CN103023070B

CN103023070B - 基于3d-spwm的混合箝位式三电平三相四线制光伏系统

Info

Publication number: CN103023070B
Application number: CN201210594677.3A
Authority: CN
Inventors: 陈阿莲; 杜超; 张承慧
Original assignee: Shandong University
Current assignee: Shandong University
Priority date: 2012-12-31
Filing date: 2012-12-31
Publication date: 2014-12-10
Anticipated expiration: 2032-12-31
Also published as: CN103023070A

Abstract

本发明涉及一种基于3D-SPWM混合箝位式三电平三相四线制光伏系统。它采用3D-SPWM控制方式，有效降低系统漏电流，保证中点电位平衡，保证光伏系统独立运行时输出三相电压的平衡以及保证并网运行时三相并网电流的平衡。此外，通过对零序分量的控制可以有效降低中线电流。它包括并联的三相桥臂，每个桥臂包括四个串联的IGBT管，各相桥臂的中点经滤波器与相应电阻连接，各电阻接地；在并联的各桥臂输入端并联有串联的一对电容C1、电容C2，电容C1、电容C2与采集光伏阵列连接；在各桥臂中第一IGBT管和第四IGBT管间串接一对二极管，所述电容C1、电容C2的中点接地，同时在各对二极管上还并联箝位电容Cxi，其中i=a，b,c；所述各IGBT管由控制电路采用3D-SPWM方式控制，平衡中点电位。

Description

基于3D-SPWM的混合箝位式三电平三相四线制光伏系统

技术领域

本发明涉及一种基于3D-SPWM的混合箝位式三电平三相四线制光伏系统。

背景技术

三电平逆变器具有耐压高，开关应力小，输出波形质量高等特点在高压大功率场合具有很广泛的应用。随着光伏产业的迅速发展，三电平乃至更多电平逆变器逐渐应用于光伏发电系统之中。但是对于非隔离的传统二极管箝位型三电平逆变系统，其中点电位的平衡、系统漏电流以及抗三相负载不平衡等问题很难同时得到很好的解决。而对于级联非隔离三电平光伏逆变系统，由于其需要多路独立电源（一般是独立的光伏电池板），这样每一路独立光伏电池板与大地之间都存在寄生电容，这样系统漏电流的抑制变得更加复杂与困难。另外，对于级联三电平光伏系统，由于每一路电池模组都有其自己的MPPT控制，这样容易导致三相并网电流的不平衡，因此需要增加额外的控制算法，这极大降低了系统的可靠行与实时性。

三相四线制传统二极管箝位型逆变器在有源滤波、特种电源等领域得到了广泛的应用，此种结构的三电平逆变器需要复杂的3D-SVPWM控制算法，还要考虑中点电位平衡问题，这样会造成系统控制复杂度增加，严重影响系统可靠性。再者，有文献指出三相四线制系统中3D-SVPWM和3D-SPWM是归一的，即从控制性能指标方面两者没有什么区别。3D-SVPWM控制的复杂度明显高于3D-SPWM，但是对于三相四线制二极管箝位型逆变器，其中点电位的控制需要分析各个矢量对中点电位的影响，而3D-SPWM则由于灵活性较差使得其控制中点电位的平衡变得困难。因此，对于此类结构的逆变器，只能采用3D-SVPWM才能达到预期的效果。总之，三相四线制传统二极管箝位型逆变器的控制过于复杂，实现困难。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提出了一种基于3D-SPWM混合箝位式三电平三相四线制光伏系统。它采用3D-SPWM控制方式，不仅可以有效降低系统漏电流，保证中点电位平衡，并且可以保证光伏系统独立运行时输出三相电压的平衡以及保证并网运行时三相并网电流的平衡。此外，通过对零序分量的控制可以有效降低中线电流。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于3D-SPWM混合箝位式三电平三相四线制光伏系统，它包括并联的三相桥臂，每个桥臂包括四个串联的IGBT管，各相桥臂的中点经滤波器与相应电阻负载连接，各电阻负载接地；在并联的各桥臂输入端并联有串联的一对电容C1、电容C2，电容C1、电容C2与采集光伏阵列连接；在各桥臂中第一IGBT管和第四IGBT管间串接一对二极管，所述电容C1、电容C2的中点接地，同时在各对二极管上还并联箝位电容Cxi，其中i＝a，b,c；所述各IGBT管由控制电路采用3D-SPWM方式控制，平衡中点电位。

所述滤波器采用LC滤波电路，其中的电容公共端接地。

所述控制电路包括依次连接的调理电路、采样电路、控制电路和驱动电路，调理电路采集光伏阵列的直流电压Vdc、直流电流Idc以及滤波器输出的三相电压Va、Vb、Vc和三相电流信号ia、ib、ic，三相电压Va、Vb、Vc还送入锁相电路，锁相电路与控制电路连接，控制电路还设有保护电路；驱动电路输出PWM控制各相桥臂中相应IGBT管的开通与关断。

所述控制电路采用FPGA模块，在并网运行模式时，采样得到的三相并网电流ia、ib、ic和锁相电路得到的电网电压的相位信息进行坐标变换，即由三相静止a-b-c坐标系变换为三维旋转坐标系d-q-0，进而得到三相并网电流的d轴有功、q轴无功、0轴零序分量；零序电流分量的给定值i₀*为o，这一给定分量和实际得到的零序分量进行比较后经PI调节器得到控制量V₀；无功分量的给定量i_q*也为0，这一给定量和实际得到的无功分量进行比较后经PI调节器得到控制量V_q；有功分量的给定i_d*由直流电压给定和实际母线电压比较后经PI调节器后得到控制量V_d，而直流电压的给定来源于MPPT算法的输出；V₀、V_q、V_d再经经过坐标反变换得到三相静止坐标系下的调制量，产生输出的三相电压信号V_a-m、V_b-m、V_c-m到驱动电路，驱动电路输出PWM信号。

所述直流电压不低于600V，如果给定量低于600V，则强制给定量为600V。

所述控制电路采用FPGA模块，在独立运行时，采样得到的瞬时相电压V_a、V_b、V_c由三相静止坐标系a-b-c变换到三维旋转坐标系d-q-0，从而得到实际量V_d、V_q、V₀；零序电压分量的给定值应为0，这一给定量V₀*与实际量进行比较后经PI调节器得到控制量V₀_inv；q轴给定量Vq*为0，这一给定量与实际量进行比较后经PI调节器得到控制量V_q_inv；对于d轴分量，令d轴分量的给定量V_d*=1，标幺值，基值为220V，这一给定量与实际量比较后经PI调节器得到控制量V_d_inv；最后将得到的三个控制量经过坐标反变换得到三相静止坐标系下的调制量，此调制量被送到驱动电路生成PWM信号。

本发明由于是三相四线制结构，为了取得良好的控制效果，系统独立运行时需要对三相输出电压的零序分量进行控制以保证三相电压的高度平衡，而系统并网运行时需要对三相并网电流的零序分量进行控制以保证三相并网电流的高度平衡，并有效降低系统中线电流。

本发明的有益效果是：对于三相四线制结构，只要能够保证中点电位的平衡就可以保证系统具有较小的漏电流，相关的公式推导在下一部分给出。对于普通的二极管箝位型三相四线结构，中点电位的控制十分复杂，很难保证其可靠平衡，所以系统的漏电流不易控制。对于混合箝位型三相四线制结构，由于直流侧电容以及箝位电容以及负载回路之间的充放电，可以有效保证直流侧中点电位的平衡，从而保证了系统具有很小的漏电流。此系统不仅适用于光伏发电系统，还适用于UPS的设计。

附图说明

图1为本发明系统结构图；

图2为SPWM调制波、载波波形；

图3a、3b为三相四线制逆变部分结构及其箝位电容充电回路；

图3c、3d、3e为三相四线制逆变部分结构及其箝位电容放电回路；

图4为系统漏电流分析图；

图5为并网运行时控制方框图；

图6为独立运行时控制方框图；

图7为2D-SPWM和3D-SPWM对输出电压不平衡度的影响（独立，负载不平衡度20％）；

图8a为2D-SPWM和3D-SPWM对并网电流不平衡度的影响（并网运行）；

图8b为2D-SPWM和3D-SPWM对中点电位的影响（并网运行）；

图8c为2D-SPWM和3D-SPWM对中线电流的影响（并网运行）；

图8d为2D-SPWM和3D-SPWM对漏电流的影响（并网运行）；

图9a为中点电位的实验波形图；

图9b为箝位电容电压实验波形图；

图9c为滤波前线电压实验波形图；

图9d为滤波后相电压实验波形图（负载不平衡度20％）。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。

图1为系统结构图，主电路为混合箝位型三电平逆变器，直流侧中点直接与光伏电池阵列直接相连，滤波器为LC滤波电路。系统输出端与负载和三相电网相连，三相电网的公共端n和负载公共端、滤波电容公共端以及直流侧中点相连。

对于三相四线制结构，如若采用2D-SVPWM控制方式，由于最终的调制波形中包含大量三次谐波，则会造成滤波电容公共端输出电流i_C过大（超过10A），此时若独立运行时负载出现不平衡，则i_n较大，这样会使得总的中线电流i_nc过大，进而容易造成中线过热影响系统安全。采用2D-SPWM控制方式，由于调制波形为严格的正弦波，这样滤波电容公共端输出就不会含有三次谐波电流，这样就会使得i_c较小（小于2A）。但是，在系统独立运行时，2D-SPWM控制下输出电压的不平衡度比3D-SPWM控制下的要高将近1倍；在系统并网运行时，2D-SPWM控制方式不仅会造成三相并网电流不平衡度偏高（3％左右）而且会使得i_n偏大（可达4A以上），进而会使总的中线电流i_nc较大。而本系统采用的3D-SPWM控制方式通过对零序分量的有效控制可以很好地解决上述问题。相关文献给出3D-SVPWM和3D-SPWM在三相四线制系统中的控制效果是一样的，即此时两种方式是归一的。对于混合箝位型三电平逆变系统，3D-SPWM更加合适。

信号调理电路将霍尔传感器测得的相关信号进行调理，得到采样电路可以接收的模拟信号。AD转换器的采样与转换由FPGA进行控制，将调理好的模拟信号转换为数字量。数字信号的处理以及坐标变换、PI控制、保护、锁相以及3D-SPWM控制、PWM产生均由FPGA实现，最终生成的PWM信号送给驱动电路去控制IGBT管的开通与关断。

图2为SPWM调制波、载波波形，图3a、图3b为三相四线制逆变部分结构及箝位电容充电回路；图3b、图3c、图3d以及图3e为三相四线制逆变部分结构及箝位电容放电回路。具体控制方式如下：

调制波为三相正弦波，即

u_ra=sinωt

u_rb=sin(ωt-120°)

u_rc=sin(ωt-240°)

载波为在相位上相差180°的三角波，如图2所示。

以a相为例，开关序列生成方式如下：

（1）如果Ura>CA1并且Ura>CA2，则开关矢量（Va1，Va2，Va3，Va4）=（1,1,0,0）->矢量P。

（2）如果Ura<CA1并且Ura<CA2，则开关矢量（Va1，Va2，Va3，Va4）=（0，0，1,1）->矢量N。

（3）如果Ura>CA1并且Ura<CA2，则开关矢量（Va1，Va2，Va3，Va4）=（1,0,1,0）->零矢量O1。

（4）如果Ura<CA1并且Ura>CA2，则开关矢量（Va1，Va2，Va3，Va4）=（0，1，0，1）->零矢量O2。

箝位电容Cxi(i＝a,b,c)的增加使其零电平的获取方式不同于二极管箝位型三电平逆变器。对于三相系统来说中点电位的平衡主要靠直流侧电容和箝位电容的充放电来实现的。此外三相系统箝位电容的放电回路和单相系统有较大区别，本部分重点对箝位电容的放电回路进行分析，并总结出了两条结论：。

1、箝位电容充电回路

针对不同的矢量状态情况，以a相箝位电容Cxa为例，其充电情况如图3a,3b所示。

矢量P：此时，Va1、Va2导通，Va3、Va4关断，如果Cxa的电压低于Ud/2，则C1将按照图3a加粗显示回路对Cxa进行充电。

零矢量O2：此时，Va2、Va4导通，Va1、Va3关断，如果Cxa的电压低于Ud/2，则C2将图3b加粗显示回路对Cxa进行充电。

零矢量O1：此时，Va1、Va3导通，Va2、Va4关断，如果Cxa的电压低于Ud/2，则C1将图3a加粗显示回路对Cxa进行充电。

矢量N：此时，Va3、Va4导通，Va1、Va2关断，如果Cxa的电压低于Ud/2，则C2将按照图3b加粗显示回路对Cxa进行充电。

2、箝位电容放电回路

对于单相系统来说，N和O1状态下，箝位电容没有放电回路。三相系统情况下放电回路比单相系统要复杂，对于每一相来说，箝位电容都有更多的放电回路使得其在较短的时间内通过负载回路将多余的电放掉。相关文献并没有对三相系统的箝位电容放电回路给出细致地分析。图3c,3d,3e分别给出了混合箝位三相四线三电平逆变器箝位电容的部分放电回路。

本发明以Cxa为例对箝位电容的放电回路进行了详细标注。以开关状态PPN,(O2)PN,(O1)PN,NPN为例对Cxa的放电回路进行分析（其中PPN的意思是在某一时刻，a相矢量P起作用；b相矢量N起作用；c相矢量N起作用。相似的，(O1)PN的意思是在某一时刻，a相零矢量O1起作用；b相矢量P起作用；c相矢量N起作用），依此推广到更多开关状态。

当Cxa的电压高于Ud/2时，这四种状态的放电回路如图3所示。

PPN,(O2)PN：Cxa将沿图3c加粗显示回路和图3d加粗显示回路进行放电。

(O1)PN,NPN：Cxa将沿图3d加粗显示回路和图3e加粗显示回路进行放电。

由以上分析可得到如下结论：

(1)当a相处于开关状态P或者O2时，b、c两相中存在开关状态N即可实现Cxa的放电；

(2)当a相处于开关状态N或者O1时，b、c两相中只要存在开关状态P即可实现Cxa的放电。

满足上面两个条件的控制方法可以使得Cxa得以快速的充放电，从而可以保持中点电位和箝位电容的平衡。由分析可知，载波移相SPWM控制方式符合前文分析的两个条件，即可以保证中点电位的平衡。

图4为系统漏电流分析图。根据相关文献中提到的漏电流模型的建立，本发明建立了混合箝位式三相四线制光伏系统的漏电流模型，如图3所示。其中各相的漏感分别为L1、L2、L3，中线漏感L_n，下面先对每一相的共模电压进行分析：

对于a相，共模电压V_cma=(V_aN+V_oN)/2+((L_n-L₁)/2(L₁+L_n))(V_aN-V_oN)；

对于b相，共模电压V_cmb=(V_bN+V_oN)/2+((L_n-L₂)/2(L₂+L_n))(V_bN-V_oN)；

对于c相，共模电压V_cmc=(V_cN+V_oN)/2+((L_n-L₃)/2(L₃+L_n))(V_cN-V_oN)；

理想三相平衡系统，L₁＝L₂=L₃=L，L_n=0；

系统总的共模电压V_tcm=(V_cma+V_cmb+V_cmc)/3；

综合上述分析可以得到V_tcm=V_oN/2，因此只要保证直流侧中点电位的平衡就可以使得系统共模电压维持在V_dc/2左右，理想情况下共模电压等于V_dc/2，此时系统漏电流i_lk＝CdV_tcm/dt=0，而结合上一部分电容的充放电分析，采用3D-SPWM方式可以比较容易实现中点电位的平衡，因此本发明可以有效抑制系统的漏电流，当然考虑到实际情况中L_n一般为接近于零的非零数，以及三相系统的漏感不会严格的相等，因此实际系统的漏电流不为零，但是可以有效抑制在较小的范围内。

图5为系统并网运行时控制方框图。采样得到的三相并网电流ia、ib、ic和PLL电路得到的电网电压的相位信息进行坐标变换，即由三相静止a-b-c坐标系变换为三维旋转坐标系d-q-0，进而得到三相并网电流的d轴（有功）、q轴（无功）、0轴（零序）分量。对于零序电流分量的控制，为了提高并网电流的平衡度并且有效降低中线电流，零序电流分量的给定值i₀*为0，这一给定分量和实际得到的零序分量进行比较后经PI调节器得到控制量V₀。为了实现单位功率因数并网，无功分量的给定量i_q*也为0，这一给定量和实际得到的无功分量进行比较后经PI调节器得到控制量V_q。有功分量的给定i_d*由直流电压给定和实际母线电压比较后经PI调节器后得到，而直流电压的给定来源于MPPT算法的输出，对于单级式光伏并网系统，MPPT控制有许多方法，这里就不再一一赘述，本发明中采用的是电导增量法。值得注意的是，对于三相系统，为了可靠并网其直流电压不低于600V，如果给定量低于600V，则可能导致系统无法正常并网，这就是所谓的直流电压崩溃。为了解决这个问题，可以增加一个环节，即当直流电压小于600V时强制给定量为600V，从而可以保证直流电压不崩溃，当然这是以牺牲这个时候的实际最大功率输出为代价的。相关的仿真波形及其分析将在后文给出。

图6为系统独立运行时控制方框图。系统独立运行时，需要保证输出三相220V平衡交流电压。采样得到的瞬时相电压V_an、V_bn、V_cn由三相静止坐标系a-b-c变换到三维旋转坐标系d-q-0，从而得到实际量V_d、V_q、V₀。对于零序电压的控制，由于需要保证三相输出电压的高度平衡，从而零序电压分量的给定值应为0，这一给定量V₀*与实际量进行比较后经PI调节器得到控制量V₀inv。对于q轴分量，由于系统独立运行时不涉及无功分量的控制，因此q轴给定量Vq*为0，这一给定量与实际量进行比较后经PI调节器得到控制量V_q_inv。对于d轴分量，为了使得输出相电压为220V，令d轴分量的给定量V_d*=1(标幺值，基值为220V)，这一给定量与实际量比较后经PI调节器得到控制量V_d_inv。最后将得到的三个控制量经过坐标反变换得到三相静止坐标系下的调制量，此调制量被送到PWM产生模块生成PWM波形。相关的仿真及其实验结果将在后文给出。

图7为2D-SPWM和3D-SPWM对输出电压不平衡度的影响（独立，负载不平衡度20％）。由此图可以看出，在2D-SPWM控制下，三相输出相电压的不平衡度（约为0.55％）要比3D-SPWM控制下的不平衡度（约为0.3％）高将近一倍。因此，由仿真结果可以看出，三维SPWM控制方式在系统独立运行时可以更好的抑制三相输出电压的不平衡。

在系统独立运行时，3D-SPWM在各方面都可以较好的控制效果，总体效果比2D-SPWM控制方式要好些。当系统处于并网运行时，3D-SPWM控制方式的优势更加明显，下面结合相关仿真波形进行比较分析。

图8a为2D-SPWM和3D-SPWM对并网电流不平衡度的影响（并网运行），系统在0.2s时刻，光伏电池阵列输出功率突然降低。从0-0.2s时刻，当系统稳定并网后，对于2D-SPWM方式，并网电流的不平衡度可达1％，而3D-SPWM方式下，并网电流的不平衡度不到0.15％；0.2s以后，系统稳定并网后，对于2D-SPWM方式，并网电流的不平衡度可达3.5％，而采用3D-SPWM方式，并网电流的不平衡度不足0.25％。因此，对于并网电流平衡度的控制，3D-SPWM具有十分明显的优势。

图8b为2D-SPWM和3D-SPWM对中点电位的影响（并网运行），系统在0.2s时刻，光伏电池阵列输出功率突然降低。从图中可以看出，3D-SPWM控制方式对中点电位的控制效果要比2D-SPWM控制方式好的多，几乎没有波动，而2D-SPWM方式下中点电位有一定范围的波动。

图8c为2D-SPWM和3D-SPWM对中线电流的影响（并网运行），系统在0.2s时刻，光伏电池阵列输出功率突然降低。滤波电容公共端输出电流i_C在这两种控制方式下大小基本相等，可以维持在1.7A以下，这里不再过多讨论。但是对于电流i_n，在2D-SPWM控制方式下，其有效值可达3.5A，而在3D-SPWM控制方式下，其有效值可保持在0.4A左右，明显小于前者。

图8d为2D-SPWM和3D-SPWM对漏电流的影响（并网运行）。两种控制方式对漏电流的峰值影响几乎没有差别，都可以很好的保证系统具有很小的漏电流。

图9a为中点电位的实验波形图。此波形为负载在20％不平衡度下（独立运行）的波形，由波形可以看出，在直流侧总电压突变时，直流侧电容C1、C2上的电压可以同步等值变化，即其中点电位可以很好的保持平衡。

图9b为箝位电容电压实验波形图。由波形可以看出，在直流侧电压突变时，箝位电容CXa、CXb、CXc可以顺利地充放电至V_dc/2。

图9c为滤波前线电压实验波形图。由波形可以看出，滤波前线电压呈现+V_dc/2、0、-V_dc/2三种电平。

图9d为滤波后相电压实验波形图（负载不平衡度20％）。若为三相三线制，负载不平衡会造成输出电压的严重不平衡，采用三相四线制方式后，可以有效抑制三相电压不平衡，同时保证其它指标符合标准。

Claims

1.一种基于3D-SPWM混合箝位式三电平三相四线制光伏系统，它包括并联的三相桥臂，每个桥臂包括四个串联的IGBT管，各相桥臂的中点经滤波器与相应电阻连接，各电阻接地；在并联的各桥臂输入端并联有串联的一对电容C1、电容C2，电容C1、电容C2与采集光伏阵列连接；在各桥臂中第一IGBT管和第四IGBT管间串接一对二极管，其特征是，所述电容C1、电容C2的中点接地，同时在各对二极管上还并联箝位电容Cxi，其中i＝a,b,c；所述各IGBT管由控制电路采用3D-SPWM方式控制，平衡中点电位；

所述控制电路包括依次连接的调理电路、采样电路、控制电路和驱动电路，调理电路采集光伏阵列的直流电压V_dc、直流电流I_dc以及滤波器输出的三相电压Va、Vb、Vc和三相电流信号ia、ib、ic，三相电压Va、Vb、Vc还送入锁相电路，锁相电路与控制电路连接，控制电路还设有保护电路；驱动电路输出PWM控制各相桥臂中相应IGBT管的开通与关断；

所述控制电路采用FPGA模块，在并网运行模式时，采样得到的三相并网电流ia、ib、ic和锁相电路得到的电网电压的相位信息进行坐标变换，即由三相静止a-b-c坐标系变换为三维旋转坐标系d-q-0，进而得到三相并网电流的d轴有功、q轴无功、0轴零序分量；零序电流分量的给定值i₀ ^*为0，这一给定分量和实际得到的零序分量进行比较后经PI调节器得到控制量V₀；无功分量的给定量i_q ^*也为0，这一给定量和实际得到的无功分量进行比较后经PI调节器得到控制量V_q；有功分量的给定i_d ^*由直流电压给定和实际母线电压比较后经PI调节器后得到控制量V_d，而直流电压的给定来源于MPPT算法的输出；V0、Vq、Vd再经经过坐标反变换得到三相静止坐标系下的调制量，产生输出的三相电压信号V_a-m、V_b-m、V_c-m到驱动电路，驱动电路输出PWM信号。

2.如权利要求1所述的基于3D-SPWM混合箝位式三电平三相四线制光伏系统，其特征是，系统独立运行时，所述滤波器采用LC滤波电路，系统并网运行时采用LCL滤波电路，其中的电容接地。

3.如权利要求1所述的基于3D-SPWM混合箝位式三电平三相四线制光伏系统，其特征是，所述直流电压不低于600V，如果给定量低于600V，则强制给定量为600V。

4.如权利要求1所述的基于3D-SPWM混合箝位式三电平三相四线制光伏系统，其特征是，所述控制电路采用FPGA模块，在独立运行时，采样得到的瞬时相电压Va、Vb、Vc由三相静止坐标系a-b-c变换到三维旋转坐标系d-q-0，从而得到实际量Vd、Vq、V0；零序电压分量的给定值应为0，这一给定量V0^*与实际量进行比较后经PI调节器得到控制量V_{0_inv}；q轴给定量V_q ^*为0，这一给定量与实际量进行比较后经PI调节器得到控制量V_{q_inv}；对于d轴分量，令d轴分量的给定量V_d ^*＝1，标幺值，基值为220V，这一给定量与实际量比较后经PI调节器得到控制量V_{d_inv}；最后将得到的三个控制量经过坐标反变换得到三相静止坐标系下的调制量，此调制量被送到驱动电路生成PWM信号。