CN104795980A - 基于变载波spwm方法的直流电压纹波补偿系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于变载波SPWM方法的直流电压纹波补偿系统及方法；系统包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的IGBT管的连接处引出两条支路，一条支路包括两个方向不同的串联的IGBT管，另一条支路经滤波器与电阻连接；在并联的各桥臂输入端接入输入两个独立电压源；独立电压源的幅值相同，分别并联有一个电容，两个独立电压源的连接点处同时连接三相桥臂的两个方向不同串联的IGBT管的一端，所有IGBT管均由控制电路驱动。本发明考虑了实际T型三电平DC/AC变换器直流侧电压纹波，通过前馈算法实时修正SPWM调制波，补偿纹波电压对交流侧的影响，实现T型三电平DC/AC变换器对较宽频率范围内直流纹波的免疫，改善直流纹波条件下交流侧电能质量。

Description

基于变载波SPWM方法的直流电压纹波补偿系统及方法

技术领域

本发明涉及基于变载波SPWM方法的直流电压纹波补偿系统及方法。

背景技术

随着电力电子技术不断发展，电力系统中电力电子变换器渗透率日益增高，特别是多电平DC/AC变换器具有谐波少、耐压高、开关应力小、电磁干扰(ElectromagneticInterference,EMI)少等优势，广泛应用于高压直流输电、分布式发电及微网领域的交直流变换场合。特别是T型三电平拓扑，相比于传统的NPC三电平拓扑，具有导通损耗小，空间体积小，保护简单等优点，在一定的功率等级和开关频率下，较NPC三电平拓扑有着更高的能量密度和更高的效率，因此逐渐成为市场主流。

然而针对T型三电平DC/AC变换器的传统SPWM调制技术通常假设直流侧电压为恒压源，当实际应用中直流侧接非线性时变负载、交流侧接三相不平衡负载、交直交系统整流端接弱电网或三相不平衡电网等时，直流侧电压会产生纹波畸变，在直流侧等效阻抗上产生纹波电流，将造成交流侧并网电压不平衡、叠加难以滤除的低次谐波分量等，降低发电功率和并网电能质量，威胁电网及负荷安全运行。

因此针对T型三电平DC/AC变换器直流纹波对交流系统电能质量的影响，研究一种简单有效的解决方法意义重大。

发明内容

为解决上述问题，本发明提出了一种基于变载波SPWM方法的直流电压纹波补偿系统及方法，本系统考虑了实际T型三电平DC/AC变换器直流侧电压纹波，通过前馈算法实时修正SPWM调制波，补偿纹波电压对交流侧的影响，可以实现T型三电平DC/AC变换器对较宽频率范围内直流纹波的免疫，明显改善直流纹波条件下交流侧电能质量。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于变载波SPWM方法的直流电压纹波补偿系统，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的IGBT管的连接处引出两条支路，一条支路包括两个方向不同的串联的IGBT管，另一条支路经滤波器与电阻连接；在并联的各桥臂输入端接入输入两个独立电压源；所述独立电压源的幅值相同，分别并联有一个电容，两个独立电压源的连接点处同时连接三相桥臂的两个方向不同串联的IGBT管的一端，所有IGBT管均由控制电路驱动。

所述滤波器为LC滤波电路，且其中的电容公共端接地。

所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。

所述采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、滤波器输出的三相电压值大小。

基于上述直流电压纹波补偿系统的调制方法，具体步骤包括：

(1)周期相同的三角载波U_c1和U_c2对称分布于调制波的正负半波，通过与调制波U_{x_ref}(x＝a，b，或c)比较，得出所需要的PWM信号；

(2)给与各相桥臂的上桥臂的IGBT管控制信号：幅值为单位1的三角载波U_c1o先乘以直流侧上电容电压的实时值，再除以上端独立电压源并联的电容两点间直流侧电压直流分量，得到修正的三角载波U_c1，U_c1与U_{x_ref}比较得到的信号给予各相桥臂的上桥臂的IGBT管；另外，将该信号的互补信号传输给两个方向不同串联的IGBT管中靠近上桥臂的IGBT管；

(3)给与各相桥臂的下桥臂的IGBT管控制信号：幅值为单位1的三角载波U_c2o先乘以直流侧上电容电压的实时值，再除以下端独立电压源并联的电容两点间直流侧电压直流分量，得到修正的三角载波U_c2，U_c2与U_{x_ref}比较得到的信号给予各相桥臂的下桥臂的IGBT管；将该信号的互补信号传输给两个方向不同串联的IGBT管中远离下桥臂的IGBT管；

(4)将得到的PWM信号送到驱动电路。

本发明的有益效果是：

1、该方法通过修正开关函数，大幅抑制了传统调制方法下直流纹波引起的T型三电平变换器三相交流侧低次谐波、三相不平衡等，改善了输出电能质量；

2、该方法可以减小直流侧电容设计容量、减小交流侧滤波器设计容量，节约T型三电平变换器成本；

3、该方法可以实现对直流侧纹波影响的免疫，保证三相负载在直流畸变条件下正常运行；

4、该方法对于直流侧两电容电压畸变不一致情况依然适用；

5、该方法仅需修改两路载波信号，计算量小，应用简单，实用性强；

6、该方法仅需变换器本地电气信息，适用于多台同时运行的情况，提高T型三电平变换器的大规模应用前景。

附图说明

图1为T型三电平变换器结构图；

图2a为T型三电平变换器采用传统SPWM的调制波、载波波形；

图2b为T型三电平变换器采用传统调制方法的PWM波形、输出滤波波形；

图3为T型三电平变换器采用传统SPWM在直流电压畸变情况下输出波形畸变的原理图；

图4为T型三电平变换器采用传统SPWM调制的单相PWM波形、单相输出滤波波形、三相输出滤波波形、直流侧两独立电压源电压同时畸变10％波形；

图5为T型三电平变换器采用传统SPWM调制的单相PWM波形、单相输出滤波波形、三相输出滤波波形、直流侧两独立电压源电压分别畸变10％、20％波形；

图6为本发明控制系统结构图；

图7为本发明补偿直流电压纹波对输出波形影响的原理图；

图8a为T型三电平变换器采用本发明方法的调制波、载波波形、直流侧两独立电压源电压同时畸变10％波形；

图8b为T型三电平变换器采用本发明方法的单相PWM波形、单相输出滤波波形、三相输出滤波波形、直流侧两独立电压源电压同时畸变10％波形；

图9a为T型三电平变换器采用本发明方法的调制波、载波波形、直流侧两独立电压源电压分别畸变10％、20％波形；

图9b为T型三电平变换器采用本发明方法的单相PWM波形、单相输出滤波波形、三相输出滤波波形、直流侧两独立电压源电压分别畸变10％、20％波形；

图10为T型三电平变换器的控制电路图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。

图1为T型三电平变换器结构图，主电路为T型三电平变换器，两幅值相同独立输入电压分别与直流侧两电容相连，使得变换器不受中点平衡问题影响，直流侧电容中点连接各项桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，滤波器为LC滤波器。系统输出端与负载或电网相连。

信号调理电路将霍尔传感器测得的相关信号进行调理，得到采样电路可以接收的模拟信号。AD转换器的采样与转换由DSP进行控制，将调理好的模拟信号转换为数字量。数字信号的处理以及SPWM控制、PWM产生均由DSP实现，最终生成的PWM信号送给驱动电路去控制IGBT管的开通与关断。

本发明基于SPWM方法实现对T型三电平变换器的控制。本发明方法对于载波同相以及载波反相方法均适用，下面以载波同相的SPWM方法为例进行具体阐述。

图2为采用传统SPWM的调制波、载波波形，输出的PWM波形及滤波后波形。具体控制方式如下：

调制波为三相正弦波，即

u_{as_ref}＝sinωt

u_{bs_ref}＝sin(ωt-120°)；

u_{cs_ref}＝sin(ωt-240°)

载波为幅值周期相同的三角波U_c1和U_c2，对称分布于调制波的正负半波。当调制波U_{xs_ref}(x＝a，b，或c)>U_c1，S_x1管开通，S_x3管关断；当调制波U_{xs_ref}(x＝a，b，或c)>U_c2，S_x2管开通，S_x4管关断。

图3为T型三电平变换器采用传统SPWM在直流电压畸变情况下输出波形畸变的原理图。直流侧电压叠加有纹波，使得直流侧PO点间和ON点间电位值发生波动，使得输出PWM波形的幅值不再稳定，而是叠加上直流纹波。对每个开关周期进行积分，其有效面积将不再呈现正弦变化，而是叠加有纹波分量，最终导致输出波形出现畸变。

图4为T型三电平变换器采用传统SPWM调制的单相PWM波形、单相输出滤波波形、三相输出滤波波形、直流侧两独立电压源电压同时畸变10％波形。可以看出采用传统方法输出波形畸变严重，叠加有低频分量，无法补偿直流纹波影响。图5为T型三电平变换器采用传统SPWM调制的单相PWM波形、单相输出滤波波形、三相输出滤波波形、直流侧两独立电压源电压分别畸变10％、20％波形，波形畸变更加严重。

图6为本发明控制系统结构图。幅值为单位1的三角载波U_c1o先乘以直流侧上电容电压的实时值，再除以PO点间直流侧电压直流分量，得到修正的三角载波U_c1，U_c1与U_{x_ref}比较，比较结果经过逻辑非，得出两路互补PWM信号，发至S_x1、S_x3管；幅值为单位1的三角载波U_c2o先乘以直流侧上电容电压的实时值，再除以PO点间直流侧电压直流分量，得到修正的三角载波U_c2，U_c2与U_{x_ref}比较，比较结果经过逻辑非，得出两路互补PWM信号，发至S_x2、S_x4管。对每个开关周期进行积分，其有效面积将恢复正弦变化，虽然有纹波分量存在，但是最终等效输出波形畸变将大幅减少。

图8a为T型三电平变换器采用本发明方法的调制波、载波波形、直流侧两独立电压源电压同时畸变10％波形，可以看到载波幅值根据直流纹波大小进行了调整，不再维持恒定值。图8b为T型三电平变换器采用本发明方法的单相PWM波形、单相输出滤波波形、三相输出滤波波形、直流侧两独立电压源电压同时畸变10％波形，可以看到输出波形为三相对称正弦，波形畸变大幅减少。

图9a为T型三电平变换器采用本发明方法的调制波、载波波形、直流侧两独立电压源电压分别畸变10％、20％波形，可以看到由于两直流源叠加的直流纹波不同，U_c1o和U_c2o经过了不同的修正，得到不同变化幅值的载波信号U_c1和U_c2。图9b为T型三电平变换器采用本发明方法的单相PWM波形、单相输出滤波波形、三相输出滤波波形、直流侧两独立电压源电压分别畸变10％、20％波形，可以看到输出波形为三相对称正弦，波形畸变大幅减少。

表1 三相输出电压的谐波总畸变率THD

表1总结了三相输出电压在直流纹波调件下两种方法的谐波总畸变率THD大小，可以看出本发明方法对于直流纹波引起的波形畸变可以起到非常明显的补偿效果。

图10为T型三电平变换器的控制电路图。控制电路包括保护电路、驱动电路和采样调理电路，采样调理电路包括PO点间电压U_po、ON点间电压U_on、直流电流I_dc以及滤波器输出的三相电压U_a、U_b、U_c，信号调理电路和控制电压具有过/欠压保护和过流保护；驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。

因此，采用本发明方法可以大幅抑制传统调制方法下直流纹波引起的T型三电平变换器三相交流侧低次谐波、三相不平衡等，改善了输出电能质量，实现对直流侧纹波影响的免疫，保证三相负载在直流畸变条件下正常运行；减小直流侧电容、交流侧滤波器设计容量，节约T型三电平变换器成本；对于直流侧两电容电压畸变不一致情况依然适用；仅需修改两路载波信号，计算量小，应用简单，实用性强；仅需变换器本地电气信息，适用于多台同时运行的情况，提高T型三电平变换器的大规模应用前景，在光伏发电系统、风力发电系统、燃料电池等可再生能源领域前景广阔。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (5)

1.一种基于变载波SPWM方法的直流电压纹波补偿系统，其特征是：包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的IGBT管的连接处引出两条支路，一条支路包括两个方向不同的串联的IGBT管，另一条支路经滤波器与电阻连接；在并联的各桥臂输入端接入输入两个独立电压源；所述独立电压源的幅值相同，分别并联有一个电容，两个独立电压源的连接点处同时连接三相桥臂的两个方向不同串联的IGBT管的一端，所有IGBT管均由控制电路驱动。

2.如权利要求1所述的直流电压纹波补偿系统，其特征是：所述滤波器为LC滤波电路，且其中的电容公共端接地。

3.如权利要求1所述的直流电压纹波补偿系统，其特征是：所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。

4.如权利要求1所述的直流电压纹波补偿系统，其特征是：所述采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、滤波器输出的三相电压值大小。

5.基于权利要求1-4中任一项所述的直流电压纹波补偿系统的调制方法，其特征是：具体步骤包括：

(1)周期相同的三角载波U_c1和U_c2对称分布于调制波的正负半波，通过与调制波U_{x_ref}(x＝a，b，或c)比较，得出所需要的PWM信号；

(2)给与各相桥臂的上桥臂的IGBT管控制信号：幅值为单位1的三角载波U_c1o先乘以直流侧上电容电压的实时值，再除以上端独立电压源并联的电容两点间直流侧电压直流分量，得到修正的三角载波U_c1，U_c1与U_{x_ref}比较得到的信号给予各相桥臂的上桥臂的IGBT管；另外，将该信号的互补信号传输给两个方向不同串联的IGBT管中靠近上桥臂的IGBT管；

(3)给与各相桥臂的下桥臂的IGBT管控制信号：幅值为单位1的三角载波U_c2o先乘以直流侧上电容电压的实时值，再除以下端独立电压源并联的电容两点间直流侧电压直流分量，得到修正的三角载波U_c2，U_c2与U_{x_ref}比较得到的信号给予各相桥臂的下桥臂的IGBT管；将该信号的互补信号传输给两个方向不同串联的IGBT管中远离下桥臂的IGBT管；

(4)将得到的PWM信号送到驱动电路。