JP2023023452A - モータ制御装置及び空調機 - Google Patents

Abstract

【課題】比較的大きな負荷変動が生じることが前提のシステムに位置センサレス方式によるモータ制御を適用する際に、目標速度に高速で追従できるモータ制御装置を提供する。【解決手段】電流と電圧に基づきモータの回転速度及び電気角を推定する速度・電気角推定部と、電流と電気角とに基づき励磁電流及びトルク電流を得る座標変換部４、予測トルクを代入し、入力される速度指令と推定された速度との差分をゼロに近付けるトルク成分電流指令値を生成するトルク電流指令決定部、電力供給部が出力可能な空間電圧ベクトルに基づく複数のスイッチングパターンの夫々に応じて決まる電流変化率を含む複数の予測電流に対し、トルク成分電流指令値及び外部より入力される励磁成分電流指令値夫々に対応する予測電流との差の大きさを評価する評価関数を適用し、スイッチングパターンを選択して出力するモデル予測制御部７を備える。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、モータを位置センサレス方式で制御するモータ制御装置、及びそのモータ制御装置によりモータを制御して圧縮機を駆動する空調機に関する。

例えば、ブラシレスＤＣモータを圧縮機のモータとして使用する場合、モータの回転速度や位置を位置センサレス方式により推定し、推定した回転速度と目標回転速度とに差異があれば電流指令又は電圧指令を変化させ、モータの回転速度を目標回転速度に調整する制御を行なう場合がある。

図１５は、１シリンダ型のロータリコンプレッサの断面構造を示すが、このような圧縮機ではその機構により、図１６に示すように、コンプレッサモータの回転機械角に応じて負荷変動が発生する。この負荷変動によりモータが機械角で１回転する間に回転速度にむらが発生し、振動や騒音の発生に繋がる。モータに回転速度むらがある状態で圧縮機の運転を継続すると、例えば空調機においては冷媒等を輸送する配管にストレスがかかり、これらの寿命を低下させる。したがって、モータを回転制御する際にはトルク制御を行い、負荷変動に伴う回転速度むらの発生を抑制する必要がある。

このような目的でトルク制御を行う従来技術として、特許文献１には以下のような構成が開示されている。トルク電流、モータ定数及び圧縮機の圧縮部を含むモータの慣性モーメントから、圧縮機が発生する負荷トルクを推定する。負荷トルクが示す周期的な変動の位相を演算し、負荷トルク位相に基づいて正弦波状のトルク補正電流を決定し、モータの速度変動を減少させるようにトルク補正電流の振幅・位相を調整する。また、特許文献２には、外乱オブザーバにより推定した負荷トルクと、決定されたモータの駆動に関するパラメータとにより、トルク指令値を補償する技術が開示されている。

特許第５１７５８８７号公報 特開２０１８－９３５７２号公報

しかしながら、特許文献１及び２のような技術では、速度制御や電流制御に比例積分制御を使用しているので、電流指令や電圧指令が徐々に決定される。すなわち、フィードバック制御に過去の情報を使うことで遅れが生じ、制御応答性が低い。更に、位置センサレス方式を採用してモータの位置を推定する際には、モータ位置や速度の推定精度が低下すれば正確なトルク制御ができなくなる。したがって、トルク変動が非常に短い周期で発生する場合には、速度変動を十分に抑制できなくなるおそれがある。

そこで、比較的大きな負荷変動が生じることが前提のシステムに位置センサレス方式でのモータ制御を適用する際に、目標速度に高速で追従できるモータ制御装置、及びそのモータ制御装置を備えてなる空調機を提供する。

実施形態のモータ制御装置は、負荷を駆動するモータに交流電力を供給する電力供給部と、
前記モータの巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流供給部が出力する電圧と前記電流とに基づいて、前記モータの回転速度及び電気角を推定する速度・電気角推定部と、
前記電流と前記電気角とに基づいて、励磁電流及びトルク電流を得る座標変換部と、
永久磁石同期モータのベクトル制御座標のトルク式に基づき算出されるトルク成分電流指令値に、機械系の運動方程式に基づき算出した予測トルクを代入することで、入力される速度指令と推定された速度との差分をゼロに近付けるトルク成分電流指令値を生成するトルク電流指令決定部と、
前記電力供給部が出力可能な、空間電圧ベクトルに基づく複数のスイッチングパターンのそれぞれに応じて決まる電流変化率を含む複数の予測電流に対し、前記トルク成分電流指令値及び外部より入力される励磁成分電流指令値それぞれに対応する予測電流との差の大きさを評価する評価関数を適用することで、スイッチングパターンを選択して出力するモデル予測制御部とを備える。

また、実施形態の空調機は、
圧縮機と、
この圧縮機を駆動するモータと、
請求項１から５の何れか一項に記載のモータ制御装置とを備える。

第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図 モータ制御装置が適用される空調機の構成を示す図 評価関数を用いた各スイッチングパターンの評価をイメージ的に示す図 空間電圧ベクトルを示す図 各電圧ベクトルと相電圧との関係を示す図 ｄ軸について今回求めた電流Ｉ_ｄ（ｋ）と予測電流Ｉ_ｄ（ｋ＋１）との関係を示す図 圧縮機の実際の負荷トルク波形と、推定して得られる正弦波状の負荷トルク波形とを示す図 従来のトルク制御と本実施形態のトルク制御とについて、各信号の波形を示す図 第２実施形態であり、空間電圧ベクトルについて、メインベクトル及びサブベクトルの選択の一例を示す図 ｄ軸について今回求めた電流Ｉ_ｄ（ｋ）と予測電流Ｉ_ｄ（ｋ＋１）との関係を示す図 従来のトルク制御と本実施形態のトルク制御とについて、各信号の波形を示す図 制御内容を示すフローチャート（その１） 制御内容を示すフローチャート（その２） 制御内容を示すフローチャート（その３） １シリンダ型ロータリコンプレッサの断面構造を示す図 コンプレッサモータの回転機械角に応じて発生する負荷変動を示す図

（第１実施形態）
図１は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。電力供給部であるインバータ回路１は、図示しないが、半導体スイッチング素子である例えばＩＧＢＴを６個用い、これらを三相ブリッジ接続して構成されている。インバータ回路１の各相出力端子は、永久磁石型同期モータであるブラシレスＤＣモータ２の、例えばスター結線されている各相巻線の各端子に接続されている。

電流検出部３ｕ、３ｖ、３ｗは、インバータ回路１の出力線に設けられた例えばカレントトランスあり、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。尚、何れか二相の電流を検出して、残り一相の電流は演算で求めても良い。これらの電流検出部３ｕ、３ｖ、３ｗからの電流検出信号は座標変換部４に入力され、図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタルデータに変換される。座標変換部４は、三相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを二相の電流Ｉα、Ｉβに変換し、速度・電気角推定部である位置推定部５で推定される回転位相角θに基づいて、静止座標系の電流Ｉα、Ｉβを回転座標系のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに変換する。

トルク電流指令決定部であるｑ軸電流指令生成部６は、指令速度ω_ｒｅｆ、位置推定部５で推定されたモータの角速度の積分値ω＿Ｉ、負荷トルク、ｄ軸電流指令、モータ定数及びサンプリング周期を用いて演算を行う。そして、モータ速度ωが指令速度ω_ｒｅｆに追従するようにｑ軸電流指令Ｉ_ｑrefを生成し、モデル予測制御部７に出力する。その詳細については後述する。また、モデル予測制御部７に入力する励磁電流指令Ｉ_ｄrefは、通常はゼロに設定し、弱め界磁制御等を行う際には負の値を設定する。

モデル予測制御部７は、直流電圧Ｖ_ＤＣ、モータ速度ω、回転位相角θ、座標変換部４で変換されたｄ軸電流Ｉ_ｄ、ｑ軸電流Ｉ_ｑ、モータ定数及びサンプリング周期を用いて、インバータ回路１が出力可能な８つのスイッチングパターンを試行した時のｄ軸・ｑ軸電流Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑをそれぞれ予測する。

評価関数は、例えば、予測したｄ軸電流Ｉ_ｄと励磁電流指令Ｉ_ｄref、ｑ軸電流Ｉ_ｑとｑ軸電流指令生成部６より与えられるｑ軸電流指令Ｉ_ｑrefとが、それぞれ最も近付くことを判別するための数式である。モデル予測制御部７は、評価関数を用いた評価結果に基づいて最適なスイッチングパターンを選択し、インバータ回路１に出力する。選択したスイッチングパターンに基づく三相のデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗは、スイッチング信号生成部８によりスイッチング信号に変換されて、インバータ回路１を構成する各ＩＧＢＴのゲートに与えられる。

以上について、インバータ回路１を除く構成部分は、マイコンが実行するソフトウェア処理により実現されており、ベクトル制御及びモデル予測制御を行うモータ制御装置１０を構成している。例えばそのマイコンには、具体的には図示しないが、入出力ポート、シリアル通信回路、電流検出信号などのアナログ信号を入力するためのＡ／Ｄコンバータ、ＰＷＭ制御を行うためのタイマなどが具備されている。

図２は、モータ制御装置が適用される空調機の構成を示す。空調機２１を構成する圧縮機２２は、圧縮部２３とモータ２を同一の鉄製密閉容器２５内に収容して構成され、モータ２のロータシャフトが圧縮部２３に連結されている。そして、圧縮機２２、四方弁２６、室内側熱交換器２７、減圧装置２８、室外側熱交換器２９は、冷媒通路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機２２は、例えばロータリ型の１シリンダ型の圧縮機である。

暖房時には、四方弁２６は実線で示す状態にあり、圧縮機２２の圧縮部２３で圧縮された高温冷媒は、四方弁２６から室内側熱交換器２７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置２８で減圧され、低温となって室外側熱交換器２９に流れ、ここで蒸発して圧縮機２２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁２６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機２２の圧縮部２３で圧縮された高温冷媒は、四方弁２６から室外側熱交換器２９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置２８で減圧され、低温となって室内側熱交換器２７に流れ、ここで蒸発して圧縮機２２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器２７、２９には、それぞれファン３０、３１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器２７、２９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。

次に、本実施形態の作用の原理を、図３から図８を参照して説明する。図３に示すように、モデル予測制御部７は、第１ステップとして予測電流の算出を行い、第２ステップとして評価関数によるスイッチングパターンの選択を行う。第１ステップでは、電流変化率を用いて、各スイッチングパターンを試行した際の１制御周期後の電流を予測する。先ず、零ベクトル時のｄ軸及びｑ軸電流変化率Ｓ_ｄ０、Ｓ_ｑ０は、永久磁石同期モータの電圧方程式に基づいて次式で求めることができる。

ここで、Ｒ：巻線抵抗[Ω]、Ｌ_ｄ：ｄ軸インダクタンス[H]、Ｌ_ｑ：ｑ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｉ_ｄ：ｄ軸電流［Ａ］、Ｉ_ｑ：ｑ軸電流［Ａ］、φ：鎖交磁束［Ｗｂ］、ω：推定速度［ｒａｄ/ｓｅｃ］である。

続いて、有効ベクトル時のｄ軸及びｑ軸電流変化率Ｓ_ｄ１、Ｓ_ｑ１は、（１）式、（２）式を用いて次式で求めることができる。

ここで、Ｖ_ｄ：d軸電圧［Ｖ］、Ｖ_ｑ：ｑ軸電圧［Ｖ］である。

図４は試行するスイッチングパターンを示す、図５はスイッチングパターンとモータ三相電圧との関係を示す。８種類のスイッチングパターンＶ０～Ｖ７を順に試行し、各スイッチングパターンに対応したモータ三相電圧を生成する。そして、モータ三相電圧を回転位相角θを用いて座標変換することで、指令するｄ軸電圧Ｖ_ｄ、ｑ軸電圧Ｖ_ｑを次式で求める。但し、相対変換の場合である。ｄ軸電圧Ｖ_ｄは位置推定演算に使用される。

ｄ軸電圧Ｖ_ｄ、ｑ軸電圧Ｖ_ｑは、試行するスイッチングパターンにより変化するので、（３）式、（４）式で求められるＳ_ｄ１、Ｓ_ｑ１も変化し、演算結果は８通りとなる。図６に示すように、試行するスイッチングパターンをサンプリング周期でフルＯＮとした場合、１制御周期後の次回予測電流Ｉ_ｄ（ｋ＋１）は、今回電流Ｉ_ｄ（ｋ）と（３）式、（４）式を用いて次式で求められる。この場合、電流の予測周期は、サンプリング周期Ｔ_ｓ［ｓｅｃ］に等しい。Ｓ_ｄ１、Ｓ_ｑ１と同様に、次回予測電流Ｉ_ｄ（ｋ＋１）も試行する通電パターンの数、すなわち８通り存在する。尚、Ｖ０とＶ７の試行結果は等しく、評価関数によりどちらかが選択される。この点については後述する。
Ｉ_ｄ（ｋ＋１）＝Ｉ_ｄ（ｋ）＋Ｔ_ｓＳ_ｄ１ （７）
Ｉ_ｑ（ｋ＋１）＝Ｉ_ｑ（ｋ）＋Ｔ_ｓＳ_ｑ１ （８）

次に、第２ステップのスイッチングパターン選択を説明する。（７）式、（８）式から算出した各スイッチングパターンでの次回予測電流Ｉ_ｄ（ｋ＋１）、Ｉ_q（ｋ＋１）を用いて、次式の評価関数ｇを解く。
ｇ＝ａｇ_ｑ＋ｂｇ_ｄ （９）
ｇ_ｑ＝［｛Ｉ_ｑｒｅｆ－Ｉ_q（ｋ＋１）｝］^２ （１０）
ｇ_ｄ＝［｛Ｉ_ｄｒｅｆ－Ｉ_ｄ（ｋ＋１）｝］^２ (１１)
ここで、a、b：重み係数、ｇ_ｑ：q軸電流の評価式、ｇ_ｄ：d軸電流の評価式である。

（１０）式のｇ_ｑ及び（１１）式のｇ_ｄは、指令値と次回予測電流の差分の２乗であり、これらに重み係数a、ｂを乗じて加算した値を（９）式の評価関数ｇとしている。評価関数ｇが最小の時に次回予測電流が最も電流指令に近付くため、８種類のスイッチングパターンから最適な１つを選択できる。今回は一例として（９）式の評価関数ｇを示したが、要求されるインバータ回路１の駆動条件に応じて、評価関数を変更しても良い。例えば、インバータ回路１のスイッチング損失を低減するため、評価関数にスイッチングパターンの遷移条件を追加する。具体的には、三相の半導体スイッチング素子の状態変化の総数が１以下となるようにして、スイッチングパターンの遷移を限定しても良い。有効ベクトルＶ１～Ｖ６から零ベクトルＶ０、Ｖ７へ遷移する場合を例に説明すると、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５の場合はＶ０へ、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ６の場合はＶ７へと遷移する。インバータ回路１の最終的な出力電圧として、選択されたスイッチングパターンを１００％デューティの信号として出力する。

尚、実機において、モデル予測制御で決定されたスイッチング信号は、１制御周期後に更新・出力される。そして、そのスイッチング信号により流れる電流は、２制御周期後に検出される。よって、実機では、モデル予測制御は、１制御周期後の通電パターンを試行して２制御周期後の電流を予測し、その予測電流が今回の電流指令に最も近付くスイッチングパターンを選択することになる。

次に、ｑ軸電流指令生成部６について説明する。図１において、モデル予測制御部７には、ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆとｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆが入力されている。ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆはｑ軸電流指令生成部６で演算されるが、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆは、本実施形態ではゼロとしている。ｑ軸電流指令生成部６では、圧縮機２２の振動を低減するため、速度指令ω_ｒｅｆと推定速度ωとの差分がゼロとなるトルクを発生させるq軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆを演算する。ｑ軸電流変化指令Ｉ_ｑｒｅｆの演算式は、モデル予測制御における予測速度と予測トルクの演算式から求めており、予測速度ω（ｋ＋１）は、機械系の運動方程式から次式で表される。

ここで、J：慣性モーメント［ｋｇ・ｍ^２］、Ｄ：粘性摩擦係数［Ｎｍ/（ｒａｄ/ｓｅｃ）]、p：極対数、Ｔ_ｅ：出力トルク［Ｎｍ］、Ｔ_ｌ：負荷トルク［Ｎｍ］、ω：角速度［ｒａｄ/ｓｅｃ］である。
（１２）式を次回出力トルクＴ_ｅ（ｋ＋１）について解くと、次式が得られる。

尚、位置センサレス制御の場合、（１２）式、（１３）式の今回の速度ω（ｋ）には、推定速度ωではなく、推定速度の積分値ω＿Ｉを使用する。これを推定速度(積分)ω＿Ｉとする。モデル予測制御では、ｄ軸電圧Ｖ_ｄ、q軸電圧Ｖ_ｑがサンプリング周期毎に大きく変化するので、その結果、位置誤差情報を含むｄ軸誘起電圧Ｅ_ｄも同様に大きく変化する。したがって、推定速度ωには制御周期毎の大きな変動成分が含まれる。そこで、推定速度(積分)ω＿Ｉを用いて、ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆにサンプリング周期毎の変動成分が含まれないようにする。（１３）式において、予測速度ω（ｋ＋１）を速度指令ω_ｒｅｆに近付けるように次回出力トルクＴ_ｅ（ｋ＋１）を決定するので、（１３）式は次式のように置き換えることができる。

（１４）式で示される次回出力トルクは、速度指令と推定速度(積分)の差分がゼロになるトルクと負荷トルクとの合計値である。続いて、次回出力トルクである予測トルクは、永久磁石同期モータのベクトル制御座標のトルク式から次式で表される。
Ｔ_ｅ（ｋ＋１）
＝ｐ｛φＩ_ｑ（ｋ＋１）＋（Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ）Ｉ_ｄ（ｋ＋１）Ｉ_ｑ（ｋ＋１）｝ （１５）
（１５）式をＩ_ｑ（ｋ＋１）について解くと、次式が得られる。

（１６）式において、各予測電流Ｉ_ｑ（ｋ＋１）、Ｉ_ｄ（ｋ＋１）を、それぞれ電流指令Ｉ_ｑｒｅｆ、Ｉ_ｄｒｅｆに近付けるようにして、（１４）式を代入すると、（１６）式は次式のように置き換えられ、圧縮機２２の振動を低減するq軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆを算出できる。

（１７）式より、ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆは、速度指令と速度推定(積分)の差分がゼロとなるトルクと、負荷トルクとに基づいて算出される。前者のトルクは、上記の速度差分にゲインを掛けることで、制御量を調整可能としている。後者の負荷トルクＴ_ｌは、例えば、特許文献１のような従来技術により推定した結果を用いる。

図７に示すように、空調機の運転条件で変化する圧縮機の実際の負荷トルクに対し、従来技術を用いて負荷トルクを推定するなどして得られる、正弦波近似された負荷トルクの基本波情報をモデル予測制御に用いると、モデル誤差が生じるため、結果的に速度誤差を生じる。（１４）式では、従来技術にはない右辺第一項を加えて補償するので、（１７）式によりq軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆを決定することで、速度指令ω_ｒｅｆに推定速度ωを追従させることができる。

図８には、３０ｒｐｓ、変動負荷、制御周波数に等しいサンプリング周波数５ｋＨｚでモータを駆動した際のシミュレーション結果を示している。従来のベクトル制御及びトルク制御ではＰＩ制御を用いており、指令値に実際の推定速度や電流が徐々に追従して最終的なインバータ出力電圧が決定されるため、応答性は低い。また、ＰＷＭ信号の生成はキャリア比較方式のため、制御周波数とスイッチング周波数とは等しくなる。

一方、本実施形態のモデル予測制御は、以上に説明したように電気的・機械的なモデルを用いて指令値を直接決定するので、高応答を実現できる。制御周波数は５ｋＨｚのまま、予測した結果選択した１００％デューティの信号を、切り替えが必要なタイミングでスイッチングする。例えば、今回の駆動条件の場合、平均的なスイッチング周波数は約１ｋＨｚに低減しており、これは、パワーデバイスのスイッチング損失を低減して効率を向上できることを示している。

以上のように本実施形態によれば、インバータ回路１は、負荷として空調機２１の圧縮機２２を駆動するモータ２に交流電力を供給し、電流検出部３は、モータ２の巻線に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。位置推定部５は、インバータ回路１が出力する電圧と前記電流とに基づいて、モータ２の回転速度ω及び電気角θを推定し、座標変換部４は、電流Ｉｕ～Ｉｗと電気角θとに基づいて、励磁電流Ｉ_ｄ及びトルク電流Ｉ_ｑを得る。

ｑ軸電流指令生成部６は、モータ２のベクトル制御座標のトルク式に基づき算出されるトルク成分電流指令値に、機械系の運動方程式に基づき算出した予測トルクＴ_ｅ（ｋ＋１）を代入することで、入力される速度指令ω_ｒｅｆと推定された速度ωとの差分をゼロに近付けるトルク成分電流指令値Ｉ_ｑrefを生成する。モデル予測制御部７は、インバータ回路１が出力可能な、空間電圧ベクトルに基づく複数のスイッチングパターンのそれぞれに応じて決まる電流変化率を含む複数の予測電流に対し、トルク成分電流指令値Ｉ_ｑref及び外部より入力される励磁成分電流指令値Ｉ_ｄrefそれぞれに対応する予測電流との差の大きさを評価する評価関数を適用することで、スイッチングパターンを選択して出力する。

具体的には、モデル予測制御部７は、電気角６０度毎に設定される６つの空間電圧ベクトルに、２つのゼロベクトルを加えた８つのスイッチングパターンから１つのスイッチングパターンを選択し、且つ選択したスイッチングパターンを、スイッチング周期に対するデューティ１００％で出力する。

これにより、圧縮機２２のように、比較的大きな負荷変動が生じることが前提の空調機２１において、位置センサレス方式でモータ２を制御する際に、モータ２の速度ωを、目標速度ω_ｒｅｆに高速で追従させることができる。そして、選択したスイッチングパターンを、スイッチング周期に対するデューティ１００％で出力することで、スイッチング損失を低減できるので、総じて空調機２１の製品性能を向上させることが可能になる。

また、ｑ軸電流指令生成部６は、トルク成分電流指令値Ｉ_ｑrefを生成するパラメータとして、位置推定部５で回転速度の推定値ωを求める過程で得られる推定速度の積分値ω＿Ｉを使用するので、指令値Ｉ_ｑrefに、電流のサンプリング周期毎の変動が含まれることを回避できる。

更に、モデル予測制御部７は、評価関数ｇとして、トルク成分電流指令値Ｉ_ｑrefと対応する予測電流Ｉ_ｑ（ｋ＋１）との差の２乗値と、励磁成分電流指令値Ｉ_ｄrefと対応する予測電流Ｉ_ｄ（ｋ＋１）との差の２乗値とを加算する関数を用いるので、各スイッチングパターンの評価を妥当に行うことができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。第１実施形態の制御では、スイッチングパターンである電圧ベクトルを１つ選択してスイッチング回数を低減させたが、モータ２の電流リプルは増加しているため、第２実施形態では、電流リプルを低減するための制御を加える。そこで、第１実施形態のモデル予測制御における第１及び第２ステップに、第３ステップとして２つの電圧ベクトルを用いることに伴う各ベクトルの発生時間の算出を加える。

第１実施形態のように選択した電圧ベクトルをメインベクトルとすると、そのメインベクトルに隣り合う電圧ベクトルのどちらか一方をサブベクトルとして選択し、各ベクトルの発生時間を調整して、空間ベクトル変調で、合成された最終的な電圧ベクトルを出力する。これにより、キャリア比較方式においても、インバータ回路１は任意の電圧ベクトルを出力できるようになる。

図９は、第２実施形態の場合に出力される電圧ベクトルを示している。第１実施形態では、メインベクトルのみをフルＯＮ、即ち１００％デューティで出力した場合の電流を予測して、評価関数ｇが最小となるスイッチングパターンについて、ゼロベクトルを含む８つの電圧ベクトルから１つを選択した。第２実施形態では、スイッチングパターンはゼロベクトルを除いた６パターン（Ｖ１～Ｖ６）から選択すれば良い。この時、選択したスイッチングパターンはメインベクトルとなるので、それに対応する電流変化率Ｓ_ｄ１、Ｓ_ｑ１をＳ_{ｄ１＿ｍａｉｎ}、Ｓ_{ｑ１＿ｍａｉｎ}とする。

図９において、例えば、評価関数ｇが最小となるメインベクトルがＶ１であったとすると、サブベクトルはＶ２又はＶ６となる。電流を予測する時に、全てのスイッチングパターンの電流変化率を演算するので、サブベクトルに対応するＳ_ｄ１、Ｓ_ｑ１をＳ_{ｄ１＿ｓｕｂ}、Ｓ_{ｑ１＿ｓｕｂ}とする。

メインベクトルとサブベクトルの発生時間は、発生時間を考慮した予測電流の演算式を定義し、その連立方程式を解くことで算出できる。サブベクトルにＶ２、Ｖ６の何れを選択するかは、メインベクトルとサブベクトルの発生時間を求めることで判定できる。仮に、サブベクトルの選択を誤って発生時間を算出した場合、サブベクトルの発生時間は負の値となる。その際には、別のサブベクトルを選択し直して、再度発生時間を算出する。

次に、発生時間の演算式を導出する。先ず、図１０に示すように、メインベクトルの発生時間を考慮した場合の次回予測電流の演算式は、次式で求められる。有効ベクトルと零ベクトルそれぞれの発生時間と電流変化率に基づき、次回の電流を予測する。
Ｉ_ｄ（ｋ＋１）＝Ｉ_ｄ（ｋ）＋（Ｔ_ｓ－Ｔ_ｍａｉｎ）Ｓ_ｄ０＋Ｔ_ｍａｉｎＳ_{ｄ１＿ｍａｉｎ}
＝Ｉ_ｄ（ｋ）＋Ｔ_ｓＳ_ｄ０＋Ｔ_ｍａｉｎ（Ｓ_{ｄ１＿ｍａｉｎ}－Ｓ_ｄ０） （１８）
Ｉ_ｑ（ｋ＋１）＝Ｉ_ｑ（ｋ）＋（Ｔ_ｓ－Ｔ_ｍａｉｎ）Ｓ_ｑ０＋Ｔ_ｍａｉｎＳ_{ｑ１＿ｍａｉｎ}
＝Ｉ_ｑ（ｋ）＋Ｔ_ｓＳ_ｑ０＋Ｔ_ｍａｉｎ（Ｓ_{ｑ１＿ｍａｉｎ}－Ｓ_ｑ０） （１９）
尚、Ｔ_ｍａｉｎはメインベクトルの発生時間［ｓｅｃ］である。
（１８）式、（１９）式に、サブベクトルの発生時間と電流変化率を追加すると、次式となる。
Ｉ_ｄ（ｋ＋１）＝Ｉ_ｄ（ｋ）＋Ｔ_ｓＳ_ｄ０＋Ｔ_ｍａｉｎ（Ｓ_{ｄ１＿ｍａｉｎ}－Ｓ_ｄ０）
＋Ｔ_ｓｕｂ（Ｓ_{ｄ１＿ｓｕｂ}－Ｓ_ｄ０） （２０）
Ｉ_ｑ（ｋ＋１）＝Ｉ_ｑ（ｋ）＋Ｔ_ｓｑ０＋Ｔ_ｍａｉｎ（Ｓ_{ｑ１＿ｍａｉｎ}－Ｓ_ｑ０）
＋Ｔ_ｓｕｂ（Ｓ_{ｑ１＿ｓｕｂ}－Ｓ_ｑ０） （２１）
尚、Ｔ_subはサブベクトルの発生時間［ｓｅｃ］である。
（２０）式、（２１）式よりＴ_ｓｕｂを消去して、Ｔ_ｍａｉｎについて解くと次式が得られる。

（２２）式において、d軸及びq軸の次回予測電流Ｉ_ｄ（ｋ＋１）、Ｉ_ｑ（ｋ＋１）を、d軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆ及びq軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆに近づける様にメインベクトルの発生時間を決定するので、（２２）式を次式のように置き換えることができる。

（２３）式に第１ステップで得られた電流変化率を代入することで、メインベクトルの発生時間を求めることができる。
同様に、サブベクトルの発生時間を求める。（２１）式をＴ_ｓｕｂについて解くと、次式が得られる。

（２４）式において、q軸の次回予測電流Ｉ_ｑ（ｋ＋１）をq軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆに近づけるようにサブベクトルの発生時間を決定するので、（２４）式は次式のように置き換えることができる。

（２３）式で求めたＴ_ｍａｉｎを（２５）式に代入し、サブベクトルの発生時間を求めることができる。以上より、メインベクトルとサブベクトルの発生時間を決定でき、制御周期で割ることで、メインベクトルとサブベクトルのデューティが求まる。そして、デューティの制限処理として、以下を実施する。求めたメインベクトルとサブベクトルのデューティが負の場合は０％に設定する。メインベクトルとサブベクトルのデューティの合計値は最大１００％であり、合計値が１００％以上の場合は、メインベクトルとサブベクトルのデューティをそれぞれ合計値で割ることで補正する。以上の制限処理を実施した場合はデューティが変更されるので、変更したデューティに制御周期を掛けて、Ｔ_ｍａｉｎとＴ_ｓｕｂを再演算する。メインベクトルとサブベクトルのデューティを図９に基づき三相のデューティに振り分ければ、今回の電流指令に最も近づく１制御周期後のＰＷＭ波形を生成可能となる。

以降は、制御周期毎にモデル予測制御が繰り返される。言い換えれば、今回のＰＷＭ信号波形は前回のモデル予測制御の結果であり、前述した第１ステップで１制御周期後の次回予測電流を求める際には、第２実施形態の場合は、第１実施形態の（７）、（８）式とは異なり、電流変化率とベクトル発生時間の前回値が必要であるから（２０）、（２１）式で求める。

また、第２実施形態では、位置推定演算用のｄ軸電圧Ｖ_ｄについても、スイッチングパターンの試行時とは最終的に出力する値が異なるので、次式で再計算が必要である。但し、相対変換の場合である。

図１１にシミュレーション結果を示す。評価関数により決定したメインベクトルと、隣り合うどちらか一方のサブベクトルの発生時間を、電流指令値に予測電流が近付くように決定して、インバータが任意の電圧ベクトルを出力できるので、最適なスイッチングパターンを選択した上で、電流リプルを低減できる。

図１２から図１４は、第１、第２実施形態の制御を選択的に実行することを前提としたフローチャートである。先ず、ゼロベクトルの電流変化率Ｓ_ｄ０、Ｓ_ｑ０を（１）、（２）式で演算すると（Ｓ１）、ステップＳ３～Ｓ９の繰り返し処理において各スイッチングパターンの試行、評価を行う。試行するスイッチングパターンによる出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算し（Ｓ３）、それらの電圧より励磁電圧Ｖｄ、トルク電圧Ｖｑを演算する（Ｓ４）。

次に、有効ベクトルＶ１～Ｖ６の１つについて電流変化率Ｓ_ｄ１、Ｓ_ｑ１を（３）、（４）式で演算し（Ｓ５）、予測電流Ｉ_ｄ（ｋ＋１）、Ｉ_ｑ（ｋ＋１）を（７）、（８）式で演算する（Ｓ６）。尚、第２実施形態の制御を行なうため各相のデューティ比Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを計算する際には、電流変化率Ｓ_ｄ１、Ｓ_ｑ１を記憶しておく。それから、評価関数ｇを（９）式で演算し（Ｓ７）、演算結果を比較して評価関数ｇの最小値を選択する（Ｓ８）。今回の演算結果が暫定的に最小であれば（ＹＥＳ）、対応するスイッチングパターン、Ｖ_ｄ及びＶ_ｑ、予測電流Ｉ_ｄ（ｋ＋１）、Ｉ_ｑ（ｋ＋１）を更新する（Ｓ９）。

全てのスイッチングパターンを試行すると（Ｓ２；ＹＥＳ）、第１実施形態の制御を行なう場合は（Ｓ１０；ＹＥＳ）、選択したスイッチングパターン；メインベクトルのデューティ比を１００％に設定する（Ｓ１１）。そして、選択したメインベクトルに応じて各相のデューティ比Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを設定すると（Ｓ２３）、第１実施形態の制御を行なう場合は（Ｓ２４；ＹＥＳ）そのまま処理を終了する。尚、第１、第２実施形態の何れの制御を行なうかは、ユーザの選択設定による。

一方、第２実施形態の制御を行なう場合は（Ｓ１０；ＮＯ）、選択したメインベクトルに隣り合う２つのベクトルの一方をサブベクトルとして選択する（Ｓ１２）。そして、メインベクトルの発生時間Ｔ_ｍａｉｎ、サブベクトルの発生時間Ｔ_ｓｕｂを、それぞれ（２３）式、（２５）式で演算し（Ｓ１３、Ｓ１４）、メインベクトル及びサブベクトルのデューティ比を演算する（Ｓ１５）。サブベクトルのデューティ比が正の値であれば（Ｓ１６；ＹＥＳ）サブベクトルの選択は適切であり、デューティ比の制限処理を行なって（Ｓ１７）予測電流Ｉ_ｄ（ｋ＋１、Ｉ_ｑ（ｋ＋１）を（２０）式、（２１）式により再演算する（Ｓ１８）。それから、ステップＳ２３に移行する。

サブベクトルのデューティ比が負の値であれば（Ｓ１６；ＮＯ）、メインベクトルに隣り合う２つのベクトルの他方をサブベクトルとして選択する（Ｓ１９）。そして、ステップＳ１３～Ｓ１５と同様の処理を行なうと（Ｓ２０～Ｓ２２）、ステップＳ１７に移行する。

また、図１４に示す処理において、第２実施形態の制御を行なう場合は（Ｓ２４；ＮＯ）、選択したサブベクトルに応じて各相のデューティ比Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを設定し（Ｓ２５）、励磁電圧Ｖ_ｄを（２６）式により再演算する（Ｓ２６）。電圧Ｖ_ｄは位置センサレス制御に使用される。尚、トルク電圧Ｖ_ｑを共に求めても良いが、トルク電圧Ｖ_ｑは実際には未使用となる。

以上のように第２実施形態によれば、モデル予測制御部７は、電気角６０度毎に設定される６つの空間電圧ベクトルから１つのスイッチングパターンをメインベクトルとして選択すると、そのメインベクトルに隣り合う２つの空間電圧ベクトルの一方をサブベクトルとして選択し、スイッチング周期内において、メインベクトル及びサブベクトルそれぞれの出力時間を調整する。これにより、第１実施形態の制御よりも、電流リプルをより低減できるようになる。

（その他の実施形態）
評価関数ｇについては（９）～（１１）式に限ることなく、適宜適切な関数を選択すれば良い。
モータの負荷は、圧縮機に限らない。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１はインバータ回路、２はモータ、３は電流検出部、４は座標変換部、５は位置推定部、６はｑ軸電流指令生成部、７はモデル予測制御部、１０はモータ制御装置、２１は空調機、２２は圧縮機を示す。

Claims (6)

1. 負荷を駆動するモータに交流電力を供給する電力供給部と、
   前記モータの巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流供給部が出力する電圧と前記電流とに基づいて、前記モータの回転速度及び電気角を推定する速度・電気角推定部と、
   前記電流と前記電気角とに基づいて、励磁電流及びトルク電流を得る座標変換部と、
   永久磁石同期モータのベクトル制御座標のトルク式に基づき算出されるトルク成分電流指令値に、機械系の運動方程式に基づき算出した予測トルクを代入することで、入力される速度指令と推定された速度との差分をゼロに近付けるトルク成分電流指令値を生成するトルク電流指令決定部と、
   前記電力供給部が出力可能な、空間電圧ベクトルに基づく複数のスイッチングパターンのそれぞれに応じて決まる電流変化率を含む複数の予測電流に対し、前記トルク成分電流指令値及び外部より入力される励磁成分電流指令値それぞれに対応する予測電流との差の大きさを評価する評価関数を適用することで、スイッチングパターンを選択して出力するモデル予測制御部とを備えるモータ制御装置。
2. 前記モデル予測制御部は、電気角６０度毎に設定される６つの空間電圧ベクトルに、２つのゼロベクトルを加えた８つのスイッチングパターンから１つのスイッチングパターンを選択し、且つ選択したスイッチングパターンを、スイッチング周期に対するデューティ１００％で出力する請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記モデル予測制御部は、電気角６０度毎に設定される６つの空間電圧ベクトルから１つのスイッチングパターンをメインベクトルとして選択すると、前記メインベクトルに隣り合う２つの空間電圧ベクトルの一方をサブベクトルとして選択し、
   スイッチング周期内において、前記メインベクトル及び前記サブベクトルそれぞれの出力時間を調整する請求項１記載のモータ制御装置。
4. 前記トルク電流指令決定部は、前記トルク成分電流指令値を生成するパラメータとして、前記速度・電気角推定部で回転速度の推定値を求める過程で得られる推定速度の積分値を使用する請求項１から３の何れか一項に記載のモータ制御装置。
5. 前記評価関数として、前記トルク成分電流指令値と対応する予測電流との差の２乗値と、前記励磁成分電流指令値と対応する予測電流との差の２乗値とを加算する関数を用いる請求項１から４の何れか一項に記載のモータ制御装置。
6. 圧縮機と、
   この圧縮機を駆動するモータと、
   請求項１から５の何れか一項に記載のモータ制御装置とを備える空調機。

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