JP6364205B2 - アクティブフィルタ、モータ駆動装置、圧縮機及びこれらを用いた冷凍装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源の電流高調波を抑制するアクティブフィルタ、モータ駆動装置、圧縮機及びこれらを用いた冷凍装置に関する。

交流電源から受電の整流装置やモータ駆動装置等から発生する電源高調波が変電用変圧器や電力コンデンサ等の電力設備や制御装置等に種々の影響を与えことが知られている。
これらの装置から発生する電源高調波を抑制するため、上記負荷と並列に接続され、高調波電流を補償するアクティブフィルタが用いられている。

特開２００６−２５５８７号公報 特許４９０９８５７号公報

平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」

一般的に、アクティブフィルタは、並列する負荷（補償対象）の入力電流を検出し、高調波成分を分離して、逆相の高調波電流（補償電流）を出力するように制御されている。
逆相の高調波電流を出力するために、アクティブフィルタの制御には、交流電源の電圧位相、電源周波数、相順及びアクティブフィルタの出力電流など情報が必要である。

しかし、交流電源の電圧位相を検出するために、交流変圧器や電圧センサなど部品が必要となる他、検出回路の配線、電源との電気絶縁を図るための絶縁手段（フォトカプラなど）及び制御部のＡ／Ｄ変換器や入力ポートなどが必要となり、制御装置が複雑化になる。また、これらの部品の故障により、装置信頼性が低下の懸念もある。

交流電源の電圧位相を検出せず、三相ＰＷＭコンバータの制御法として、平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」は、起動時のＰＷＭコンバータを適当な位相でスイッチング動作を行い、そこで得られる電圧と電流情報を用いて電源電圧位相を推定する方式が提案されている。

また、特許文献２（特開２００６−２５５８７号公報）は、ＰＷＭコンバータ起動前に、電源電圧のゼロクロス信号を検出し、ＰＬＬ制御部を用いて制御系位相を再現して、ＰＷＭコンバータ起動後に、電源電圧位相センサレス制御に切り替える方式を開示している。この方式によれば、起動後の制御に電源位相センサが要らないが、起動時の位相情報を検出するために、電源電圧のゼロクロス信号検出回路とＰＬＬ制御部が必要である。

更に、ＰＷＭコンバータ起動前に、直流負荷がある場合、ダイオード整流電流から電源位相や周波数を推定する方法も開示されている（特許文献２）。
しかし、これらの方法は主にＰＷＭコンバータに適用されている。アクティブフィルタに適用する電圧／位相センサレス制御法は開示されていない。

そこで本発明は、交流電源の電圧センサや位相センサを用いないことにより装置の小型化及びコスト低減を図り、電源周波数、電源位相、又は相順を推定し、アクティブフィルタの起動及び通常動作を可能とすることを目的とする。

上記目的を達成するために本発明は、「複数の半導体素子を有し、交流電源に負荷と並列に接続される交流／直流変換回路と、前記負荷の入力電流を検出する手段と、前記交流／直流変換回路を制御する制御部を備えたアクティブフィルタにおいて、前記制御部は、前記交流／直流変換回路の前記半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ動作をさせる前に、前記交流電源の電圧又は位相を検出する検出センサ及び検出回路を使用することなく、前記負荷の入力電流の検出信号から、前記交流電源の位相、周波数、又は相順の少なくとも一つを推定し、推定した前記交流電源の位相、周波数、又は相順に基づいて、前記交流／直流変換回路の前記半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を動作させること」を特徴とする。

本発明によれば、交流電源の電圧センサや位相センサを用いないことにより装置の小型化及びコスト低減を図り、電源周波数、電源位相、又は相順を推定し、アクティブフィルタの起動及び通常動作が可能となる。上記した本発明の解決手段及びその効果については、以下の実施例において詳細に説明する。

本発明の第１の実施例を示すアクティブフィルタの構成図。 本発明の第１の実施例のアクティブフィルタの制御ブロック図。 高調波分離部の内部構成図。 電流制御の詳細構成の一例。 電源の実位相座標軸と制御座標軸の説明図。 負荷電流信号による制御周波数及び位相の調整ブロック図。 本発明の制御位相の推定効果を示す一例の電流と位相変動波形。 本発明の第２の実施例を示すモータ駆動装置の構成図。 本発明の第３の実施例を示すモータ駆動装置と圧縮機の構成図。 本発明の第４の実施例を示す冷凍機器の構成図。

以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。

（全体の構成）
図１は本発明の第１の実施例の高調波電流を発生する負荷１０と、交流電源に負荷と並列に接続され、負荷１０の入力電流に含まれる高調波成分を相殺する補償電流を出力するアクティブフィルタの構成を示す図である。

図１に示す通り、アクティブフィルタは、交流電源１にノイズフィルタ２とリアクトル３を介し、負荷１０と並列に接続された交流／直流変換回路４を備える。交流／直流変換回路４は、交流側がノイズフィルタとリアクトルを介して交流電源に接続され、直流側の直流端子間に平滑コンデンサ５が接続される。また交流／直流変換回路４を制御する制御部６と、交流／直流変換回路４の直流母線電流を検出する電流検出回路（抵抗）７と平滑コンデンサ５の電圧を検出する電圧検出回路（分圧抵抗）８と、負荷１０の入力電流を検出する負荷入力電流検出手段（電流検出回路９ａ、９ｂ）から構成されている。

交流／直流変換回路４は、六つの半導体素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど）から図１に示すように構成されている。尚、制御部６は、マイクロコンピュータ（ＭＣＵ）もしくはデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等の半導体演算素子を用いている。

（制御系の構成）
図２に、前記アクティブフィルタの制御部６の機能を示す機能ブロック図を示す。

（高調波分離）
高調波分離部１１は、負荷１０の入力電流を検出する電流検出回路９ａ、９ｂからの負荷電流信号（ｉ_Luとｉ_Lv）が入力され、この負荷電流信号（ｉ_Luとｉ_Lv）から電源周波数（基本波）成分を取り除いて、高調波成分（ｉ_Lhu、ｉ_Lhv、ｉ_Lhw）を出力する。

（直流電圧制御）
電圧制御部１２は、平滑コンデンサ５の両端電圧を制御するために、電圧検出回路８からの直流電圧信号（Ｅ_d）と直流電圧指令値（Ｅ_d ^*）との偏差を算出し、有効電流指令値（ｉ_qc ^*）を作成する。

（電流検出）
電流再現部１３は、直流母線電流を検出する電流検出回路（抵抗）７の検出信号（ｉ_sh）を用いて、アクティブフィルタの交流電流（ｉ_u、ｉ_v、ｉ_w）を算出する。なお、電流再現１３内の処理はインバータ制御など応用において開示された周知技術であるため、ここでの詳細な説明は省略する。また、この実施例においては、コストを低減するために、直流母線電流から交流電流を再現する方式を採用しているが、電流センサなどの手段を用いて交流電流を検出しても良い。

（指令電圧演算処理）
電流制御部１４では、電流指令値としている負荷電流から分離された高調波成分（ｉ_Lhu、ｉ_Lhv、ｉ_Lhw）と、再現された交流電流（ｉ_u、ｉ_v、ｉ_w）を用いて、三相電圧指令（Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*）を算出する。そしてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御部２２において、算出された三相電圧指令を用いて、各半導体素子のオン・オフ制御信号を出力する。

（高調波分離の詳細）
図３は、高調波分離部１１のさらに内部の機能ブロック構成の一例を示している。まず、負荷電流信号（ｉ_Lu、ｉ_Lv）を算出された制御位相（θ_c）により、ｕｖｗ／ｄｑ変換部１１ａで制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）に変換して、ｉ_Ldとｉ_Lqを算出する。次に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１ｂで、算出されたｉ_Ldとｉ_Lqの高調波成分を取り除いて直流成分を抽出する。なお、上記のローパスフィルタ（ＬＰＦ）の代わりに、周期平均処理或いは移動平均処理を利用して、直流成分を抽出しても良い。

そして抽出されたｄｃ−ｑｃ軸の直流成分をｄｑ／ｕｖｗ変換部１１ｃで再度、三相交流座標へ変換して、負荷電流の基本波成分を算出する。また、平滑コンデンサ５の電圧は、交流電源からアクティブフィルタへの有効電流成分により制御できる。そのため、ｄｑ／ｕｖｗ変換１１ｃの入力に、有効電流指令値（ｉ_qc ^*）を加算する。最後に、負荷電流から基本波成分を減算して、有効電流指令を含んだ高調波電流（ｉ_Lhu、ｉ_Lhv、ｉ_Lhw）を算出する。

（指令電圧演算）
図４は、電流制御部１４のさらに内部の機能ブロック構成の一例を示している。高調波分離部１１により算出された高調波成分（ｉ_Lhu、ｉ_Lhv、ｉ_Lhw）と電流再現部１３で算出された交流電流（ｉ_u、ｉ_v、ｉ_w）の電流誤差を比例積分（ＰＩ）制御部１４ａ、１４ｂ、１４ｃに入力して、交流電流を制御するための電圧指令（ΔＶ_u ^*、ΔＶ_v ^*、ΔＶ_w ^*）を作成する。また、制御位相（θ_c）を用いてｄｑ／ｕｖｗ変換部１４ｄから三相の交流電源電圧信号（Ｅ_u、Ｅ_v、Ｅ_w）を算出して、前記電圧指令（ΔＶ_u ^*、ΔＶ_v ^*、ΔＶ_w ^*）との加算により、三相電圧指令（Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*）を算出する。

（制御位相）
ここで本実施例においては、交流電源の電圧センサや位相センサを用いることなく、交流／直流変換回路４の半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ動作をさせる前に、電源周波数及び位相推定部２３により交流電源７の電源周波数、位相、又は相順の少なくとも一つを推定する。そして制御部６は、推定した交流電源７の電源周波数、位相、又は相順に基づいて、交流／直流変換回路４の半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ動作をさせる。これにより交流電源の電圧センサや位相センサを用いないで低コスト化、あるいは装置の小型化を図ることができるものである。なお、アクティブフィルタが動作時の制御位相（θ_c）は、図２の位相演算部１７を用いて積分演算により算出する。

アクティブフィルタの起動前の交流電源７の電源周波数、制御位相初期値（θ_c0）と相順の推定手段と動作中の制御位相の調整方法を以下に説明する。なお、図５に示す通り、本実施例では、交流電源の実位相をｄ−ｑ座標、制御部６の制御位相をｄｃ−ｑｃ座標で表記する。また、二つの座標軸の位相差をΔθ_cと表記する。

（起動条件）
まず、本実施例のアクティブフィルタの起動条件（前提条件）について説明する。この起動条件としては、起動前に、補償対象となる負荷がすでにあることを前提とし、アクティブフィルタの主回路のダイオード整流動作により平滑コンデンサ５への充電動作をしているものとする。言い換えると、アクティブフィルタの起動条件は、負荷が起動した後ということになる。また、負荷が所定値以下になる場合、高調波電流が小さいため、アクティブフィルタが動作停止とする。例えば、空気調和機に適用する場合は、空気調和機が先に起動して、空気調和機への電源電流が所定値（実効値約３〜５Ａ）以上になった場合、アクティブフィルタを起動させる。逆に、空気調和機への電源電流が所定値（実効値約２〜３Ａ）以下になった場合、アクティブフィルタを停止させる。

（電源周波数、制御位相初期値、相順の推定方法）
以下においては、アクティブフィルタが起動する前に、つまり半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ動作をさせる前に交流電源の電圧センサや位相センサを用いることなく、負荷電流の検出信号（ｉ_Luとｉ_Lv）から交流電源７の電源周波数、制御位相初期値（θ_c0）、相順及び負荷電流の有効値の推定方法について説明する。

図６は、交流電源７の電源周波数及び位相推定部２３のさらに内部の機能ブロック構成を示す。本実施例においては、この電源周波数及び位相推定部２３のループを繰り返すことにより、交流電源７の電源周波数、位相、相順を推定するものである。まずｕｖｗ／ｄｑ変換部２３ａにより負荷電流の検出信号（ｉ_Luとｉ_Lv）を交流／直流変換回路４の制御位相初期値（θ_c0）を用いて、回転座標（ｄｃ−ｑｃ軸座標）の電流へ変換し、ｄｃ−ｑｃ軸電流成分（ｉ_Ld、ｉ_Lq）を求める。なお、このループの動作前の最初の制御位相初期値（θ_c0）は不明であるため、適当に設定すれば良い。

ここで、負荷電流には、例として図７に示すダイオード整流回路の入力電流（図７の波形３０）のように、多くの高調波電流成分を含んでいるので、ｄｃ軸電流（ｉ_Ld）のリップル成分が大きい（図７の波形３１参照）。そのため、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３ｂを使って、回転座標（ｄｃ−ｑｃ軸座標）の電流のｄｃ軸電流（ｉ_Ld）の直流成分を抽出する。当然、上記のローパスフィルタ（ＬＰＦ）の代わりに、周期平均処理或いは移動平均処理を利用しても良い。

そして本実施例においては、ｄｃ軸電流の直流成分と参考値ｉ_Ld0 ^*との電流誤差がなくなるように補償器２３ｃを用いて、周波数の調整分（Δω_s）を算出することにより交流電源７の位相、周波数、又は相順の少なくとも一つを推定するものである。具体的には以下に説明する。

ここで一般的に、負荷電流には高調波電流成分以外に基本波の無効電流もある。例えば、三相ダイオード整流器のＤＰＦ（Ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ）値が約０．９２〜０．９６である。そのため、ｕｖｗ／ｄｑ変換部２３ａからのｄｃ軸電流の直流成分が０ではなく、負荷特性や交流電源のインダクタンス値及び負荷電流の大きさにより変わる。一般的に、直流成分参考値ｉ_Ld0 ^*は、下記式により計算できる。 ｉ_Ld0 ^*＝（１−ＤＰＦ）×負荷電流実効値
ここで、ＤＰＦ値は約０．９２〜０．９６であり、事前に試験データや回路パラメータより求められるものである。

次に、電源周波数の初期設定値（ω_s0）に周波数の調整分（Δω_s）を加算することで、交流／直流変換回路４の制御周波数（ω_s＝ω_s0＋Δω_s）を算出する。なお、起動前の最初の電源周波数の初期設定値（ω_s0）は不明であるため、５５［Ｈｚ］もしくは５０［Ｈｚ］〜６０［Ｈｚ］の範囲で適当な値を設定して構わない。

最後に算出した交流／直流変換回路４の制御周波数（ω_s）を積分器２３ｄに通すことにより、制御位相初期値（θ_c0）を出力する。また、出力された制御位相初期値（θ_c0）は、ｕｖｗ／ｄｑ変換部２３ａに戻して使用される。

図６の電源周波数及び位相推定部２３による制御を繰り返すことにより、ｄｃ軸電流の直流成分を所定値に収束させることができると同時に、制御周波数（ω_s）も所定値に収束させることができるため、したがって、電源周波数の推定を行うことが可能となる。なお、商用電力系統には、周波数が５０Ｈｚと６０Ｈｚの電源があり、これの判別が可能となるものである。ここで、ｄｃ軸電流の直流成分の収束判定は、電源１周期間の最大値と最小値との差が所定値（約負荷電流実効値の１０％以下）より小さくなることで判断することができる。

ここで、補償器２３ｃが積分補償器もしくは比例積分補償器（ＰＩ補償器）を採用すれば、周波数誤差の定常偏差を更に低減できる。周波数の推定精度が高いため、制御マイコンの発振器クロック誤差や電源周波数の変動がある場合、その影響を抑えることができる。

図７に、上述した電源周波数及び位相推定部２３のシミュレーション結果を示す。初期条件として、電源の実位相と制御位相の初期誤差を−９０°、電源周波数の初期設定値（ω_s0）を５５Ｈｚ（電源周波数が５０Ｈｚ）に設定した。

図７に示すシミュレーション結果から判るように、図６に示す閉ループの調整により、約０．５秒経過後に、ｄｃ軸電流の直流成分（波形３３）が所定値（＝３Ａ）に収束すると同時に、制御位相（波形３４）が電源位相（波形３５）と一致するように調整され、位相誤差（波形３６）がほぼ０まで減少した。また、制御周波数（ω_s）（波形３７）は、初期設定値（ω_s ^*）が５５Ｈｚに設定されていることにもかかわらず、電源周波数（＝５０Ｈｚ）と一致するように調整された。

（相順判定）
次に交流電源の相順の判定方法について説明する。
交流電源側の電源結線順番によって、正順と逆順のケースがある。アクティブフィルタの入力端子の結線相順が制御系の相順と一致しなければ、正常な制御ができなくなる恐れがある。そこで、相順の簡単な判定方法として、図６に示す制御構成を用いて交流電源の相順を判定する方法を説明する。

図６に示す制御構成では、ｄｃ軸電流の直流成分が所定値になるように、周波数を調整して制御位相を電源位相に一致させている。しかし、本動作は、制御系で予め設定されている相順と電源の相順が一致している場合に成り立つ動作であり、一致していない場合は、ｄｃ軸電流の直流成分や周波数が所定値に収束（安定）しない。

そこで、上記現象（収束しない）を用いて、交流電源の相順判定を行う。言い換えると、ｄｃ軸電流の直流成分や周波数が収束（安定）した場合、制御系の相順と一致しているので、相順が一致と判定し、収束（安定）しなかった場合、制御系の相順と一致していないので、相順が不一致と判定する。相順が不一致と判定した場合は、速やかに制御系の相順を逆にして位相と周波数を再推定する。

ここで、具体的な安定判別方法としては、図６に示す制御が所定時間を経過して、推定した制御周波数もしくはｄｃ軸電流分量の直流成分が安定するか否かで行っている。このような処理により、事前に電源の相順が分らなくても、アクティブフィルタの正常な動作ができる。

（入力有効電流の推定）
次に負荷電流の有効電流成分の推定について説明する。
図６の制御構成でｄｃ軸電流の直流成分と制御周波数が収束した後に、ｑｃ軸電流の直流成分から入力電流の有効電流成分を推定できる。言い換えると、ｄｃ軸電流（無効電流成分）が無効電流相当の所定値になるように制御位相を調整しているので、その時のｑｃ軸電流の直流成分は負荷電流の有効電流成分となる。

また、上記推定した負荷電流の有効電流成分を所定値と比較し、所定値以上になると、アクティブフィルタを起動させる。そうすれば、負荷電流が小さい（高調波電流が規制値以下）場合、アクティブフィルタを動作停止させて、アクティブフィルタの動作損失を低減できるので、装置全体の効率が向上する。当然、負荷電流の有効電流成分の他に、負荷電流の実効値、平均値及び振幅値などを所定値と比較し、アクティブフィルタの起動を判断しても構わない。

（電源電圧の推定方法）
次に電源電圧の推定方法について説明する。
普通は、商用電源の電圧は定格値±１０％以内で変動することがある。そのため、電源電圧を直接に検出しない本実施例では、電源電圧の定格値を制御系の初期値に設定すると、電源電圧変動があった場合、アクティブフィルタの出力電圧指令に誤差が生じる。

そこで、電源電圧の推定を行う方法を説明する。アクティブフィルタが動作停止（半導体素子のオン・オフ動作しない）状態で、交流／直流変換回路４が三相ダイオード整流器として動作し、直流側の平滑コンデンサ５へ充電している。この状態の直流電圧（Ｅ_dc）は、電源電圧の相電圧実効値（Ｖｓ）との関係は下式で表れる。

Ｅｄｃ＝Ｖｓ×√３×√２ （１）

ゆえに、検出した直流電圧（Ｅ_dc）から、（２）式により、電源電圧を逆算できる。

Ｖｓ＝Ｅｄｃ／（√３×√２） （２）

また、上記推定した電源電圧を用いて、電源の過電圧設定値と欠電圧設定値との比較により、交流電源の過電圧や欠電圧の判断ができる。以上は、アクティブフィルタが動作前に、電源周波数、位相と相順の推定方法を説明した。推定した情報を用いて、制御系を初期化すれば、アクティブフィルタの起動ができる。

（位相誤差演算）
続いて、アクティブフィルタが動作中の制御位相の調整方法を説明する。
交流電源の実位相（ｄ−ｑ座標）と制御部６の制御位相（ｄｃ−ｑｃ座標）の位相ずれを位相誤差Δθ_cとして定義すれば（図５に参照）、ｄｃ−ｑｃ座標におけるアクティブフィルタの電圧方程式は、（３）式で表される。


ここで、Ｖ_dc：アクティブフィルタ出力電圧のｄｃ軸分量、Ｖ_qc：アクティブフィルタ出力電圧のｑｃ軸分量、ｉ_dc：アクティブフィルタ交流電流のｄｃ軸分量、ｉ_qc：アクティブフィルタ交流電流のｑｃ軸分量、Ｒ：リアクトルの抵抗値、Ｌ_s：リアクトルのインダクタンス値、ω_s：電源周波数、Ｅ_s：電源電圧。

従って、位相誤差Δθを求めるために、（３）式から（４）式が得られる。


（４）式において、ｄｃ−ｑｃ軸の電流の微分値は過渡的な変化時のみ値をもち、電源周波数及び補償電流が一定の定常状態になれば零になる。また、実際にリアクトルの抵抗値（Ｒ）が非常に小さいので、抵抗値（Ｒ）の関連項の影響は零に近似できる。そこで、（４）式近似を行うと、実用的な位相誤差の推定式（５）が得られる。


実際には、（５）式のアクティブフィルタ出力電圧のｄｃ軸分量（Ｖ_dc、Ｖ_qc）を直接に検出できないため、電圧検出値の代わりに、電圧指令値を使用する。

具体的な方法は、図２に示すように、ＰＷＭ制御部２２への三相電圧指令（Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*）をｕｖｗ／ｄｑ変換１９において、回転座標系（ｄｃ−ｑｃ軸座標系）に変換し、ｄｃ‐ｑｃ軸分量を求める。但し、得た電圧指令のｄｃ‐ｑｃ軸分量には、高調波成分を含むため、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０で処理して、電圧指令のｄｃ‐ｑｃ軸分量
の直流成分（Ｖ^* _{d_LPF、}Ｖ^* _{q_LPF}）を取り出す。同様に、電流再現１３で算出された交流電流（ｉ_u、ｉ_v、ｉ_w）もｕｖｗ／ｄｑ変換１５により回転座標系（ｄｃ−ｑｃ軸座標系）に変換し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６を用いて処理し、交流電流のｄｃ‐ｑｃ軸分量の直流成分（Ｉ_{d_LPF、}Ｉ_{q_LPF}）を算出する。

従って、位相誤差推定２１で、（６）式により位相誤差（Δθ_c）を算出できる。

Δθ_c＝ｔａｎ^-1（〔Ｖ^* _{d_LPF}＋ω_s×Ｌ_s×Ｉ_{q_LPF}〕／〔Ｖ^* _{q_LPF}‐ω_s×Ｌ_s×Ｉ_{d_LPF}〕） （６）

ここで、Ｖ^* _{d_LPF}：ｄｃ軸電圧の直流成分、Ｖ^* _{q_LPF}：ｑｃ軸電圧の直流成分、Ｉ_{d_LPF}：ｄｃ軸電流の直流成分、Ｉ_{q_LPF}：ｑｃ軸電流の直流成分、ω_s：交流電源周波数_、Ｌ_s：リアクトルのインダクタンス値、である。

（制御位相調整）
更に、図２に示すように、（６）式により求めた位相誤差が無くなるように、Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ（ＰＬＬ）制御部１８を用いて、（７）式と（８）式により制御位相を調整する。



以上は、アクティブフィルタが動作中に、制御系の電圧指令と検出した交流電流から求めた位相誤差を使って、制御位相の調整方法を説明した。

（起動シーケンスの説明）
最後に、本実施例のアクティブフィルタの起動シーケンスについて説明する。
起動シーケンスとしては、「負荷電流の大きさ判断」→「周波数と位相調整、相順判定」→「起動判断」→「制御の初期化」→「通常動作」の順である。

以下、各動作状態の処理内容を簡単に説明する。
（Ｉ）負荷電流の大きさ判断
負荷電流の検出信号から負荷電流の大きさを算出して、所定値を超える場合（周波数と位相調整が可能）、「周波数と位相調整、相順判定」へ進む。
（ＩＩ）周波数と位相調整、相順判定
負荷電流の大きさが十分にあれば、負荷電流の検出信号を用いて、制御周波数と制御位相を調整する。所定時間を経過すれば、調整された制御周波数と制御位相が安定か否かをチェックして、相順を判定する。
（ＩＩＩ）起動判断
負荷電流の有効電流成分を算出して、アクティブフィルタの起動が必要か否かを判断する。
（ＩＶ）制御の初期化
アクティブフィルタの起動が必要と判断する場合、推定した周波数と位相を用いて制御系を初期化して通常動作へ移す。
（ＶＩ）通常動作
交流／直流変換回路４の半導体素子をオン・オフ動作して、補償電流を出力する。
また、負荷電流の有効電流成分を算出して、動作停止の設定値と比較する。負荷が動作停止の設定値より小さい場合、アクティブフィルタの動作を停止する。

（発明の効果）
本発明を利用すれば、交流電源の電圧センサや位相センサを用いずに、アクティブフィルタの起動及び通常動作に必要となる電源周波数、電源位相、相順など情報の推定を実現できる。交流電圧や位相センサが省略できるので、制御基板の小型化とコストの低減ができる。

（モータ駆動装置）
図８を用いて、本発明の第２の実施例のモータ駆動装置を説明する。本実施例は、第１実施例のアクティブフィルタとモータ駆動回路を組み合わせて装置化したものである。
図８に示すように、本実施形態のモータ駆動装置１００は、主にモータ駆動回路１０１と第１の実施例のアクティブフィルタから構成される。モータ駆動回路１０１は、整流回路１０２とインバータ１０３から構成され、モータ１０４を駆動するものである。

アクティブフィルタの回路構成及び制御方法は、第１の実施例の図１と図２と同様である。アクティブフィルタは、モータ駆動回路１０１の入力電流を検出して、逆相の高調波電流を出力し、電源電流の高調波成分を電源高調波規制値以下に抑制する。
本発明によると、前記アクティブフィルタには、電源電圧センサや位相センサを使用せず、制御基板の小型化と装置コストの低減ができる。

（圧縮機）
図９は、本発明の第３の実施例の圧縮機及び圧縮機用モータを駆動するモータ駆動装置の構成図である。
図９には圧縮機２０５の詳細な図示構造はないが、ロータリ圧縮機やスクロール圧縮機等が採用され、内部に圧縮機構部を備えており、この圧縮機構部は圧縮機用モータ２０８により駆動される。圧縮機構部はスクロール圧縮機であれば、固定スクロールと旋回スクロールとにより構成され、固定スクロールに対して旋回スクロールが旋回運動を行うことで、スクロール間に圧縮室が形成されるものである。

また、圧縮機２０５は内部に永久磁石同期モータを備えた圧縮機用モータ２０８を有し、第２実施例のモータ駆動装置１００により圧縮機用モータ２０８を駆動することで圧縮機が駆動される。モータ駆動装置１００は、図９に示すように、モータ駆動回路１０１とアクティブフィルタ１０５から構成される。
本実施形態によれば、第２実施例のモータ駆動装置を使用することにより、圧縮機の電源電流の高調波成分を電源高調波規制値以下に抑制できる。

（冷凍装置）
図１０は、本発明の第４実施例の空気調和機や冷凍機などの冷凍機器の構成図を示す。

冷凍機器２００は、空気温度を調和する装置であり、室外機と室内機とが冷媒配管２０６により接続されて構成される。ここで、室内機は冷媒と空気の熱交換を行う室内熱交換器２０１と、この室内熱交換器２０１に空気を送風する室外ファン２０３を備える。室外機は冷媒と空気の熱交換を行う室外熱交換器２０２と、この室外熱交換器２０２に空気を送風する室外ファン２０４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機２０５を備える。

圧縮機２０５は、第３の実施例の圧縮機を使用し、ロータリ圧縮機やスクロール圧縮機等が採用され、内部に圧縮機構部と、圧縮機用モータ２０８を備える。また、モータ２０８は、モータ駆動基板２０７により駆動される。モータ駆動基板２０７は、第２の実施例のモータ駆動装置を使用することにより、電源電流の高調波成分を電源高調波規制値以下に抑制する。

１ 交流電源
２ ノイズフィルタ
３ リアクトル
４ 交流／直流変換回路
５ 平滑コンデンサ
６ 制御部
７ 電流検出回路
８ 電圧検出回路
９ａ、７ｂ 電流検出回路
１０ 負荷
１１ 高調波分離部
１１ａ ｕｖｗ／ｄｑ変換
１１ｂ ローパスフィルタ
１１ｃ ｄｑ／ｕｖｗ変換
１２ 電圧制御部
１３ 電流再現
１４ 電流制御
１４ａ、１４ｂ、１４ｃ 比例積分（ＰＩ）制御
１４ｄ ｄｑ／ｕｖｗ変換
１５ ｕｖｗ／ｄｑ変換
１６ ローパスフィルタ
１７ 位相演算部
１８ ＰＬＬ制御
１９ ｕｖｗ／ｄｑ変換
２０ ローパスフィルタ
２１ 位相誤差推定器
２２ ＰＷＭ制御
２３ 位相推定
２３ａ ｕｖｗ／ｄｑ変換
２３ｂ ローパスフィルタ
２３ｃ 補償器
２３ｄ 積分器
３０ 入力電流波形
３１ ｄｃ軸電流波形
３２ ｑｃ軸電流の直流成分波形
３３ ｄｃ軸電流の直流成分波形
３４ 制御位相波形
３５ 電源位相波形
３６ 位相誤差波形
３７ 制御周波数波形
１００ モータ駆動装置
１０１ モータ駆動回路
１０２ 整流回路
１０３ インバータ
１０４ モータ
１０５ アクティブフィルタ
２００ 冷凍装置
２０１、２０２ 熱交換器
２０３、２０４ ファン
２０５ 圧縮機
２０６ 配管
２０７ モータ駆動基板
２０８ 圧縮機用モータ

Claims (11)

1. 複数の半導体素子を有し、交流電源に負荷と並列に接続される交流／直流変換回路と、
   前記負荷の入力電流を検出する手段と、
   前記交流／直流変換回路を制御する制御部を備えたアクティブフィルタにおいて、
   前記制御部は、
   前記交流／直流変換回路の前記半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ動作をさせる前に、前記交流電源の電圧又は位相を検出する検出センサ及び検出回路を使用することなく、前記負荷の入力電流の検出信号から、前記交流電源の位相、周波数、又は相順の少なくとも一つを推定し、
   推定した前記交流電源の位相、周波数、又は相順に基づいて、前記交流／直流変換回路の前記半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を動作させることを特徴とするアクティブフィルタ。
2. 請求項１において、
   前記制御部は、
   前記負荷の入力電流を前記交流／直流変換回路の制御位相に基づいて回転座標（ｄｃ−ｑｃ軸座標）の電流へ変換するとともに、変換したｄｃ軸電流から直流成分を抽出し、該直流成分が所定値になるように制御することにより、前記交流電源の位相、周波数、又は相順の少なくとも一つを推定することを特徴とするアクティブフィルタ。
3. 請求項２において、
   前記ｄｃ軸電流の直流成分が所定値になるように、前記交流／直流変換回路の制御周波数、又は制御位相の調整分を算出するために、積分補償器もしくは比例積分補償器を用いることを特徴とするアクティブフィルタ。
4. 請求項３において、
   前記制御部は、前記制御周波数、又は前記ｄｃ軸電流の直流成分が所定時間以上、安定するか否かにより、制御部の相順と前記交流電源の相順が一致するか否かを判断することを特徴とするアクティブフィルタ。
5. 請求項３において、
   前記ｄｃ軸電流の直流成分が所定値になった後に、ｑｃ軸電流の直流成分から前記負荷の入力電流の有効成分を推定し、
   推定した入力電流の有効成分が所定値との比較することにより前記アクティブフィルタの起動可否を判定することを特徴とするアクティブフィルタ。
6. 請求項１又は２において、
   前記交流／直流変換回路を動作させる前に、前記交流／直流変換回路の出力に接続された平滑コンデンサの両端電圧（Ｅｄｃ）を検出し、以下の演算式により、交流電源の相電圧実効値（Ｖｓ）を推定することを特徴とするアクティブフィルタ。
   Ｖｓ＝Ｅｄｃ／（√３×√２）
7. （位相誤差計算）
   請求項１又は２において、
   前記制御部は、
   前記交流／直流変換回路の前記半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を行っている場合に、ＰＷＭ制御部へ三相電圧指令値と交流電流の検出値とを前記交流／直流変換回路の制御位相により回転座標系（ｄｃ−ｑｃ軸座標系）へそれぞれに変換し、ｄｃ−ｑｃ軸の電圧と電流から直流成分を抽出し、以下の近似演算式により、前記交流／直流変換回路の制御位相と交流電源の位相との誤差（Δθｃ）を推定することを特徴とするアクティブフィルタ。
   Δθｃ＝ｔａｎ−１（〔Ｖ＊ｄ＿ＬＰＦ＋ωｓ×Ｌｓ×Ｉｑ＿ＬＰＦ〕／〔Ｖ＊ｑ＿ＬＰＦ‐ωｓ×Ｌｓ×Ｉｄ＿ＬＰＦ〕）
   ここで、Ｖ＊ｄ＿ＬＰＦ：ｄｃ軸電圧の直流成分、Ｖ＊ｑ＿ＬＰＦ：ｑｃ軸電圧の直流成分、Ｉｄ＿ＬＰＦ：ｄｃ軸電流の直流成分、Ｉｑ＿ＬＰＦ：ｑｃ軸電流の直流成分、ωｓ：交流電源周波数、Ｌｓ：リアクトルのインダクタンス値。
8. 請求項１又は７において、
   前記制御部は、
   前記交流／直流変換回路の前記半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を行っている場合に、前記交流／直流変換回路の制御位相と前記交流電源の位相との誤差（Δθｃ）を無くすために、前記誤差（Δθｃ）から制御周波数の調整分（Δωｓ）を算出して、制御周波数もしくは制御位相を調整することを特徴とするアクティブフィルタ。
9. 交流電圧を直流に変換する整流回路と、
   直流を交流に変換するインバータを有するモータ駆動回路と、
   前記モータ駆動回路と並列に接続され、前記モータ駆動回路の入力電流に含まれる高調波を相殺する補償電流を発生するアクティブフィルタと、を備えて構成されるモータ駆動装置において、
   前記アクティブフィルタは請求項１〜８の何れかに記載のアクティブフィルタを用いることを特徴とするモータ駆動装置。
10. 冷媒を圧縮する圧縮機構部と、
    該圧縮機構部を駆動する圧縮機用モータと、
    該圧縮機用モータを駆動するモータ駆動装置と、を備えた圧縮機において、
    前記モータ駆動装置として請求項９に記載のモータ駆動装置を用いることを特徴とする圧縮機。
11. 冷媒を圧縮する圧縮機と、
    冷媒と空気とで熱交換を行う室外熱交換器と、
    該室外熱交換器に空気を送風する室外ファンと、を備えた冷凍装置において、
    前記圧縮機の圧縮機構部は圧縮機用モータにより駆動され、
    該圧縮機用モータを駆動するモータ駆動装置に請求項１０に記載のモータ駆動装置を用いることを特徴とする冷凍装置。