CN101432958A

CN101432958A - 直接型交流功率转换装置

Info

Publication number: CN101432958A
Application number: CNA2007800149160A
Authority: CN
Inventors: 榊原宪一
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2006-04-24
Filing date: 2007-04-20
Publication date: 2009-05-13
Anticipated expiration: 2027-04-20
Also published as: CN101432958B; US9065353B2; US20090086515A1; EP2012420B1; ES2650219T3; WO2007123204A1; KR101025119B1; JP4049189B2; AU2007241826B2; JP2007295686A; KR20080094942A; AU2007241826A1; EP2012420A4; EP2012420A1

Abstract

在将电容器C1、C2串联地连接在第1直流连接部L1和第2直流连接部L2之间的状态下，通过来自逆变器部2的再生电流来对电容器C1、C2进行充电。另一方面，在放电时使第1、第2开关电路(Q1、D11、Q2、D12)导通，从而在将电容器C1、C2并联地连接在第1直流连接部L1和第2直流连接部L2之间的状态下，从电容器C1、C2放电。

Description

直接型交流功率转换装置

技术领域

本发明涉及直接型交流功率转换装置，具体涉及在直流连接部上设置有钳位电路的直接型交流功率转换装置。

背景技术

作为以逆变器为代表的主要的电路结构，一般采用通过整流电路和平滑电路将商用交流转换为直流，并利用电压型转换器获得交流输出的间接型交流功率转换电路。另一方面，作为直接从交流电压获得交流输出的方式，公知有以矩阵转换器为代表的直接型交流功率转换装置，由于使商用频率引起的电压脉动平滑的大型电容器和电抗器已经无法满足需要，因此，近年来，作为能够期待转换器的小型化的下一代的功率转换器不断受到注目。

并且，在文献1(Lixiang.Wei和Thomas.A.Lipo著，“针对9—开关双桥矩阵转换器在低输出功率因数下的动作的研究(Investigation of9-switch Dual-bridge Matrix Converter Operating under Low Output PowerFactor)”，美国IEEE，ISA2003，vol.1，pp.176-181)和文献2(美国专利第6995992号说明书)中，作为带有直流连接的直接转换电路，提出了在现有形式的逆变器的直流连接上去除了平滑电路的电路方式和调制原理。在该文献1和文献2中，示出了如下情况，即：将直流连接部的平均电流(电压)控制为脉流状，将转换器侧的电流控制为梯形波状，并且使逆变器侧的PWM调制与转换器侧同步，从而能够直接从商用交流转换交流输出，而不需要产生恒定的直流电压。

在上述带有直流连接的直接转换电路的电路中，由于在转换器侧不具有再生功能，因此在直流连接部中需要吸收功率的钳位电路。

在上述带有直流连接的直接转换电路中，由于一个交流电容器与直流连接部相连，所以要对输入侧的LC滤波电路所使用的电容器施加

倍左右的电压，因此存在这样的问题：由于要使用耐压性能较高的电容器，所以会提高成本。

而且，在上述带有直流连接的直接转换电路中，为了进行钳位电路的电容器的放电，需要有源元件和控制电路，从而电路结构变得复杂。

发明内容

因此，本发明的课题在于提供一种能够利用简单的结构来降低用于钳位电路的电容器的耐压的直接型交流功率转换装置。

为了解决上述课题，本发明的直接型交流功率转换装置的特征在于，该直接型交流功率转换装置具有：转换器部，其将三相交流输入电压转换为直流电压；逆变器部，其将所述转换器部所转换的所述直流电压转换为预定的三相交流输出电压；连接所述转换器部与所述逆变器部的正极侧的第1直流连接部和负极侧的第2直流连接部；以及钳位电路，其连接在所述第1直流连接部和所述第2直流连接部之间，并且至少具有两个电容元件，在将所述各电容元件串联地连接在所述第1直流连接部和所述第2直流连接部之间的状态下，所述钳位电路通过来自所述逆变器部的再生电流向所述各电容元件充电，另一方面，在将所述各电容元件并联地连接在所述第1直流连接部和所述第2直流连接部之间的状态下，所述钳位电路由所述电容元件来放电。

这里，所谓直流电压还包括在直流电压分量上叠加了交流电压分量的电压。

根据上述结构，在将各电容元件串联地连接在所述第1直流连接部和所述第2直流连接部之间的状态下，通过来自逆变器部的再生电流来向各电容元件充电，另一方面，在将各电容元件并联地连接在第1直流连接部和第2直流连接部之间的状态下，从电容元件放电。当通过来自所述逆变器部的再生电流来向各电容元件充电时，在各电容元件处于串联连接的状态下，对第1直流连接部与第2直流连接部之间的电压进行分压。因此，通过使用这样的非线性电容电路，能够利用简单的结构来降低用于钳位电路的电容器的耐压。

并且，在一个实施方式的直接型交流功率转换装置中，所述电容元件为第1电容元件和第2电容元件这两个电容元件，所述钳位电路具有：所述第1电容元件，其一端与所述第1直流连接部相连；所述第2电容元件，其一端与所述第2直流连接部相连；二极管元件，其正向连接在所述第1电容元件的另一端与所述第2电容元件的另一端之间；第1开关电路，其连接在所述二极管元件和所述第2电容元件的连接点与所述第1直流连接部之间，并在所述第2电容元件进行放电时导通；以及第2开关电路，其连接在所述二极管元件和所述第1电容元件的连接点与所述第2直流连接部之间，并在所述第1电容元件进行放电时导通。

根据上述实施方式，由于能够通过所述第1开关电路和所述第2开关电路来控制放电电平，因此可以对充电电平即钳位电压进行控制。

并且，在一个实施方式的直接型交流功率转换装置中，所述电容元件为第1电容元件和第2电容元件这两个电容元件，所述钳位电路具有：所述第1电容元件，其一端与所述第1直流连接部相连；所述第2电容元件，其一端与所述第2直流连接部相连；第1二极管元件，其正向连接在所述第1电容元件的另一端与所述第2电容元件的另一端之间；第2二极管元件，其反向连接在所述第1二极管元件和所述第2电容元件的连接点与所述第1直流连接部之间；以及第3二极管元件，其反向连接在所述第1二极管元件和所述第1电容元件的连接点与所述第2直流连接部之间。

根据上述实施方式，由于将二极管应用到放电路径上，从而不需要有源元件、控制电路，能够形成无源缓冲器的结构。

并且，在一个实施方式的直接型交流功率转换装置中，所述电容元件为第1电容元件、第2电容元件和第3电容元件这三个电容元件，所述钳位电路具有：所述第1电容元件，其一端与所述第1直流连接部相连；第1二极管元件，其一端与所述第1电容元件的另一端相连；所述第2电容元件，其一端与所述第1二极管元件的另一端相连；第2二极管元件，其一端与所述第2电容元件的另一端相连；所述第3电容元件，其一端与所述第2二极管元件的另一端相连，而另一端与所述第2直流连接部相连；第3二极管元件，其反向连接在所述第1二极管元件和所述第1电容元件的连接点与所述第2直流连接部之间；第4二极管元件，其反向连接在所述第1二极管元件和所述第2电容元件的连接点与所述第1直流连接部之间；第5二极管元件，其反向连接在所述第2二极管元件和所述第2电容元件的连接点与所述第2直流连接部之间；以及第6二极管元件，其反向连接在所述第2二极管元件和所述第3电容元件的连接点与所述第1直流连接部之间，所述第1二极管元件正向连接在所述第1电容元件与所述第2电容元件之间；所述第2二极管元件正向连接在所述第2电容元件与所述第3电容元件之间。

根据上述实施方式，当将来自所述逆变器部的再生电流充电给电容元件时，在第1电容元件～第3电容元件处于串联连接的状态下，对第1直流连接部与第2直流连接部之间的电压进行分压，因此，能够进一步降低用于钳位电路的电容器的耐压。并且，与上述钳位电路串联连接了两个电容器的情况相比，充电电压大致成为其1.5倍，但是放电电平相同。由此，当电源电压(三相交流输入电压的电压变动)在最小电压以下时进行放电，而当电源电压在最小电压以上时不进行充放电，从而能够针对三相交流输入电压的电压变动避免由不必要的充放电动作所产生的损耗。

如以上所明确的那样，根据本发明的直接型交流功率转换装置，通过应用非线性电容电路，能够将钳位电路中的电容器耐压降低一半。而且，由于将二极管应用到放电路径上，从而不需要有源元件、控制电路，能够形成无源缓冲器的结构。

附图说明

图1是本发明第1实施方式的直接型交流功率转换装置的结构图。

图2是示出上述直接型交流功率转换装置的直流电压的图。

图3是本发明第2实施方式的直接型交流功率转换装置的结构图。

图4是示出上述直接型交流功率转换装置的仿真结果的图。

图5是针对上述直接型交流功率转换装置的功率因数为1时的再生状态而示出各部分的输入电流与直流电流之间关系的波形的图。

图6是针对上述直接型交流功率转换装置的功率因数为0.7时的再生状态而示出各部分的输入电流与直流电流之间关系的波形的图。

图7是示出所求出的上述直接型交流功率转换装置的负载功率因数与电压电平之间的关系的结果的图。

图8是本发明第3实施方式的直接型交流功率转换装置的钳位电路的结构图。

图9是以往的直接型交流功率转换装置的结构图。

图10是示出上述直接型交流功率转换装置的仿真结果的图。

具体实施方式

以下，根据图示的实施方式对本发明的直接型交流功率转换装置进行详细地说明。

[第1实施方式]

如图1所示，该第1实施方式的直接型交流功率转换装置具有：由晶体管S_rp、S_rn、S_sp、S_sn、S_tp、S_tn以及二极管D_rp、D_rn、D_sp、D_sn、D_tp、D_tn所构成的转换器部1；由晶体管S_up、S_un、S_vp、S_vn、S_wp、S_wn以及二极管D_up、D_un、D_vp、D_vn、D_wp、D_wn所构成的逆变器部2；以及控制部(未图示)，该控制部输出用于导通和截止所述转换器部1的晶体管S_rp、S_rn、S_sp、S_sn、S_tp、S_tn以及逆变器部2的晶体管S_up、S_un、S_vp、S_vn、S_wp、S_wn的控制信号。

来自三相交流电源5的相电压v_r经由线圈L11输入至所述转换器部1的晶体管S_rp的集电极和晶体管S_rn的发射极。并且，来自三相交流电源5的相电压v_s经由线圈L12输入至晶体管S_sp的集电极和晶体管S_sn的发射极。并且，来自三相交流电源5的相电压v_t经由线圈L13输入至晶体管S_tp的集电极和晶体管S_tn的发射极。所述晶体管S_rp、S_sp、S_tp的发射极分别与二极管D_rp、D_sp、D_tp的正极相连，而这些二极管D_rp、D_sp、D_tp的负极分别与第1直流连接部L1相连。另一方面，所述晶体管S_rn、S_sn、S_tn的集电极分别与二极管D_rn、D_sn、D_tn的负极相连，而这些二极管D_rn、D_sn、D_tn的正极分别与第2直流连接部L2相连。

另外，将电容器C11的一端连接在所述线圈L11与晶体管S_rp的集电极之间，将电容器C12的一端连接在线圈L12与晶体管S_sp的集电极之间，将电容器C13的一端连接在线圈L13与晶体管S_tp的集电极之间。将所述电容器C11、C12、C13的另外一端连接在一起。所述线圈L11、L12、L13和所述电容器C11、C12、C13构成LC滤波器电路6。

并且，在所述转换器部2中，将晶体管S_up的发射极和晶体管S_un的集电极与三相交流输出电压的相电压v_u的输出端子相连，将晶体管S_vp的发射极和晶体管S_vn的集电极与相电压v_v的输出端子相连，将晶体管S_wp的发射极和晶体管S_wn的集电极与相电压v_w的输出端子相连。所述晶体管S_up、S_vp、S_wp的集电极分别与第1直流连接部L1相连，而晶体管S_un、S_vn、S_wn的发射极则分别与第2直流连接部L2相连。并且，在所述晶体管S_up、S_vp、S_wp的集电极与发射极之间分别反向地连接着二极管D_up、D_vp、D_wp，并且在所述晶体管S_un、S_vn、S_wn的集电极与发射极之间分别反向地连接着二极管D_un、D_vn、D_wn。

在所述逆变器部2的相电压v_u、v_v、v_w的输出端子上连接有三相星形连接的负载(线圈L21、L22、L23和电阻R21、R22、R23)。

并且，将作为第1电容元件的一例的电容器C1的一端与所述第1直流连接部L1相连，并将作为二极管元件的一例的二极管D1的正极与该电容器C1的另一端相连。将作为第2电容元件的一例的电容器C2的一端与所述二极管D1的负极相连，并将该电容器C2的另一端与第2直流连接部L2相连。并且，将晶体管Q1的集电极与所述二极管D1的负极相连，将该晶体管Q1的发射极与二极管D11的正极相连。将所述二极管D11的负极与第1直流连接部L1相连。将晶体管Q2的发射极与所述二极管D1的正极相连，并将该晶体管Q1的集电极与二极管D12的负极相连。而且，将所述二极管D12的正极与第2直流连接部L2相连。所述电容器C1、C2、二极管D1、D2、D3和晶体管Q1、Q2构成钳位电路3。所述晶体管Q1和二极管D11构成第1开关电路。并且，所述晶体管Q2和二极管D12构成第2开关电路。

并且，所述直接型交流功率转换装置具有差动放大器4，将电压Vcl(电容器C2两端之间的电压)施加给该差动放大器的非反转输入端子，并将基准电压Vth施加给该差动放大器的反转输入端子，从差动放大器4输出的控制信号Scl被输入到晶体管Q1、Q2的基极。所述基准电压Vth是用于在开始电容器C1、C2的放电时使晶体管Q1、Q2导通的基准电压。

如图1所示，由于利用被串联连接的两个电容器C1、C2来对第1直流连接部L1与第2直流连接部L2之间的电压进行分压，因此，能够将电容器C1、C2的施加电压降低到输入侧的LC滤波电路6中的电容器C11～C13的施加电压的

左右。

在所述第1实施方式的直接型交流功率转换装置中，由于能够控制图2的放电电平，因此可以控制充电电平V1即钳位电压。这里，如图2所示，注意到在直流连接电压的瞬态值中，最大电压的峰值为中间电压的最小值的两倍，从而将钳位电路3用作在1/2电压处进行放电的缓冲器。

根据所述结构的直接型交流功率转换装置，在通过来自逆变器部2的再生电流来对电容器C1、C2进行充电时，由于是在将电容器C1、C2串联连接的状态下，对第1直流连接部L1与第2直流连接部L2之间的电压进行分压，因此能够利用简单的结构来降低用于钳位电路的电容器的耐压。

并且，由于能够通过所述第1、第2开关电路(Q1、D11、Q2、D22)来控制放电电平，因此可以控制充电电平V1即钳位电压。

[第2实施方式]

图3是示出本发明第2实施方式的直接型交流功率转换装置的结构图。该第2实施方式的直接型交流功率转换装置除了钳位电路之外，其他结构都与第1实施方式的直接型交流功率转换装置相同，对相同结构的部分赋予相同的参考编号，并省略其说明。

将作为第1电容元件的一例的电容器C1的一端与所述第1直流连接部L1相连，并将作为第1二极管元件的一例的二极管D1的正极与该电容器C1的另一端相连。将作为第2电容元件的一例的电容器C2的一端与所述二极管D1的负极相连，并将该电容器C2的另一端与第2直流连接部L2相连。并且，将作为第2二极管元件的一例的二极管D2的正极与所述二极管D1的负极相连，将该二极管D2的负极与第1直流连接部L1相连。而且，将作为第3二极管元件的一例的二极管D3的负极与所述二极管D1的正极相连，将该二极管D3的正极与第2直流连接部L2相连。所述电容器C1、C2和二极管D1、D2、D3构成钳位电路13。

在所述第2实施方式的直接型交流功率转换装置中，利用放电所需的期间来确定放电电平，因此虽然充电电平超过了最大电压的峰值，但是由于充电时的电压上升，从而在放电时中间电压作用的期间变长，因此电容器电压发挥平衡的作用。

图9示出了用于比较的现有方式的直接型交流功率转换装置的结构，在图9中，S_am、S_bm、S_cm是转换器侧的晶体管，S_up、S_vp、S_wp、S_un、S_vn、S_wn是逆变器侧的晶体管，Sc是钳位电路的晶体管。并且，图10是针对图9所示的直接型交流功率转换装置而示出了滞后功率因数负载为0.62(51.5°)时的仿真结果的图。图10(a)表示输入电流，图10(b)表示输出电流，图10(c)表示直流连接电流，图10(d)表示钳位电容器电压和直流连接电压，图10(e)表示有源钳位二极管电流，图10(f)表示有源钳位IGBT(绝缘栅双极晶体管)电流。

并且，图4是针对该第2实施方式的直接型交流功率转换装置而示出了滞后功率因数负载为0.62(51.5°)时的仿真结果的图。图4(a)表示输入电流，图4(b)表示输出电流，图4(c)表示直流连接电流，图4(d)表示钳位C串联电压和直流连接电流以及钳位C并联电压，图4(e)表示无源钳位充电电流，图4(f)表示无源钳位放电电流。

在图9所示的以往的直接型交流功率转换装置中，由于在阈值电压350V下被钳位，因此在钳位电压下反复进行充放电，与之相对，在第2实施方式中，由于在中间电压为最小的期间来确定放电电压，因此能够获得为放电电压两倍的钳位电压，能够在不进行控制的情况下实现恒电压钳位动作。

并且，在上述文献1(“针对9—开关双桥矩阵转换器在低输出功率因数下的动作的研究(Investigation of 9-switch Dual-bridge MatrixConverter Operating under Low Output Power Factor)”)中，示出了在输出电流的相位角大于等于π/6的区域中，在直流连接部中再生电流的情况。

下面，说明再生期间与钳位电压之间的关系。

图5(a)～图5(e)是针对该第2实施方式的直接型交流功率转换装置的功率因数为1时的再生状态而示出各部分的输入电流与直流电流之间关系的波形的图，图6(a)～图6(e)是针对滞后π/4并且功率因数为0.7时的再生状态而示出各部分的输入电流与直流电流之间关系的波形的图。这里，图5(a)、图6(a)表示所输入的相电压波形，图5(b)、图6(b)表示直流电压，图5(c)、图6(c)表示线电流，图5(d)、图6(d)表示直流电流，图5(e)、图6(e)表示时间比率t₄、t₆。

根据所选择的两个矢量，在直流连接部(第1直流连接部L1、第2直流连接部L2)中流过两相的线电流。在图5中的模式1下，可以明白如下情况(参考图5(c))：在V₄期间逆变器部2的U相的上支路(S_up)导通，因此线电流Iu流向直流连接部；而在V₆期间逆变器部2的W相的下支路(S_wn)导通，因此线电流-Iw流向直流连接部。并且，从波形中可以看出在相对于滞后相位为π/6之前，直流连接电流为正(参考图5(c))。

另一方面，图6(a)～图6(e)示出了该第2实施方式的直接型交流功率转换装置滞后π/4(功率因数为0.7)的情况，在V₆期间中，π/12期间内的电流为负，并且仅在该区域内，充电电流会流入钳位电路13(参考图6(c)、图6(d))。

此时，钳位电路13的电容器C1、C2保持放电时的两倍的恒定电压，并且在通过转换器部1的开关而使直流连接电压成为中间电压Emid时进行放电。另外，这里，所保持的电压利用逆变器部2侧的负载相位与放电相位之间的平衡来保持平衡。

当观察图6的充电时的电荷时，在图6(e)中所示的时间比率t₄、t₆下进行PWM调制，因此通过将电流值(图6(d))与时间比率(图6(e))相乘来求出平均电流。

t₆期间所呈现出的直流电流I_v6表现为其W相电流发生翻转，如果将电流滞后相位角(功率因数角)设为φ，则直流电流I_v6为：

I_{v 6} = \cos (θ + \frac{2 π}{3} - φ)

= - \sin (θ + \frac{2 π}{3} + \frac{π}{2} - φ)

= \sin (θ + \frac{π}{6} - φ)

这里，由于滞后相位的角度较小，因此如果将正弦波以直线来近似，则可以通过下式来表示电流值与时间比率。

I_{v 6} = \frac{3}{π} (θ - (φ - \frac{π}{6})),

t_{6} = \frac{3}{π} θ

因此，平均电流I_v6t₆为：

I_{v 6} t_{6} = \frac{3}{π^{2}} (θ^{2} - (φ - \frac{π}{6}) θ)

而充电电荷q_c可以通过对平均电流I_v6t₆进行积分来求出：

q_{c} = {&Integral;}_{0}^{θ - π / 6} I_{v 6} t_{6} dθ = - \frac{3 {(φ - \frac{π}{6})}^{2}}{2 π^{2}}

另一方面，由于是在与中间电压连接的期间，即在输入功率因数为1的情况下来对放电电荷进行控制，所以在输入电流为中间相的期间(模式1中S相电流)，钳位电路13的电容C1、C2释放出电荷，因此可以求出放电相位与电荷之间的关系。

如果同样地以直线来进行近似，来求出相位角φ_d与放电电荷q_d之间的关系，则：

q_{d} = 2 {&Integral;}_{0}^{φ_{d}} I_{u} dθ = \frac{3}{π} φ_{d}^{2}

如果求出使充电电荷q_c与放电电荷q_d相等的放电相位，则可以确定放电电压电平。

由于两者的关系会由于负载功率因数、输出的电压控制率ks而变化，因此通过下式来进行校正。

q_c＝q_dk_scosφ

并且，所获得的放电相位与电压电平之间的关系可以利用直流连接波形而成为如下的关系。

V_low＝sin(φ_d+π/6))，V_high＝2V_low

利用上述关系式所求出的负载功率因数与电压电平之间关系的结果如图7所示。在图7中，示出了针对输入200V的三相交流输入电压时的负载相位角的放电电平、充电电平以及负载功率因数的变化。并且，在图7中，白色圆圈的标记为放电电平[V]，黑色圆圈的标记为充电电平[V]，三角形的标记为负载功率因数。

如图7所示，负载相位角越大，负载功率因数越小，放电电平和充电电平越高。

如上所示，可知：由于通过负载功率因数来确定充电电荷，并且通过充电电荷来唯一地确定放电电平，因此即使在本实施方式中使用无源电路的情况下，钳位电压也能够保持平衡。

根据上述结构的直接型交流功率转换装置，在通过来自逆变器部2的再生电流来对电容器C1、C2进行充电时，由于是在将电容器C1、C2串联连接的状态下，对第1直流连接部L1与第2直流连接部L2之间的电压进行分压，因此能够利用简单的结构来降低用于钳位电路的电容器的耐压。

并且，由于将二极管应用到放电路径上，从而不需要有源元件和控制电路，能够形成无源缓冲器的结构。

[第3实施方式]

图8是本发明第3实施方式的直接型交流功率转换装置的钳位电路的结构图。该第2实施方式的直接型交流功率转换装置除了钳位电路之外，其他结构都与第1实施方式的直接型交流功率转换装置相同，对相同结构的部分赋予相同的参考编号，并省略其说明，而引用图1。

将作为第1电容元件的一例的电容器C1的一端与所述第1直流连接部L1相连，并将作为第1二极管元件的一例的二极管D1的正极与该电容器C1的另一端相连。将作为第2电容元件的一例的电容器C2的一端与所述二极管D1的负极相连，并将该电容器C2的另一端与作为第2二极管元件的一例的二极管D2的正极相连。而且，将作为第3电容元件的一例的电容器C3的一端与所述二极管D2的负极相连，将电容器C3的另一端与第2直流连接部L2相连。并且，将作为第3二极管元件的一例的二极管D3的负极与所述二极管D1的正极相连，将该二极管D3的正极与第2直流连接部L2相连。将作为第4二极管元件的一例的二极管D4的正极与所述二极管D1的负极相连，将该二极管D4的负极与第1直流连接部L1相连。并且，将作为第5二极管元件的一例的二极管D5的负极与所述二极管D2的正极相连，将该二极管D5的正极与第2直流连接部L2相连。而且，将作为第6二极管元件的一例的二极管D6的正极与所述二极管D2的负极相连，将该二极管D6的正极与第1直流连接部L1相连。所述电容器C1～C3和二极管D1～D6构成钳位电路23。

上述第3实施方式的直接型交流功率转换装置具有与第2实施方式的直接型交流功率转换装置相同的效果，并且能够进一步降低用于钳位电路23的电容器C1～C3的耐压。并且，与如图2所示的钳位电路串联连接有两个电容器的充电电平V1的情况相比，在该第3实施方式中，充电电压V2大致成为其1.5倍，但是放电电平相同。由此，当电源电压(三相交流输入电压的电压变动)在最小电压以下时进行放电，而当电源电压在最小电压以上时不进行充放电，从而能够针对三相交流输入电压的电压变动避免由不必要的充放电动作所产生的损耗。

在上述第1～第3实施方式中，对具有转换器1和逆变器2的直接型交流功率转换装置进行了说明，但是转换器部和逆变器部的电路结构不限于此，能够将本发明应用到如下这样的直接型交流功率转换装置，即：具有将三相交流输入电压转换为直流电压的转换器部，以及将该转换器部所转换后的直流电压转换为预定的三相交流输出电压的逆变器部，并且在连接转换器部与逆变器部的直流连接部上不具有平滑用的滤波器的直接型交流功率转换装置。

Claims

1.一种直接型交流功率转换装置，其特征在于，该直接型交流功率转换装置具有：

转换器部(1)，其将三相交流输入电压转换为直流电压；

逆变器部(2)，其将所述转换器部(1)所转换的所述直流电压转换为预定的三相交流输出电压；

连接所述转换器部(1)和所述逆变器部(2)的正极侧的第1直流连接部(L1)和负极侧的第2直流连接部(L2)；以及

钳位电路(3、13、23)，其连接在所述第1直流连接部(L1)和所述第2直流连接部(L2)之间，并且至少具有两个电容元件(C1、C2、C3)，

在将所述各电容元件(C1、C2、C3)串联地连接在所述第1直流连接部(L1)和所述第2直流连接部(L2)之间的状态下，所述钳位电路(3、13、23)通过来自所述逆变器部(2)的再生电流向所述各电容元件(C1、C2、C3)充电，

另一方面，在将所述各电容元件(C1、C2、C3)并联地连接在所述第1直流连接部(L1)和所述第2直流连接部(L2)之间的状态下，所述钳位电路(3、13、23)由所述电容元件(C1、C2、C3)来放电。

2.根据权利要求1所述的直接型交流功率转换装置，其特征在于，

所述电容元件为第1电容元件(C1)和第2电容元件(C2)这两个电容元件，

所述钳位电路(3)具有：

所述第1电容元件(C1)，其一端与所述第1直流连接部(L1)相连；

所述第2电容元件(C2)，其一端与所述第2直流连接部(L2)相连；

二极管元件(D1)，其正向连接在所述第1电容元件(C1)的另一端与所述第2电容元件(C2)的另一端之间；

第1开关电路(Q1、D11)，其连接在所述二极管元件(D1)和所述第2电容元件(C2)的连接点与所述第1直流连接部(L1)之间，并在所述第2电容元件(C2)放电时导通；以及

第2开关电路(Q2、D12)，其连接在所述二极管元件(D1)和所述第1电容元件(C1)的连接点与所述第2直流连接部(L2)之间，并在所述第1电容元件(C1)放电时导通。

3.根据权利要求1所述的直接型交流功率转换装置，其特征在于，

所述钳位电路(13)具有：

所述第1电容元件(C1)，其一端与所述第1直流连接部(L1)相连；

所述第2电容元件(C2)，其一端与所述第2直流连接部(L2)相连；

第1二极管元件(D1)，其正向连接在所述第1电容元件(C1)的另一端与所述第2电容元件(C2)的另一端之间；

第2二极管元件(D2)，其反向连接在所述第1二极管元件(D1)和所述第2电容元件(C2)的连接点与所述第1直流连接部(L1)之间；以及

第3二极管元件(D3)，其反向连接在所述第1二极管元件(D1)和所述第1电容元件(C1)的连接点与所述第2直流连接部(L2)之间。

4.根据权利要求1所述的直接型交流功率转换装置，其特征在于，

所述电容元件为第1电容元件(C1)、第2电容元件(C2)和第3电容元件(C3)这三个电容元件，

所述钳位电路(23)具有：

所述第1电容元件(C1)，其一端与所述第1直流连接部(L1)相连；

第1二极管元件(D1)，其一端与所述第1电容元件(C1)的另一端相连；

所述第2电容元件(C2)，其一端与所述第1二极管元件(D1)的另一端相连；

第2二极管元件(D2)，其一端与所述第2电容元件(C2)的另一端相连；

所述第3电容元件(C3)，其一端与所述第2二极管元件(D2)的另一端相连，而另一端与所述第2直流连接部(L2)相连；

第3二极管元件(D3)，其反向连接在所述第1二极管元件(D1)和所述第1电容元件(C1)的连接点与所述第2直流连接部(L2)之间；

第4二极管元件(D4)，其反向连接在所述第1二极管元件(D1)和所述第2电容元件(C2)的连接点与所述第1直流连接部(L1)之间；

第5二极管元件(D5)，其反向连接在所述第2二极管元件(D2)和所述第2电容元件(C2)的连接点与所述第2直流连接部(L2)之间；以及

第6二极管元件(D6)，其反向连接在所述第2二极管元件(D2)和所述第3电容元件(C3)的连接点与所述第1直流连接部(L1)之间，

所述第1二极管元件(D1)正向连接在所述第1电容元件(C1)与所述第2电容元件(C2)之间；

所述第2二极管元件(D2)正向连接在所述第2电容元件(C2)与所述第3电容元件(C3)之间。