KR101025119B1 - 직접형 교류 전력 변환 장치 - Google Patents

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겐이치 사카키바라
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Abstract

제1 직류 링크부 L1과 제2 직류 링크부 L2의 사이에 콘덴서 C1, C2가 직렬로 접속된 상태로, 인버터부(2)로부터의 회생 전류에 의해 콘덴서 C1, C2에 충전된다. 한편, 방전 시에 제1, 제2 스위칭 회로(Q1, D11, Q2, D12)가 온함으로써, 제1 직류 링크부 L1과 제2 직류 링크부 L2의 사이에 콘덴서 C1, C2가 병렬로 접속된 상태로 콘덴서 C1, C2로부터 방전된다.

Description

직접형 교류 전력 변환 장치{DIRECT AC POWER CONVERTING APPARATUS}
본 발명은, 직접형 교류 전력 변환 장치에 관한 것으로, 자세하게는, 직류 링크부에 클램프 회로를 구비한 직접형 교류 전력 변환 장치에 관한 것이다.
인버터의 대표적인 주회로 구성으로서는, 정류 회로와 평활 회로를 통해 상용 교류를 직류로 변환하고, 전압형 변환기에 의해 교류 출력을 얻는 간접형 교류 전력 변환 회로가 일반적으로 이용되고 있다. 한편, 교류 전압으로부터 직접 교류 출력을 얻는 방식으로서는, 매트릭스 컨버터를 대표로 하는 직접형 교류 전력 변환 장치가 알려져 있고, 상용 주파수에 의한 전압 맥동을 평활하는 대형의 콘덴서나 리액터가 불필요해지기 때문에 변환기의 소형화를 기대할 수 있어 차세대의 전력 변환기로서 최근 계속 주목받고 있다.
또, 문헌 1(리자이앙·웨이(Lixiang.Wei) 및 토마스·A·리포(Thomas.A.Lipo) 저, 「9-스위치·듀얼-브릿지·매트릭스 컨버터의 저출력 역률 동작에 대한 연구(Investigation of 9-switch Dual-bridge Matrix Converter Operating under Low Output Power Factor)」, 미국, 아이트리플이(IEEE), ISA2003, vol.1, pp.176-181)나 문헌 2(미국 특허 제 6,995,992호 명세서)에서는, 직류 링크가 부착된 직접 변환 회로로서, 종래형 인버터의 직류 링크에 평활 회로 를 갖지 않는 회로 방식과 변조 원리가 제안되어 있다. 이 문헌 1과 문헌 2에서는, 직류 링크부의 평균 전류(전압)를 맥류형상으로 제어하고, 컨버터측의 전류를 사다리꼴파형으로 제어함과 더불어, 인버터측의 PWM 변조를 컨버터측과 동기함으로써, 일정한 직류 전압을 생성하지 않고 상용 교류로부터 교류 출력을 직접 변환할 수 있는 것이 나타나고 있다.
상기 직류 링크가 부착된 직접 변환 회로의 회로에서는, 컨버터측에 회생 기능이 없기 때문에, 직류 링크부에 전력을 흡수하는 클램프 회로를 필요로 한다.
상기 직류 링크가 부착된 직접 변환 회로에서는, 직류 링크부에 1개의 교류 콘덴서가 접속되기 때문에, 입력측의 LC 필터 회로에 이용되는 콘덴서에 대해서 √3배 정도의 전압이 인가되기 때문에, 내압이 높은 콘덴서를 이용하므로 비용이 높게 든다는 문제가 있다.
또한, 상기 직류 링크가 부착된 직접 변환 회로에서는, 클램프 회로의 콘덴서의 방전을 행하기 위해서, 능동 소자와 제어 회로가 필요해지고, 회로 구성이 복잡해진다.
따라서, 본 발명의 과제는, 간단한 구성으로 클램프 회로에 이용되는 콘덴서의 내압을 낮출 수 있는 직접형 교류 전력 변환 장치를 제공하는 것에 있다.
상기 과제를 해결하기 위해서, 본 발명의 직접형 교류 전력 변환 장치는,
삼상 교류 입력 전압을 직류 전압으로 변환하는 컨버터부와,
상기 컨버터부에 의해 변환된 상기 직류 전압을 소정의 삼상 교류 출력 전압으로 변환하는 인버터부와,
상기 컨버터부와 상기 인버터부를 접속하는 양극측의 제1 직류 링크부 및 음극측의 제2 직류 링크부와,
상기 제1 직류 링크부와 상기 제2 직류 링크부 사이에 접속되어 적어도 2개의 커패시턴스 소자를 갖는 클램프 회로를 구비하고,
상기 클램프 회로는,
상기 제1 직류 링크부와 상기 제2 직류 링크부의 사이에 상기 각 커패시턴스 소자가 직렬로 접속된 상태로, 상기 인버터부로부터의 회생 전류에 의해 상기 각 커패시턴스 소자에 충전되는 한편,
상기 제1 직류 링크부와 상기 제2 직류 링크부의 사이에 상기 각 커패시턴스 소자가 병렬로 접속된 상태로 상기 커패시턴스 소자로부터 방전되는 것을 특징으로 한다.
여기서, 직류 전압이란, 직류 전압 성분에 교류 전압 성분이 중첩하는 전압도 포함하는 것으로 한다.
상기 구성에 의하면, 상기 제1 직류 링크부와 제2 직류 링크부의 사이에 각 커패시턴스 소자가 직렬로 접속된 상태로, 인버터부로부터의 회생 전류에 의해 각 커패시턴스 소자에 충전되는 한편, 제1 직류 링크부와 제2 직류 링크부의 사이에 각 커패시턴스 소자가 병렬로 접속된 상태로 커패시턴스 소자로부터 방전된다. 상기 인버터부로부터의 회생 전류에 의해 각 커패시턴스 소자에 충전될 때, 각 커패시턴스 소자가 직렬로 접속된 상태로 제1, 제2 직류 링크부 사이의 전압을 분압한다. 따라서, 이러한 비선형 커패시터 회로를 이용함으로써, 간단한 구성으로 클램프 회로에 이용되는 콘덴서의 내압을 낮출 수 있다.
또, 일실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치에서는,
상기 커패시턴스 소자는, 제1 커패시턴스 소자와 제2 커패시턴스 소자의 2개이며,
상기 클램프 회로는,
상기 제1 직류 링크부에 일단이 접속된 상기 제1 커패시턴스 소자와,
상기 제2 직류 링크부에 일단이 접속된 상기 제2 커패시턴스 소자와,
상기 제1 커패시턴스 소자의 타단과 상기 제2 커패시턴스 소자의 타단의 사이에 순방향으로 접속된 다이오드 소자와,
상기 다이오드 소자와 상기 제2 커패시턴스 소자의 접속점과, 상기 제1 직류 링크부와의 사이에 접속되어, 상기 제2 커패시턴스 소자의 방전 시에 온하는 제1 스위칭 회로와,
상기 다이오드 소자와 상기 제1 커패시턴스 소자의 접속점과, 상기 제2 직류 링크부와의 사이에 접속되어, 상기 제1 커패시턴스 소자의 방전 시에 온하는 제2 스위칭 회로를 가진다.
상기 실시 형태에 의하면, 상기 제1, 제2 스위칭 회로에 의해 방전 레벨을 제어할 수 있기 때문에, 충전 레벨인 클램프 전압을 제어하는 것이 가능해진다.
또, 일 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치에서는,
상기 커패시턴스 소자는, 제1 커패시턴스 소자와 제2 커패시턴스 소자의 2개이며,
상기 클램프 회로는,
상기 제1 직류 링크부에 일단이 접속된 상기 제1 커패시턴스 소자와,
상기 제2 직류 링크부에 일단이 접속된 상기 제2 커패시턴스 소자와,
상기 제1 커패시턴스 소자의 타단과 상기 제2 커패시턴스 소자의 타단의 사이에 순방향으로 접속된 제1 다이오드 소자와,
상기 제1 다이오드 소자와 상기 제2 커패시턴스 소자의 접속점과, 상기 제1 직류 링크부와의 사이에 역방향으로 접속된 제2 다이오드 소자와,
상기 제1 다이오드소자와 상기 제1 커패시턴스 소자의 접속점과, 상기 제2 직류 링크부와의 사이에 역방향으로 접속된 제3 다이오드 소자를 가진다.
상기 실시 형태에 의하면, 방전 경로에 다이오드를 적용하는 것에 의해서 능동 소자, 제어 회로가 불필요해지고, 패시브 스너버 구성으로 할 수 있다.
또, 일 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치에서는,
상기 커패시턴스 소자는, 제1 커패시턴스 소자와 제2 커패시턴스 소자와 제3 커패시턴스 소자의 3개이며,
상기 클램프 회로는,
상기 제1 직류 링크부에 일단이 접속된 상기 제1 커패시턴스 소자와,
상기 제1 커패시턴스 소자의 타단에 일단이 접속된 제1 다이오드 소자와,
상기 제1 다이오드 소자의 타단에 일단이 접속된 상기 제2 커패시턴스 소자와,
상기 제2 커패시턴스 소자의 타단에 일단이 접속된 제2 다이오드 소자와,
상기 제2 다이오드 소자의 타단에 일단이 접속되고, 상기 제2 직류 링크부에 타단이 접속된 상기 제3 커패시턴스 소자와,
상기 제1 다이오드 소자와 상기 제1 커패시턴스 소자의 접속점과, 상기 제2 직류 링크부와의 사이에 역방향으로 접속된 제3 다이오드 소자와,
상기 제1 다이오드 소자와 상기 제2 커패시턴스 소자의 접속점과, 상기 제1 직류 링크부와의 사이에 역방향으로 접속된 제4 다이오드 소자와,
상기 제2 다이오드 소자와 상기 제2 커패시턴스 소자의 접속점과, 상기 제2 직류 링크부와의 사이에 역방향으로 접속된 제5 다이오드 소자와,
상기 제2 다이오드 소자와 상기 제3 커패시턴스 소자의 접속점과, 상기 제1 직류 링크부와의 사이에 역방향으로 접속된 제6 다이오드 소자를 갖고,
상기 제1 다이오드 소자는, 상기 제1 커패시턴스 소자와 상기 제2 커패시턴스 소자의 사이에 순방향으로 접속되고,
상기 제2 다이오드 소자는, 상기 제2 커패시턴스 소자와 상기 제 3 커패시턴스 소자의 사이에 순방향으로 접속되어 있다.
상기 실시 형태에 의하면, 상기 인버터부로부터의 회생 전류를 충전하는 경우에 제1∼제3 커패시턴스 소자가 직렬로 접속된 상태로 제1 제2 직류 링크부 사이의 전압을 분압하므로, 클램프 회로에 이용되는 콘덴서의 내압을 더욱 낮출 수 있다. 또, 상기 클램프 회로의 콘덴서가 2개 직렬로 접속된 경우에 비해 충전 전압이 대략 1.5배가 되는 한편, 방전 레벨은 동등해진다. 이것에 의해, 전원 전압(삼상 교류 입력 전압의 전압 변동)이 최소 전압 이하에서는 방전하지만, 전원 전압이 최소 전압 이상에서는, 충방전이 발생하는 일이 없고, 삼상 교류 입력 전압의 전압 변동에 대해서 불필요한 충방전 동작에 의한 발생 손실을 회피할 수 있다.
이상에서 알 수 있듯이, 본 발명의 직접형 교류 전력 변환 장치에 의하면, 비선형 커패시터-회로를 적용함으로써, 클램프 회로의 콘덴서 내압을 반감시킬 수 있다. 또한, 방전 경로에 다이오드를 적용함으로써, 능동 소자, 제어 회로가 불필요해지고 패시브 스너버 구성으로 할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제1 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치의 구성도이다.
도 2는 상기 직접형 교류 전력 변환 장치의 직류 전압을 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 제2 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치의 구성도이다.
도 4는 상기 직접형 교류 전력 변환 장치의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 5는 상기 직접형 교류 전력 변환 장치의 역률 1일 때의 회생 상태에 대해서, 입력 전류와 직류 전류의 관계를 각부의 파형을 나타내는 도면이다.
도 6은 상기 직접형 교류 전력 변환 장치의 역률 0.7일 때의 회생 상태에 대해서, 입력 전류와 직류 전류의 관계를 각부의 파형을 나타내는 도면이다.
도 7은 상기 직접형 교류 전력 변환 장치의 부하 역률과 전압 레벨의 관계를 구한 결과를 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 제3 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치의 클램프 회로의 구성도이다.
도 9는 종래의 직접형 교류 전력 변환 장치의 구성도이다.
도 10은 상기 직접형 교류 전력 변환 장치의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다
이하, 이 발명의 직접형 교류 전력 변환 장치를 도시의 실시의 형태에 의해 상세하게 설명한다.
〔제1 실시 형태〕
도 1은 본 발명의 제1 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치의 구성도를 나타내고 있다.
이 제1 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치는, 도 1에 나타내는 바와 같이, 트랜지스터 Srp, Srn, Ssp, Ssn, Stp, Stn과 다이오드 Drp, Drn, Dsp, Dsn, Dtp, Dtn으로 이루어지는 컨버터부(1)와, 트랜지스터 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn과 다이오드 Dup, Dun, Dvp, Dvn, Dwp, Dwn로 이루어지는 인버터부(2)와, 상기 컨버터부(1)의 트랜지스터 Srp, Srn, Ssp, Ssn, Stp, Stn 및 인버터부(2)의 트랜지스터 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn를 온 오프하기 위한 제어 신호를 출력하는 제어부(도시하지 않음)를 구비하고 있다.
상기 컨버터부(1)는 삼상 교류 전원(5)으로부터의 상전압 vr를, 코일 L11을 통해 트랜지스터 Srp의 컬렉터와 트랜지스터 Srn의 이미터에 입력하고 있다. 또, 삼상 교류 전원(5)으로부터의 상전압 vs를, 코일 L12를 통해 트랜지스터 Ssp의 컬렉터와 트랜지스터 Stn의 이미터에 입력하고 있다. 또, 삼상 교류 전원(5)으로부터의 상전압 vt를, 코일 L13을 통하여 트랜지스터 Stp의 컬렉터와 트랜지스터 Stn의 이미터에 입력하고 있다. 상기 트랜지스터 Srp, Ssp, Stp의 이미터를 다이오드 Drp, Dsp, Dtp의 애노드에 각각 접속하고, 그 다이오드 Drp, Dsp, Dtp의 캐소드를 제1 직류 링크부 L1에 각각 접속하고 있다. 한편, 상기 트랜지스터 Srn, Ssn, Stn의 컬렉터를 다이오드 Drn, Dsn, Dtn의 음극에 각각 접속하고, 그 다이오드 Drn, Dsn, Dtn의 애노드를 제2 직류 링크부 L2에 각각 접속하고 있다.
또한, 상기 코일 L11과 트랜지스터 Srp의 컬렉터의 사이에, 콘덴서 C11의 일단을 접속하고, 코일 L12와 트랜지스터 Ssp의 컬렉터의 사이에, 콘덴서 C12의 일단을 접속하며, 코일 L13과 트랜지스터 Stp의 컬렉터의 사이에, 콘덴서 C13의 일단을 접속하고 있다. 상기 콘덴서 C11, C12, C13의 타단을 접속하고 있다. 상기 코일 L11, L12, L13과 콘덴서 C11, C12, C13로 LC 필터 회로(6)를 구성하고 있다.
또, 상기 인버터부(2)는 삼상 교류 출력 전압의 상전압 vu의 출력 단자에 트랜지스터 Sup의 이미터와 트랜지스터 Sun의 컬렉터를 접속하고, 상전압 vv의 출력 단자에 트랜지스터 Svp의 이미터와 트랜지스터 Svn의 컬렉터를 접속하고, 상전압 vw의 출력 단자에 트랜지스터 Swp의 이미터와 트랜지스터 Swn의 컬렉터를 접속하고 있다. 상기 트랜지스터 Sup, Svp, Swp의 컬렉터를 제1 직류 링크부 L1에 각각 접속하는 한편, 트랜지스터 Sun, Svn, Swn의 이미터를 제2 직류 링크부 L2에 각각 접속하고 있다. 또, 상기 트랜지스터 Sup, Svp, Swp의 컬렉터와 이미터의 사이에 다이오드 Dup, Dvp, Dwp를 각각 역방향으로 접속함과 더불어 상기 트랜지스터 Sun, Svn, Swn의 컬렉터와 이미터의 사이에 다이오드 Dun, Dvn, Dwn를 각각 역방향으로 접속하고 있다.
상기 인버터부(2)의 상전압 vu, vv, vw의 출력 단자에, 삼상 스타 결선된 부하(코일 L21, L22, L23과 저항 R21, R22, R23)를 접속하고 있다.
또, 상기 제1 직류 링크부 L1에 제1 커패시턴스 소자의 일례로서의 콘덴서 C1의 일단을 접속하고, 그 콘덴서 C1의 타단에 다이오드 소자의 일례로서의 다이오드 D1의 애노드를 접속하고 있다. 상기 다이오드 D1의 캐소드에 제2 커패시턴스 소자의 일례로서의 콘덴서 C2의 일단을 접속하고, 그 콘덴서 C2의 타단을 제2 직류 링크부 L2에 접속하고 있다. 또, 상기 다이오드 D1의 캐소드에 트랜지스터 Q1의 컬렉터를 접속하고, 그 트랜지스터 Q1의 이미터를 다이오드 D11의 애노드에 접속하 고 있다. 상기 다이오드 D11의 캐소드를 제1 직류 링크부 L1에 접속하고 있다. 상기 다이오드 D1의 애노드에 트랜지스터 Q2의 이미터를 접속하고, 그 트랜지스터 Q1의 컬렉터를 다이오드 D12의 캐소드에 접속하고 있다. 그리고, 상기 다이오드 D12의 애노드를 제2 직류 링크부 L2에 접속하고 있다. 상기 콘덴서 C1, C2와 다이오드 D1, D2, D3과 트랜지스터 Q1, Q2로 클램프 회로(3)를 구성하고 있다. 상기 트랜지스터 Q1과 다이오드 D11로 제1스위칭 회로를 구성하고 있다. 또, 상기 트랜지스터 Q2와 다이오드 D12로 제2 스위칭 회로를 구성하고 있다.
또, 상기 직접형 교류 전력 변환 장치는, 전압 Vcl(콘덴서 C2의 양단 전압)이 비반전 입력 단자에 인가되고, 기준 전압 Vth가 반전 입력 단자에 인가된 차동 증폭기(4)를 구비하고, 차동 증폭기(4)로부터 출력되는 제어 신호 Scl을 트랜지스터 Q1, Q2의 베이스에 입력하고 있다. 상기 기준 전압 Vth는, 콘덴서 C1, C2 방전을 개시할 때에 트랜지스터 Q1, Q2를 온하기 위한 기준 전압이다.
도 1에 나타내는 바와 같이, 직렬로 접속된 2개의 콘덴서 C1, C2에 의해 제1, 제2 직류 링크부 L1, L2 사이의 전압을 분압하기 때문에, 입력측의 LC 필터 회로(6)의 콘덴서 C11∼C13의 인가 전압에 대해서, 콘덴서 C1, C2의 인가 전압을 √3／2 정도로 저감시킬 수 있다.
상기 제1 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치에서는, 도 2의 방전 레벨을 제어할 수 있기 때문에, 충전 레벨 V1인 클램프 전압을 제어하는 것이 가능해진다. 여기에서는, 도 2에 나타내는 바와 같이, 직류 링크 전압의 순시값에 있어서 최대 전압의 파고값이 중간 전압의 최소값의 2배가 되는 것에 주목하여, 1／2의 전 압으로 방전하는 스너버로서 클램프 회로(3)를 이용한다.
상기 구성의 직접형 교류 전력 변환 장치에 의하면, 인버터부(2)로부터의 회생 전류에 의해 콘덴서 C1, C2에 충전될 때, 콘덴서 C1, C2가 직렬로 접속된 상태로 제1, 제2 직류 링크부 L1, L2 사이의 전압을 분압하므로, 간단한 구성으로 클램프 회로에 이용되는 콘덴서의 내압을 낮출 수 있다.
또, 상기 제1, 제2 스위칭 회로(Q1, D11, Q2, D12)에 의해 방전 레벨을 제어할 수 있기 때문에, 충전 레벨 V1인 클램프 전압을 제어하는 것이 가능해진다.
〔제2 실시 형태〕
도 3은 본 발명의 제2 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치의 구성도를 나타내고 있다. 이 제2 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치는, 클램프 회로를 제외하고 제1 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치와 동일한 구성을 하고 있고, 동일 구성부는 동일 참조 번호를 부여하여 설명을 생략한다.
상기 제1 직류 링크부 L1에 제1 커패시턴스 소자의 일례로서의 콘덴서 C1의 일단을 접속하고, 그 콘덴서 C1의 타단에 제1 다이오드 소자의 일례로서의 다이오드 D1의 애노드를 접속하고 있다. 상기 다이오드 D1의 캐소드에 제2 커패시턴스 소자의 일례로서의 콘덴서 C2의 일단을 접속하고, 그 콘덴서 C2의 타단을 제2 직류 링크부 L2에 접속하고 있다. 또, 상기 다이오드 D1의 캐소드에 제2 다이오드 소자의 일례로서의 다이오드 D2의 애노드를 접속하고, 그 다이오드 D2의 캐소드를 제1 직류 링크부 L1에 접속하고 있다. 그리고, 상기 다이오드 D1의 애노드에 제3 다이오드 소자의 일례로서의 다이오드 D3의 캐소드를 접속하고, 그 다이오드 D3의 애노 드를 제2 직류 링크부 L2에 접속하고 있다. 상기 콘덴서 C1, C2와 다이오드 D1, D2, D3로 클램프 회로(13)를 구성하고 있다.
상기 제2 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치에서는, 방전에 필요로 하는 기간에 의해 방전 레벨이 결정되기 때문에, 충전 레벨이 최대 전압의 파고값을 상회하지만, 충전 시의 전압 상승에 의해, 방전 시에 중간 전압으로서 작용하는 기간이 길어지기 때문에, 콘덴서 전압은 평형하도록 작용한다.
도 9는 비교를 위한 종래 방식의 직접형 교류 전력 변환 장치의 구성을 나타내고 있고, 도 9에 있어서, Sam, Sbm, Scm는 컨버터측의 트랜지스터, Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn는 인버터측의 트랜지스터, Sc는 클램프 회로의 트랜지스터이다. 또, 도 10은 도 9에 나타내는 직접형 교류 전력 변환 장치에 대해서, 지연 역률 부하 0.62(51.5°)에서의 시뮬레이션 결과를 나타낸 것이다. 도 10a는 입력 전류를 나타내고, 도 10b는 출력 전류를 나타내며, 도 10c는 직류 링크 전류를 나타내고, 도 10d는 클램프 콘덴서 전압과 직류 링크 전압을 나타내며, 도 10e은 액티브 클램프 다이오드 전류를 나타내고, 도 10f는 액티브 클램프 IGBT(절연 게이트 바이폴러 트랜지스터) 전류를 나타내고 있다.
또, 도 4는 이 제2 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치에 대해서, 지연 역률 부하 0.62(51.5°)에서의 시뮬레이션 결과를 나타낸 것이다. 도 4a는 입력 전류를 나타내고, 도 4b는 출력 전류를 나타내며, 도 4c는 직류 링크 전류를 나타내고, 도 4d는 클램프 C 직렬 전압과 직류 링크 전압 및 클램프 C 병렬 전압을 나 타내며, 도 4e는 패시브 클램프 충전 전류를 나타내고, 도 4f는 패시브 클램프 방전 전류를 나타내고 있다.
도 9에 나타내는 종래의 직접형 교류 전력 변환 장치에서는, 임계값 전압 350V로 클램프되기 때문에, 클램프 전압에서 충방전을 반복하는 것에 대하여, 제2 실시 형태에서는, 중간 전압이 최소가 되는 기간에 방전 전압이 결정되기 때문에, 방전 전압의 2배의 클램프 전압이 얻어지고, 무제어로 정전압 클램프 동작을 실현할 수 있다.
또, 전술의 문헌 1(「9-스위치·듀얼-브릿지·매트릭스 컨버터의 저출력 역률 동작에 대한 연구(Investigation of 9-switch Dual-bridge Matrix Converter Operating under Low Output Power Factor)」)에는, 출력 전류의 위상각이 π／6 이상인 영역에 있어서, 직류 링크부에 전류가 회생되는 것이 나타나고 있다.
이후, 회생 기간과 클램프 전압의 관계에 대해 설명한다.
도 5a∼5e는 이 제2 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치의 역률 1일 때의 회생 상태에 대해서, 입력 전류와 직류 전류의 관계를 각부의 파형으로 나타낸 것으로, 도 6a∼6e는 π／4 지연, 역률 0.7일 때의 회생 상태에 대해서, 입력 전류와 직류 전류의 관계를 각부의 파형으로 나타낸 것이다. 여기서, 도 5a, 도 6a는 입력되는 상전압 파형을 나타내고, 도 5b, 도 6b는 직류 전압을 나타내며, 도 5c, 도 6c는 선전류를 나타내고, 도 5d, 도 6d는 직류 전류를 나타내며, 도 5e, 도 6e는 시비율 t4, t6를 나타내고 있다.
직류 링크부(제1, 제2 직류 링크부 L1, L2)에는, 선택되는 2개의 벡터에 의해, 2상의 선전류가 흐르게 된다. 도 5 중 모드 1에 있어서, V4 기간에 인버터부(2)의 U상의 상부 아암(Sup)이 온이 되기 때문에, 선전류 Iu가 직류 링크부에 흐르고, V6 기간에 인버터부(2)의 W상의 하부 아암(Swn)이 온이 되기 때문에, 선전류-Iw가 직류 링크부에 흐르는 것을 알 수 있다(도 5c 참조). 또, 지연 위상에 대해서는 π／6까지 직류 링크 전류가 플러스가 되는 것이, 파형에서 판독된다(도 5c 참조).
한편, 도 6a∼6e는 이 제2 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치의 π／4 지연(역률 0.7)의 경우를 나타내고 있지만, V6 기간에 있어서 π／12 기간의 전류가 마이너스가 되고, 이 영역에 있어서만 클램프 회로(13)에 충전 전류가 흘러들게 된다(도 6c, 도 6d 참조).
이 때, 클램프 회로(13)의 콘덴서 C1, C2는, 방전 시의 2배의 일정 전압을 유지하고, 컨버터부(1)의 스위칭에 의해 직류 링크 전압이 중간 전압 Emid가 되었을 때에 방전을 행한다. 또한, 여기서, 유지되는 전압은, 인버터부(2)측의 부하 위상과 방전 위상의 밸런스에 의해 평형한다.
도 6의 충전 시의 전하에 대해 보면, 도 6e 중에 나타내는 시비율 t4, t6로 PWM 변조되어 있기 때문에, 평균 전류는, 전류값(도 6d)과 시비율(도 6e)을 곱함으로써 구해진다.
t6 기간에 나타나는 직류 전류 Iv6은 W상 전류가 반전하여 나타나고, 전류 지연 위상각(역률각)을 φ로 하면, 직류 전류 Iv6은,
Figure 112008063493063-pct00001
이 된다. 여기서, 지연 위상의 각도가 작기 때문에, 정현파를 선형과 비슷하게 하여 생각하면, 전류값과 시비율은 다음 식으로 나타난다.
Figure 112008063493063-pct00002
따라서, 평균 전류 Iv6t6는,
Figure 112008063493063-pct00003
가 되고, 충전 전하 qc는, 평균 전류 Iv6t6를 적분함으로써,
Figure 112008063493063-pct00004
로 구해진다.
한편, 방전 전하에 대해서는, 중간 전압에 접속되는 기간, 즉, 입력 역률 1로 제어되기 때문에, 입력 전류가 중간상인 기간(모드 1에서는 S상 전류)에 클램프 회로(13)의 콘덴서 C1, C2가 전하를 방출하기 때문에, 방전 위상과 전하의 관계를 구하면 된다.
동일하게 선형과 비슷하게 하여, 위상각 φd과 방전 전하 qd의 관계를 구하면,
Figure 112008063493063-pct00005
가 되고, 충전 전하 qc와 방전 전하 qd가 동일해지도록 방전 위상을 구하면, 방전 전압 레벨이 결정된다.
부하 역률, 출력의 전압 제어율 ks에 의해 양자의 관계는 변화하기 때문에, 다음 식으로 보정한다.
Figure 112008063493063-pct00006
또, 얻어진 방전 위상과 전압 레벨의 관계는, 직류 링크 파형에서 다음의 관계가 된다.
Figure 112008063493063-pct00007
상기의 관계식에 의해, 부하 역률과 전압 레벨의 관계를 구한 결과를 도 7에 나타낸다. 도 7에서는, 200V의 삼상 교류 입력 전압이 입력되었을 때의 부하 위상각에 대한 방전 레벨, 충전 레벨 및 부하 역률의 변화를 나타내고 있다. 또, 도 7에 있어서, 흰색 원 표시는 방전 레벨［V］, 검은색 원 표시는 충전 레벨［V］, 삼각 표시는 부하 역률이다.
도 7에 나타내는 바와 같이, 부하 위상각이 커질수록 부하 역률이 낮아지고, 방전 레벨과 충전 레벨은 상승한다.
이상에 나타낸 바와 같이, 부하 역률에 의해 충전 전하가 결정되고, 충전 전하에 의해 방전 레벨이 일의적으로 결정되기 때문에, 본 방식에 있어서 패시브 회로를 이용한 경우에 있어서도 클램프 전압이 평형하는 것을 알 수 있다.
상기 구성의 직접형 교류 전력 변환 장치에 의하면, 인버터부(2)로부터의 회생 전류에 의해 콘덴서 C1, C2에 충전될 때, 콘덴서 C1, C2가 직렬로 접속된 상태로 제1, 제2 직류 링크부 L1, L2 사이의 전압을 분압하므로, 간단한 구성으로 클램프 회로에 이용되는 콘덴서의 내압을 낮출 수 있다.
또, 방전 경로에 다이오드를 적용하는 것에 의해서, 능동 소자나 제어 회로가 불필요해지고, 패시브 스너버 구성으로 할 수 있다.
〔제3 실시 형태〕
도 8은 본 발명의 제3 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치의 클램프 회로의 구성도이다. 이 제2 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치는, 클램프 회로를 제외하고 제1 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치와 동일한 구성을 하고 있고, 동일 구성부는 동일 참조 번호를 부여하여 설명을 생략하고, 도 1을 원용한다.
상기 제1 직류 링크부 L1에 제1 커패시턴스 소자의 일례로서의 콘덴서 C1의 일단을 접속하고, 그 콘덴서 C1의 타단에 제1 다이오드 소자의 일례로서의 다이오드 D1의 애노드를 접속하고 있다. 상기 다이오드 D1의 캐소드에 제2 커패시턴스 소자의 일례로서의 콘덴서 C2의 일단을 접속하고, 그 콘덴서 C2의 타단을 제2 다이오드 소자의 일례로서의 다이오드 D2의 애노드에 접속하고 있다. 또한, 상기 다이 오드 D2의 캐소드를 제3 커패시턴스 소자의 일례로서의 콘덴서 C3의 일단에 접속하고, 콘덴서 C3의 타단을 제2 직류 링크부 L2에 접속하고 있다. 또, 상기 다이오드 D1의 애노드에 제3 다이오드 소자의 일례로서의 다이오드 D3의 캐소드를 접속하고, 그 다이오드 D3의 애노드를 제2 직류 링크부 L2에 접속하고 있다. 상기 다이오드 D1의 캐소드에 제4 다이오드 소자의 일례로서의 다이오드 D4의 애노드를 접속하고, 그 다이오드 D4의 캐소드를 제1 직류 링크부 L1에 접속하고 있다. 또, 상기 다이오드 D2의 애노드에 제5 다이오드 소자의 일례로서의 다이오드 D5의 캐소드에 접속하고, 그 다이오드 D5의 애노드를 제2 직류 링크부 L2에 접속하고 있다. 또한, 상기 다이오드 D2의 캐소드에 제6 다이오드 소자의 일례로서의 다이오드 D6의 애노드를 접속하고, 그 다이오드 D6의 애노드를 제1 직류 링크부 L1에 접속하고 있다. 상기 콘덴서 C1∼C3과 다이오드 D1∼D6로 클램프 회로(23)를 구성하고 있다.
상기 제3 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치는, 제2 실시 형태의 직접형 교류 전력 변환 장치와 동일한 효과를 가짐과 더불어, 클램프 회로(23)에 이용되는 콘덴서 C1∼C3의 내압을 더욱 낮출 수 있다. 또, 도 2에 나타내는 바와 같이, 클램프 회로의 콘덴서가 2개 직렬로 접속된 충전 레벨 V1의 경우에 비해, 이 제3 실시 형태에서는 충전 레벨 V2가 대략 1.5배가 되는 한편, 방전 레벨은 동등하게 된다. 이것에 의해, 전원 전압(삼상 교류 입력 전압의 전압 변동)이 최소 전압 이하에서는 방전하지만, 전원 전압이 최소 전압 이상에서는, 충방전이 발생하는 일이 없고, 삼상 교류 입력 전압의 전압 변동에 대해서, 불필요한 충방전 동작에 의한 발생 손실을 회피할 수 있다.
상기 제1∼제3 실시 형태에서는, 컨버터부(1)와 인버터부(2)를 구비한 직접형 교류 전력 변환 장치에 대해 설명했지만, 컨버터부와 인버터부의 회로 구성은 이것에 한정되지 않고, 삼상 교류 입력 전압을 직류 전압으로 변환하는 컨버터부와, 그 컨버터부에 의해 변환된 직류 전압을 소정의 삼상 교류 출력 전압으로 변환하는 인버터부를 구비하고, 컨버터부와 인버터부를 접속하는 직류 링크부에 평활용 필터를 갖지 않는 직접형 교류 전력 변환 장치에 이 발명을 적용할 수 있다.

Claims (4)

  1. 삼상 교류 입력 전압을 직류 전압 성분에 교류 전압 성분이 중첩한 직류 전압으로 변환하는 컨버터부(1)와,
    상기 컨버터부(1)에 의해 변환된 상기 직류 전압 성분에 교류 전압 성분이 중첩한 직류 전압을 소정의 삼상 교류 출력 전압으로 변환하는 인버터부(2)와,
    상기 컨버터부(1)와 상기 인버터부(2)를 접속하는 양극측의 제1 직류 링크부(L1) 및 음극측의 제2 직류 링크부(L2)와,
    상기 제1 직류 링크부(L1)와 상기 제2 직류 링크부(L2)의 사이에 접속되어, 적어도 2개의 커패시턴스 소자(C1, C2, C3)를 갖는 클램프 회로(3, 13, 23)를 구비하고,
    평활하게 된 직류 전압을 생성하지 않고, 상기 컨버터부(1)와 상기 인버터부(2)에 의해 상기 삼상 교류 입력 전압을 상기 삼상 교류 출력 전압으로 변환함과 함께,
    상기 클램프 회로(3, 13, 23)는,
    상기 제1 직류 링크부(L1)와 상기 제2 직류 링크부(L2)의 사이에 상기 각 커패시턴스 소자(C1, C2, C3)가 직렬로 접속된 상태로, 상기 인버터부(2)로부터의 회생 전류에 의해 상기 각 커패시턴스 소자(C1, C2, C3)에 충전되는 한편,
    상기 제1 직류 링크부(L1)와 상기 제2 직류 링크부(L2)의 사이에 상기 각 커패시턴스 소자(C1, C2, C3)가 병렬로 접속된 상태로 상기 커패시턴스 소자(C1, C2, C3)로부터 방전되는 것에 의해서, 상기 인버터부(2)로부터의 회생 전력을 흡수하는 클램프 회로인 것을 특징으로 하는 직접형 교류 전력 변환 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 커패시턴스 소자는, 제1 커패시턴스 소자(C1)와 제2 커패시턴스 소 자(C2)의 2개이며,
    상기 클램프 회로(3)는,
    상기 제1 직류 링크부(L1)에 일단이 접속된 상기 제1 커패시턴스 소자(C1)와,
    상기 제2 직류 링크부(L2)에 일단이 접속된 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)와,
    상기 제1 커패시턴스 소자(C1)의 타단과 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)의 타단의 사이에 순방향으로 접속된 다이오드 소자(D1)와,
    상기 다이오드 소자(D1)와 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)의 접속점과, 상기 제1 직류 링크부(L1)와의 사이에 접속되어, 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)의 방전 시에 온하는 제1 스위칭 회로(Q1, D11)와,
    상기 다이오드 소자(D1)와 상기 제1 커패시턴스 소자(C1)의 접속점과, 상기 제2 직류 링크부(L2)의 사이에 접속되어, 상기 제1 커패시턴스 소자(C1)의 방전 시에 온하는 제2 스위칭 회로(Q2, D12)를 갖는 것을 특징으로 하는 직접형 교류 전력 변환 장치.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 커패시턴스 소자는, 제1 커패시턴스 소자(C1)와 제2 커패시턴스 소자(C2)의 2개이며,
    상기 클램프 회로(13)는,
    상기 제1 직류 링크부(L1)에 일단이 접속된 상기 제1 커패시턴스 소자(C1)와,
    상기 제2 직류 링크부(L2)에 일단이 접속된 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)와,
    상기 제1 커패시턴스 소자(C1)의 타단과 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)의 타단의 사이에 순방향으로 접속된 제1 다이오드 소자(D1)와,
    상기 제1 다이오드 소자(D1)와 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)의 접속점과, 상기 제1 직류 링크부(L1)와의 사이에 역방향으로 접속된 제2 다이오드 소자(D2)와,
    상기 제1 다이오드소자(D1)와 상기 제1 커패시턴스 소자(C1)의 접속점과, 상기 제2 직류 링크부(L2)와의 사이에 역방향으로 접속된 제3 다이오드 소자(D3)를 갖는 것을 특징으로 하는 직접형 교류 전력 변환 장치.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 커패시턴스 소자는, 제1 커패시턴스 소자(C1)와 제2 커패시턴스 소자(C2)와 제3 커패시턴스 소자(C3)의 3개이며,
    상기 클램프 회로(23)는,
    상기 제1 직류 링크부(L1)에 일단이 접속된 상기 제1 커패시턴스 소자(C1)와,
    상기 제1 커패시턴스 소자(C1)의 타단에 일단이 접속된 제1 다이오드 소 자(D1)와,
    상기 제1 다이오드 소자(D1)의 타단에 일단이 접속된 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)와,
    상기 제2 커패시턴스 소자(C2)의 타단에 일단이 접속된 제2 다이오드 소자(D2)와,
    상기 제2 다이오드 소자(D2)의 타단에 일단이 접속되고 상기 제2 직류 링크부(L2)에 타단이 접속된 상기 제 3 커패시턴스 소자(C3)와,
    상기 제1 다이오드 소자(D1)와 상기 제1 커패시턴스 소자(C1)의 접속점과, 상기 제2 직류 링크부(L2)와의 사이에 역방향으로 접속된 제3 다이오드 소자(D3)와,
    상기 제1 다이오드 소자(D1)와 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)의 접속점과, 상기 제1 직류 링크부(L1)와의 사이에 역방향으로 접속된 제4 다이오드 소자(D4)와,
    상기 제2 다이오드 소자(D2)와 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)의 접속점과, 상기 제2 직류 링크부(L2)와의 사이에 역방향으로 접속된 제5 다이오드 소자(D5)와,
    상기 제2 다이오드 소자(D2)와 상기 제3 커패시턴스 소자(C3)의 접속점과, 상기 제1 직류 링크부(L1)와의 사이에 역방향으로 접속된 제6 다이오드 소자(D6)를 갖고,
    상기 제1 다이오드 소자(D1)는, 상기 제1 커패시턴스 소자(C1)와 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)의 사이에 순방향으로 접속되고,
    상기 제2 다이오드 소자(D2)는, 상기 제2 커패시턴스 소자(C2)와 상기 제3 커패시턴스 소자(C3)의 사이에 순방향으로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 직접형 교류 전력 변환 장치.
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Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5304192B2 (ja) * 2008-03-28 2013-10-02 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP5453734B2 (ja) * 2008-05-13 2014-03-26 富士電機株式会社 交流電動機駆動回路及び電気車駆動回路
JP4375489B1 (ja) 2008-06-27 2009-12-02 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
CN101645614B (zh) * 2008-08-05 2012-09-19 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 缓启动电路
WO2010044164A1 (ja) * 2008-10-16 2010-04-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
JP4506891B2 (ja) 2008-12-23 2010-07-21 ダイキン工業株式会社 電流形電力変換回路
JP2010268533A (ja) * 2009-05-12 2010-11-25 Nabtesco Corp ハイブリッド式作業機械の制御装置
JP4766181B2 (ja) 2009-06-04 2011-09-07 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP4720941B1 (ja) 2010-01-18 2011-07-13 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP4735761B1 (ja) 2010-01-19 2011-07-27 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP4720942B1 (ja) * 2010-01-19 2011-07-13 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
KR101110314B1 (ko) * 2010-04-13 2012-02-29 유비링크(주) 정류기
JP5879728B2 (ja) * 2010-09-17 2016-03-08 東芝ライテック株式会社 電源装置、照明装置および電源システム
BR112013015894A2 (pt) 2010-12-22 2019-09-10 Ge Energy Power Conversion Technology Limited método para compensar as tensões em um grupo de capacitores de um dispositivo eletrônico e circuito de compensação
WO2012087869A2 (en) 2010-12-22 2012-06-28 Converteam Technology Ltd. Mechanical arrangement of a multilevel power converter circuit
DE102011078211A1 (de) * 2011-06-28 2013-01-03 Converteam Technology Ltd. Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Schaltung sowie elektrische Schaltung
JP2013138560A (ja) * 2011-12-28 2013-07-11 Daikin Ind Ltd 電力変換装置
JP5435057B2 (ja) * 2012-03-02 2014-03-05 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
EP2899865B1 (en) * 2012-09-21 2019-01-02 Daikin Industries, Ltd. Method for controlling direct power conversion device
SG10201704824RA (en) * 2012-09-27 2017-07-28 Daikin Ind Ltd Direct ac power converter
US20140204629A1 (en) * 2013-01-18 2014-07-24 Chyng Hong Electronic Co. Acpower pupply power circuit
JP5794273B2 (ja) * 2013-10-07 2015-10-14 ダイキン工業株式会社 直接形電力変換装置の制御方法
RU2615492C1 (ru) * 2014-01-09 2017-04-05 Мицубиси Электрик Корпорейшн Устройство преобразования мощности
EP3100346B1 (en) * 2014-01-31 2021-11-03 Eaton Intelligent Power Limited Unidirectional matrix converter with regeneration system
JP5930108B2 (ja) * 2014-09-25 2016-06-08 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP6107860B2 (ja) 2015-03-18 2017-04-05 ダイキン工業株式会社 インバータの制御装置
US20180205311A1 (en) 2017-01-17 2018-07-19 Apple Inc. Control of Series-Parallel Mode (SPM) Clamped Flyback Converter
US9774270B2 (en) * 2015-06-15 2017-09-26 Apple Inc. Systems and methods of operation for power converters having series-parallel mode active clamps
RU2633966C1 (ru) * 2016-11-30 2017-10-20 Юрий Борисович Соколов Источник питания от многофазной сети переменного тока с коррекцией гармонических колебаний
JP6646086B2 (ja) 2018-02-20 2020-02-14 ファナック株式会社 Ｄｃリンク部のコンデンサの短絡判定部を有するモータ駆動装置
JP6694006B2 (ja) * 2018-05-31 2020-05-13 ファナック株式会社 Ｄｃリンクコンデンサの短絡判定部を有するモータ駆動装置
JP7436783B2 (ja) * 2019-09-30 2024-02-22 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
EP4207573A4 (en) 2020-09-30 2024-03-06 Daikin Ind Ltd POWER CONVERSION DEVICE
JP7275331B1 (ja) 2022-01-25 2023-05-17 東芝キヤリア株式会社 電力変換装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000341967A (ja) * 1999-05-26 2000-12-08 Matsushita Electric Works Ltd インバータ装置
JP2004343993A (ja) * 2003-04-22 2004-12-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ制御装置、圧縮機、空気調和機、及び冷蔵庫
JP2006054947A (ja) * 2004-08-10 2006-02-23 Fanuc Ltd コンバータ装置、インバータ装置及びｄｃリンク電圧の制御方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3602795A (en) * 1969-10-16 1971-08-31 Ibm Transformerless power supply
US3743914A (en) * 1972-01-17 1973-07-03 Burroughs Corp Half wave voltage divider
US4864483A (en) * 1986-09-25 1989-09-05 Wisconsin Alumni Research Foundation Static power conversion method and apparatus having essentially zero switching losses and clamped voltage levels
US5016157A (en) * 1989-10-30 1991-05-14 Sundstrand Corporation VSCF system with DC link harmonics control
CN1040272C (zh) * 1995-03-15 1998-10-14 松下电工株式会社 逆变装置
JP3457551B2 (ja) * 1998-11-09 2003-10-20 株式会社東芝 固体撮像装置
JP3840214B2 (ja) * 2003-01-06 2006-11-01 キヤノン株式会社 光電変換装置及び光電変換装置の製造方法及び同光電変換装置を用いたカメラ
US7650760B2 (en) * 2003-04-22 2010-01-26 Panasonic Corporation Motor controlling device, compressor, air conditioner and refrigerator
US6995992B2 (en) 2003-06-20 2006-02-07 Wisconsin Alumni Research Foundation Dual bridge matrix converter
DE10343925A1 (de) * 2003-09-23 2005-04-14 Hilti Ag Elektrohandwerkzeugmaschine mit Leistungselektronik

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000341967A (ja) * 1999-05-26 2000-12-08 Matsushita Electric Works Ltd インバータ装置
JP2004343993A (ja) * 2003-04-22 2004-12-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ制御装置、圧縮機、空気調和機、及び冷蔵庫
JP2006054947A (ja) * 2004-08-10 2006-02-23 Fanuc Ltd コンバータ装置、インバータ装置及びｄｃリンク電圧の制御方法

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