JP2004343993A - モータ制御装置、圧縮機、空気調和機、及び冷蔵庫 - Google Patents

Abstract

【課題】 インダクタや平滑用コンデンサを小容量化しても電源力率を低下させることなく負荷トルク変動による振動の発生を抑制可能なモータ制御装置並びにそれを用いた圧縮機及び電気機器を提供する。
【解決手段】 本発明のモータ制御装置１０１は、ブラシレスモータ４を駆動するインバータ回路３と、インバータ回路３を介してブラシレスモータ４のモータ電流の位相を制御することにより該ブラシレスモータ４の回転速度を制御する制御部とを備えている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ制御装置並びにそれを用いた圧縮機及び電気機器に関し、特にブラシレスモータを制御するものに関する。

近年、省資源化及び低コスト化の観点からインバータ回路の入力側に大容量の平滑コンデンサを使用せずに、小容量のコンデンサを備えたモータ制御装置が提案されている。

図１３はこのようなモータ制御装置の構成を示す回路図である。図１３に示すように、このモータ制御装置（以下、第１の従来例という）においては、コンデンサ２０３の容量が小さいため、交流電源２０１の出力電圧を整流回路２０２で整流して得られるインバータ回路２０４への入力電圧が充分平滑化できず、脈動を持った波形となる。このような脈動を持った電圧は交流電源２０１の出力電圧に同期しかつその周波数の２倍の周波数を有している。そこで、ブラシレスモータ２０５に入力したい所望のトルク指令に、図１４（ａ）に示すように、インバータ回路２０４への入力電圧に同期しかつ相似した波形を持たせることで、脈動を持った電圧であってもブラシレスモータ２０５を駆動でき、かつ、図１４（ｂ）に示すように交流電源２０１からの入力電流Ｉが正弦波状となり、電源力率が低下しないように制御している（例えば、特許文献１参照）。

一方、空気調和機や冷蔵庫などに使用されている圧縮機を駆動するブラシレスモータの場合、１回転に１回の負荷変動が大きいことが原因となって、特に低回転数領域で騒音並びに振動が発生する。特にロータリー型圧縮機や往復動圧縮機の場合、ブラシレスモータにかかる負荷トルクは、図１５に示すように、冷媒を吐出するタイミングで最大となるようにして、モータの回転位相（回転子角度）に応じて大きく変動するため、回転子が１回転する間に大きく脈動し、それにより、振動及び騒音が発生する。さらに、その脈動は、平均回転数が低いほど増大し、それによる振動の振幅も増大する。そこで、負荷変動を考慮して振動が小さくなるようにモータ電流を制御する方法が提案されている。このモータ電流制御方法（以下、第２従来例という）では、推定されたモータの回転数から、１回転中の加速度あるいは速度変動分を算出し、その変動分が小さくなるようにモータ電流の指令（振幅指令）を作成する。すなわち、モータの回転位相を所定の区間に分割し、その分割された区間毎に加速度あるいは速度変動分から振動を小さくするためのトルク指令補正量を作成して、その補正量をモータ電流指令に加算する。このモータ電流制御方法では、モータ電流指令が回転子の１回転につき１回の割合で大きく増減することになるため、交流電源からの電力供給量もモータの１回転に１回の割合で大きく増減してしまい、電源力率を低下させてしまう。そのため、大容量のインダクタ並びに大容量の平滑コンデンサを設けて電源力率を低下しないようにしている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００２−５１５８９号公報（第１図、第９図） 特開２００１−３７２８１号公報（第１３図）

しかしながら、上記第１の従来例では、トルク指令が電源周波数の２倍の周波数で変化することから、１回転に１回の負荷変動を有する圧縮機などに適用すると、負荷変動の周波数が電源周波数の２倍の周波数とは異なるため、騒音並びに振動が低減できないという課題があった。また、上記第２の従来例を用いて、省資源化や低コスト化のために単純にインダクタや平滑用コンデンサを小容量化しようとすると、電源力率が低下してしまい、電源系統に悪影響を及ぼすという課題があった。

本発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、インダクタや平滑用コンデンサを小容量化しても電源力率を低下させることなく負荷トルク変動による振動の発生を抑制可能なモータ制御装置並びにそれを用いた圧縮機及び電気機器を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明に係るモータ制御装置は、ブラシレスモータを駆動するインバータ回路と、前記インバータ回路を介して前記ブラシレスモータのモータ電流の位相を制御することにより該ブラシレスモータの回転速度を制御する制御部とを備えている。このような構成とすると、モータ電流の位相を制御することにより、回転速度が変動しないようブラシレスモータの出力トルクを制御することができる。この場合、モータ電流の振幅は変化しないので、大容量のインダクタや平滑用コンデンサを必要とせずに、電源力率を低下させることなく負荷トルクの変動に伴う振動を低減することができる。

前記制御部は、前記ブラシレスモータの負荷トルク変動による回転速度変動を抑制するよう前記モータ電流の位相を制御してもよい。

前記制御部は、前記ブラシレスモータの回転に基づいて前記回転速度変動と前記ブラシレスモータの回転位相とを検出し、該検出した回転速度変動と回転位相とに基づいて前記モータ電流の位相を制御してもよい。

前記制御部は、前記ブラシレスモータのモータ電流に基づいて該ブラシレスモータの回転数と回転位相とを推定し、それにより、前記回転速度変動と回転位相とを検出してもよい。このような構成とすると、回転速度変動及び回転位相を簡易な構成で検出できる。

前記制御部は、前記ブラシレスモータのモータ電流の位相と振幅とを制御することにより該ブラシレスモータの回転速度を制御してもよい。

前記制御部は、前記ブラシレスモータの負荷トルク変動による回転速度変動を抑制するよう前記モータ電流の位相及び振幅を制御してもよい。このような構成とすると、モータ電流の位相と振幅との双方を任意の配分で制御して回転速度変動を抑制することができるので、より自由度の高いモータ制御装置を提供することができる。また、電源力率を所望の値に設定できる。

交流電源から出力される交流電力を整流して前記インバータ回路に出力する整流器をさらに備え、前記制御部は前記モータ電流の振幅を前記交流電源の出力電圧の絶対値に応じて制御してもよい。このような構成とすると、モータ電流の振幅を、交流電源の出力電圧の絶対値が増大する期間は小さくなり、交流電源の出力電圧の絶対値が減少する期間は大きくなるように制御することにより、交流電源から出力される電流がより滑らかになり、電源力率がさらに向上する。

前記インバータ回路への直流電力入力端子間にコンデンサをさらに備えてもよい。このような構成とすると、整流器を介して接続される交流電源の出力電圧がコンデンサの保持電圧より高い時には交流電源からコンデンサに充電電流が流れるので、その分、通電期間が長くなり、さらに電源力率が向上する。特に、平滑コンデンサを有しないモータ制御装置においてはモータの電流位相や振幅を制御しても振動が低減できないような高負荷運転の場合に、出力トルクが小さい、すなわちモータ電流が小さい時はコンデンサに充電して交流電源からの電流の流入を増大させ、出力トルクが大きい、すなわちモータ電流が大きい時はコンデンサから放電してモータ電流を増大することができるので、高負荷運転の場合においても電源力率を低下させずに振動を抑制することができる。

また、本発明に係るモータ制御装置は、交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換する電力変換器と、前記電力変換器で変換された直流電力をブラシレスモータに供給して該ブラシレスモータを駆動するインバータ回路と、前記インバータ回路の直流電力入力端子間に接続されたコンデンサと、前記インバータ回路を介して前記ブラシレスモータのモータ電流を制御することにより該ブラシレスモータの回転速度を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記ブラシレスモータの負荷トルク変動による回転速度変動を抑制するよう前記モータ電流を制御し、かつ前記モータ電流の振幅と前記モータ電流の平均値との比較に基づいて前記交流電源から出力される電流を制御する。このような構成とすると、モータ電流の振幅とモータ電流の平均値との比較に基づいてモータ電流の大小を判定することにより、的確に電源力率の向上を図ることができる。

前記制御部は、前記モータ電流の振幅が前記モータ電流の平均値よりも小さい期間には前記コンデンサが充電され、前記モータ電流の振幅が前記平均値よりも大きい期間には前記コンデンサが放電するよう前記交流電源から出力される電流を制御してもよい。このような構成とすると、コンデンサの充放電に応じて交流電源から出力される電流が制御されるので、さらに電源力率を向上することができる。

前記電力変換器が整流器であり、前記インバータ回路の直流電力入力端子間にコンデンサと直列にスイッチング素子が接続され、前記制御部は前記スイッチング素子をオン・オフすることにより前記交流電源から出力される電流を制御してもよい。

前記制御部は、前記モータ電流の振幅が前記モータ電流の平均値よりも小さい期間にはその振幅が小さくなり、前記モータ電流の振幅が前記モータ電流の平均値よりも大きい期間にはその振幅が大きくなるよう、前記交流電源から出力される電流を制御してもよい。

前記制御部は、前記ブラシレスモータの負荷トルク変動による回転速度変動を抑制するよう前記モータ電流の位相を制御してもよい。

前記ブラシレスモータが、１回転中に１つのピークを有するようにトルクが変動する負荷を駆動するものであってもよい。このような構成とすると、本発明が特に顕著な効果を奏する。

また、本発明に係る圧縮機は、請求項１４記載のモータ制御装置により制御される前記ブラシレスモータを駆動源として備えている。

また、本発明に係る空気調和機は、請求項１５記載の圧縮機を熱媒体圧縮手段として備えている。

また、本発明に係る冷蔵庫は、請求項１５記載の圧縮機を熱媒体圧縮手段として備えている。

本発明は、以上に説明したような構成を有し、モータ制御装置並びにそれを用いた圧縮機及び電気機器において、インダクタや平滑用コンデンサを小容量化しても電源力率を低下させることなく負荷トルク変動による振動の発生を抑制可能であるという効果を奏する。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。

図１において、本実施の形態のモータ制御装置１０１は、単相交流電源（以下、単に交流電源という）１から出力される交流電力を整流する整流回路２と、整流回路２で整流された直流電力を交流電力に変換してブラシレスモータ４に供給するインバータ回路３と、ブラシレスモータ４に流れる電流（以下、モータ電流という）を検出する電流センサ１０２と、電流センサ１０２により検出されたモータ電流に基づいてインバータ回路３を駆動制御する制御部５とを有している。ブラシレスモータ４は、ここでは、例えば圧縮機（図示せず）を駆動する。

整流器２は、ここでは、全波整流器で構成されている。インバータ回路３は、ここでは、電圧型のインバータで構成されている。

制御部５は、マイコン等の演算器で構成され、回転数／回転位相推定部６、変動抑制部７、回転数誤差検出部８、電流指令作成部９及び印加電圧作成部１０を有している。

回転数／回転位相推定部６は、電流センサ１０２で検出されたモータ電流に基づいてブラシレスモータ４の回転位相及び回転数を推定し、これを推定回転数ω＾及び推定回転位相θとして出力する。電流センサ１０２は、ここでは、ブラシレスモータ４の三相コイルに流れる電流を検出している。なお、この回転位相並びに回転数の推定には、ブラシレスモータ４に印加された電圧値、ブラシレスモータ４の特性を表すモータ定数等を用いてもよく、また、ブラシレスモータの位置センサレス正弦波駆動でよく使われる従来技術を用いてもよい。なお、位置センサを有するブラシレスモータを駆動するモータ制御装置の場合であれば、位置センサの信号に基いて回転位相並びに回転数を求めてもよく、この場合は回転数／回転位相推定部６は不要となる。

変動抑制部７は、回転数／回転位相推定部６から出力された推定回転数ω＾に基づいて、ブラシレスモータ４の負荷トルク変動に伴う回転数の変動を算出し、ブラシレスモータ４の回転速度変動が抑制されるような電流位相指令β^*を電流指令作成部９に出力する。

回転数誤差検出部８は、モータ制御装置１０１の外部から入力される回転数指令ω^*と、回転数／回転位相推定部６から出力された推定回転数ω＾との誤差より電流振幅指令Ｉ^*を作成し、電流指令作成部９に出力する。

電流指令作成部９は、入力された電流振幅指令Ｉ^*と電流位相指令β^*とから、下記の式（２）に従ってｄ軸電流指令Ｉ_d ^*とｑ軸電流指令Ｉ_q ^*を作成し、印加電圧作成部１０に出力する。なお、式（２）からも分かるように、電流位相指令β^*とは、モータに供給する電圧や電流をｄｑ座標系で表現した時のｑ軸とモータ電流ベクトルとの位相差を示している。

Ｉ_d ^*＝Ｉ^*×ｓｉｎ（β^*）、Ｉ_q ^*＝Ｉ^*×ｃｏｓ（β^*） ・・・（２）
印加電圧作成部１０は、電流センサ１０２で検出されたモータ電流値と回転数／回転位相推定部６から出力された推定回転位相θとからｄ軸電流値Ｉ_d、ｑ軸電流値Ｉ_qを検出し、これらｄ軸電流値Ｉ_d、ｑ軸電流値Ｉ_qが、それぞれ、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*になるようにブラシレスモータ４に印加する電圧値を作成し、この電圧値をＰＷＭ信号としてインバータ回路３に出力する。つまり、ｄ軸電流値Ｉ_dがｄ軸電流指令Ｉ_d ^*となりかつｑ軸電流値Ｉ_qがｑ軸電流指令Ｉ_q ^*となるようにフィードバック制御が行われる。このようなフィードバック制御として、一般的なＰＩ制御を用いることができるが、ＰＩ制御以外の制御方式を用いてもよい。また、ブラシレスモータ４に印加する電圧値を作成する際は、インバータ回路３の入力電圧は大きく脈動するので、インバータ回路３の入力電圧を検出してＰＷＭ信号を補正してもよい（ＰＷＭ信号は図示しない）。

インバータ回路３は、入力されたＰＷＭ信号に基いて各スイッチング素子をオン・オフ動作させ、それにより、ブラシレスモータ４に、印加電圧作成部１０が定める電圧を印加する。

以上の一連の動作を制御周期毎に継続して実行することで、ブラシレスモータ４のモータ電流が所望の電流振幅並びに電流位相となる。ここで、所望の電流振幅並びに電流位相とは、ブラシレスモータ４の回転数が回転数指令ω^*に応じたものとなりかつ回転速度の変動が抑制されるような電流振幅並びに電流位相を意味している。

次に、本発明を特徴付ける変動抑制部７の構成及び原理を、具体例を挙げて説明する。

図２は、図１のブラシレスモータ４の回転子角度に対する負荷トルク、速度、検出速度、検出加速度、及びトルク指令補正量の変化の一例を表す図である。また、図３は変動抑制部７の構成を示すブロック図である。

まず、変動抑制部７の構成を説明する。

図３において、変動抑制部７は、回転数／回転位相推定部６（図１参照）から入力される推定回転数ω＾に基づいて回転子の加速度（以下、検出加速度という）を検出する回転子加速度検出部１１と、目標加速度（０）と検出加速度との誤差（以下、加速度誤差という）を算出する減算器１２と、減算器１２で算出された加速度誤差に基づいて、回転子１回転の回転子角度をＮ分割してなる区間（以下、回転子角度区間という）毎に、トルク指令補正量を算出する第１〜第ｎ加速度制御部Ａｃ１〜Ａｃｎと、このトルク指令補正量を、それぞれ、電流位相指令補正量に変換する電流位相指令変換部１４と、この電流位相指令補正量を線形補間して電流位相指令β^*を作成する電流位相指令補正量補間部１５とを備えている。

次に、変動抑制部７の原理を説明する。

図１〜図３において、従来の技術の欄において説明したように、圧縮機、とくにロータリー型や往復動型圧縮機では、負荷トルクが、その回転子角度により大きく変動する。このような負荷トルクの変動が存在する場合、ブラシレスモータ４の回転子の回転速度（以下、単に速度という）は、図２に示すように、負荷トルクが大きくなると低下し、逆に負荷トルクが小さくなると増加するように変動する。一方、回転子の加速度（以下、単に加速度という）は、負荷トルクと正反対の形で、負荷トルクが大きいときには、加速度が小さいというように変動する。いま、圧縮機の振動を低減させたいのであるから、負荷トルクが大きな回転子角度でブラシレスモータ４の出力トルクを最大にし、逆に負荷トルクが低い位置でブラシレスモータ４の出力トルクを低下させれば、トルクが釣り合って振動が低減される。そのためには速度変動を低減すればよいが、速度変動を低減するには、加速度成分を０にするようにトルクを制御すればよいことは明白である。そこで、まず、入力された推定回転数ω＾を用いて、回転子加速度検出部１１でその値の変動を計算することにより加速度（検出加速度）を算出（検出）する。さらに、減算器１２において、目標である加速度０との偏差から加速度誤差を求める。トルク変動は、回転位相に対してあるパターンを持つものであるので、制御を回転位相により切り替えることにより、制御遅れの影響を排除した制御が可能となる。

すなわち、回転子の加速度を制御するとき、所定の回転位相に対して、その位相に対応した加速度を用いて制御を実施しなければ、加速度制御の制御遅延により制御性能が悪化する。従って、回転子１回転の回転子角度を複数（Ｎ）の区間に分割し、その区間毎に加速度制御の演算を実施する。演算は下記の式（１）により行う。

tr(n+1,ｉ)=tr(n,ｉ)−Ｇa×ａ(ｉ) ・・・・・・・・・・（１）
ここで、tr(n,ｉ)：インバータトルク指令（n：回転目、ｉ：回転子角度区間）
ａ(ｉ)：加速度（ｉ：回転子角度区間）
Ｇa：制御ゲイン
ここでは、回転子角度をＮ個の回転子角度区間に分け、各回転子角度区間毎に第１〜第ｎ加速度制御部Ａｃ１〜Ａｃｎにおいて加速度制御の演算を行う。その結果、第１〜第ｎ加速度制御部Ａｃ１〜Ａｃｎの各々の出力はその対応する回転子角度区間におけるトルク指令補正量となる。ここで、回転子の回転に応じて、制御すべき回転子角度区間が移動するので、それに応じて動作する加速度制御部Ａｃ１〜Ａｃｎを切り替える必要があるが、これは回転数／回転位相推定部６から入力される推定回転位相θに基づいて行う。このトルク指令補正量はブラシレスモータ４の回転速度を一定に保つように働く。そして、このトルク指令補正量は、電流位相指令変換部１４により、電流位相補正量に変換される。モータ電流の位相を進めると、ブラシレスモータ４の発生トルク（出力トルク）は減少し、逆にモータ電流の位相を遅らせるとブラシレスモータ４の発生トルクは増大する。従って、トルク指令補正量が大きい時は、出力する電流位相補正量は小さくなり、トルク指令補正量が小さい時は電流位相補正量は大きくなる。なお、この時の電流位相補正量は、制限を設けておくほうが望ましい。例えば、ブラシレスモータ４が逆突極構造であれば、モータの出力トルクが最大となるモータ電流の位相は０度と９０度との間のある回転子角度に存在し、その回転子角度より進んだ回転子角度にしても遅れた回転子角度にしてもトルクは減少するので、電流位相補正量はその角度から９０度の範囲になるように制限される。また、ブラシレスモータ４が突極構造をもたないものであれば、出力トルクが最大となるモータ電流の位相は０度なので、電流位相補正量は０度から９０度の範囲になるように制限される。

さらに、実際の回転子角度は連続であるので、電流位相指令補正量補間部１５により、Ｎ個の電流位相補正量が回転子角度に応じて補間されて、最終的な電流位相指令β^*として出力される。この回転子角度として、回転数／回転位相推定部６から入力される推定回転位相θが用いられる。

図４はトルク変動と電流位相指令β^*の出力の関係を示す特性図である。

図１〜図４を参照すると、第１〜第ｎ加速度制御部Ａｃ１〜Ａｃｎから１回転につきＮ個の電流位相補正量が出力されるが、このＮ個の電流位相補正量が電流位相指令補正量補間部１５で補間されて、電流位相指令β^*として出力される。
この補間は、ここでは、線形補間が採用されている。

そして、図４に示すように、電流位相指令β^*は、ここでは、回転子角度に対し、負荷トルクが大きい部分では小さく、負荷トルクが小さい部分では大きくなるように変化する。大雑把に言えば、電流位相指令β^*は、略、負荷トルクと逆の位相を有するように変化する。これにより、ブラシレスモータ４の出力トルクは、回転子角度に対し負荷トルクの変動に対応するように変化する。

次に、以上のように構成されたブラシレスモータの駆動回路及びモータ制御装置の動作を説明する。

図５は第２の従来例において平滑コンデンサを省略した場合における波形図であって、(a)は交流電源電流の波形を示す図、(b)はモータ電流の波形を示す図、(c)は電流振幅指令Ｉ^*の波形を示す図、図６は本実施の形態における波形図であって、(a)は交流電源電流の波形を示す図、(b)はモータ電流の波形を示す図、(c)は電流位相位相指令β^*の波形を示す図である。

図１〜図４において、交流電源１から出力される交流電圧は、整流回路２において脈動を持った直流電圧に整流されて、インバータ回路３に供給される。この脈動を持った直流電圧の一例（全波整流波形）を図９(a)に示す。インバータ回路３はこの脈動を持った直流電力を交流電力に変換し、ブラシレスモータ４に制御部５が定める電圧を印加してこれを駆動する。この際、ブラシレスモータ４の負荷トルクは図４に示すように、回転子の１回転中に１つのピークを有するように変動する。一方、制御部５は、電流センサ１０２で検出されたブラシレスモータ４のモータ電流に基づいて、図６(c)に示すように正弦波状に変化しかつ負荷トルクと略逆位相を有する電流位相指令β^*を作成して、この電流位相指令β^*に基づいてインバータ回路３を駆動制御する。これにより、図６(b)に示すように、ブラシレスモータ４のモータ電流の位相が回転子の回転に伴って変化し、それにより、ブラシレスモータ４の出力トルクが負荷トルクの変動に応じたものとなる。その結果、負荷変動に伴う速度変動により発生する振動を低減することができる。このときのモータ電流の振幅は図６(b)に示すように一定になるので、大容量の平滑用コンデンサを使用しない（本実施の形態では平滑コンデンサそのものを使用しない）モータ制御装置であっても、図６(a)に示すように交流電源１から出力される電流の振幅は変化しないため、電源力率が低下することはない。従って、振動抑制制御を行っても商用配電系統へ悪影響を及ぼさない。

これに対し、第２の従来例を平滑コンデンサを省略して圧縮機に適用すると、モータ電流の振幅が図５(b)に示すように変化し、それに対応して、５(a)に示すように交流電源１から出力される電流の振幅が変化するため、電源力率が低下する。また、商用系統へ悪影響を及ぼす。

このように、本実施の形態によれば、電源力率の低下及び商用配電系統への悪影響をもたらすことなく、負荷トルク変動に起因する振動を低減することができる。

なお、上記では、負荷トルクが、回転子１回転につき１回のピークを有するように変動する場合を説明したが、本発明は、負荷トルクが任意の態様で変化する場合にも、同様に適用することができる。

また、上記では、変動抑制部７において加速度に基づいて電流位相指令を作成したが、例えば速度に基づいて電流位相指令を作成しても同様の効果が得られることは明らかである。

また、上記ではインバータ回路３を電圧型インバータで構成したが、電流型インバータで構成しても構わない。
（実施の形態２）
図７は本発明の実施の形態２に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図７において図１と同一符号は同一又は相当する部分を示す。図７に示すように、本実施の形態では、制御部５が加算部１６を有している。変動抑制部７は、さらに、電流振幅補正指令Ｉ_h ^*を出力する。加算部１６は、回転数誤差検出部８からの出力とこの電流振幅補正指令Ｉ_h ^*とを加算して電流指令作成部９へ出力する。その他は実施の形態１と同様である。

変動抑制部７は、速度変動抑制を行うために、例えば、入力される推定回転数ω＾と推定回転位相θとに基づいて、電流位相指令β^*と電流振幅指令補正値Ｉ_h ^*とを作成する。トルク補正量は実施の形態１で説明したように求めればよく、その結果に基いて電流位相指令β^*と電流振幅指令補正値Ｉ_h ^*を決める。実施の形態１で説明したように、ブラシレスモー４の出力トルク（以下、単に出力トルクという）を減少させるためには、電流位相指令β^*を増大してもよいし、電流振幅値を減少させてもよい。逆に、出力トルクを増大させるためには電流位相指令β^*を減少させてもよいし、電流振幅値を増大させてもよい。従って、どちらをどのように定めるかは自由に決めることができる。しかしながら、電流振幅指令補正値Ｉ_h ^*の値の範囲は、望ましい電源力率の値に応じて設定することもできる。例えば、電源力率を０．９以上としたい場合には、回転子が１回転する期間における電流振幅指令Ｉ^*の最大値と最小値の比率が約０．３以上となるように電流振幅指令補正値Ｉ_h ^*を設定することが望ましい。また、電源力率を０．９５以上としたい場合には、電流振幅指令Ｉ^*の最大値と最小値の比率が約０．５以上となるように電流振幅指令補正値Ｉ_h ^*を設定することが望ましい。このように、所望の電源力率に応じて電流振幅指令補正値Ｉ_h ^*の取り得る値の範囲を設定し、電流振幅指令Ｉ^*を決める。その状態で振動抑制が充分でない場合は速度変動が検出されるので、その場合は電流位相指令β^*を増減させて振動を抑制すればよい。

以上に説明したように、本実施の形態では、変動抑制部７が電流振幅補正値Ｉ_h ^*と電流位相指令β^*とを速度変動を抑制するように指令するので、より自由度の高いモータ制御装置を提供することができる。また、所望の電源力率で駆動できるモータ制御装置を提供することができる。
（実施の形態３）
図８は本発明の実施の形態３に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図、図９は本実施の形態における波形図であって、(a)はインバータ回路の入力電圧の波形を示す図、(b)は電流振幅指令Ｉ^*の波形を示す図である。図８において図１と同一符号は同一又は相当する部分を示す。

本実施の形態では、モータ制御装置１０１が、交流電源１の出力電圧を検出する電圧センサ１０３をさらに備え、制御部５が、電圧センサ１０３で検出された電圧の位相に基づいて回転数変動検出部８の出力を変調してこれを電流振幅指令Ｉ^*として電流指令作成部９に出力する幅変調部１７をさらに備えている。その他の点は、実施の形態１と同様である。

具体的には、インバータ回路３に印加される電圧（入力電圧）は、図９(a)に示すように脈動する。このインバータ回路３の入力電圧は、交流電源１の出力電圧の絶対値の変化に従って変動し、その出力電圧の絶対値が大きい時は、インバータ回路３の入力電圧も高いため、ブラシレスモータ４に電流が流れやすくなる。また、インバータ回路３と整流回路２との間に小容量のコンデンサ（図示せず）が配置される場合には、そのコンデンサの電圧よりも交流電源１（正確には整流回路２）の出力電圧が高くなるとコンデンサへのチャージ電流が発生する。

そこで、振幅変調部１７は、電圧センサ１０３を介して検出した交流電源１の電圧位相に基づき回転数変動検出部８の出力を変調して、図９(b)に示すように、交流電源１の出力電圧の絶対値が増大する期間はブラシレスモータ４に流れる電流が小さくなり、交流電源１の出力電圧の絶対値が減少する期間はブラシレスモータ４に流れる電流が大きくなるような電流振幅指令Ｉ^*を作成し、これを電流指令作成部９に出力する。この結果、電流振幅指令Ｉ^*の変動周波数は、交流電源１の電源周波数の２倍の周波数となる。

これにより、交流電源１から流入する電流がより滑らかになり、電源力率がさらに向上する。なお、上記では実施の形態１を変形する場合を説明したが、実施の形態２を同様に変形してもよい。この場合、図８の振幅変調部１７の出力を図２の加算部１６に入力すればよい。
（実施の形態４）
図１０（ａ）は本発明の実施の形態４に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１０（ａ）において図１と同一符号は同一又は相当する部分を示す。

本実施の形態では、モータ制御装置１０１が、整流回路２とインバータ回路３の間に設けられた充放電回路１８をさらに備えている。

充放電回路１８は、整流回路２の出力端子間に接続されたコンデンサで構成されている。

このような構成とすることにより、整流回路２の出力電圧が、コンデンサに保持された電圧を超えると、コンデンサに充電が開始される。この充電は、コンデンサに保持された電圧に対し、脈動する整流回路２の出力電圧が高い時は常に行われ、整流回路２の出力電圧が低い時にはコンデンサからの放電が行われる。図９(a)に示すように、充放電回路１８が存在しない場合には、インバータ回路３の入力電圧の最小値はほぼ０Ｖになるため、充放電回路１８のコンデンサは、交流電源１の出力電圧に同期してその２分の１の周期で完全に放電される。このように、交流電源１の出力電圧の２分の１の周期で必ず放電が行われるので、交流電源１の出力電圧が高い時には毎回充電用の電流が流れ、交流電源１からの電流の流入量が増大する。その結果、通電期間が長くなり、さらに電源力率が向上する。また、高負荷運転の場合においても電源力率を低下させずに振動を低減することが可能である。また、充放電回路１８のコンデンサの静電容量C[F]は、例えば、ブラシレスモータ４の消費電力をP[W]とすると、０[Ｆ]を超えかつ2×10^-7× P [Ｆ]程度以下であればよい。

なお、上記では、実施の形態１を変形したが、実施の形態２及び３を同様に変形し同様の効果を得ることができるのはいうまでもない。

また、充放電回路１８の代わりに図１０（ｂ）に示すように、互いに直列に接続されたツェナーダイオードとコンデンサとで構成される充放電回路１８ａを用いてもよい。この構成においては、コンデンサに保持された電圧とツェナーダイオードの降伏電圧との和を超えると、コンデンサに充電が開始されることになる点が図１０（ａ）に示した充放電回路と異なるだけで、上述のように電流が流れ、上述の場合と同様に電源力率が向上する効果を奏する。ツェナーダイオードに流れる突入電流（コンデンサに充電される瞬間の最初の電流）を小さくしたい場合は、ツェナーダイオードとコンデンサとの他に抵抗を直列接続してもよい（図示しない）。充放電回路１８ａの場合におけるコンデンサの静電容量は、上述の場合と同程度でよい。

なお、交流電源１と整流回路２との間にインダクタを挿入すれば、電流の高調波成分が抑制されるので電源力率がさらに向上することはいうまでもない（図示しない）。このインダクタのインダクタンスL[H]は、例えば、コンデンサの静電容量をC[F]とすると、０[H]を超えかつ9×10^-9×C[H] 程度以下であればよい。
（実施の形態５）
図１１は本発明の実施の形態５に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１１において図１と同一符号は同一又は相当する部分を示す。

本実施の形態は、モータ制御装置１０１が、充放電回路制御部１９、充放電回路２０、電圧センサ１０３、及び電流センサ１０４をさらに備えている。その他の点は実施の形態１と同様である。

充放電回路１９は、整流回路２の出力端子間に互いに直列に接続された双方向スイッチとコンデンサとで構成されている。双方向スイッチは、ここでは充電スイッチ及び放電スイッチとして用いられる。充放電回路制御部１９は、トルク指令オンオフ判定部２１と、交流電流指令作成部２２と、充電スイッチ指令作成部２３と、放電スイッチ指令作成部２４とを備えている。

トルク指令オンオフ判定部２１は、制御部５からの電流振幅指令Ｉ^*を受けて、ブラシレスモータ４に与える電流振幅指令値が大きい時であるか小さい時であるかを判定する。その判定方法は、電流振幅指令Ｉ^*の回転子１回転の平均値（以下、電流振幅指令平均値という）を求め、現在の電流振幅指令Ｉ^*（以下、電流振幅指令現在値という）が電流振幅指令平均値と比較して大きいか小さいかを判定する。この判定結果は交流電流指令作成部２２に出力される。

交流電流指令作成部２２は、電圧センサ１０３を介して交流電源１の電圧位相を検出し、トルク指令オンオフ判定部２１の判定結果に基づいて、交流電流指令Ｉａｃ^*を作成する。上記判定において電流振幅指令現在値が電流振幅指令平均値より小さい期間（以下、期間１という）では、交流電流指令Ｉａｃ^*を交流電源１の電圧位相に基づいて作成し、電流振幅指令現在値が電流振幅指令平均値より大きい期間（以下、期間２という）では交流電流指令Ｉａｃ^*の出力を停止する。期間１ではインバータ回路３がブラシレスモータ４に印加する電圧値が小さいので、モータ電流は小さい。従って、交流電源１から流入する電流（以下、交流電源電流という）は、ほとんどが充放電回路２０のコンデンサに充電される。そこで、交流電流指令Ｉａｃ^*は、交流電源電流の振幅値が期間１の間中、コンデンサの電圧が過電圧にならない範囲に制限されるように作成される。そして、このように作成された交流電流指令Ｉａｃ^*は、充電スイッチ指令作成部２３に入力される。充電スイッチ指令作成部２３は、電流センサ１０４を介して検出した交流電源電流の値が交流電流指令Ｉａｃ^*に一致するようにフィードバック制御する。このフィードバック制御は、充放電回路２０の充電スイッチをＰＷＭ動作させることによって遂行される。ここで使用するフィードバックアルゴリズムには一般的にはＰＩ制御が採用されるが、これに限るものではない。

一方、期間２では、充電スイッチ指令作成部２３は交流電流指令Ｉａｃ^*が入力されないので、充電スイッチを停止させる。

また、期間２では、インバータ回路３がブラシレスモータ４に印加する電圧値が大きいので、モータ電流は大きい。従って、交流電源電流も大きい。しかし、交流電源１の出力電圧が小さい時はブラシレスモータ４に所要の電圧を印加しにくくなる。そこで、放電スイッチ指令作成部２４は、充放電回路２０の放電スイッチをオンさせることにより、ブラシレスモータ４に所要の電圧を印加すると同時に次の期間１でコンデンサを充電できるようにする。放電スイッチ指令作成部２４は、電圧センサ１０３を介して検出した交流電源１の電圧位相に基づいて放電スイッチをオンするタイミングを決める。

以上の動作をブラシレスモータ４の１回転毎に継続的に行うことで、交流電源１からの電源力率を高めることができる。

なお、制御部５はモータ電流の振幅を制御することによって振動を抑制する第２の従来例における制御部で構成してもよい。
（実施の形態６）
図１２は本発明の実施の形態６に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１２において図１１と同一符号は同一又は相当する部分を示す。

図１２に示すように、本実施の形態では、実施の形態５（図１１）の充放電回路２０及び充放電回路制御部２１が、それぞれ、コンバータ回路２５及びコンバータ回路制御部２６に置き換えられ、電圧センサ１０５をさらに備えている。その他の点は実施の形態５と同様である。

コンバータ回路２５は、インダクタ、スイッチング素子、ダイオード、及びコンデンサを備えた周知の回路で構成されている。

コンバータ回路制御部２６は、トルク指令オンオフ判定部２１、交流電流指令作成部２２、充放電指令作成部２９とを備えている。

トルク指令オンオフ判定部２１は実施の形態５と同様である。交流電流指令作成部２８は、電圧センサ１０３を介して交流電源１の電圧位相を検出し、正弦波状の交流電流指令を作成する。充放電指令作成部２９は、電流センサ１０４を介して交流電源電流を検出し、交流電源電流の値がこの交流電流指令に一致するように該交流電源電流をフィードバック制御する。このフィードバック制御は、充放電指令作成部２９がコンバータ回路２５のスイッチング素子にＰＷＭ制御信号を出力し、そのスイッチング素子がそのＰＷＭ信号に従ってスイッチング動作することにより遂行される。このフィードバック制御は、一般的にはＰＩ制御が採用されるが、これに限るものではない。

交流電流指令作成部２８は、期間１と期間２とで、作成する交流電流指令の振幅値が異なる。期間１では、ブラシレスモータ４のモータ電流を小さくするので、インバータ回路３にはほとんど電流が流れない。従って、コンバータ回路２５のコンデンサは交流電流指令に基づいた電流によって充電される。一方、期間２では、インバータ回路３を通じてブラシレスモータ４に電流が流れるので、充電されたコンデンサから放電されると同時に、交流電源１からも電力が供給される。そこで、期間１においては、交流電流指令の振幅値を小さくし、期間２においては交流電流指令の振幅値を大きくする。なお、交流電流指令の期間２における振幅値に対する期間１の振幅値の比率は、電源力率を０．９にしたい場合には０．３以上に、電源力率を０．９５にしたい場合には０．５以上に設定すればよい。但し、ブラシレスモータ４が１回転した時にコンデンサの充電量と放電量とが等しくなることが必要であるため、交流電流指令作成部２２は、電圧センサ１０５を介してコンデンサの保持電圧を検出し、それに基づいて交流電流指令の振幅値を調整する。
（実施の形態７）
本発明の実施の形態７では、実施の形態１から実施の形態６に示したモータ制御装置を使用した圧縮機について説明する。
図１６は本発明に係る実施の形態７の圧縮機の構成を示すブロック図である。
図１６において、交流電源１に接続された圧縮機４１は、モータ制御装置１０１、及びブラシレスモータ４により駆動される圧縮機構４２を有している。実施の形態７において、ブラシレスモータ４及び交流電源１は、前述の実施の形態１と同様の機能、構成を有する。また、モータ制御装置１０１は前述の実施の形態１から実施の形態６のいずれかに示したモータ制御装置で構成されている。このモータ制御装置１０１の出力は、圧縮機構４２の内部に配置されているブラシレスモータ４に入力されており、モータ制御装置１０１によりブラシレスモータ４が回転駆動されている。ブラシレスモータ４の回転動作により、圧縮機構４２は吸入した冷媒を圧縮して高圧冷媒を吐出する。

圧縮機構４２はロータリー型の機構あるいは往復動型の機構であり、ブラシレスモータ４の回転に同期した負荷変動をブラシレスモータ４に与える。実施の形態１から実施の形態６のモータ制御装置を用いることによって、ブラシレスモータ４の速度変動が抑制されるので、振動が少なく、かつ、電源力率が高い圧縮機を提供することができる。また、本発明は、大容量のインダクタやコンデンサを使用しない圧縮機を提供できるので、小型で軽量な圧縮機を提供することができる。
（実施の形態８）
本発明の実施の形態８では、実施の形態１から実施の形態６に示したモータ制御装置を使用した空気調和機について説明する。

図１７は本発明の実施の形態８に係る空気調和機の構成を示すブロック図である。

図１７において、本実施の形態の空気調和機４３は、室内機４４及び室外機４５を有しており、これらによって室内の冷暖房を行う。室外機４５は、圧縮機４１を有している。この圧縮機４１は、実施の形態７の圧縮機で構成されており、圧縮機構４２とモータ制御装置１０１とを有している。モータ制御装置１０１には交流電源１が接続されている。そして、既述のように、圧縮機構４２は、内部に配設されたブラシレスモータ（図１７に示さず）によって駆動され、このブラシレスモータがモータ制御装置１０１によって制御される。また、ブラシレスモータ及び交流電源１は、実施の形態１と同様に構成され機能する。また、モータ制御装置１０１は実施の形態１から実施の形態６のいずれかに示したモータ制御装置によって構成されている。

圧縮機構４２は、冷媒を室内機４４と室外機４５との間で循環させている。

室内機４４は、この冷媒の循環経路（以下、冷媒循環経路という）中に配設された室内側熱交換器４８を有している。室内側熱交換器４８は、この室内側熱交換器４８の熱交換能力を上げるための送風機４８ａと、この室内側熱交換器４８の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ４８ｂとを有している。

室外機４５は、圧縮機４１の他に、冷媒循環経路中に配設された四方弁４６、絞り装置４７、及び室外側熱交換器４９を有している。室外側熱交換器４９は、この室内側熱交換器４９の熱交換能力を上げるための送風機４９ａと、この室内側熱交換器４９の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ４９ｂとを有している。

四方弁４６は、圧縮機構４２の吐出ポート及び吸入ポートの冷媒循環経路への接続を切り換える。この四方弁４６の切換動作により、冷媒循環経路内を流れる冷媒の方向が切り換えられる。例えば、空気調和機４３の冷媒循環経路において、冷媒の方向が矢印Ａ方向に切り換えられると、室外側熱交換器４９を通過した冷媒が四方弁４６を介して圧縮機構４２に吸入され、この圧縮機構４２から吐出された冷媒が室内側熱交換器４８へ供給される。一方、四方弁４６の切換動作により、冷媒の方向が矢印Ｂ方向に切り換えられると、室内側熱交換器４８を通過した冷媒が四方弁４６を介して圧縮機構４２に吸入され、圧縮機構４２から吐出された冷媒が室外側熱交換器４９へ供給される。このように、四方弁４６の切換動作により冷媒の流れる方向が切り替えられる。

室内側熱交換器４８と室外側熱交換器４９とをつなぐ冷媒循環経路に設けられた絞り装置４７は、循環する冷媒の流量を絞る絞り作用と、冷媒の流量を自動調整する弁の作用とをあわせ持つ。この絞り装置４７は、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器から蒸発器へ送り出された液冷媒の流量を絞って、その直後に液冷媒を膨張させるとともに、蒸発器に必要とされる量の冷媒を過不足なく供給する。この空気調和機４３では、室内側熱交換器４８は暖房運転では凝縮器として、冷房運転では蒸発器として動作する。また、室外側熱交換器４９は、暖房運転では蒸発器として、冷房運転では凝縮器として動作する。凝縮器では、内部を流れる高温高圧のガス状の冷媒が、送り込まれる空気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液体あるいは液体と気体の混合状態となる。これは、冷媒が大気中に熱を放熱して液化することと等しい。また、蒸発器には絞り装置４７で低温低圧となった液体あるいは液体と気体との混合状態の冷媒が流れ込む。この状態において、蒸発器に周囲の空気が送り込まれると、冷媒は空気から大量の熱を奪って蒸発し、気体の量が増大した冷媒となる。蒸発器にて大量の熱を奪われた空気は室内機４４又は室外機４５の吹き出し口から冷風となって放出される。

空気調和機４３では、運転状態、つまり空気調和機４３に対して設定された目標温度、実際の室温及び外気温に基づいてブラシレスモータの指令回転数が設定される。モータ制御装置１０１は、実施の形態１で述べたように、設定された指令回転数に基づいて圧縮機構４２のブラシレスモータの回転数を制御する。

次に、以上のように構成された空気調和機４３の冷房及び暖房動作について説明する。

図１７において、空気調和機４３では、モータ制御装置１０１から圧縮機構４２のブラシレスモータ（図示せず）に駆動電圧が印加されると、冷媒循環経路内に冷媒が循環する。このとき、室内機４４の熱交換器４８及び室外機４５の熱交換器４９において熱交換が行われる。つまり、空気調和機４３では、冷媒の循環閉路に封入された冷媒を圧縮機構４２により循環させることにより、冷媒の循環閉路内に周知のヒートポンプサイクルが形成される。これにより、室内の暖房あるいは冷房が行われる。

例えば、空気調和機４３の暖房運転を行う場合、ユーザの操作により、四方弁４６は、冷媒が矢印Ａで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器４８は凝縮器として動作して、冷媒循環経路での冷媒の循環により熱を放出する。これにより室内が暖められる。

逆に、空気調和機４３の冷房運転を行う場合、ユーザの操作により、四方弁４６は、冷媒が矢印Ｂで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器４８は蒸発器として動作して、冷媒循環経路での冷媒の循環により周辺空気の熱を吸収する。これにより室内が冷やされる。

この動作の間、空気調和機４３では、この空気調和機４３に設定された目標温度、実際の室温及び外気温度に基づいて指令回転数が決定され、実施の形態１で述べたように、決定された指令回転数に基づいて、モータ制御装置１０１により、圧縮機構４２のブラシレスモータの回転数が制御される。この結果、空気調和機４３は快適な冷暖房を行うことができる。

なお、本実施の形態では、冷房及び暖房の両方の運転が可能な空気調和機を説明したが、冷房専用の空気調和機の場合は、四方弁４６を省略して、矢印Ｂの方向に冷媒が流れるように構成すればよい。

以上に説明したように、本発明によれば、大容量のインダクタやコンデンサを使用しない圧縮機を用いた空気調和機を提供することができる。
（実施の形態９）
図１８は本発明の実施の形態９に係る冷蔵庫の構成を示すブロック図である。

実施の形態９の冷蔵庫５１は、圧縮機４１、凝縮器５２、冷蔵室蒸発器５３、及び絞り装置５４を有している。この圧縮機４１は、実施の形態７の圧縮機で構成されており、圧縮機構４２とモータ制御装置１０１とを有している。モータ制御装置１０１には交流電源（ここでは単相交流電源）１が接続されている。そして、既述のように、圧縮機構４２は、内部に配設されたブラシレスモータ（図１８に示さず）によって駆動され、このブラシレスモータがモータ制御装置１０１によって制御される。また、ブラシレスモータ及び交流電源１は、実施の形態１と同様に構成され機能する。また、モータ制御装置１０１は実施の形態１から実施の形態６のいずれかに示したモータ制御装置によって構成されている。
圧縮機構４２は、冷媒を循環させており、この冷媒循環経路中に、凝縮器５２、絞り装置５４、及び冷蔵室蒸発器５３が、冷媒の循環方向においてこの順に配設されている。

凝縮器５２は、内部を流れる高温高圧のガス状の冷媒を凝縮させて、冷媒の熱を外気に放出するものである。この凝縮器５２に送り込まれた冷媒ガスは、外気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器５２の出口付近では高圧の液体あるいは液体と気体の混合状態となる。

絞り装置５４は、実施の形態８の空気調和機４３の絞り装置４７と同様、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態において、凝縮器５２から送り出された冷媒の流量を絞って冷媒を膨張させるとともに、冷蔵室蒸発器５３に必要とされる量の冷媒を過不足なく供給する。

冷蔵室蒸発器５３は、低温の冷媒を蒸発させて冷蔵庫内の冷却を行う。この冷蔵室蒸発器５３は、熱交換の効率を上げるための送風機５３ａと、庫内の温度を検出する温度センサ５３ｂとを有している。

次に、以上のように構成された冷蔵庫５１の動作について説明する。

図１８において、冷蔵庫５１では、モータ制御装置１０１から圧縮機構４２のブラシレスモータ（図示せず）に駆動電圧が印加されると、圧縮機構４２が動作して、冷媒循環経路内を冷媒が矢印方向に循環する。このとき、凝縮器５２及び冷蔵室蒸発器５３にて熱交換が行われて、冷蔵庫５１内が冷却される。言い換えれば、凝縮器５２で凝縮された冷媒は、絞り装置５４にてその流量が絞られることにより膨張して、低温の冷媒となる。そして、冷蔵室蒸発器５３へ低温の冷媒が送り込まれると、冷蔵室蒸発器５３では、低温の冷媒が蒸発して、冷蔵庫内の冷却が行われる。このとき、冷蔵室蒸発器５３には、送風機５３ａにより強制的に冷蔵室内の空気が送り込まれており、冷蔵室蒸発器５３では、効率よく熱交換が行われる。

また、冷蔵庫５１では、この冷蔵庫５１に設定された目標温度及び冷蔵庫内の室温に応じて指令回転数が設定され、この設定された指令回転数に基づいてモータ制御装置１０１が、実施の形態８と同様に、圧縮機構４２のブラシレスモータの回転数を制御する。この結果、冷蔵庫５１では、冷蔵庫内の温度が目標温度に維持される。

このように、本実施の形態の冷蔵庫５１では、低振動でかつ、電源力率の小さい圧縮機４１を備えているため、従来のモータ制御装置に比べて、モータ制御装置１０１の冷蔵庫５１内における配置の自由度が高まる。また、モータ制御装置１０１の配置の自由度が高まることによって、冷蔵庫５１の庫内容積が増大できるという効果が得られる。また、軽量なモータ制御装置１０１を備えるので、冷蔵庫５１の重量を軽減することができる。

本発明に係るモータ制御装置は、圧縮機等に用いられるモータ制御装置として有用である。

本発明に係る圧縮機は、空気調和機及び冷蔵庫等の電気機器に用いられる圧縮機として有用である。

本発明に係る空気調和機は、電源力率を低下させることなく負荷トルク変動による振動の発生を抑制可能な空気調和機として有用である。

本発明に係る冷蔵庫は、電源力率を低下させることなく負荷トルク変動による振動の発生を抑制可能な冷蔵庫として有用である。

本発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図１のブラシレスモータの回転子角度に対する負荷トルク、速度、検出速度、検出加速度、及びトルク指令補正量の変化の一例を表す図である。 変動抑制部の構成を示すブロック図である。 トルク変動と電流位相指令β^*の出力の関係を示す特性図である。 第２の従来例において平滑コンデンサを省略した場合における波形図であって、(a)は交流電源電流の波形を示す図、(b)はモータ電流の波形を示す図、(c)は電流振幅指令Ｉ^*の波形を示す図である。 本実施の形態における波形図であって、(a)は交流電源電流の波形を示す図、(b)はモータ電流の波形を示す図、(c)は電流位相指令β^*の波形を示す図である。 本発明の実施の形態２に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３における波形図であって、(a)はインバータ回路の入力電圧の波形を示す図、(b)は電流振幅指令Ｉ^*の波形を示す図である。 本発明の実施の形態４に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態６に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 第１の従来例のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 第１の従来例のモータ制御装置のトルク指令と交流電源の電圧及び電流の一例を示すグラフである。 従来のロータリー型圧縮機の負荷トルク変動の一例を示す特性図である。 本発明の実施の形態７に係る圧縮機の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態８に係る空気調和機の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態９に係る冷蔵庫の構成を示すブロック図である。である。

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流回路
３ インバータ回路
４ ブラシレスモータ
５ 制御部
６ 回転数／回転位相推定部
７ 変動抑制部
８ 回転数誤差検出部
９ 電流指令作成部
１０ 印加電圧作成部
１１ 回転子加速度検出部
１２ 減算器
１４ 電流位相指令変換部
１５ 電流位相指令補正量補間部
１６ 加算部
１７ 振幅変調部
１８ 充放電回路
１９ 充放電回路制御部
２０ 充放電回路
２１ トルク指令オンオフ判定部
２２ 交流電流指令作成部
２３ 充電スイッチ指令作成部
２４ 放電スイッチ指令作成部
２５ コンバータ回路
２６ コンバータ回路制御部
２９ 充放電指令作成部
４１ 圧縮機
４２ 圧縮機構
４３ 空気調和機
４４ 室内機
４５ 室外機
４６ 四方弁
４７，５４ 絞り装置
４８ 室内側熱交換器
４８ａ，４９ａ，５３ａ 送風機
４８ｂ，４９ｂ，５３ｂ 温度センサ
４９ 室外側熱交換器
５１ 冷蔵庫
５２ 凝縮器
５３ 冷蔵室蒸発器
１０１ モータ制御装置
１０２，１０４ 電流センサ
１０３，１０５ 電圧センサ
Ａｃ１〜Ａｃｎ 第１〜第ｎ加速度制御部

Claims (17)

1. ブラシレスモータを駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を介して前記ブラシレスモータのモータ電流の位相を制御することにより該ブラシレスモータの回転速度を制御する制御部とを備えた、モータ制御装置。
2. 前記制御部は、前記ブラシレスモータの負荷トルク変動による回転速度変動を抑制するよう前記モータ電流の位相を制御する、請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記制御部は、前記ブラシレスモータの回転に基づいて前記回転速度変動と前記ブラシレスモータの回転位相とを検出し、該検出した回転速度変動と回転位相とに基づいて前記モータ電流の位相を制御する、請求項２記載のモータ制御装置。
4. 前記制御部は、前記ブラシレスモータのモータ電流に基づいて該ブラシレスモータの回転数と回転位相とを推定し、それにより、前記回転速度変動と回転位相とを検出する、請求項３記載のモータ制御装置。
5. 前記制御部は、前記ブラシレスモータのモータ電流の位相と振幅とを制御することにより該ブラシレスモータの回転速度を制御する、請求項１記載のモータ制御装置。
6. 前記制御部は、前記ブラシレスモータの負荷トルク変動による回転速度変動を抑制するよう前記モータ電流の位相及び振幅を制御する、請求項５記載のモータ制御装置。
7. 交流電源から出力される交流電力を整流して前記インバータ回路に出力する整流器をさらに備え、
   前記制御部は前記モータ電流の振幅を前記交流電源の出力電圧の絶対値に応じて制御する、請求項５記載のモータ制御装置。
8. 前記インバータ回路への直流電力入力端子間にコンデンサをさらに備えた、請求項１記載のモータ制御装置。
9. 交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換する電力変換器と、
   前記電力変換器で変換された直流電力をブラシレスモータに供給して該ブラシレスモータを駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の直流電力入力端子間に接続されたコンデンサと、
   前記インバータ回路を介して前記ブラシレスモータのモータ電流を制御することにより該ブラシレスモータの回転速度を制御する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記ブラシレスモータの負荷トルク変動による回転速度変動を抑制するよう前記モータ電流を制御し、かつ前記モータ電流の振幅と前記モータ電流の平均値との比較に基づいて前記交流電源から出力される電流を制御する、モータ制御装置。
10. 前記制御部は、前記モータ電流の振幅が前記モータ電流の平均値よりも小さい期間には前記コンデンサが充電され、前記モータ電流の振幅が前記平均値よりも大きい期間には前記コンデンサが放電するよう前記交流電源から出力される電流を制御する、請求項９記載のモータ制御装置。
11. 前記電力変換器が整流器であり、前記インバータ回路の直流電力入力端子間にコンデンサと直列にスイッチング素子が接続され、前記制御部は前記スイッチング素子をオン・オフすることにより前記交流電源から出力される電流を制御する、請求項１０記載のモータ制御装置。
12. 前記制御部は、前記モータ電流の振幅が前記モータ電流の平均値よりも小さい期間にはその振幅が小さくなり、前記モータ電流の振幅が前記モータ電流の平均値よりも大きい期間にはその振幅が大きくなるよう、前記交流電源から出力される電流を制御する、請求項１０記載のモータ制御装置。
13. 前記制御部は、前記ブラシレスモータの負荷トルク変動による回転速度変動を抑制するよう前記モータ電流の位相を制御する、請求項９乃至１２のいずれかに記載のモータ制御装置。
14. 前記ブラシレスモータが１回転中に１つのピークを有するようにトルクが変動する負荷を駆動するものである、請求項１乃至１３のいずれかに記載のモータ制御装置。
15. 請求項１４記載のモータ制御装置により制御される前記ブラシレスモータを駆動源として備えた、圧縮機。
16. 請求項１５記載の圧縮機を熱媒体圧縮手段として備えた空気調和機。
17. 請求項１５記載の圧縮機を熱媒体圧縮手段として備えた冷蔵庫。

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