、を備える。

本発明によれば、モータの回転速度を安定させることができる。

本発明の一実施形態に係る空気調和装置の構成を示す模式図である。 本発明の一実施形態に係る（ａ）〜（ｄ）はモータの各角度におけるコンプレッサの断面図である。 本発明の一実施形態に係るモータの角度に対する負荷トルクの変動を示すグラフである。 本発明の一実施形態に係るモータ制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るトルク制御部及び回転速度フィルタ処理部の構成を示すブロック図である。 トルク制御を実施しない比較例に係る（ａ）はモータの角度に対する負荷トルクの変動を示すグラフであり、（ｂ）はモータの角度に対する出力トルクの変動を示すグラフであり、（ｃ）はモータの角度に対する回転速度の変動を示すグラフである。 本発明の一実施形態に係る（ａ）はモータの角度に対する負荷トルクの変動を示すグラフであり、（ｂ）はモータの角度に対する出力トルクの変動を示すグラフであり、（ｃ）はモータの角度に対する回転速度の変動を示すグラフである。 本発明の一実施形態に係るトルク脈動による回転速度変動成分を抽出する処理手順を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係る（ａ）は平均化処理前のモータの角度に対する回転速度の変動を示すグラフであり、（ｂ）は平均化処理後のモータの角度に対する回転速度の変動を示すグラフであり、（ｃ）は波形補正部による補正前後におけるモータの角度に対する回転速度の変動を示すグラフである。 本発明の一実施形態に係る（ａ）〜（ｅ）は回転速度信号を表すグラフである。 比較例に係る（ａ），（ｂ）は位相進み補償を行った場合の回転速度信号を示すグラフである。

本発明に係るモータ制御装置及び空気調和装置の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、空気調和装置１は、制御部１０と、インバータ２０と、モータ３０と、コンプレッサ４０と、電源５０と、シャント抵抗１９と、２つの電流センサ３５ｖ，３５ｗと、空調部６０と、を備える。

電源５０は、図示しない商用電源から直流電圧を生成し、生成された直流電圧をインバータ２０に印加する。

シャント抵抗１９は、過電流検出のために、電源５０とインバータ２０との間の接続線に介挿されている。シャント抵抗１９は、この接続線に流れる電流を検出する電流検出信号Ｓｐ１をインバータ２０に出力する。

インバータ２０は、制御部１０からのＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに基づき、電源５０から供給された直流電流を、３相、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに変換し、その変換した交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ３０に供給する。インバータ２０は、例えば、ＩＰＭ（Intelligent Power Module：高機能パワーモジュール）である。インバータ２０は、シャント抵抗１９からの電流検出信号Ｓｐ１を受けて過電流の有無を表す過電流検知信号Ｓｐ２を制御部１０に出力する。

モータ３０は、３相ブラシレスモータである。モータ３０は、インバータ２０からのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを受けることで回転し、これによりコンプレッサ４０を駆動する。

電流センサ３５ｖ、３５ｗは、それぞれモータ３０に流れるＶ相、Ｗ相の電流Ｉｖ，Ｉｗの値を検出し、その電流Ｉｖ，Ｉｗの値を制御部１０に出力する。電流センサ３５ｖ、３５ｗは、例えば、ＣＴ（変流器）センサ又はホール素子である。

コンプレッサ４０は、モータ３０により駆動されることで、吸入した冷媒を圧縮し、その圧縮した冷媒を排出する。コンプレッサ４０の具体的構成については後述する。

空調部６０は、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を利用して室内温度を調整する。詳しくは、空調部６０は、室内空気と熱交換する室内用熱交換器６３と、室外空気と熱交換する室外用熱交換器６４と、冷媒の減圧を行う膨張弁６５と、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒の流路を室外用熱交換器６４及び室内用熱交換器６３の何れかに切り替える四方弁６６と、を備える。

冷房運転時について説明すると、四方弁６６は、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を室外用熱交換器６４に送り込む。室外用熱交換器６４は、冷房運転時には冷媒を冷却するガスクーラとして機能し、室外空気と冷媒との間で熱交換させることで冷媒の熱を室外に排出する。その後、この冷媒は、膨張弁６５で減圧膨張されたうえで室内用熱交換器６３に送られる。室内用熱交換器６３は、冷房運転時には蒸発器として機能し、冷媒を蒸発させることで室内空気と冷媒との間で熱交換させることで室内空気の温度を低下させる。これにより、室内温度の調整を図る。そして、室内用熱交換器６３を経た冷媒は、四方弁６６を介してコンプレッサ４０に戻る。

暖房運転時について説明すると、四方弁６６は、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を室内用熱交換器６３に送り込む。室内用熱交換器６３は冷媒を冷却するガスクーラとして機能し、室内空気と冷媒との間で熱交換させることで、室内空気の温度を上昇させる。これにより、室内温度の調整を図る。そして、膨張弁６５は、室内用熱交換器６３を経た冷媒を減圧膨張させたうえで室外用熱交換器６４に送り込む。室外用熱交換器６４は、蒸発器として機能し、冷媒を蒸発させることで室外空気と冷媒との間で熱交換させる。その後、四方弁６６は、熱交換された冷媒をコンプレッサ４０に戻す。

コンプレッサ４０は、本例では、シングルロータリー式で、スライドベーン型のコンプレッサである。詳しくは、図２（ａ）〜（ｄ）に示すように、コンプレッサ４０は、円筒状のシリンダ４１と、モータ３０によりシリンダ４１内を偏心回転する円柱状の一つのロータ４２と、ロータ４２の偏心回転に伴いシリンダ４１内を吸入室４６ａ及び圧縮室４６ｂに区切るベーン４３と、を備える。

ベーン４３はシリンダ４１の周壁に貫通し、ベーン４３の先端はシリンダ４１内に位置する。ベーン４３は、図示しないばね等の付勢部材により先端がロータ４２の周面に圧接する。シリンダ４１には、ベーン４３を挟んで位置する排出口４１ｏ及び吸入口４１ｉが形成される。吸入口４１ｉは冷媒をシリンダ４１内に吸入するための孔である。排出口４１ｏは圧縮した冷媒をシリンダ４１内から排出するための孔である。排出口４１ｏには、排出口４１ｏを開閉する排出弁４７ｏが設けられている。吸入口４１ｉには、吸入口４１ｉを開閉する吸入弁４７ｉが設けられている。ロータ４２は、モータ３０の回転に伴い、自転しつつ、シリンダ４１の内周面に沿って公転する。

図２（ａ）に示すように、モータ３０の角度θが０°にあるとき、ロータ４２はベーン４３の先端をシリンダ４１の内周面に一致させる位置まで退避させる。このとき、シリンダ４１内には吸入された冷媒が充填されている。
図２（ｂ）に示すように、吸入弁４７ｉが開いた状態で、かつ排出弁４７ｏが閉じた状態で、モータ３０の角度θが１２０°まで回転すると、ロータ４２がシリンダ４１の内周面に沿って図中の反時計回りに１２０°回転する。この際、吸入室４６ａ内に吸入口４１ｉを介して冷媒が吸入されるとともに、圧縮室４６ｂ内の冷媒は圧縮される。図２（ｃ）に示すように、さらにモータ３０の角度θが１８０°まで回転すると、圧縮室４６ｂ内の冷媒がさらに圧縮されることで冷媒の温度は上昇する。図２（ｄ）に示すように、モータ３０の角度θが２４０°程度まで回転すると、圧縮室４６ｂ内の圧力が高まることで排出弁４７ｏが開く。これにより、圧縮された冷媒は排出される。

このように、モータ３０が１回転する間に、コンプレッサ４０は、吸入、圧縮及び排出を行う。このため、図３のグラフに示すように、モータ３０の負荷トルクは、モータ３０の１回転の間に大きく変動する。この負荷トルクの変動をトルク脈動とも呼ぶ。このトルク脈動は、各種コンプレッサのなかでもスライドベーン型のコンプレッサにおいて顕著に発生する。また、図３に例示するように、空気調和装置１における動作負荷等により、それぞれ異なる負荷トルクの変動パターンＡ１〜Ａ３となる。この例では、変動パターンＡ１は、変動パターンＡ２，Ａ３よりも動作負荷が大きく、変動パターンＡ２は、変動パターンＡ３よりも動作負荷が大きい。変動パターンＡ１〜Ａ３は、それぞれ負荷トルクが最大となるピーク値が異なるとともに、ピーク値をとるモータ３０の角度θであるピーク位置が異なる。トルク脈動による変動パターンは、この変動パターンＡ１〜Ａ３に限らず、コンプレッサ４０の吐出圧および吸入圧、コンプレッサ４０の経年変化等の種々の要因により無数に存在する。

制御部１０は、マイクロコンピュータにより構成される。図１に示すように、制御部１０は、ユーザによる図示しないリモコンの操作に基づき空気調和装置１の運転を指令する運転指令部１１と、モータ３０を制御するモータ制御部１２と、を備える。運転指令部１１は、例えば、図示しないセンサにより取得される室内温度及び室外温度、ユーザにより設定される目標温度に基づきモータ３０の目標回転速度Ｓω０を演算し、その演算した目標回転速度Ｓω０をモータ制御部１２に出力する。

モータ制御部１２は、ベクトル制御によりモータ３０を制御する。詳しくは、モータ制御部１２は、図４に示すように、機能ブロックとして、速度制御部１２ａと、ｄ軸電流指令演算部１２ｂと、電流制御部１２ｃと、電圧変換部１２ｄと、ＰＷＭ信号生成部１２ｅと、トルク制御部１３と、角度・速度推定制御部１２ｇと、電流変換部１２ｈ、３相電流演算部１２ｉと、回転速度フィルタ処理部１５と、を備える。

３相電流演算部１２ｉは、電流センサ３５ｖ、３５ｗを通じてＶ相、Ｗ相の電流Ｉｖ，Ｉｗの値を取得する。そして、３相電流演算部１２ｉは、その取得した電流Ｉｖ，Ｉｗの値に基づき、３相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの和がゼロとなることを利用してＵ相の電流Ｉｕの値を演算する。この際、３相電流演算部１２ｉは、例えば、複数回にわたって電流Ｉｖ，Ｉｗの値を取得し、その平均値をとる。また、３相電流演算部１２ｉは、例えば、インバータ２０からの過電流検知信号Ｓｐ２に基づき過電流が発生しているときにはそのときの電流Ｉｖ，Ｉｗの値を含めずに平均値をとる。

電流変換部１２ｈは、３相電流演算部１２ｉによって演算された３相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを２相のｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄに座標変換する。なお、ｑ軸電流Ｉｑはモータ３０のトルク成分であり、ｄ軸電流Ｉｄはモータ３０の磁束成分である。

角度・速度推定制御部１２ｇは、電流変換部１２ｈにより変換されたｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄと、後述する電流制御部１２ｃにより演算されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄとに基づき、モータ３０の角度θ（回転位置）を推定する。また、角度・速度推定制御部１２ｇは、推定されたモータ３０の角度θを微分することで回転速度情報であるモータ３０の回転速度ωを推定する。

速度制御部１２ａは、モータ３０の回転速度ωを運転指令部１１からの目標回転速度Ｓω０に一致させるべく目標ｑ軸電流Ｉｑ＊を演算するフィードバック制御を行う。例えば、速度制御部１２ａは、目標回転速度Ｓω０と回転速度ωとの偏差Ｅ（＝Ｓω０−ω）を求める。そして、速度制御部１２ａは、偏差Ｅに基づくＰＩ制御により、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊の変化分ΔＩｑ＊＝ｋ１・Ｅ＋ｋ２∫Ｅｄｔを求める。なお、ｋ１は比例要素のフィードバックゲインであり、ｋ２は積分要素のフィードバックゲインである。速度制御部１２ａは、従前の目標ｑ軸電流Ｉｑ＊に求めた変化分ΔＩｑ＊を加算して、新たな目標ｑ軸電流Ｉｑ＊（＝Ｉｑ＊＋ΔＩｑ＊）を求める。フィードバック制御は、このＰＩ制御に限らず、Ｐ（比例）のみ、Ｉ（積分）のみ、Ｄ（微分）のみ、ＰＤ、ＰＩＤの何れの制御であってもよい。

回転速度フィルタ処理部１５は、角度・速度推定制御部１２ｇにより推定されたモータ３０の回転速度ωからトルク脈動による回転速度変動成分のみを抽出した回転速度ω’を生成し、トルク脈動以外の回転速度変動成分を除去する。回転速度フィルタ処理部１５の具体的な構成及び処理内容については後述する。

トルク制御部１３は、回転速度フィルタ処理部１５を経た回転速度ω’と、電流変換部１２ｈにより変換されたｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとに基づき、トルク補正電流Ｉｑ＊’を演算する。加算器１４は、このトルク補正電流Ｉｑ＊’と速度制御部１２ａによって演算された目標ｑ軸電流Ｉｑ＊とを加算する。これにより目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’が演算される。このトルク補正電流Ｉｑ＊’は、トルク脈動による負荷変動に関わらずモータ３０の回転速度ωを安定させる値に設定される。トルク制御部１３の具体的な構成及び処理内容については後述する。

ｄ軸電流指令演算部１２ｂは、予め記憶されるテーブルに基づき目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’に対応する目標ｄ軸電流Ｉｄ＊を演算する。目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’に対する目標ｄ軸電流Ｉｄ＊の設定により、モータ３０の出力トルクを最大とする最大トルク制御、モータ３０の磁束を減少させることでモータ３０の誘起電圧を抑えてモータ３０の回転速度ωを上げる弱め磁束制御等の各種制御が可能となる。

電流制御部１２ｃは、現在のｑ軸電流Ｉｑを目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’に一致させるためのｑ軸電圧指令値Ｖｑと、現在のｄ軸電流Ｉｄを目標ｄ軸電流Ｉｄ＊に一致させるためのｄ軸電圧指令値Ｖｄと、を演算する。この際、電流制御部１２ｃは、上記速度制御部１２ａと同様の計算手法によりＰＩ制御を行ってもよいし、その他ＰＤ、ＰＩＤ等のフィードバック制御を行ってもよい。なお、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄはモータ電流に相当し、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊及び目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’は目標モータ電流に相当する。

電圧変換部１２ｄは、電流制御部１２ｃにより演算されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値ＶｄをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに座標変換する。

ＰＷＭ信号生成部１２ｅは、電圧変換部１２ｄにより座標変換されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じて直流電圧をパルス幅変調することでＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。ＰＷＭ信号生成部１２ｅは、このＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをインバータ２０に出力する。以上がモータ制御部１２の全体構成についての説明である。

次に、トルク制御部１３及び回転速度フィルタ処理部１５の具体的構成について説明する。まず、トルク制御部１３について説明する。
図５に示すように、トルク制御部１３は、トルク脈動推定部１３ａと、ノイズ除去部の一例である第３のローパスフィルタ１３ｅと、補正トルク電流演算部１３ｆと、を備える。

トルク脈動推定部１３ａは、電流変換部１２ｈにより変換されたｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄと、回転速度フィルタ処理部１５を経た回転速度ω’とに基づきトルク脈動による回転速度変動を抑制するために不足しているトルクを推定する。

詳しくは、トルク脈動推定部１３ａは、モータ出力トルク演算部１３ｂと、モータ負荷トルク演算部１３ｃと、減算器１３ｄと、を備える。モータ出力トルク演算部１３ｂは、電流変換部１２ｈにより変換されたｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄから推定されるモータ電流Ｉａとモータ３０のトルク係数Ｋとの積によりモータ３０の出力トルクＴａ（＝Ｋ・Iａ）を演算する。出力トルクＴａはモータ３０が実際に出力するトルクである。モータ電流Ｉａは、例えばｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄの合成電流である。なお、本実施形態では、モータ電流Ｉａをｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄから推定するものとしたが、制御を簡素化するためにｑ軸電流Ｉｑのみからモータ電流Ｉａを推定するものとしてもよい。

モータ負荷トルク演算部１３ｃは、モータ３０の回転速度ω’の微分値ｄω’／ｄｔすなわち角加速度αとモータ３０の出力軸の慣性モーメントＪとの積によりモータ３０の負荷トルクＴｂ（＝Ｊ・α）を演算する。負荷トルクＴｂは、モータ３０の出力軸の回転を妨げるトルクであって、一般的には、遠心力、コリオリ力等のモータ３０の出力軸が受ける内部干渉力による負荷と、上述したトルク脈動等の外力による負荷と、摩擦による負荷との総和により求められる。本例では、回転速度ω’にはトルク脈動以外の回転速度変動成分が含まれていないため、負荷トルクＴｂにおいてはトルク脈動による負荷が支配的である。

減算器１３ｄは、出力トルクＴａから負荷トルクＴｂを差し引くことで差分トルクＴｃ（＝Ｔａ−Ｔｂ）を演算する。この差分トルクＴｃは、回転速度ωを安定させるために不足しているトルクである。

第３のローパスフィルタ１３ｅは、差分トルクＴｃに重畳する高周波数のノイズを除去する。第３のローパスフィルタ１３ｅは、例えば１次遅れフィルタである。第３のローパスフィルタ１３ｅの遮断周波数は、例えば実験等に基づき、トルク脈動による回転速度変動成分の周波数よりも高く、かつトルク脈動以外の回転速度変動成分の周波数よりも低く設定する。

補正トルク電流演算部１３ｆは、第３のローパスフィルタ１３ｅを経た差分トルクＴｃに基づき、差分トルクＴｃに応じた値のｑ軸電流値としてトルク補正電流Ｉｑ＊’を演算する。詳しくは、トルク補正電流Ｉｑ＊’は、差分トルクＴｃをトルク係数Kで除すること、すなわち、Ｉｑ＊’＝Ｔｃ／Ｋにより求められる。このトルク補正電流Ｉｑ＊’は、上述したように、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊に加算される。

トルク制御部１３は、出力トルクＴａと負荷トルクＴｂとを常時監視しつつ、出力トルクＴａと負荷トルクＴｂとが釣り合うようにトルク補正電流Ｉｑ＊’を調整する。この結果、出力トルクＴａと負荷トルクＴｂが等しくなることでモータ３０の回転速度ωが安定する。

トルク制御部１３による補正が行われない比較例においては、図６（ａ）に模式的に示すように、上述したトルク脈動により負荷トルクＴｂが変動するが、図６（ｂ）に模式的に示すように、出力トルクＴａは一定となる。このため、図６（ｃ）に模式的に示すように、トルク脈動によりモータ３０の回転速度ωは変動して安定しない。一方、本実施形態のように、トルク制御部１３による補正が行われる場合、図７（ａ），（ｂ）に模式的に示すように、出力トルクＴａは、上述したトルク脈動により負荷トルクＴｂが変動するのに合わせて変動する。このため、図７（ｃ）に模式的に示すように、トルク脈動に関わらず、モータ３０の回転速度ωが安定する。

次に、回転速度フィルタ処理部１５について説明する。
図４に示す回転速度フィルタ処理部１５は、角度・速度推定制御部１２ｇにより推定されたモータ３０の回転速度ωからトルク脈動による回転速度変動成分のみを含む回転速度ω’を抽出し、回転速度ωからトルク脈動以外の要因による回転速度変動を除去する。このトルク脈動以外の要因は、例えば、（ａ）コギングトルクに代表されるモータ３０の構造による回転速度変動、（ｂ）モータ制御部１２を構成するマイクロコンピュータの演算誤差を含む各制御（電流制御、速度制御）によるバラツキ、（ｃ）電流センサ３５ｖ、３５ｗ等による測定誤差によるバラツキ、（ｄ）外的要因による突発的なノイズ、が挙げられる。

図５に示すように、回転速度フィルタ処理部１５は、機能ブロックとして、抽出部の一例である第１のローパスフィルタ１５ａと、平均処理部の一例である第２のローパスフィルタ１５ｂと、波形補正部１５ｃと、を備える。

次に、図８のフローチャート、図９（ａ）〜（ｃ）及び図１０（ａ）〜（ｅ）に沿って、回転速度フィルタ処理部１５の各機能ブロックの処理内容と併せて、回転速度ωからトルク脈動による回転速度変動成分のみを含む回転速度ω’を抽出するための処理手順について説明する。

まず、角度・速度推定制御部１２ｇは、データサンプリング周期毎に、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄに基づき公知の数学モデルを利用して回転速度ωを推定し、回転速度ωの時間的変化を表す回転速度信号Ｓω１を推定する（ステップＳ１０１）。回転速度信号Ｓω１は、図１０（ａ）に模式的に示すように略正弦波をなす。

次に、角度・速度推定制御部１２ｇは、モータ３０の角度θを推定し、この推定されたモータ３０の角度θを回転速度信号Ｓω１の時間軸に関連付けて回転速度信号Ｓω２を生成する。これにより、図１０（ｂ）に示すように、１周期分の回転速度信号Ｓω２には０°〜３６０°の角度θが設定される。図９（ａ）に示すように、回転速度信号Ｓω２は、トルク脈動による回転速度変動成分と、上述したトルク脈動以外の要因による回転速度変動と含む。トルク脈動による回転速度変動成分は０°〜３６０°で一周期をなし、トルク脈動以外の要因による回転速度変動は、トルク脈動による回転速度変動成分より高い周波数を有する。

第２のローパスフィルタ１５ｂは、回転速度信号Ｓω２の突発性のランダムノイズを除去する平均化処理を行うことで回転速度信号Ｓω３を生成する（ステップＳ１０３）。詳しくは、図１０（ｃ）に示すように、第２のローパスフィルタ１５ｂは、回転速度信号Ｓω２における直近の複数周期Ｔ１〜Ｔｎ（ｎは自然数）分の信号を保持し、各周期Ｔ１〜Ｔｎの同一位置Ｐ１〜Ｐｎを平均化する、いわゆる単純移動平均を行う。この単純移動平均は、０°〜３６０°の範囲で、例えば１°間隔で行われる。これにより、図９（ｂ）に示すように、回転速度信号Ｓω３は平均化及び平滑化される。この回転速度信号Ｓω３には、依然としてコギングトルクの回転速度変動成分が含まれている。

次に、第１のローパスフィルタ１５ａは、コギングトルクの回転速度変動成分を除去し、トルク脈動による回転速度変動成分のみを抽出した回転速度信号Ｓω４を生成する（ステップＳ１０４）。これにより、図９（ｃ）に示すように、回転速度信号Ｓω４には、トルク脈動以外の回転速度変動成分が含まれない。しかし、図１０（ｄ）に示すように、第１のローパスフィルタ１５ａの性質上、回転速度信号Ｓω４は、回転速度信号Ｓω３よりも位相が遅れるとともに振幅が減少する。第１のローパスフィルタ１５ａの遮断周波数は、例えば実験等に基づき、トルク脈動による回転速度変動成分の周波数よりも高く、かつコギングトルクの回転速度変動成分の周波数よりも低く設定する。

最後に、波形補正部１５ｃは、予め設定される位相補正値Ｂ１に応じて回転速度信号Ｓω４の位相を進める。これと同時に、波形補正部１５ｃは、予め設定される振幅補正値Ｂ２に応じて回転速度信号Ｓω４の振幅を増幅させる。これにより、トルク脈動による回転速度変動成分のみを含む回転速度ω’が生成される（ステップＳ１０５）。また、回転速度信号Ｓω４の振幅Ａが振幅補正値Ｂ２だけ増幅される場合、回転速度信号Ｓω４の各信号強度値は一定の倍率Ｄ（＝（Ａ＋Ｂ２）／Ａ）で増幅される。図１０（ｅ）に示す回転速度ω’は、位相及び振幅について図１０（ａ）に示す回転速度ω（回転速度信号Ｓω１）と同一となる。また、図９（ｃ）に示すように、回転速度ω’にはトルク脈動以外の回転速度変動成分が含まれていない。この回転速度ω’がトルク制御部１３において負荷トルクＴｂ、ひいてはトルク補正電流Ｉｑ＊’の演算に利用されるため、トルク脈動以外の回転速度変動成分がトルク補正電流Ｉｑ＊’に影響が及ぶことが抑制される。これにより回転速度ωを安定させることができる。

第１のローパスフィルタ１５ａの設定に基づき位相遅れ量とゲインに応じて決まる信号強度の減衰量とを予め求める。位相補正値Ｂ１及び振幅補正値Ｂ２は、この位相遅れ量と信号強度の減衰量に基づき設定される。位相補正値Ｂ１及び振幅補正値Ｂ２は、実験等により最適な値に設定される。このように、予め記憶される位相補正値Ｂ１及び振幅補正値Ｂ２に基づき波形補正を行うことで、後述する一般的な位相進み補償を行った場合に比べて、回転速度ω’における位相と振幅をトルク脈動による負荷の変動パターンＡ４に近づけることができる。なお、図９（ｃ）の例では、最適例として、回転速度ω’がトルク脈動による負荷の変動パターンＡ４に完全に一致している。
これにて当該フローチャートが終了となる。当該フローチャートはモータ３０の駆動中において繰り返し実行される。以上が回転速度ω’を抽出するための処理手順の説明である。

次に、上記ステップＳ１０５の波形補正に代えて位相進み補償のみを行った場合について説明する。本例では、位相進み補償として、振幅を合わせた位相進み補償と、位相を合わせた位相進み補償と、を行った。
まず、振幅を合わせた位相進み補償について説明する。
例えば、図１１（ａ）に示すように、回転速度信号Ｓω４の振幅がトルク脈動による負荷の変動パターンＡ４と同一となるように位相進み補償を行った場合には、位相補償後の回転速度信号Ｓω５の振幅は変動パターンＡ４の振幅に近くなる。しかし、位相進み補償の場合、振幅を合わせるべく、まず先にゲインが決定されるため、その決定されたゲインに応じた位相進み角となってしまう。このため、位相進み補償では位相と振幅の調整の両立が困難であり、位相進み補償後の回転速度信号Ｓω５には位相遅れが位相遅れ量Ｃ１だけ残る。

また、例えば、図１１（ｂ）に示すように、回転速度信号Ｓω４の位相がトルク脈動による負荷の変動パターンＡ４と同一となるように位相進み補償を行った場合には、位相補償後の回転速度信号Ｓω６の位相は変動パターンＡ４の位相と略同一となる。しかし、位相進み補償の場合、位相を合わせるべく、まず先に位相進み角が決定されるため、その決定した位相進み角に応じたゲインとなってしまう。このため、位相進み補償では位相と振幅の調整の両立が困難であり、位相進み補償後の回転速度信号Ｓω６の振幅は変動パターンＡ４の振幅よりも振幅ずれ量Ｃ２だけ大きくなる。また、この回転速度信号Ｓω６には、第１のローパスフィルタ１５ａ及び第２のローパスフィルタ１５ｂにおいて除去されたノイズが復活する。
以上のように、上記ステップＳ１０５の波形補正により得られた回転速度ω’は上記各位相進み補償により得られた回転速度信号Ｓω５，Ｓω６に比べてトルク脈動による負荷の変動パターンＡ４に近くなる。従って、トルク脈動による回転速度変動成分のみを含む回転速度ω’を抽出するためには、波形補正が位相進み補償よりも好ましい。

（効果）
以上、説明した一実施形態によれば、以下の効果を奏する。

（１）モータ制御部１２は、モータ３０の目標回転速度Ｓω０に応じて目標ｄ軸電流Ｉｄ＊及び目標ｑ軸電流Ｉｑ＊（目標モータ電流）を決定し、モータ３０の現在のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ（現在のモータ電流）がそれぞれ目標ｄ軸電流Ｉｄ＊及び目標ｑ軸電流Ｉｑ＊，Ｉｑ＊’’(目標モータ電流)に一致するようにインバータ２０を介してモータ３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを供給することでモータ３０とともにコンプレッサ４０を駆動させる。モータ制御部１２は、モータ３０の回転速度変動を抑制するトルク補正電流Ｉｑ＊’を演算し、当該トルク補正電流Ｉｑ＊’を目標ｑ軸電流Ｉｑ＊に加算した目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’(目標モータ電流)を演算するトルク制御部１３を備える。トルク制御部１３は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ（モータ電流Ｉａ）に基づきモータ３０の出力トルクＴａを演算するモータ出力トルク演算部１３ｂと、モータ３０の回転速度ω’に基づきモータ３０の負荷トルクＴｂを演算するモータ負荷トルク演算部１３ｃと、モータ出力トルク演算部１３ｂにより演算される出力トルクＴａとモータ負荷トルク演算部１３ｃにより演算される負荷トルクＴｂとの差分値（差分トルクＴｃ）に基づきトルク補正電流Ｉｑ＊’を演算する補正トルク電流演算部１３ｆと、を備える。
この構成によれば、上述したように、コンプレッサ回転時の負荷の変動パターンが変化した場合であっても、それに合わせてリアルタイムで異なる値にトルク補正電流Ｉｑ＊’が設定される。このため、モータ３０の回転速度ωを安定させることができる。また、これによりコンプレッサ４０の振動、騒音等も低減させることができる。
また、上記構成では、無数に存在する負荷の変動パターンに応じてトルク補正電流Ｉｑ＊’を予め記憶させる必要がないため、トルク制御部１３の設計も容易であり、トルク補正電流Ｉｑ＊’を記憶させるメモリの負担も小さい。

（２）モータ制御部１２は、回転速度ωを構成する複数の回転速度変動成分のうちコンプレッサ４０の回転に伴う負荷変動により生じる回転速度変動成分のみを抽出した回転速度ω’を生成する第１のローパスフィルタ１５ａを備え、モータ負荷トルク演算部１３ｃは、第１のローパスフィルタ１５ａを経た回転速度ω’に基づきモータ３０の負荷トルクＴｂを演算する。
この構成によれば、トルク脈動により生じる回転速度変動成分以外の回転速度変動成分が補正トルク電流演算部１３ｆにおけるトルク補正電流Ｉｑ＊’の演算に影響が及ぶことが抑制される。よって、モータ３０の回転速度ωをより安定させることができる。

（３）モータ制御部１２は、第１のローパスフィルタ１５ａにより生じた回転速度信号Ｓω４の位相遅れ及び振幅の減少を戻すように、予め設定された位相補正値Ｂ１だけ回転速度信号Ｓω４の位相を進め、かつ、予め設定された振幅補正値Ｂ２だけ回転速度信号Ｓω４の振幅を増加させることで回転速度ω’を生成する波形補正部１５ｃを備える。
この構成によれば、第１のローパスフィルタ１５ａにより生じた位相遅れ及び振幅の減少がもとに戻される。よって、差分がとられる出力トルクＴａと負荷トルクＴｂの間にずれが生じることが抑制され、モータ３０の回転速度ωをより安定させることができる。

（４）モータ制御部１２は、複数の周期Ｔ１〜Ｔｎの回転速度信号Ｓω２を取得し、当該取得した複数の周期Ｔ１〜Ｔｎの間で回転速度の平均化を図る第２のローパスフィルタ１５ｂを備える。
この構成によれば、第２のローパスフィルタ１５ｂにより突発性のランダムノイズが除去される。これにより、モータ３０の回転速度ωをより安定させることができる。

（５）モータ制御部１２は、差分トルクＴｃに重畳するノイズを除去する第３のローパスフィルタ１３ｅを備える。この構成によれば、差分トルクＴｃに重畳するノイズが除去されるため、モータ３０の回転速度ωをより安定させることができる。

（６）空気調和装置１は、モータ制御部１２と、インバータ２０と、モータ３０と、スライドベーン型のコンプレッサ４０と、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を利用して室温を調整する空調部６０と、を備える。
スライドベーン型のコンプレッサ４０は、他種類のコンプレッサに比べても特に１回転中における負荷変動及び回転速度変動が大きい。この構成であっても、モータ制御部１２によってリアルタイムでトルク補正電流Ｉｑ＊’が更新されることによりモータ３０の回転速度ωを安定させることができる。

（変形例）
なお、上記実施形態は、これを適宜変更した以下の形態にて実施することができる。

上記実施形態においては、モータ制御部１２は、電流センサ３５ｖ、３５ｗの検出結果に基づきモータ３０を制御していたが、電流センサ３５ｖ、３５ｗを省略してもよい。
この場合、モータ制御部１２は、シャント抵抗１９からの電流検出信号Ｓｐ１とＰＷＭスイッチングパターンとに基づき３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元してもよい。

上記実施形態において回転速度フィルタ処理部１５は第２のローパスフィルタ１５ｂを省略してもよい。また、モータ制御部１２は回転速度フィルタ処理部１５を省略してもよい。さらに、第３のローパスフィルタ１３ｅを省略してもよい。

上記実施形態においては、モータ３０は回転角度センサレスであったが、回転角度センサが設けられていてもよい。

上記実施形態においては、コンプレッサ４０はスライドベーン型のコンプレッサであったが、この種類以外のコンプレッサであってもよく、例えば、ツインロータリー式、レシプロ式、斜板式、ダイアフラム式、ツインスクリュー式、シングルスクリュー式、スクロール式、ロータリーピストン式等であってもよい。

１ 空気調和装置
１０ 制御部
１１ 運転指令部
１２ モータ制御部
１２ａ 速度制御部
１２ｂ ｄ軸電流指令演算部
１２ｃ 電流制御部
１２ｄ 電圧変換部
１２ｅ ＰＷＭ信号生成部
１２ｇ 角度・速度推定制御部
１２ｈ 電流変換部
１２ｉ ３相電流演算部
１３ トルク制御部
１３ａ トルク脈動推定部
１３ｂ モータ出力トルク演算部
１３ｃ モータ負荷トルク演算部
１３ｄ 減算器
１３ｅ 第３のローパスフィルタ（ノイズ除去部）
１３ｆ 補正トルク電流演算部
１５ 回転速度フィルタ処理部
１５ａ 第１のローパスフィルタ（抽出部）
１５ｂ 第２のローパスフィルタ（平均処理部）
１５ｃ 波形補正部
２０ インバータ
３０ モータ
４０ コンプレッサ
５０ 電源
６０ 空調部

Claims (6)

1. モータの目標回転速度に応じて目標モータ電流を決定し、前記モータの現在のモータ電流が前記目標モータ電流に一致するようにインバータを介して前記モータの各相に交流電流を供給することで前記モータとともにコンプレッサを駆動するモータ制御装置であって、
   前記モータの回転速度変動を抑制するトルク補正電流を演算し、当該トルク補正電流を前記目標モータ電流に加算するトルク制御部を備え、
   前記トルク制御部は、
   前記モータ電流に基づき前記モータの出力トルクを演算するモータ出力トルク演算部と、
   前記モータの回転速度を表す回転速度情報に基づき前記モータの負荷トルクを演算するモータ負荷トルク演算部と、
   前記モータ出力トルク演算部により演算される前記出力トルクと前記モータ負荷トルク演算部により演算される前記負荷トルクとの差分値に基づき前記トルク補正電流を演算する補正トルク電流演算部と、を備える、
   モータ制御装置。
2. 前記モータの回転速度変動成分のうち前記コンプレッサの回転に伴う負荷変動による回転速度変動成分を前記回転速度情報として抽出する抽出部を備え、
   前記モータ負荷トルク演算部は、前記抽出部を経た前記回転速度情報に基づき前記モータの前記負荷トルクを演算する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記抽出部を経た前記回転速度情報の位相遅れ及び振幅の減少を戻すように、予め設定された位相補正値だけ前記回転速度情報の位相を進め、かつ、予め設定された振幅補正値だけ前記回転速度情報の振幅を増加させる波形補正部を備える、
   請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 複数の周期の前記回転速度情報を取得し、当該取得した前記複数の周期の間で前記回転速度情報の平均化を図る平均処理部を備える、
   ことを特徴とする請求項２又は３に記載のモータ制御装置。
5. 前記差分値に重畳するノイズを除去するノイズ除去部を備える、
   請求項１から４の何れか１項に記載のモータ制御装置。
6. 請求項１から５の何れか１項に記載のモータ制御装置と、
   前記インバータと、
   前記モータと、
   スライドベーン型の前記コンプレッサと、
   前記コンプレッサにより圧縮された冷媒を利用して室温を調整する空調部と、
   を備える、
   空気調和装置。

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