WO2017009907A1 - モータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機 - Google Patents

モータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機 Download PDF

Info

Publication number
WO2017009907A1
WO2017009907A1 PCT/JP2015/069948 JP2015069948W WO2017009907A1 WO 2017009907 A1 WO2017009907 A1 WO 2017009907A1 JP 2015069948 W JP2015069948 W JP 2015069948W WO 2017009907 A1 WO2017009907 A1 WO 2017009907A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
motor
current
load torque
value
calculating
Prior art date
Application number
PCT/JP2015/069948
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
晃弘 津村
真作 楠部
岩田　明彦
健太 湯淺
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to PCT/JP2015/069948 priority Critical patent/WO2017009907A1/ja
Priority to EP15898223.1A priority patent/EP3322087A4/en
Priority to JP2017528018A priority patent/JP6410939B2/ja
Publication of WO2017009907A1 publication Critical patent/WO2017009907A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28—Arrangements for controlling current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/15—Controlling commutation time
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/26—Power factor control [PFC]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load
    • H02P29/0241—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load the fault being an overvoltage

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device, a compressor, and an air conditioner having a function of controlling driving of various motors.
  • an inverter circuit that turns on and off a DC voltage output from a rectifier circuit at a predetermined cycle is provided.
  • an air conditioner Since the motor of the compressor constituting the air conditioner is focused on high efficiency, the compressor motor is a motor having a rare earth permanent magnet arranged in a rotor structure (hereinafter referred to as a permanent magnet synchronous motor). ) Is often used.
  • step-out the load torque of the motor suddenly fluctuates and exceeds the torque that can be output by the motor, and is out of synchronization (hereinafter referred to as step-out).
  • step-out the load torque of the motor suddenly fluctuates and exceeds the torque that can be output by the motor, and is out of synchronization
  • the present invention has been made against the background of the above-described problems.
  • a motor control device, a compressor, and an air conditioner that can continue operation while avoiding step-out when the load torque of the motor increases. The purpose is to get a chance.
  • a motor control device is a motor control device that controls a motor, and includes a load torque detection unit that detects a load torque of the motor, and a current that flows through the motor based on detection information of the load torque detection unit.
  • Current correction means for controlling the current, and the current correction means increases the current flowing through the motor as the load torque detected by the load torque detection means increases.
  • a compressor according to the present invention includes the motor controlled by the motor control device of the present invention.
  • the air conditioner according to the present invention includes the compressor according to the present invention, current detection means for detecting a current of the motor, and the motor control when a current value detected by the current detection means is equal to or greater than a current reference value. And overcurrent protection means for stopping the apparatus.
  • the current correction means increases the current flowing through the motor as the load torque detected by the load torque detection means increases. Therefore, the current correction means avoids the step-out when the motor load torque increases. Can continue.
  • FIG. 1 is a conceptual diagram showing a circuit configuration and a control block diagram of an air conditioner 100 and a motor control device 200 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a vector diagram constituting magnetic flux vector control of motor control apparatus 200 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an air conditioner 100 includes a smoothing capacitor 10, an inverter circuit 11, a current detection unit 13, a gate drive circuit 14, an overcurrent protection unit 15, and a compressor 29 having a motor 30.
  • the air conditioner 100 obtains a DC input voltage to the inverter circuit 11 by AC-DC converting the voltage of the AC power source from AC power to DC power using a diode bridge circuit or the like.
  • the smoothing capacitor 10 smoothes the pulsation of the voltage when rectified.
  • the inverter circuit 11 converts the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor 10 into an AC voltage and drives the motor 30.
  • the inverter circuit 11 includes a switching element 12 made of a semiconductor such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and a return diode element for flowing a reverse current (reflux current) when the switching element 12 is turned off. , And 6 each.
  • the switching element 12 of the inverter circuit 11 is composed of, for example, a silicon carbide element, a gallium nitride-based element, or a diamond element.
  • the output wiring of the inverter circuit 11 is connected to the motor 30, and the current detection means 13 is provided on the output wiring of the inverter circuit 11.
  • the current detection means 13 detects, for example, all phases of the three-phase current flowing through the motor 30 and outputs a voltage or current signal corresponding to the current flowing through the output wiring of the inverter circuit 11.
  • the current detection means 13 is composed of, for example, a current sensor that detects the current of the motor 30.
  • the instantaneous current value of the motor 30 detected by the current detection means 13 is digitally converted by a microcomputer or the like and taken in.
  • the current detecting means 13 detects the two-phase current flowing through the motor 30 and adds the instantaneous value of the detected two-phase current and adds the sum to ⁇ 1 to calculate the remaining one-phase current. Good. Further, the current detection means 13 may be one that detects a magnetic flux corresponding to a flowing current and converts it into a voltage as long as it generally includes a Hall element or the like.
  • the overcurrent protection unit 15 temporarily stops the operation of the air conditioner 100 when the current value detected by the current detection unit 13 exceeds a predetermined current reference value, and protects the inverter circuit 11. It has a function.
  • the motor 30 is formed of a permanent magnet synchronous motor, a phenomenon called demagnetization that weakens the permanent magnet magnetic flux of the rotor occurs when a current exceeding a certain level flows in the stator winding.
  • the motor 30 is configured by a permanent magnet synchronous motor, the loss of the inverter circuit 11 at the IGBT increases when a current exceeding a certain level flows through the stator winding.
  • the current reference value is determined according to the demagnetization level of the motor 30 from the viewpoint of suppressing the phenomenon called demagnetization described above, for example. Moreover, the said current reference value is determined from a viewpoint which suppresses that the loss in IGBT of the inverter circuit 11 becomes large, for example.
  • the overcurrent protection unit 15 temporarily stops the operation of the air conditioner 100 when the smaller one of the two current reference values is exceeded.
  • the overcurrent protection means 15 is configured by hardware using an electronic circuit or the like, or configured by means for protecting the software by performing a digital conversion process by inputting a current detection signal to a microcomputer or the like.
  • the overcurrent protection means 15 is configured by software overcurrent protection means 15, the threshold value can be freely changed and various arithmetic processes can be performed, so that the degree of freedom in design is expanded.
  • the compressor 29 is a variable capacity compressor that compresses the sucked refrigerant and discharges it as a high-temperature and high-pressure refrigerant.
  • the compressor 29 includes a motor 30.
  • the motor 30 is composed of, for example, a motor (permanent magnet synchronous motor) having a structure in which a permanent magnet is used for a rotor with high energy saving performance.
  • the condenser 31 is a heat exchanger that condenses and liquefies the refrigerant discharged from the compressor 29.
  • the decompression device 32 decompresses and expands the refrigerant condensed and liquefied in the condenser 31.
  • the evaporator 33 evaporates the refrigerant flowing out from the decompression device 32.
  • the refrigeration cycle apparatus is configured by sequentially connecting the compressor 29, the condenser 31, the decompression device 32, and the evaporator 33 through refrigerant pipes.
  • the motor control device 200 includes a coordinate conversion unit 20, a rotation speed command generation unit 21, an integration unit 22, a ⁇ -axis current command table 23, a frequency compensation unit 24, and a voltage command calculation.
  • Means 25, load torque detecting means 26, current correcting means 27, and inverse coordinate converting means 28 are provided.
  • the motor control device 200 controls the gate drive circuit 14 so as to control the motor 30 at a desired rotational speed based on the current value detected by the current detection means 13.
  • a voltage is applied between the gate and emitter terminals of the IGBT based on the signal output from the gate drive circuit 14, the collector and emitter of the IGBT are conducted, and the voltage is applied to the motor 30.
  • the motor control device 200 detects the magnetic pole phase of the permanent magnet using a magnetic flux sensor or the like, and controls the current based on the magnetic pole phase.
  • the air conditioner 100 can perform position sensorless control without using a position sensor.
  • a position sensorless control method for a permanent magnet synchronous motor a magnetic flux vector control method for controlling an output voltage so as to keep a primary magnetic flux generated by a motor constant on a predetermined axis will be described below. To do.
  • the coordinate conversion means 20 converts the three-phase alternating current flowing in the motor 30 detected by the current detection means 13 into direct current based on the phase ⁇ synchronized with the motor rotation speed.
  • the coordinate conversion means 20 outputs, based on the phase ⁇ , an excitation component current I ⁇ that generates magnetic flux generated by the motor 30 and a torque component current I ⁇ that is orthogonal to the excitation component current I ⁇ and contributes to the torque component of the motor 30.
  • the ⁇ - ⁇ axes used in this magnetic flux vector control are changed to the dq axes.
  • a control axis is generated at a position shifted by ⁇ .
  • Rotational speed command generation means 21 calculates the rotational speed command value of the motor 30 so that the air conditioner 100 obtains a desired refrigeration capacity. Further, the rotation speed command generation means 21 performs calculation so that the rotation speed of the motor 30 is increased in a state where more refrigeration capacity is required, for example, in a cooling operation in a high temperature outside air state.
  • the rotation speed command generation means 21 is constituted by, for example, a microcomputer.
  • the rotational speed command generation means 21 may control each actuator such as the rotational speed of the fan motor, the throttle opening of the decompression device 32 as well as the rotational speed of the motor 30.
  • N represents the number of rotations of the motor per minute, and its unit is [min ⁇ 1 ].
  • f is the voltage frequency applied to the motor, that is, the frequency [Hz] of the three-phase AC voltage generated by the inverter circuit 11 in the first embodiment.
  • p is the number of magnetic poles of the motor 30 (hereinafter referred to as the number of poles).
  • the rotational speed of the motor is proportional to the frequency of the inverter output voltage, and the rotational speed of the motor is inversely proportional to the number of poles. From this, it can be seen that the rotational speed of the motor can be controlled by controlling the frequency of the inverter output voltage.
  • the motor control device 200 controls the inverter circuit 11 so as to generate a voltage frequency proportional to the rotation speed command value generated by the rotation speed command generation means 21.
  • the phase ⁇ synchronized with the rotational speed of the motor 30 can be obtained by time-integrating the electrical angular velocity calculated from the command value of the rotational speed command generating means 21 described above. Is mentioned.
  • the final phase ⁇ can be obtained so that the motor 30 can be rotated more stably by using the frequency compensation means 24 described later.
  • the frequency compensation means 24 plays a role of compensating the angular velocity ⁇ so that the phase can be stably followed even when the load torque fluctuates with respect to the above-described rotation speed command value.
  • the frequency compensation means 24 performs a negative feedback operation using a value proportional to the torque component current I ⁇ so that the ⁇ - ⁇ axis that is the control axis matches the actual magnetic pole position and becomes a lagging phase, thereby compensating the frequency. To work. Thereby, step-out can be avoided without losing sight of the magnetic pole position, and the motor 30 can be rotated stably.
  • the frequency compensation gain K may be held as a table value by a microcomputer or the like so as to be an optimum value for each operation pattern.
  • the torque component current I ⁇ is a coordinate-transformed value.
  • a filtering process may be performed so that only a predetermined time constant component is effective.
  • the magnetic flux command value ⁇ * of the primary magnetic flux generated in the motor 30 and I ⁇ and I ⁇ obtained by the above-described operation, the resistance component, inductance component, induced voltage constant, and angular velocity ⁇ of the motor 30 are used.
  • the magnetic flux error ⁇ err which is the difference between the magnetic flux command value ⁇ * and the calculated primary magnetic flux ⁇ is fed back so that the total magnetic flux generated by the motor 30 becomes a predetermined reference value on the ⁇ axis.
  • a new term is added to the motor voltage equation to obtain voltage command values V ⁇ * and V ⁇ * to be generated on the ⁇ - ⁇ axes.
  • the resistance component, inductance component, induced voltage constant, and the like of the motor 30 are unique values, they are measured in advance and stored in a microcomputer or the like.
  • magnetic flux vector control is performed so as to maintain a predetermined constant magnetic flux on the ⁇ -axis.
  • the magnetic flux command value ⁇ * can be driven efficiently by measuring in advance a point at which the motor 30 operates most efficiently and holding it as a table.
  • the torque component current I ⁇ is adopted as an input value to be tabulated, and an optimum magnetic flux command value ⁇ * is created and held for each torque component current I ⁇ .
  • the rotational speed of the motor 30 may be adopted as an input value to be tabulated, and an optimum magnetic flux command value ⁇ * for the motor 30 may be created and held.
  • the calculation based on the magnetic flux command value ⁇ * may be approximated, and the magnetic flux vector control may be configured using I ⁇ as the command value.
  • the inverse coordinate conversion unit 28 Based on the voltage command value on the ⁇ - ⁇ axis obtained by the voltage command calculation unit 25, the inverse coordinate conversion unit 28 converts the two-axis DC amount into a three-phase AC amount and converts the three-phase AC voltage command value Vu. *, Vv *, Vw * are obtained.
  • the phase ⁇ used in the inverse coordinate conversion means 28 is the same phase ⁇ as that of the coordinate conversion means 20. Since the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * are three-phase sine wave voltage signals, they become PWM (Pulse Width Modulation) signals for turning on and off the IGBT elements of the inverter circuit 11.
  • the gate drive circuit 14 In order to drive the gate of the IGBT element of the inverter circuit 11, the gate drive circuit 14 amplifies the PWM signal generated from Vu *, Vv *, and Vw * to about ⁇ 15 V and generates a voltage between the gate and emitter of the IGBT. Apply.
  • the compressor is rotated at a rotational speed for obtaining a desired refrigeration capacity. 29 can be driven, and the rotational speed of the motor 30 can be controlled without using the magnetic pole position sensor of the permanent magnet synchronous motor.
  • the load torque detection means 26 since the torque component current I ⁇ increases as the load torque increases, it can be said that the state of the load torque can be detected by I ⁇ .
  • the motor 30 is configured to add a current value to the command value determined by the ⁇ -axis current command table 23, that is, by increasing I ⁇ . Control not to step out.
  • the threshold value of I ⁇ is determined so that the current correction means 27 does not operate within the normal operation range of the compressor 29 and the current correction means 27 operates when the load torque increases outside the operation range of the compressor 29. Is done.
  • the command value in the ⁇ -axis current command table 23 is not corrected within the normal operating range of the compressor 29. Therefore, it is possible to ensure high-efficiency operation within the normal operation range of the compressor 29 and to continue the operation of the air conditioner 100 so as not to step out only under high load torque conditions such as when the refrigerant is backed up. it can.
  • the normal operation range of the compressor 29 indicates, for example, an overload operation in which the load torque of the motor 30 is maximized. Further, the condition outside the operating range of the compressor 29 indicates, for example, a case where the refrigerant is liquid-backed and sucked into the compressor 29.
  • the threshold value of I ⁇ may be determined from the amount of change of I ⁇ instead of a constant value. In this way, it is possible to detect the tendency of increase in load torque at an early stage, to detect noise and the like in advance, and to operate the compressor 29 within the normal operation range.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram showing an example of a threshold setting method for the load torque detecting means 26 of the motor control device 200 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the horizontal axis in FIG. 3 defines time, and the vertical axis in FIG. 3 defines torque component current I ⁇ .
  • the threshold A is set to a maximum value of I ⁇ in the normal operation range of the compressor 29 or a value exceeding the maximum value.
  • the threshold value B is set to a maximum change amount or a value exceeding the maximum change amount of the torque component current I ⁇ generated by the torque ripple of the motor 30 within the normal operation range.
  • the values of the threshold A and the threshold B are set, for example, by measuring each value by conducting an actual machine test in advance.
  • the difference between the detection values per sampling time detected by the microcomputer or the like is used. Since it is generally known that the torque component current I ⁇ increases as the load torque of the motor 30 increases, the threshold B is set to a value whose change amount is on the + side.
  • the current correction means 27 increases the current flowing through the motor 30 as the load torque detected by the load torque detection means 26 increases.
  • the current correction unit 27 increases the current command value further from the current command value by the ⁇ -axis current command table 23 when the load torque state outside the normal operation range of the compressor 29 detected by the load torque detection unit 26 is detected. Operate.
  • the means for increasing the current command value is performed, for example, by adding a constant current command value determined in advance for each control cycle.
  • the current correction unit 27 adds the added current command value. Is controlled to return to the I ⁇ current command value obtained from the original ⁇ -axis current command table 23.
  • the motor control device 200 has a ⁇ -axis even in a state where a liquid back state in which liquid refrigerant is sucked into the compressor 29 in a low outside air state or the like occurs and the load torque rapidly increases.
  • the current command value By increasing the current command value, the current flowing through the motor 30 is increased, the motor 30 is heated, and the liquid refrigerant in the compressor 29 can be vaporized.
  • the motor control device 200 controls the motor 30, based on the load torque detection means 26 that detects the load torque of the motor 30 and the detection information of the load torque detection means 26.
  • Current correction means 27 for controlling the current flowing through the motor 30.
  • the current correction means 27 increases the current flowing through the motor 30 as the load torque detected by the load torque detection means 26 increases. For this reason, even if the motor lock failure state in the low rotation speed region of the compressor 29 is detected, the load torque detection unit 26 detects the lock state at an early stage and the current correction unit 27 operates to generate a current flowing through the motor 30.
  • the ⁇ -axis current is increased, the overcurrent protection means 15 can be operated, and the air conditioner 100 can be safely stopped before the temperature rise of the stator winding exceeds the allowable winding temperature. . Therefore, it is possible to continue the operation while avoiding the step-out when the load torque of the motor 30 increases.
  • the magnetic flux vector control has been described as an example of the position sensorless control method of the permanent magnet synchronous motor.
  • another position sensorless control method is adopted, and the compressor 29 is operated by the load torque detecting means 26.
  • the command value of each current may be corrected. Even in this case, the operation can be continued while avoiding the step-out of the motor 30.
  • Embodiment 2 unlike the first embodiment, the load torque detecting means 26 uses not the coordinate-converted I ⁇ but the effective value calculating means 26a, the unbalance calculating means 26b, and the power factor calculating means 26c. It is what I did.
  • the air conditioner 100 according to the second embodiment will be described with respect to the configuration and operation different from those of the first embodiment, and the same reference numerals will be used for the same constituent members as the air conditioner 100 of the first embodiment. Shall.
  • FIG. 4 is a conceptual diagram showing a circuit configuration and a control block diagram of the air conditioner 100 and the motor control device 200 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a vector diagram constituting magnetic flux vector control of the motor control device 200 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the motor control device 200 includes an effective value calculation unit 26a, an unbalance calculation unit 26b, and a power factor calculation unit 26c.
  • the effective value calculation means 26a calculates the effective value (RMS) of each phase current of the motor 30.
  • the calculation formula of the effective value is obtained from the result of calculating the square root with respect to the mean square value in one cycle of the alternating current as is well known.
  • the average value per cycle of alternating current it may be calculated by approximation from sampling by the control cycle of the microcomputer. If the alternating current is a sine wave, the effective value is the maximum of the instantaneous value. It is known that the value can be calculated by dividing the value by ⁇ square root over (2) ⁇ .
  • the peak hold process may be performed on the instantaneous value per cycle, and the current effective value may be obtained from the above formula.
  • the unbalance calculating means 26b calculates the unbalance amount by calculating the difference between the effective values of the respective phase currents with respect to the effective current values of the respective phases flowing through the motor 30 calculated by the effective value calculating means 26a. is there.
  • An example of the calculation method is shown below.
  • ⁇ U ⁇ V Iu (effective value)
  • ⁇ V-W Iv (effective value)-Iw (effective value)
  • ⁇ W-U Iw (RMS)-Iu (RMS)
  • the power factor calculation means 26c calculates the power factor of the motor 30. Based on the instantaneous current value of the motor 30, the unbalance amount of the current effective value of each phase, and the phase difference between the voltage phase and the current, that is, the power factor of the motor 30, the load torque increase of the motor 30 and the state when the motor 30 is locked are determined. To detect.
  • the current correction means 27 is a first reference that is predetermined in any one of the differences ⁇ U ⁇ V, ⁇ V ⁇ W, and ⁇ W ⁇ U of the current effective values of the phases calculated by the unbalance calculation means 26b. If the value is larger than the value, it is determined that the load torque of the motor 30 is increased and the motor 30 is in an abnormal state, and the motor 30 is controlled so as to add the ⁇ -axis current command value, thereby causing the motor 30 to step out. To avoid. Generally, the effective current value does not balance in each of the three phases due to the degree of noise and current distortion, and ⁇ U ⁇ V, ⁇ V ⁇ W, and ⁇ W ⁇ U do not become zero even though the motor 30 is normal.
  • the first reference value is set to be larger than the difference between the effective values of the respective phase currents in the normal operation range of the motor 30 measured in advance by an actual machine test or the like.
  • the threshold value is set so that the abnormality can be detected more reliably by measuring the unbalance amount of the effective current value when the motor 30 is actually locked.
  • the current correction unit 27 determines that the load torque of the motor 30 increases and the motor 30 is in an abnormal state.
  • the motor 30 is controlled so as to add the ⁇ -axis current command value to avoid the step-out of the motor 30.
  • the second reference value is, for example, a value equal to or lower than the minimum value of the power factor value in the normal operation range of the motor 30 measured in advance by an actual machine test or the like.
  • the power factor deteriorates when the motor 30 has a lock failure or the like.
  • the sudden change in the load torque of the compressor 29 or the motor 30 is more reliably performed. It is possible to detect the failure state.
  • the power factor can be obtained from the phase difference between the voltage and current applied to the motor 30.
  • the voltage applied to the motor 30 is the vector sum of V ⁇ and V ⁇
  • the voltage vector sum and the phase difference ⁇ v from the ⁇ - ⁇ axis may be obtained by a microcomputer or the like.
  • the ⁇ -axis and the ⁇ -axis are orthogonal to each other. Therefore, the vector sum of V ⁇ and V ⁇ can be obtained using the three-square theorem, and the phase difference of the voltage vector Can be obtained by equation (6) (FIG. 5).
  • the power factor can be obtained as COS ( ⁇ v ⁇ i).
  • the current flowing through the motor 30 is controlled based on the unbalance calculation means 26b for calculating the unbalance of the effective current value in each phase of the compressor 29 and the power factor calculation means 26c for calculating the power factor of the motor 30. May be.
  • the current correction means 27 is used when the unbalance amount of the current effective value of each phase calculated by the unbalance calculation means 26b is larger than a predetermined first reference value, or by the power factor calculation means 26c.
  • the calculated power factor is less than or equal to the second reference value, it is determined that the motor 30 is in an abnormal state, and the motor 30 is controlled so as to add the ⁇ -axis current command value, thereby causing the motor 30 to step out. May be avoided.
  • the motor control device 200 determines that the motor 30 has returned to normal rotation when, for example, the start condition of the current correction unit 27 is not satisfied. In the case of more reliably detecting that the motor 30 has returned to normal rotation, for example, the motor control device 200 determines that the motor 30 is operating normally when the calculated value of the effective value calculating means 26a is less than or equal to a predetermined value. Judge that rotation has returned. When the motor 30 returns to normal rotation, the current correction means 27 subtracts the added ⁇ -axis current command value and returns it to the normal current command value.
  • the load torque detecting unit 26 includes the effective value calculating unit 26a that calculates the current effective value of the motor 30, and the current between the three phases calculated by the effective value calculating unit 26a. And an unbalance calculating unit 26b for calculating an unbalanced amount of the effective value, and the current correcting unit 27 has a load torque when the unbalanced amount calculated by the unbalanced calculating unit 26b is larger than the first reference value. As the increase, the current flowing through the motor 30 is increased.
  • the step-out of the motor 30 is avoided when the load torque of the motor 30 changes suddenly, and even if the motor 30 is in any failure state, the overcurrent protection means 15 is operated quickly by increasing the ⁇ -axis current, The air conditioner 100 can be safely stopped, and the reliability of the device can be ensured.
  • the load torque detecting unit 26 further includes the power factor calculating unit 26c that calculates the power factor of the motor 30, and the current correcting unit 27 is calculated by the power factor calculating unit 26c.
  • the power factor of the motor 30 is less than or equal to the second reference value, the current flowing through the motor 30 is increased assuming that the load torque has increased. For this reason, the step-out of the motor 30 is avoided when the load torque of the motor 30 changes suddenly, and even if the motor 30 is in any failure state, the overcurrent protection means 15 is operated quickly by increasing the ⁇ -axis current, The air conditioner 100 can be safely stopped, and the reliability of the device can be ensured.
  • the load torque detection means 26 is an effective value calculation means 26a for calculating the effective current value of the motor 30, and an effective current value between the three phases calculated by the effective value calculation means 26a.
  • An unbalance calculating means 26b for calculating the unbalance amount and a power factor calculating means 26c for calculating the power factor of the motor 30 are further provided, and the current correcting means 27 has a first unbalance amount calculated by the unbalance calculating means 26b.
  • the step-out of the motor 30 is avoided when the load torque of the motor 30 changes suddenly, and even if the motor 30 is in any failure state, the overcurrent protection means 15 is operated quickly by increasing the ⁇ -axis current, The air conditioner can be safely stopped, and the reliability of the device can be ensured.

Abstract

モータ３０を制御するモータ制御装置２００であって、モータ３０の負荷トルクを検知する負荷トルク検知手段２６と、負荷トルク検知手段２６の検知情報に基づいてモータ３０に流れる電流を制御する電流補正手段２７と、を有し、電流補正手段２７は、負荷トルク検知手段２６が検知した負荷トルクが増加するほどモータ３０に流れる電流を増加させる。

Description

モータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機
　本発明は、各種モータの駆動を制御する機能を備えたモータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機に関するものである。
　従来から、空気調和機等に設けられる圧縮機のモータを可変速制御するために、整流回路から出力される直流電圧を所定の周期でオン・オフして交流電圧に変換するインバータ回路を備えた空気調和機があった。空気調和機を構成する圧縮機のモータは、高効率化が重視されるため、圧縮機のモータとしては、回転子構造に希土類永久磁石を内部に配置したモータ（以下、永久磁石同期モータと称する）が用いられることが多い。
　ここで従来、回転子の永久磁石の磁極位置を位置センサ等によって検出し、電流を検出した磁極位相に基づいて、永久磁石同期モータの回転数を制御する方式が提案されている。また従来、磁束センサを用いないで永久磁石同期モータの回転数を制御する方式（以後、位置センサレス制御と称する）等が提案されている（例えば特許文献１）。特許文献１に記載の位置センサレス制御は、例えば、空気調和機の圧縮機の内部が高温且つ高圧状態であるために圧縮機の内部に磁束センサを設置することができないような場合に適用される。
特開２００３－２５９６８０号公報
　しかしながら、従来の空気調和機においては、圧縮機が液冷媒を吸入した場合、モータの負荷トルクが急激に変動してモータが出力可能なトルクを超え、同期はずれ（以下、脱調と称する）という現象が発生して機器が異常停止するという課題があった。
　また、特許文献１に記載の位置センサレス制御方式を用いて、モータを制御する場合、回転子の磁極位置を直接検出していないために脱調が生じやすいという課題があった。なお、通常、液冷媒はアキュームレータに溜まるため、圧縮機が液冷媒を吸入することはないが、室外機熱交換器の霜取運転時等において、液冷媒が、アキュームレータに溜められる液冷媒の許容値を超えてアキュームレータに導入されると、圧縮機が液冷媒を吸入することで負荷トルクが急変してモータが脱調する場合がある。
　本発明は、上述のような課題を背景としてなされたものであり、モータの負荷トルクが増加した場合における脱調を回避して運転を継続させることができるモータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機を得ることを目的としている。
　本発明に係るモータ制御装置は、モータを制御するモータ制御装置であって、前記モータの負荷トルクを検知する負荷トルク検知手段と、前記負荷トルク検知手段の検知情報に基づいて前記モータに流れる電流を制御する電流補正手段と、を有し、前記電流補正手段は、前記負荷トルク検知手段が検知した負荷トルクが増加するほど前記モータに流れる電流を増加させるものである。
　本発明に係る圧縮機は、本発明のモータ制御装置によって制御される前記モータを備えたものである。
　本発明に係る空気調和機は、本発明の圧縮機と、前記モータの電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出される電流値が電流基準値以上である場合に前記モータ制御装置を停止させる過電流保護手段と、を備えたものである。
　本発明によれば、電流補正手段は、負荷トルク検知手段が検知した負荷トルクが増加するほどモータに流れる電流を増加させるため、モータの負荷トルクが増加した場合における脱調を回避して運転を継続させることができる。
本発明の実施の形態１に係る空気調和機１００及びモータ制御装置２００の回路構成及び制御ブロック図を示す概念図である。 本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置２００の磁束ベクトル制御を構成するベクトル図である。 本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置２００の負荷トルク検知手段２６の閾値設定手法の一例を示す概念図である。 本発明の実施の形態２に係る空気調和機１００及びモータ制御装置２００の回路構成と制御ブロック図を示す概念図である。 本発明の実施の形態２に係るモータ制御装置２００の磁束ベクトル制御を構成するベクトル図である。 本発明の実施の形態２に係るモータ制御装置２００の通常時におけるモータ電流と実効値を示した図である。 本発明の実施の形態２に係るモータ制御装置２００のモータロック時におけるモータ電流と実効値を示した図である。 本発明の実施の形態２に係るモータ制御装置２００のモータ欠相時におけるモータ電流と実効値を示した図である。
　以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照して説明する。ここで、図１を含む以下の図面において、同一の符号を付したものは、同一又はこれに相当するものであり、以下に記載する実施の形態の全文において共通することとする。そして、明細書全文に表わされている構成要素の形態は、あくまでも例示であって、明細書に記載された形態に限定するものではない。
実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１に係る空気調和機１００及びモータ制御装置２００の回路構成及び制御ブロック図を示す概念図である。図２は本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置２００の磁束ベクトル制御を構成するベクトル図である。
　図１に示されるように、空気調和機１００は、平滑コンデンサ１０と、インバータ回路１１と、電流検出手段１３と、ゲート駆動回路１４と、過電流保護手段１５と、モータ３０を有する圧縮機２９と、凝縮器３１と、減圧装置３２と、蒸発器３３と、を備える。空気調和機１００は、交流電源の電圧をダイオードブリッジ回路等によって交流電力から直流電力へとＡＣ－ＤＣ変換することでインバータ回路１１への直流の入力電圧を得る。
　平滑コンデンサ１０は、整流された際の電圧の脈動を平滑化するものである。インバータ回路１１は、平滑コンデンサ１０により平滑された直流電圧を交流電圧に変換してモータ３０を駆動するものである。インバータ回路１１は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体により構成されたスイッチング素子１２と、スイッチング素子１２がオフされた場合において逆向きの電流（還流電流）を流すための還流用ダイオード素子と、をそれぞれ６個ずつ備える。インバータ回路１１のスイッチング素子１２は、例えば、炭化珪素素子、窒化ガリウム系の素子、又はダイヤモンド素子によって構成される。インバータ回路１１の出力配線はモータ３０に接続されており、インバータ回路１１の出力配線には電流検出手段１３が設けられている。
　電流検出手段１３は、例えば、モータ３０に流れる三相電流の全相を検出し、インバータ回路１１の出力配線を流れる電流に応じた電圧又は電流信号を出力するものである。電流検出手段１３は、例えば、モータ３０の電流を検出する電流センサ等で構成されている。電流検出手段１３が検出したモータ３０の電流瞬時値は、マイクロコンピュータ等においてデジタル変換されて内部に取り込まれる。
　なお、電流検出手段１３は、モータ３０に流れる２相電流を検出し、検出した２相電流の瞬時値を加算して加算したものを－１倍して残りの１相電流を算出してもよい。また、電流検出手段１３は、一般的にホール素子等が内蔵されているものであれば、流れる電流に応じた磁束を検知して電圧に変換するといったものでもよい。
　過電流保護手段１５は、電流検出手段１３によって検出された電流値が予め定められた電流基準値を超えた場合に空気調和機１００の動作を一旦停止させるものであり、インバータ回路１１を保護する機能を有する。モータ３０が永久磁石同期モータで構成される場合には、固定子巻線に一定以上の電流が流れた場合に回転子の永久磁石磁束を弱める減磁と呼ばれる現象が発生する。また、モータ３０が永久磁石同期モータで構成される場合には、固定子巻線に一定以上の電流が流れた場合にインバータ回路１１のＩＧＢＴでの損失が大きくなる。
　そこで、上記電流基準値は、例えば、上述した減磁と呼ばれる現象を抑制する観点でモータ３０の減磁レベルに応じて決定される。また、上記電流基準値は、例えば、インバータ回路１１のＩＧＢＴでの損失が大きくなることを抑制する観点で決定される。過電流保護手段１５は、例えば、上述の２つの電流基準値のうち小さい方を超えた場合に、空気調和機１００の動作を一旦停止させる。
　なお、過電流保護手段１５は、電子回路等によってハードウェア的に構成するか、又はマイクロコンピュータ等に電流検出信号を入力してデジタル変換処理を行ってソフトウェア的に保護する手段で構成される。過電流保護手段１５が、ソフトウェアによる過電流保護手段１５で構成される場合には、自由に閾値を変更でき、また様々な演算処理を実施することができるため、設計の自由度が広がる。
　圧縮機２９は、吸入された冷媒を圧縮して高温及び高圧の冷媒として吐出する、可変容量の圧縮機である。圧縮機２９はモータ３０を備えている。モータ３０は、例えば、省エネ性が高い回転子に永久磁石を用いた構造を有するモータ（永久磁石同期モータ）で構成される。凝縮器３１は、圧縮機２９から吐出された冷媒を凝縮液化する熱交換器である。
　減圧装置３２は、凝縮器３１において凝縮液化された冷媒を減圧膨張するものである。蒸発器３３は、減圧装置３２から流出した冷媒を蒸発ガス化するものである。圧縮機２９と、凝縮器３１と、減圧装置３２と、蒸発器３３と、が各々冷媒配管によって順次接続されることで冷凍サイクル装置が構成される。
　図１に示されるように、モータ制御装置２００は、座標変換手段２０と、回転数指令生成手段２１と、積分手段２２と、γ軸電流指令テーブル２３と、周波数補償手段２４と、電圧指令演算手段２５と、負荷トルク検知手段２６と、電流補正手段２７と、逆座標変換手段２８と、を備える。
　モータ制御装置２００は、電流検出手段１３が検出した電流値に基づいてモータ３０を所望の回転数で制御するようにゲート駆動回路１４を制御する。ゲート駆動回路１４から出力される信号に基づいてＩＧＢＴのゲート―エミッタ端子間に電圧が印可されると、ＩＧＢＴのコレクタ―エミッタ間が導通してモータ３０に対して電圧が印可される。
　モータ制御装置２００は、例えば、モータ３０が永久磁石同期モータで構成される場合に、磁束センサ等を用いて永久磁石の磁極位相を検出し、当該磁極位相に基づいて電流を制御する。しかしながら、モータ３０のように内部が高温及び高圧状態になるような環境下において磁束センサを設置することは容易ではないため、空気調和機１００は、位置センサを用いない位置センサレス制御を行うことが多い。本実施の形態１においては、永久磁石同期モータの位置センサレス制御方式の一例として、モータで生じる一次磁束を定められた軸上に一定に保つように出力電圧を制御する磁束ベクトル制御方式について以下説明する。
　座標変換手段２０は、モータ回転速度に同期した位相θに基づいて、電流検出手段１３によって検出したモータ３０に流れる三相交流電流を直流電流に変換するものである。座標変換手段２０は、位相θに基づいて、モータ３０で発生する磁束を生成する励磁成分電流Ｉγと、励磁成分電流Ｉγに直交しモータ３０のトルク成分に寄与するトルク成分電流Ｉδと、を出力する。図２に示されるように、モータ３０の永久磁石磁束方向をｄ軸とし、ｄ軸に対して直交する軸をｑ軸とすると、本磁束ベクトル制御で用いるγ―δ軸はｄ－ｑ軸に対してΔθだけずれた位置に制御軸を生成して動作している。
　回転数指令生成手段２１は、空気調和機１００が所望の冷凍能力を得るようにモータ３０の回転数の指令値を演算する。また、回転数指令生成手段２１は、より冷凍能力を必要とするような状態、例えば高温度の外気状態での冷房運転時等において、モータ３０の回転数が大きくなるように演算する。回転数指令生成手段２１は、例えば、マイクロコンピュータ等によって構成されている。なお、回転数指令生成手段２１は、モータ３０の回転数だけでなく、ファンモータ回転数、減圧装置３２の絞り開度等各アクチュエータを制御するようにしてもよい。
　以下に、座標変換に用いるγ―δ軸で回転する位相θを得る手段について説明する。
　式（１）で示すように、モータの回転数は、モータに印可される正弦波電圧の周波数ｆに比例して変化することが知られている。
　［数１］
　Ｎ［ｍｉｎ－１］　＝　１２０×ｆ／ｐ　・・・（１）
　ここで、Ｎは１分間あたりのモータの回転数を表しており、単位は［ｍｉｎ－１］である。ｆはモータに印可される電圧周波数、すなわち本実施の形態１であればインバータ回路１１によって発生する３相交流電圧の周波数［Ｈｚ］である。ｐはモータ３０の磁極の数（以下、極数と称する）である。
　式（１）で示されるように、モータの回転数はインバータ出力電圧の周波数に比例し、モータの回転数は極数に反比例する関係となる。このことから、インバータ出力電圧の周波数を制御することでモータの回転数が制御できることが分かる。モータ制御装置２００は、回転数指令生成手段２１が生成した回転数の指令値に対し、比例した電圧周波数を発生させるようにインバータ回路１１を制御する。
　ここで、磁束ベクトル制御の特徴の一つとして、上述した回転数指令生成手段２１の指令値から演算される電気角速度を時間積分することでモータ３０の回転数と同期した位相θが得られることが挙げられる。そして、本実施の形態１では、後述する周波数補償手段２４を用いることで、さらに安定にモータ３０を回転できるよう最終的な位相θを得ることができる。
　次に周波数補償手段２４の詳細な動作について説明する。周波数補償手段２４は前述した回転数指令値に対して、負荷トルク変動時においても安定に位相追従できるように角速度ωを補償する役割を担う。
　例えば、圧縮機２９の吐出圧力が高くなってモータ３０の負荷トルクが増加した場合には、前述したトルク成分電流Ｉδも同様に増加する一方、瞬時的にみれば実際のモータ３０の磁極位相が遅れ位相となる。このとき、周波数補償手段２４は、制御軸であるγ―δ軸を実際の磁極位置に合わせて遅れ位相となるように、トルク成分電流Ｉδに比例した値を用いて負帰還動作させ周波数を補償するように動作させる。これにより、磁極位置を見失うことなく脱調を回避でき、モータ３０を安定に回転させることができる。
　また例えば、圧縮機２９の吐出圧力が低くなってモータ３０の負荷トルクが低下した場合には、モータ３０の磁極位置が進み位相となる。このとき、周波数補償量も低減することから、γ－δ軸上で制御しているモータ３０の一次磁束Φも進み位相となるため、磁極位置を見失うことなく安定にモータ３０を回転させることができる。周波数補償手段２４で行う演算式を式（２）に示す。
　［数２］
　ω　＝　２×π×ｆ　－　Ｋ×Ｉδ　・・・（２）
　ここで角速度ωは周波数補償手段２４によって補償された最終の角速度である。ｆは圧縮機回転数指令により得られるインバータ出力周波数である。Ｋはトルク成分電流Ｉδに対する周波数補償量の比例ゲインである。
　周波数補償ゲインＫを大きくすると、より過敏にトルク変動に対して追従できるが、周波数補償ゲインＫが大きすぎると、制御が不安定となるため、予め最適な値を設定しておく。この周波数補償ゲインＫは、各運転パターンに対して最適な値となるようにマイクロコンピュータ等によってテーブル値として保持しておいてもよい。またここでは、トルク成分電流Ｉδは座標変換された値を用いているが、フィルタリング処理を行い、所定の時定数成分のみ効果を出すような構成としてもよい。
　電圧指令演算手段２５では、モータ３０で発生する一次磁束の磁束指令値Φ＊と前述の動作によって得られたＩγ、Ｉδ、モータ３０の抵抗成分、インダクタンス成分、誘起電圧定数、及び角速度ωを用いて、モータ３０で発生する総磁束がγ軸上に予め定められた基準値になるように、磁束指令値Φ＊と演算された一次磁束Φとの差分である磁束誤差Φｅｒｒをフィードバックするような新たな項をモータ電圧方程式に追加し、γ－δ軸で生成すべき電圧指令値Ｖγ＊、Ｖδ＊を得る。ここでモータ３０の抵抗成分、インダクタンス成分、誘起電圧定数等は、固有の値であるため、事前に測定してマイクロコンピュータ等に保持しておく。
　本実施の形態１においては、γ軸上に所定の一定磁束を保持するように磁束ベクトル制御を行う。磁束指令値Φ＊はモータ３０が最も効率的に動作するようなポイントを予め測定しておきテーブルとして保持しておくことで、モータ３０を効率的に駆動することができる。
　例えば、テーブル化する入力値としてトルク成分電流Ｉδを採用し、各トルク成分電流Ｉδに対して最適な磁束指令値Φ＊を作成して保持するようにする。なお、テーブル化する入力値としてモータ３０の回転数を採用し、モータ３０に対して最適な磁束指令値Φ＊を作成して保持するようにしてもよい。また、一層演算を簡略化するために磁束指令値Φ＊による演算を近似して、Ｉγを指令値として磁束ベクトル制御を構成してもよい。
　本実施の形態１では、Ｉγの指令値がγ軸電流指令テーブル２３によって最適な値を予め保持された構成を一例として説明する（γ軸電流指令値Ｉγ＊を補正する電流補正手段２７についての詳細動作については後述する）。
　逆座標変換手段２８は、電圧指令演算手段２５によって得られたγ―δ軸上の電圧指令値に基づいて、２軸の直流量を三相交流量に変換して三相交流の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得る。なお、逆座標変換手段２８で用いる位相θは、座標変換手段２０と同一の位相θとなる。電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、三相正弦波電圧信号であるため、インバータ回路１１のＩＧＢＴ素子をオン・オフするためのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕａｔｉｏｎ）信号となる。ゲート駆動回路１４は、インバータ回路１１のＩＧＢＴ素子のゲートを駆動するために、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から生成されるＰＷＭ信号を±１５Ｖ程度に増幅してＩＧＢＴのゲート―エミッタ間に電圧を印可する。
　本実施の形態１では、前述した構成によりモータ３０の一次磁束を予め定められた一定の値かつγ軸上に保つように制御することで、所望の冷凍能力を得るための回転数で圧縮機２９を駆動することができ、永久磁石同期モータの磁極位置センサを用いなくてもモータ３０の回転数を制御することができる。
　次に負荷トルク検知手段２６の動作を説明する。上述したように負荷トルクが増加するにつれてトルク成分電流Ｉδが増加するため、負荷トルクの状態はＩδによって検知できるといえる。このＩδが予め定められた所定値を超えた場合に、前述のγ軸電流指令テーブル２３によって決まる指令値に対して、さらに電流値を加算するように、すなわちＩγを大きくすることでモータ３０が脱調しないように制御する。
　Ｉδの閾値は、圧縮機２９の通常の運転範囲内では電流補正手段２７が動作せず、圧縮機２９の運転範囲外において負荷トルクが大きくなった場合に電流補正手段２７が動作するように決定される。このようにＩδの閾値を決定することで、圧縮機２９の通常の運転範囲内ではγ軸電流指令テーブル２３の指令値が補正されることはない。したがって、圧縮機２９の通常運転範囲内においては高効率での運転を確保し、冷媒の液バック時等の高負荷トルク条件下のみ脱調しないように空気調和機１００の運転を継続することができる。
　なお、圧縮機２９の通常の運転範囲内とは、例えば、モータ３０の負荷トルクが最も大きくなるような過負荷運転を指している。また、圧縮機２９の運転範囲外の条件とは、例えば、冷媒が液バックして圧縮機２９に吸入された場合等を指している。
　また、Ｉδの閾値は、一定値ではなくＩδの変化量から決定するようにしてもよい。このようにすれば、事前に負荷トルクの増大の傾向を早期に検知でき、かつノイズ等を誤検知し、圧縮機２９を通常運転範囲内で動作させることができる。
　以下に、Ｉδの変化量によって負荷トルク増加を検知する手段について説明する。本制御は、例えば、マイクロコンピュータ等によって行われるものであり、マイクロコンピュータ等は、制御周期毎にＩδを演算し、現在検出しているＩδの検出値、前回値を１サンプリング時間毎にそれぞれの値をメモリに格納し、以下の式（３）のようにそれぞれの差分を算出することでＩδの変化量を求める。
　［数３］
　Ｉδ変化量＝　現在Ｉδ検出値　－　前回値　・・・（３）
　図３は本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置２００の負荷トルク検知手段２６の閾値設定手法の一例を示す概念図である。図３の横軸には時間が規定されており、図３の縦軸にはトルク成分電流Ｉδが規定されている。
　空気調和機１００が通常運転を行っている場合には、以下の２つの条件（４）及び条件（５）が同時に成立した場合、又はいずれか一方の条件を満足した場合に、圧縮機２９の運転範囲外の負荷トルクが発生したものとして、電流補正手段２７が動作する。
　［数４］
　現在Ｉδ検出値　＞　閾値Ａ　・・・（４）
　［数５］
　Ｉδ変化量　＞　閾値Ｂ　　　・・・（５）
　閾値Ａは、圧縮機２９の通常運転範囲におけるＩδの最大値又は最大値を上回る値に設定される。閾値Ｂは、通常運転範囲内におけるモータ３０のトルクリプルによって発生するトルク成分電流Ｉδの最大変化量又は最大変化量を上回る値に設定される。閾値Ａ及び閾値Ｂの値は、例えば、事前に実機試験を行うことでそれぞれの値を測定して設定されている。トルク成分電流Ｉδの変化量の算出方法については、前述のとおりマイクロコンピュータ等によって検出する１サンプリング時間あたりの検出値の差分を用いる。モータ３０の負荷トルクが増大すればトルク成分電流Ｉδも増加することが一般的に知られているため、閾値Ｂは、変化量が＋側の値が設定されている。
　次に電流補正手段２７について説明する。電流補正手段２７は、負荷トルク検知手段２６が検知した負荷トルクが増加するほどモータ３０に流れる電流を増加させるものである。電流補正手段２７は、負荷トルク検知手段２６によって検出した圧縮機２９の通常運転範囲外の負荷トルク状態のときに、γ軸電流指令テーブル２３による電流指令値からさらに電流指令値を増加させるように動作する。なお、電流指令値を増加させる手段としては、例えば、制御周期毎に予め定められた一定の電流指令値を加算することで行われる。モータ３０の負荷トルクが増加しなくなり、Ｉδが、例えば、条件（４）及び条件（５）のうち少なくとも何れかを満足しなくなった場合には、電流補正手段２７は、加算された電流指令値を減算し、元のγ軸電流指令テーブル２３から得られるＩγ電流指令値に戻す制御を行う。
　本実施の形態１に係るモータ制御装置２００は、例えば低外気状態等において液冷媒が圧縮機２９に吸入される液バック状態が発生し負荷トルクが急激に増加した状態であっても、γ軸電流指令値を増大させることによりモータ３０に流れる電流が増加してモータ３０が加熱され、圧縮機２９内の液冷媒を気化させることができる。
　なお、モータ３０が何らかの異常により回転軸が固定されるようなロック故障が発生した場合には、モータ３０に過大な電流が流れてモータ３０の固定子巻線温度が発熱する場合がある。特に、圧縮機２９の低回転数領域においてモータ３０がロック故障すると、モータ３０に印可されているインバータ出力電圧が小さいために、過電流保護手段１５が動作しない電流範囲で運転が継続される可能性がある。その結果、長時間運転を継続することで、固定子巻線の温度が許容値以上になる場合がある。
　しかしながら、本実施の形態１によれば、モータ３０を制御するモータ制御装置２００であって、モータ３０の負荷トルクを検知する負荷トルク検知手段２６と、負荷トルク検知手段２６の検知情報に基づいてモータ３０に流れる電流を制御する電流補正手段２７と、を有し、電流補正手段２７は、負荷トルク検知手段２６が検知した負荷トルクが増加するほどモータ３０に流れる電流を増加させる。このため、圧縮機２９の低回転数領域でのモータロック故障状態であっても、負荷トルク検知手段２６によってロック状態を早期に検知して電流補正手段２７が動作してモータ３０に流れる電流を増加させるため、γ軸電流が大きくなり過電流保護手段１５を動作させることができ、固定子巻線の温度上昇が巻線許容温度を超える前に空気調和機１００を安全に停止させることができる。したがって、モータ３０の負荷トルクが増加した場合における脱調を回避して運転を継続させることができる。
　なお、本実施の形態１においては、永久磁石同期モータの位置センサレス制御方式として、磁束ベクトル制御を一例として説明したが、他の位置センサレス制御方式を採用し、負荷トルク検知手段２６によって圧縮機２９の通常運転範囲外の負荷トルクを検知した場合に各電流の指令値を補正するようにしてもよい。このようにしても、モータ３０の脱調を回避して運転を継続させることができる。
　また、低外気状態などにおいて液冷媒が圧縮機２９に吸入される液バック状態が発生し負荷トルクが急激に増加した状態であっても、γ軸電流指令値を増大させることによりモータ３０に過大な電流が流れてモータ３０が加熱される。このため、冷媒の液バックを抑制することができ、モータ３０のロック故障において空気調和機１００を停止させることができる。
実施の形態２．
　本実施の形態２においては、実施の形態１とは異なり、負荷トルク検知手段２６として、座標変換されたＩδではなく、実効値算出手段２６ａ、不平衡算出手段２６ｂ、力率算出手段２６ｃを用いるようにしたものである。なお、本実施の形態２に係る空気調和機１００は、実施の形態１とは異なる構成及び動作について説明し、実施の形態１の空気調和機１００と同一の構成部材については同一の符号を用いるものとする。
　図４は本発明の実施の形態２に係る空気調和機１００及びモータ制御装置２００の回路構成と制御ブロック図を示す概念図である。図５は本発明の実施の形態２に係るモータ制御装置２００の磁束ベクトル制御を構成するベクトル図である。図４に示されるように、モータ制御装置２００は、実効値算出手段２６ａと、不平衡算出手段２６ｂと、力率算出手段２６ｃと、を備える。
　実効値算出手段２６ａは、モータ３０の各相電流の実効値（ＲＭＳ）を算出するものである。なお、実効値の演算式は、周知のとおり交流電流１周期における２乗平均値に対して平方根を算出した結果から得られる。なお、交流電流１周期あたりの平均値を算出するとき、マイクロコンピュータの制御周期によるサンプリングから近似して算出してもよいし、交流電流が正弦波であれば、実効値は、瞬時値の最大値に対して√２で除することで算出できることが知られており、１周期あたりの瞬時値に対してピークホールド処理を施し、前述の式から電流実効値を求めてもよい。
　不平衡算出手段２６ｂは、実効値算出手段２６ａによって算出されるモータ３０に流れる各相の電流実効値に対して、各相電流の実効値の差分を算出することで不平衡量を算出するものである。計算方法の一例を以下に示す。
　ΔＵ－Ｖ　＝　Ｉｕ（実効値）－Ｉｖ（実効値）
　ΔＶ－Ｗ　＝　Ｉｖ（実効値）－Ｉｗ（実効値）
　ΔＷ－Ｕ　＝　Ｉｗ（実効値）－Ｉｕ（実効値）
　通常の圧縮機２９の運転中であれば図６のように３相の電流実効値はバランスしているため、ΔＵ－Ｖ、ΔＶ－Ｗ、ΔＷ－Ｕはほぼ０Ａとなる。モータ３０がロックした状態等では、各相インダクタンスが不平衡になることでモータ３０の三相交流電流が不平衡となる（図７）。また、モータ３０とインバータ回路１１とを接続する配線、又は固定子巻線等が断線した欠相運転状態においては、各相電流実効値の不平衡量より一層が大きくなる（図８）。
　力率算出手段２６ｃは、モータ３０の力率を算出するものである。モータ３０の電流瞬時値、各相の電流実効値の不平衡量、及び電圧位相と電流の位相差すなわちモータ３０の力率に基づいて、モータ３０の負荷トルク増加、モータ３０のロック時の状態を検出する。
　電流補正手段２７は、例えば、不平衡算出手段２６ｂが算出された各相の電流実効値の差分ΔＵ－Ｖ、ΔＶ－Ｗ、ΔＷ－Ｕのうちのいずれか一つでも予め定めた第１基準値よりも大きい場合に、モータ３０の負荷トルクが増加してモータ３０が異常状態にあるものと判断して、γ軸電流指令値を加算させるようにモータ３０を制御してモータ３０の脱調を回避する。一般的にノイズや電流の歪み度合によって電流実効値が三相それぞれでバランスせず、モータ３０が正常であるにもかかわらずΔＵ－Ｖ、ΔＶ－Ｗ、ΔＷ－Ｕが０にはならないことがあるため、第１基準値は、例えば、予め実機試験等により測定されたモータ３０の通常運転範囲内での各相電流の実効値の差分よりも大きく設定する。さらに、同時に、実際にモータ３０をロックさせた場合における電流実効値の不平衡量を測定することで、より確実に異常を検知できるように閾値を設定する。
　電流補正手段２７は、例えば、力率算出手段２６ｃによって算出される力率が第２基準値以下である場合に、モータ３０の負荷トルクが増加してモータ３０が異常状態にあるものと判断して、γ軸電流指令値を加算させるようにモータ３０を制御してモータ３０の脱調を回避する。
　ここで、第２基準値は、例えば、予め実機試験等により測定されたモータ３０の通常運転範囲内での力率値の最低値以下の値である。例えば、モータ３０がロック故障した場合等に力率が悪化することが知られており、本実施の形態２のように構成することで、一層確実に圧縮機２９の負荷トルクの急変又はモータ３０の故障状態を検知することができる。
　次に、本実施の形態２において、モータ制御装置２００によって演算されるＩγ、ＩδとＶγ、Ｖδに基づいて力率を算出する方法について説明する。力率はモータ３０に印可される電圧と電流との位相差によって求めることができる。
　ここで、モータ３０に印可される電圧は、ＶγとＶδのベクトル和となることから、マイクロコンピュータ等によって電圧ベクトル和とγ―δ軸からの位相差θｖを求めればよい。また本実施の形態２による磁束ベクトル制御では、γ軸とδ軸はそれぞれ直交していることから、ＶγとＶδのベクトル和は三平方の定理を用いて求めることができ、電圧ベクトルの位相差について式（６）によって得ることができる（図５）。
　［数６］
　θｖ　＝　Ｔａｎ－１（Ｖδ／Ｖγ）　・・・（６）
　また、モータ３０に流れる電流は、ＩγとＩδの電流ベクトル和より得ることができる。このため、上述した電圧ベクトルの位相差の説明と同様にして、電流ベクトルの位相差を式（７）によって得ることができる。
　［数７］
　θｉ　＝　Ｔａｎ－１（Ｉδ／Ｉγ）　・・・（７）
　上記（６）式及び（７）式から得られたθｖとθｉの位相差をθｖ－ｉとすると、力率はＣＯＳ（θｖ－ｉ）として求めることができる。
　なお、圧縮機２９の各相における電流実効値の不平衡を算出する不平衡算出手段２６ｂと、モータ３０の力率を算出する力率算出手段２６ｃと、に基づいてモータ３０に流れる電流を制御してもよい。具体的には例えば、電流補正手段２７は、不平衡算出手段２６ｂが算出された各相の電流実効値の不平衡量が予め定めた第１基準値よりも大きい場合、又は力率算出手段２６ｃによって算出される力率が第２基準値以下である場合に、モータ３０が異常状態にあるものと判断して、γ軸電流指令値を加算させるようにモータ３０を制御してモータ３０の脱調を回避してもよい。
　なお、モータ制御装置２００は、例えば、電流補正手段２７の開始条件を満足しなくなった場合に、モータ３０が正常に回転復帰したと判断する。モータ３０が正常に回転復帰したことを一層確実に検知する場合には、例えば、モータ制御装置２００は、実効値算出手段２６ａの算出値が所定値以下となった場合に、モータ３０が正常に回転復帰したと判断する。そして、モータ３０が正常に回転復帰すると、電流補正手段２７は、加算したγ軸電流指令値を減算して通常の電流指令値に戻す。
　以上のように、本実施の形態２によれば、負荷トルク検知手段２６は、モータ３０の電流実効値を算出する実効値算出手段２６ａと、実効値算出手段２６ａによって算出される三相間の電流実効値の不平衡量を算出する不平衡算出手段２６ｂと、をさらに備え、電流補正手段２７は、不平衡算出手段２６ｂによって算出される不平衡量が第１基準値よりも大きい場合に、負荷トルクが増加したものとしてモータ３０に流れる電流を増加させる。このため、モータ３０の負荷トルク急変時においてモータ３０の脱調を回避し、またモータ３０が何らかの故障状態であっても、γ軸電流を増大させることによって過電流保護手段１５を早く動作させ、空気調和機１００を安全に停止させることが可能となり、機器の信頼性を確保することができる。
　また、本実施の形態２によれば、負荷トルク検知手段２６は、モータ３０の力率を算出する力率算出手段２６ｃをさらに備え、電流補正手段２７は、力率算出手段２６ｃによって算出されるモータ３０の力率が第２基準値以下である場合に、負荷トルクが増加したものとしてモータ３０に流れる電流を増加させる。このため、モータ３０の負荷トルク急変時においてモータ３０の脱調を回避し、またモータ３０が何らかの故障状態であっても、γ軸電流を増大させることによって過電流保護手段１５を早く動作させ、空気調和機１００を安全に停止させることが可能となり、機器の信頼性を確保することができる。
　また、本実施の形態２によれば、負荷トルク検知手段２６は、モータ３０の電流実効値を算出する実効値算出手段２６ａと、実効値算出手段２６ａによって算出される三相間の電流実効値の不平衡量を算出する不平衡算出手段２６ｂと、モータ３０の力率を算出する力率算出手段２６ｃと、をさらに備え、電流補正手段２７は、不平衡算出手段２６ｂによって算出される不平衡量が第１基準値よりも大きい場合又は力率算出手段２６ｃによって算出されるモータ３０の力率が第２基準値以下である場合に、負荷トルクが増加したものとしてモータ３０に流れる電流を増加させる。このため、モータ３０の負荷トルク急変時においてモータ３０の脱調を回避し、またモータ３０が何らかの故障状態であっても、γ軸電流を増大させることによって過電流保護手段１５を早く動作させ、空気調和機を安全に停止させることが可能となり、機器の信頼性を確保することができる。
　１０　平滑コンデンサ、１１　インバータ回路、１２　スイッチング素子、１３　電流検出手段、１４　ゲート駆動回路、１５　過電流保護手段、２０　座標変換手段、２１　回転数指令生成手段、２２　積分手段、２３　γ軸電流テーブル、２４　周波数補償手段、２５　電圧指令演算手段、２６　負荷トルク検知手段、２６ａ　実効値算出手段、２６ｂ　不平衡算出手段、２６ｃ　力率算出手段、２７　電流補正手段、２８　逆座標変換手段、２９　圧縮機、３０　モータ、３１　凝縮器、３２　減圧装置、３３　蒸発器、１００　空気調和機、２００　モータ制御装置。

Claims (11)

  1. 　モータを制御するモータ制御装置であって、
    　前記モータの負荷トルクを検知する負荷トルク検知手段と、
    　前記負荷トルク検知手段の検知情報に基づいて前記モータに流れる電流を制御する電流補正手段と、を有し、
    　前記電流補正手段は、
    　前記負荷トルク検知手段が検知した負荷トルクが増加するほど前記モータに流れる電流を増加させる
    　モータ制御装置。
  2. 　前記負荷トルク検知手段は、
    　トルク成分電流の大きさ及びトルク成分電流の変化量の少なくとも何れかに基づいて前記負荷トルクを検知する
    　請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記モータの総磁束を基準値に保つように制御を行う位置センサレス制御手段を備える
    　請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記負荷トルク検知手段は、
    　前記モータの電流実効値を算出する実効値算出手段と、
    　前記実効値算出手段によって算出される三相間の電流実効値の不平衡量を算出する不平衡算出手段と、をさらに備え、
    　前記電流補正手段は、
    　前記不平衡算出手段によって算出される前記不平衡量が第１基準値よりも大きい場合に、前記負荷トルクが増加したものとして前記モータに流れる電流を増加させる
    　請求項１～３の何れか一項に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記負荷トルク検知手段は、
    　前記モータの力率を算出する力率算出手段をさらに備え、
    　前記電流補正手段は、
    　前記力率算出手段によって算出される前記モータの力率が第２基準値以下である場合に、前記負荷トルクが増加したものとして前記モータに流れる電流を増加させる
    　請求項１～３の何れか一項に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記負荷トルク検知手段は、
    　前記モータの電流実効値を算出する実効値算出手段と、
    　前記実効値算出手段によって算出される三相間の電流実効値の不平衡量を算出する不平衡算出手段と、
    　前記モータの力率を算出する力率算出手段と、をさらに備え、
    　前記電流補正手段は、
    　前記不平衡算出手段によって算出される前記不平衡量が第１基準値よりも大きい場合又は前記力率算出手段によって算出される前記モータの力率が第２基準値以下である場合に、前記負荷トルクが増加したものとして前記モータに流れる電流を増加させる
    　請求項１～３の何れか一項に記載のモータ制御装置。
  7. 　請求項１～６の何れか一項に記載のモータ制御装置によって制御される前記モータを備えた
    　圧縮機。
  8. 　請求項７に記載の圧縮機と、
    　前記モータの電流を検出する電流検出手段と、
    　前記電流検出手段によって検出される電流値が電流基準値以上である場合に前記モータ制御装置を停止させる過電流保護手段と、を備えた
    　空気調和機。
  9. 　請求項７に記載の圧縮機と、
    　三相交流電源の整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
    　前記平滑コンデンサにより平滑された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、を備えた
    　空気調和機。
  10. 　前記インバータ回路のスイッチング素子は、
    　炭化珪素素子、窒化ガリウム系の素子、又はダイヤモンド素子によって構成される
    　請求項９に記載の空気調和機。
  11. 　請求項７に記載の圧縮機と、凝縮器と、減圧装置と、蒸発器と、が冷媒配管によって接続されて構成された冷凍サイクル回路を有する
    　空気調和機。
PCT/JP2015/069948 2015-07-10 2015-07-10 モータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機 WO2017009907A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2015/069948 WO2017009907A1 (ja) 2015-07-10 2015-07-10 モータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機
EP15898223.1A EP3322087A4 (en) 2015-07-10 2015-07-10 Motor control device, compressor, and air conditioner
JP2017528018A JP6410939B2 (ja) 2015-07-10 2015-07-10 モータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2015/069948 WO2017009907A1 (ja) 2015-07-10 2015-07-10 モータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017009907A1 true WO2017009907A1 (ja) 2017-01-19

Family

ID=57757849

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2015/069948 WO2017009907A1 (ja) 2015-07-10 2015-07-10 モータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP3322087A4 (ja)
JP (1) JP6410939B2 (ja)
WO (1) WO2017009907A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020031526A1 (ja) * 2018-08-07 2020-02-13 日本電産株式会社 駆動制御装置、駆動装置およびパワーステアリング装置
CN115095968A (zh) * 2022-07-08 2022-09-23 北京小米移动软件有限公司 转矩补偿控制方法、装置和存储介质

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001169597A (ja) * 1999-12-03 2001-06-22 Yaskawa Electric Corp 同期電動機の駆動電流直流成分の補正方法および補正装置
JP2005059786A (ja) * 2003-08-18 2005-03-10 Koyo Seiko Co Ltd 電動パワーステアリング装置
JP2005312217A (ja) * 2004-04-22 2005-11-04 Nidec Shibaura Corp ブラシレスｄｃモータの駆動装置
WO2008026270A1 (fr) * 2006-08-31 2008-03-06 Mitsubishi Electric Corporation Dispositif de commande de moteur électrique, et dispositif de commande de compresseur
JP2011200067A (ja) * 2010-03-23 2011-10-06 Toshiba Corp モータ制御装置及び電気機器
JP2012107859A (ja) * 2012-02-14 2012-06-07 Mitsubishi Electric Corp 空気調和機
JP2013204935A (ja) * 2012-03-28 2013-10-07 Mitsubishi Electric Corp 冷凍サイクル装置および室外熱源ユニット

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4641179B2 (ja) * 2004-11-25 2011-03-02 川崎重工業株式会社 同期モータの制御方法および制御装置
JP4930085B2 (ja) * 2007-02-08 2012-05-09 株式会社富士通ゼネラル 位相検出方法、位相検出装置、同期モータの制御方法、および同期モータの制御装置
US8487557B2 (en) * 2011-02-15 2013-07-16 General Electric Company Use of motor protection system to protect process operation
CN103701372B (zh) * 2012-09-27 2017-07-04 比亚迪股份有限公司 一种同步电机的失步检测方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001169597A (ja) * 1999-12-03 2001-06-22 Yaskawa Electric Corp 同期電動機の駆動電流直流成分の補正方法および補正装置
JP2005059786A (ja) * 2003-08-18 2005-03-10 Koyo Seiko Co Ltd 電動パワーステアリング装置
JP2005312217A (ja) * 2004-04-22 2005-11-04 Nidec Shibaura Corp ブラシレスｄｃモータの駆動装置
WO2008026270A1 (fr) * 2006-08-31 2008-03-06 Mitsubishi Electric Corporation Dispositif de commande de moteur électrique, et dispositif de commande de compresseur
JP2011200067A (ja) * 2010-03-23 2011-10-06 Toshiba Corp モータ制御装置及び電気機器
JP2012107859A (ja) * 2012-02-14 2012-06-07 Mitsubishi Electric Corp 空気調和機
JP2013204935A (ja) * 2012-03-28 2013-10-07 Mitsubishi Electric Corp 冷凍サイクル装置および室外熱源ユニット

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3322087A4 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020031526A1 (ja) * 2018-08-07 2020-02-13 日本電産株式会社 駆動制御装置、駆動装置およびパワーステアリング装置
US20210229735A1 (en) * 2018-08-07 2021-07-29 Nidec Corporation Drive controller, drive unit, and power steering
US11496077B2 (en) 2018-08-07 2022-11-08 Nidec Corporation Drive controller, drive unit, and power steering
CN115095968A (zh) * 2022-07-08 2022-09-23 北京小米移动软件有限公司 转矩补偿控制方法、装置和存储介质

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2017009907A1 (ja) 2018-02-22
EP3322087A1 (en) 2018-05-16
EP3322087A4 (en) 2018-07-11
JP6410939B2 (ja) 2018-10-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6333563B2 (ja) インバータ制御装置およびそれを用いた冷凍装置
WO2016002074A1 (ja) 電力変換装置、除湿機、空調装置および冷凍装置
JP7105961B2 (ja) モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
CN113615025B (zh) 驱动装置以及空气调节装置
JP2002247876A (ja) インバータ装置、圧縮機制御装置、冷凍・空調装置の制御装置、モータの制御方法、圧縮機、冷凍・空調装置
US11473789B2 (en) Outdoor unit for a refrigeration cycle apparatus and refrigerating cycle device
JPWO2006075742A1 (ja) ヒートポンプ応用機器
JP6410939B2 (ja) モータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機
JP2009153247A (ja) モータ駆動制御装置、モータ駆動制御方法及び座標変換方法、並びに換気扇、液体用ポンプ、送風機、冷媒圧縮機、空気調和機及び冷蔵庫
JP6929434B2 (ja) 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP2010226842A (ja) ブラシレスｄｃモータの制御方法およびブラシレスｄｃモータの制御装置
US20210203256A1 (en) Motor driver and refrigeration cycle equipment
WO2014155622A1 (ja) ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機
WO2014049867A1 (ja) ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機
CN112219350B (zh) 马达驱动装置、马达驱动装置的控制装置、马达驱动装置的控制方法以及空气调节机
JP2012165582A (ja) モータ制御装置
JP2006136167A (ja) 電力変換装置、電力変換装置の制御方法及び空気調和装置
WO2023162106A1 (ja) モータ駆動装置及び冷凍サイクル装置
WO2023095311A1 (ja) 電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP7217833B1 (ja) モータ駆動装置、電気定数測定方法および冷凍機器
CN112272917B (zh) 电机驱动装置及制冷循环应用设备
JP2010288348A (ja) 同期モータの制御装置とそれを用いた冷凍装置および空調装置
JP7150137B2 (ja) モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP2007155155A (ja) 膨張機を用いた冷凍サイクル装置
JP2017070049A (ja) ブラシレスｄｃモータの制御方法、及びインバータ装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 15898223

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2017528018

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2015898223

Country of ref document: EP