CN1964182A - 电气设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种同步电动机的控制装置，在不具有直接检测交流同步电动机的转子位置和转速的装置的驱动装置中，当驱动装置内部或者负荷装置发生周期性扰动时，抑制该周期性扰动，可以实现低振动、低噪音。可以通过设置以下装置实现：通过计算交流同步电动机的磁通轴的位置，和在控制器内假定的磁通轴的位置的差(轴误差)，补正转速使其为零，来实现无传感器驱动，而且，根据该轴误差的计算值，抽出电动机或者负荷装置发生的转矩的脉动成分的装置；和对其进行补偿的装置。

Description

电气设备

本申请是日立家用电器公司于2005年1月6日提交的申请号为200510003939.4、发明名称为“同步电动机的控制装置、电气设备和模块”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及同步电动机的控制装置、电气设备和系统功率模块。

背景技术

不使用交流电动机的速度或者位置传感器的控制方法至今已公开了多种方法。例如，把作为交流电动机的代表例的永久磁铁同步电动机作为对象的例子，众所周知的有特开2001-251889号公报等公开的方式。该控制方式不使用位置传感器，而在控制器内部进行磁极位置的推定计算。

另外，作为电动机的负荷装置发生的周期性转矩扰动的控制方法，有特开平10-174488号公报、特开2002-34290号公报等。在特开平10-174488号公报中记载的方式抽出包含在电动机的速度检测值中的脉动部分，如消除脉动部分那样在变换器输出电压上施加补正。该方式的实现需要速度信息。

特开2002-34290号公报的方式是检测包含在转矩电流成分中的脉动部分，通过在转速中施加补正稳定地控制电动机的方式。

[专利文献1]特开2001-251889号公报

[专利文献2]特开10-174488号公报

[专利文献3]特开2002-34290号公报

在特开2001-251889号公报的方式中，虽然可以实现无位置传感器，但当在负荷装置上连接了压缩机等伴随有周期扰动的负荷时，不能抑制该周期扰动。其结果，存在产生旋转脉动，成为装置的振动和噪音的根源的问题。

在特开平10-174488号公报的方式中，虽然可以抑制周期扰动，但需要电动机的转速信息。因此，需要一些速度检测器。在原理上安装霍尔IC等的位置传感器，在电动机的速度检测中使用是可行的、但当负荷装置是空调等的压缩机时，从周围环境的条件出发传感器的安装困难。

代替位置传感器还知道检测电动机的中性点电位，从其变动成分中得到速度信息的方法，但速度信息根据电角只能每60度得到，高速·高精度的速度检测困难。特别是驱动电动机变换器的导通延迟(滞后时间期间)的影响引起的周期扰动因为相对电动机的驱动频率以6倍的频率变动，所以在电角60度间隔中的速度检测中，不可能抑制该扰动。另外，用于得到中性点电位的配线存在需要富余1条的问题。

特开2002-34290号公报的方式是根据包含在转矩电流中的脉动，变动旋转速度自身，以提高控制装置整体的稳定性。因此，如果旋转脉动进一步增加，则不能解决振动和噪音的问题。另外，因为对象是感应电动机，所以至今适用到同步电动机中困难。

发明内容

本发明的目的在于提供一种可以抑制因周期性扰动而引起的振动和噪音的电动机控制装置。

本发明的技术方案提供一种电气设备，具有：同步电动机；与该同步电动机连接的压缩机；在上述同步电动机上施加经脉冲宽度调制的电压，并用连续的交流电流驱动上述同步电动机的变换器；和控制上述变换器输出的电压的控制器，其特征在于：使上述同步电动机的驱动频率变化，使在改变上述压缩机的转速时出现的上述交流电流波形的畸变成分随时间经过而变化，降低上述电气设备产生的噪音和振动。。

如果采用本发明，就可以实现能够抑制因周期性扰动而引起的振动和噪音的电动机控制装置。

附图说明

图1是表示本发明的同步电动机控制装置的实施例1的系统构成的方框图。

图2是表示本发明的同步电动机控制装置的实施例1中的轴误差Δθ的定义的矢量图。

图3是表示本发明的同步电动机控制装置的实施例1中的轴误差推定器的内部构成的方框图。

图4是说明在本发明的交流电动机控制装置的实施例1中的、从对电动机的施加电压，到轴误差发生的原理的方框图。

图5是表示本发明的交流电动机控制装置的实施例1中的、周期性的扰动转矩，和因它引起发生的旋转脉动、轴误差变动原理的波形图。

图6是说明本发明的交流电动机控制装置的实施例1中的、脉动转矩成分的推定原理的方框图。

图7是表示本发明的同步电动机控制装置的实施例1中的ΔT_m推定器的内部构成的方框图。

图8是表示本发明的同步电动机控制装置的实施例1中的转矩控制器的内部构成的方框图。

图9是表示本发明的同步电动机控制装置的实施例2中的转矩控制器的内部构成的方框图。

图10是表示本发明的同步电动机控制装置的实施例3中的转矩控制器的内部构成的方框图。

图11是表示本发明的同步电动机控制装置的实施例4中的转矩控制器的内部构成的方框图。

图12是表示本发明的同步电动机控制装置的实施例5中的转矩控制器的内部构成的方框图。

图13是表示适用了本发明的同步电动机控制装置的实施例6的外观的构成图。

图14是在空调中适宜本发明的同步电动机控制装置的实施例7的外观的构成图。

图15是表示在起动本发明的空调压缩机并使转速变化时的、噪音变化以及电流波形变化一例的图。

具体实施方式

下面，参照图1至图15说明本发明的交流电动机的控制装置的实施例。而且，在以下的实施例中，作为电动机使用永久磁铁同步电动机(以下，简称为PM电动机)说明，但对于其它的同步电动机(例如，线圈型同步电动机、磁阻电动机等)也同样可以实现。

[实施例1]

图1是示例本发明的交流电动机控制装置实施例1的系统构成的方框图。本实施例1的控制装置由以下部分组成：由上位控制装置的指令100向电动机给予转速指令ω_r ^*的转速指令发生器1；计算电动机的交流施加电压，变换为脉冲宽度调制信号(PWM信号)输出的控制器2；由该PWM信号驱动的变换器(inverter)3；对变换器3提供电力的转换器(converter)4；作为控制对象的PM电动机5；作为PM电动机的负荷的压缩机6；检测转换器4提供给变换器3的电流I0的电流检测器7。

控制器2由以下部分组成：根据由电流检测器7检测出的电流I0，在控制器内部通过计算再现流过PM电动机5上的三相交流电流I_u、I_v、I_w的电流再现器8；把被再现的三相交流电流I_uc、I_vc、I_wc用相位角θ_dc(在控制器内部假定的PM电动机的磁铁磁通的位置)坐标变换为d、q各轴上的成分I_dc、I_qc的dq坐标变换器9；对q轴上的电流成分给予指令I_q ^*的I_q ^*发生器10；同样，对d轴上的电流成分给予指令I_d ^*的I_d ^*发生器11；根据I_d ^*、I_q ^*以及电角频率指令ω₁ ^*计算电压指令V_dc ^*、V_qc ^*的电压指令计算器12；把V_dc ^*、V_qc ^*变换为三相交流电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的dq反变换器13；根据三相交流电压指令，产生用于使变换器3开关动作的脉冲宽度调制信号(PWM信号)的PWM脉冲发生器14；推定计算相当于PM电动机5的磁铁磁通位置θ_d与在控制器2内部假定的位置θ_dc的误差的角度(轴误差)的Δθ的Δθ推定器15；进行加法运算和减法运算的加减法器16；对轴误差推定值θ_dc给予指令的零指令发生器17；为了把Δθ控制在零，在电角频率指令ω_I ^*上增加补偿的比例补偿器18；使用PM电动机的极数P把转速指令ω_r ^*变换为电动机的电角频率指令ω₁ ^*的变换增益19；积分电角频率，计算磁铁磁通位置θ_dc的积分器20；根据轴误差推定值Δθ_dc，推定计算周期扰动转矩成分的ΔT_m的ΔT_m推定器21(周期扰动推定器)；根据ΔT_m的推定值ΔT_mc，在q轴电流指令I_q ^*上增加补正的转矩控制器(ATR)22。

对变换器3提供电力的转换器4由交流电源41、整流交流的二极管桥42、抑制包含在直流电压中的脉动成分的平滑电容器43构成。

下面，用图1说明本实施例1的动作原理。变换增益19根据来自转速指令发生器1的旋转指令ω_r ^*，计算PM电动机的电角频率ω₁ ^*输出。进而用积分器20积分ω₁ ^*，计算交流相位θ_dc。在电流再现器8中，根据在电流检测器7中检测出的电源电流I0，用记载于特开平8-19263号公报等中的方法，通过计算再现PM电动机的三相交流电流。下面，在dq坐标变换器9中，把被再现的交流电流I_uc、I_vc、I_wc用θ_dc变换为以角频率ω₁ ^*旋转的旋转坐标轴(dq轴)上的电流成分I_dc、I_qc。I_qc在I_q ^*发生器10中被处理，成为q轴上的电流指令I_q ^*。另外，I_d ^*发生器11发生d轴上的电流指令I_d ^*(在非突极型转子的PM电动机中，通常I_d ^*＝0)。在电压指令计算器12中，根据这些指令(I_d ^*，I_q ^*)和角频率指令ω₁ ^*，计算对PM电动机的施加电压V_dc ^*、V_qc ^*。V_dc ^*、V_qc ^*用dq反变换器13再次变换为交流量，进而在PWM脉冲发生器14中，被变换为脉冲宽度调制信号，发送到变换器3。对于这些基本动作，和在特开2002-272194号公报上记述的方法一样。

在Δθ推定器15中，进行PM电动机内的磁铁磁通位置θ_d和控制器内的位置θ_dc的误差Δθ的推定计算。Δθ用图2示例的矢量图定义。把PM电动机内部的实际的磁铁磁通Φ的位置设置为d轴，把与它正交的轴设置为q轴。与此相对，把在控制器内假定的dq轴定义为dc-qc，两者的偏差相当于轴误差Δθ。

如果求Δθ，则通过修正它，可以使d-q轴和dc-qc轴一致，可以实现PM电动机的无传感器控制。Δθ的推定计算例如如图3所示，可以在I_q ^*和I_qc的差上乘以比例增益K0，设置成Δθ的推定值Δθ_dc。I_qc因为由于负荷变动等，在θ_d和θ_dc上产生偏差而变动，所以从I_qc的变动中可以相反地推定Δθ。但是，当在图3构成时，高精度地求Δθ是困难的。为了提高精度，例如只要根据特开2002-272194号公报中的算式(3)等计算即可。

根据用Δθ推定器15计算出的轴误差推定值Δθ_dc进行反馈控制使得它为零。用加减法器16求零指令发生器17的指令(零)，和Δθ_dc的差，经由比例补偿器18在角频率ω₁ ^*上施加补偿。如图2的矢量图所示，当Δθ是正时，dc-qc轴因为比d-q轴还超前，所以通过降低ω₁ ^*，可以减少Δθ，相反，当Δθ是负时，通过提高ω₁ ^*，使d-q轴和dc-qc轴一致。通过这样控制，不使用M电动机的磁极轴的位置传感器，就可以使控制器内部的相位角θ_dc与实际的PM电动机内的磁铁磁通位置θ_d一致，可以实现无位置传感器控制。

下面，详细说明作为本发明特征部分的ΔT_m推定器21(周期扰动推定器)，转矩控制器22。首先用图4以及图5简单说明PM电动机的转矩发生的原理和轴误差Δθ的关系。

图4是表示从被施加在PM电动机上的电压，到轴误差Δθ发生的原理的方框图。在图的各块中，R是PM电动机的线圈电阻，L是PM电动机的电感，P是PM电动机的极数，K_e是PM电动机的发电常数(磁铁磁通)，J是PM电动机和负荷装置的总计的惯性，s是在拉普拉斯变换中使用的微分运算符。

如图4所示，q轴电流Iq由被施加在PM电动机上的施加电压V_q，以及电压扰动VD、电动机的电气常数R、L的关系发生。I_q是与PM电动机的磁铁磁通(d轴)正交的成分，通过乘以发电常数K_e，成为电动机转矩T_m。PM电动机的旋转速度ω_r是积分电动机转矩T_m和负荷转矩T_L的差的值。在此，负荷转矩T_L根据负荷装置的种类和用途具有各种特性。在ω_r上乘以极对数(P/2)，得到电动机的电角频率ω₁，该积分值成为PM电动机的位置θ_d。轴误差Δθ作为和控制器内的相位θ_dc的差得到。

在此，考虑在电压扰动VD，或者负荷转矩T_L中包含周期性的成分。

作为周期性的电压扰动VD，例如，在PM电动机的磁铁磁通不均匀，磁化离散时，或者线圈相间离散时，等效地作为周期性的电压扰动影响。或者，因变换器中的桥臂短路防止期间(滞后时间)的影响引起的扰动等，也作为变换器的驱动频率的6倍频率发生。

另外，作为周期性负荷转矩扰动，例如，考虑有在冷藏库和空调等中使用的往复式压缩机，和单旋转压缩机等的负荷。在往复式压缩机时，把电动机旋转1圈作为一周期，负荷激烈变动。

为了控制性地抑制振动和噪音，只要如上述周期性的转矩变动为零那样构成控制系统即可。在以往的发明中的应对方法是，用某些装置检测转速信息，控制施加电压使得其旋转脉动为零。在空调等的压缩机中，因为直接得到速度信息困难，所以检测电动机的中性点电位的变动，以电角得到60度一个的信息，推定计算速度。

但是，在本方式中，对电角周期只能得到6点的信息，作为速度信息是不充分的。在该状态中，在60度延迟的影响，和速度检测精度中存在问题。或者对于由电动机的感应电压的畸变产生的脉动，因为是比电角周期还短的周期(主要是1/6周期)，所以抑制困难。

另外，还考虑运用控制理论构筑负荷扰动观测器等，推定计算脉动转矩的方法，但这种情况下，观测器自身的响应频率成为问题。当脉动转矩的频率高时，与此对应，观测器的设定响应也需要提高。脉动转矩的频率成分越高，要求观测器具有越高的响应性，其结果需要高速运算处理。因此，作为此前的周期扰动的抑制方法，一般在低速区域中的振动抑制可以实现，而高速旋转时的抑制困难。

作为例子，试着考察使用通用微机构成观测器的情况。当把观测器响应时间设置为1ms(1,000rad/s→越150Hz)时，可以检测的脉动转矩是30Hz左右。如果把它设置成4极的电动机，则为900[r/min]。在是压缩机时，因为最高转速在3,000[r/min]以上，所以不能适用于在30％左右的速度以下。

在本发明中，着眼于图4的方框图，提出了从轴误差Δθ中推定转矩脉动成分ΔT_m的方法。轴误差Δθ因为瞬时的值可以计算，所以可以不受运算延迟的影响进行高精度的推定计算。另外，具有对相对驱动频率高的频率成分(例如，6倍的振动成分)也可以检测这一特征。其结果，与以往的周期扰动抑制方法相比，可以大幅度地在高速区域中推定计算。

当这样的周期扰动发生时，电动机转矩T_m和负荷转矩T_L的差成为周期性的转矩变动，成为振动和噪音的原因。为了抑制该振动和噪音，例如需要采取用吸音材料包围装置整体等的对策，出现装置大型化以及成本提高的问题。

为了控制性地抑制振动和噪音，只要如上述周期性的转矩变动为零那样构成控制系统即可。在以往的发明中的应对方法是，用某些装置检测转速信息，控制施加电压使得其旋转脉动为零。但是，在空调等的压缩机中，因为把电动机装入压缩机内部，所以简单地得到速度信息是困难的、另外，即使得到，充其量也只能与电角相当地得到60度一个的信息。因此，高精度化困难。

在本发明中，着眼于图4的方框图，提出了从轴误差Δθ中推定转矩脉动成分ΔT_m的方法。轴误差Δθ因为瞬时的值可以计算，所以可以进行高速·高精度的推定计算。另外，具有对相对驱动频率高的频率成分(例如，6倍的振动成分)也可以检测这一特征。

图5分别示例负荷转矩T_L包含以角频率ω_d按照正弦波振动的成分时的转矩脉动成分(ΔT_m)、转速变动(Δω_r)、轴误差(Δθ)。如果考虑稳态状态，则T_m和T_L的平均值一致，ΔT_m只是振动成分(图5(b))。包含在转送中的振动成分Δω_r是积分该ΔT_m的成分，与ΔT_m相比，为相位延迟了90度的波形。振动的大小自身依赖于惯性J变化，但也可以认为相位大致延迟90度。轴误差Δθ因为进一步积分Δω_r，使符号相反(在图2所示的定义关系中使符号相反)，所以相位超前90度(在积分中延迟90度后，因为符号反转，所以超前90度)。即，ΔT_m的变动成分在Δθ中作为同相位的振动波形观测。如果从方框线图导出该关系则如下。

图6(a)表示从ΔT_m到Δθ的方框图。通过反变换该方框图，可以求从Δθ到ΔT_m的传递函数，如同一图(c)所示。

如果根据图6(c)求ΔT_m，则从Δθ_dc(Δθ的推定值)中，可以直接推定转矩的脉动成分。但是，两级微分Δθ_dc在现时中不可能。Δθ_dc原本是推定值，因为大多包含检测值的扰动等，所以使用微分将增加推定误差，另外还存在运算周期的限制。

因而，关注“扰动成分是周期函数”这一点，把s＝jω_d带入图6(c)。于是，如图6(d)所示，Δθ被放大常数倍的结果，可以推定为ΔT_m。其结果，和图5中的(b)和(d)的波形的关系一致。

具体化图6(d)的构成是图7所示的ΔT_m推定器21(周期扰动推定器)。ΔT_m推定器21(周期扰动)由把Δθ_dc扩大2J/P倍的比例增益211，和2个乘法器212组成，实施图6(d)的运算。

根据图7，可以从Δθ_dc中推定包含在ΔT_m中的角速度ω_d的周期扰动成分。

下面，说明抑制该ΔT_m的转矩控制器22(图8)。

作为转矩控制器必要的条件要求以下2个条件。

(1)对周期扰动跟随性高

(2)在周期扰动以外的成分中灵敏度低(1)是为了抑制周期扰动最重要的条件。(2)是在过渡等时发生了直流的Δθ的情况下用于防止转矩控制器影响控制整体的必要条件。如上所述，本补偿器前提是“有周期扰动”，图6所示的等价变换不能适用于直流扰动等。因而，在周期扰动以外的成分中，需要降低灵敏度。

图8示例的转矩控制器由对ΔT_m的推定值ΔT_mc给予零指令的零指令发生器17；在角频率ω_d中具有峰值的正弦波传递函数221；转矩控制增益222构成。此时，使正弦波传递函数221的角频率ω_d和周期扰动转矩的变动频率一致。在是压缩机等时，频率扰动的变动周期因为是与驱动频率一致的频率，所以容易使ω_d与脉动频率一致。另外，即使对于周期性电压扰动，因为几乎是驱动频率的整数倍，所以该ω_d的设定比较容易。

另外，本转矩控制器满足上述条件(1)、(2)双方。正弦波传递函数在角度频率ω_d中增益为无穷大，可以只把包含在ΔT_mc中的ω_d成分的要素偏差设置为零，对于此外的频率成分不具有灵敏度。对于正弦波传递函数的详细例如表示在特开平7-20906号公报等中。

通过使用图8的转矩控制器22，把角频率ω_d的正弦波的信号I_qsIN加算在I_q ^*上，可以抑制转矩脉动成分ΔT_m。

以上，以周期扰动负荷为例说明了本发明的实施例1，但对于周期性的电压扰动也可以同样应对。另外，作为电流检测方法，使用从转换器4的电流值I0中再现电动机电流的方法，但也可以直接用霍尔CT和分流电阻检测各相电流。

[实施例2]

下面，用图9说明本发明的实施例2。

在实施例1中，对转矩脉动振动频率ω_d，导入增益为无穷大的正弦波传递函数。其结果，包含在转矩脉动中的ω_d成分被除去，代之PM电动机的驱动电流的畸变增大。因为在负荷转矩变动中瞬时跟随，所以，不能避免瞬时电流变动大的现象，由于此原因，产生PM电动机的效率劣化，或者由于峰值电流引起的过电流跳闸等的异常。因而，可以说得整体上缓和振动·噪声的降低效果，相反在调整防止电流畸变的妥协点方面实用。

实施例2是对周期扰动的抑制效果附加调整抑制能力的功能。

图9示例本实施例2中的转矩控制器22B的构成。通过代替图1的转矩控制器22使用本转矩控制器22实现实施例2。

在图9中的转矩控制器22B中，由具有峰值抑制功能的正弦波传递函数221B、控制增益222B、零指令发生器17、加减法器16构成。具有峰值抑制功能的正弦波传递函数221B在分母上具有Ta·s项，根据Ta的大小，可以改变函数的峰值。

其结果，可以调整ω_d成分的扰动抑制效果，可以在噪音和振动，和PM电动机相电流的畸变的最佳点驱动。

下面，用图10说明本发明的实施例3。

在实施例1、2中，作为转矩控制器，对转矩脉动的振动频率ω_d导入增益最大(在实施例1中是无穷大)的传递函数。在这些控制器中在最终端上以输出段的控制增益(控制增益222，或者控制增益222B)的大小，确定脉动成分的收敛响应。

但是，这些控制增益的设定值与实际响应时间的关系复杂，制作配电盘(board)线图来进行研究或者通过模拟试验、实测来求出。因此，在调整作业上需要付出很多精力。

在实施例3中，提供用于简化调整作业的转矩控制设备。

图10表示本实施例3中的转矩控制器22C的构成例子。通过代替图1的转矩控制器22使用本转矩控制器22C可以实现实施例3。

在图10中的转矩控制器22C中，由单项-dq坐标变换器223、一次延迟滤波器224、积分控制器225、dq-单项反变换器226，以及积分器20、加法器16、零指令发生器17组成。以下说明该转矩控制器22C的动作。

把ΔT_m推定器的输出ΔT_mc在单项-dq坐标变换器223中，分解为SIN成分和COS成分。而且，单项-dq坐标变换器223的变换式如下。

[式1]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{T}_{\mathrm{ds}}\\ \mathrm{\Δ}{T}_{\mathrm{qs}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{wdt}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{wdt}\right)\end{array}\right]\mathrm{\Δ}{T}_{\mathrm{mc}}$

......(式1)

根据(式1)，如果在ΔT_mc中包含ω_d的频率成分，则根据其量，ΔT_ds、ΔT_qs的平均值是非零的值。该平均值分别与包含在ΔT_mc中的COS成分，以及SIN成分一致。但是，在ΔT_ds、ΔT_qs中，因为大量包含ω_d的2倍成分，所以在一次延迟滤波器224中，需要删除交流成分。其结果，ΔT_ds、ΔT_qs是包含在ΔT_mc中的脉动成分的、COS成分，以及SIN成分。下面，因为把各成分设置为零，所以从零指令发生器17给予作为指令的“零”信号，在加减法器16中计算和指令的偏差。根据这些偏差，积分控制器225进行积分补偿，把脉动成分控制在零。最后，把I_ds、I_qs的值反变换为单项信号，输出I_qSIN。该反变换根据下式计算。

[式2]

$I_{\mathrm{qSIN}}=[\cos \left(\mathrm{wdt}\right)-\sin \left(\mathrm{wdt}\right)]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{ds}}\\ I_{\mathrm{qs}}\end{array}\right]$

......(式2)

脉动成分ΔT_mc在用(式1)坐标变换后，因为成为直流量，所以在积分控制器225中可以去掉偏差。即，该转矩控制器如果从外部看，则和在角频率ω_d中增益成为无限大的补偿要素等价。即，具有和实施例1的转矩控制器22同等的频率特性。

在转矩控制器22C时，与图8和图9的转矩控制器相比，调整位置在一次延迟滤波器的时间常数T_ATR和积分控制器225的增益K_iATR的2处。但是，T_ATR因为只要对ω_d选择充分大的时间常数即可，所以调整方法不特别难。另外，K_iATR的值直接确定脉动成分抑制的响应时间，控制响应时间对K_iATR的值为线性。其结果，可以得到增益设定容易的效果。

[实施例4]

下面，使用图11说明本发明的实施例4。

在实施例3中，对于振动频率ω_d，提供增益为无穷大的转矩控制器。这在实施例1的转矩控制器(图8)中作为动作是等价的。因此，产生和在实施例2中记述的同样的问题。即，包含在转矩脉动中的ω_d成分被除去，而代之产生PM电动机的驱动电流的畸变增大，PM电动机的效率劣化，或者因峰值电流引起过电流跳闸等的异常。

因而，和实施例2一样，提出把角频率ω_d中的增益从无穷大设置为有限的方法。

图11示例实施例4中的转矩控制器22D的构成。通过代替图1的转矩控制器22使用本转矩控制器22D，可以实现实施例4。

在图11中的转矩控制器22D和图10中的转矩控制器22C的差异在于积分控制器225被变更为不完全积分控制器225D。用不完全积分器225D内的时间常数Ti和增益K_iATR抑制峰值。其结果，可以调整ω_d成分的扰动抑制效果，可以在噪音和振动，和PM电动机相电流的畸变的最佳点驱动。

[实施例5]

下面，使用图12说明本发明的实施例5。

在实施例1～4中，叙述了根据轴误差Δθ的推定值，推定周期性转矩脉动成分，加以抑制的方法。主要的脉动成分虽然表现为I_qc和轴误差推定值，但对I_dc也有影响。

d轴电流虽然不给予转矩，但因转矩脉动转轴偏离，还在d轴方向上产生因脉动引起的电流。利用它进一步减少转矩脉动的例子是实施例5。

在图12中，控制器2E和实施例1中的控制器2大致相同。新追加进行d轴(dc轴)的电流控制的d轴电流控制器I_dACR(22C)。22C例如导入和图10所示的转矩控制器22C完全相同的信息(增益K_iATR需要调整)，代替ΔT_mc输入I_dc，在I_d ^*上加算输出。在电压指令计算器12中，把I_d ^**作为新的指令值进行电压指令的计算。

通过追加I_dACR，可以除去包含在I_dc中的脉动成分，其结果，可以减少转矩脉动成分。

[实施例6]

下面，用图13说明本发明的实施例6。

在图13中，零件号码1、2、3、5、7、41、42、43分别和实施例1中的同样号码的零件相同。在本实施例中，是把控制器2、变换器3、电流检测器7、二极管桥42一体化在功率模块上小型化。作为转速指令发生器1，使用外部的微机，通过通信传送速度指令。其它，在功率模块上通过配线交流电源41、平滑电容器43、PM电动机5，可以实现能够抑制周期性转矩脉动的同步电动机的控制装置。

本发明的目的在于通过降低系统的噪音和振动，减少防音·防振材料，实现装置的小型化。在本实施例6中，通过模块化控制器和变换器，具有可以进一步实现装置整体的小型化的效果。

[实施例7]

下面，使用图14说明本发明的实施例7。

在图14中，零件号码2，3，6，7，42，43分别和在实施例1(图1)，以及实施例6(图14)中同样号码的零件相同。本实施例使用组装有控制器2、变换器3、电流检测器7、二极管桥42的概率模块构成空调的室外机30。在空调等的压缩机中，在密闭状态的压缩机内部装入PM电动机，检测PM电动机的转速和磁通的位置等是困难的。

但是，通过组装本发明的控制器，可以不检测PM电动机的转速和位置降低压缩机发生的振动和噪音。

图15表示起动本发明的空调压缩机改变转速时的、噪音的变化，以及电流波形的变化一例的图。在图15中因为把转送从高速变化为低速，所以整体噪音下降。

在压缩机的转速变化之后，噪音和振动遗留，但从数秒到数十秒内噪音下降。此时，在噪音降低的前后，电流的畸变波形变化。这是由于压缩机的转速变化，因为周期扰动发生条件变化，所以产生过渡现象。即使对于该过渡现象，因为控制器逐渐反应，最后使噪音下降，所以电流的波形(畸变)变化。

在本发明时，因为根据瞬时的轴误差计算，可以抑制周期扰动，所以即使转速高时，也可以观测这种现象。当把驱动压缩机的频率的最高频率设置为100％时，即使在超过最高频率的30％的范围中，也可以实现低杂音化·低振动化。

另外，如图15的电流波形所示，不仅对于比驱动频率还低的频率的扰动成分，而且对于比驱动频率还高的频率成分也可以得到同样的效果。

而且，作为实施例，以空调为例子说明，但其它的电气设备，例如，在包装压缩机和冷藏库等时，也可以得到同样的效果。

如上所述，如果采用本发明，则不使用检测同步电动机的转速和转轴位置的传感器，可以实现抑制负荷装置，或者电动机自身发生的周期性扰动的高性能电动机驱动。而且，即使在有检测同步电动机的转速和转轴位置的传感器的情况下也可以同样实现。

Claims (2)

1.一种电气设备，具有：同步电动机；与该同步电动机连接的压缩机；在上述同步电动机上施加经脉冲宽度调制的电压，并用连续的交流电流驱动上述同步电动机的变换器；和控制上述变换器输出的电压的控制器，其特征在于：

使上述同步电动机的驱动频率变化，使在改变上述压缩机的转速时出现的上述交流电流波形的畸变成分随时间经过而变化，

降低上述电气设备产生的噪音和振动。

2.如权利要求1所述的电气设备，其特征在于：

在上述同步电动机的驱动频率变化时，相对通常驱动上述同步电动机的驱动频率范围，在大于或等于其速度30％的范围内执行使上述交流电流的畸变成分变化的动作。

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