KR20050072684A - 동기 전동기의 제어 장치, 전기 기기 및 모듈 - Google Patents

동기 전동기의 제어 장치, 전기 기기 및 모듈 Download PDF

Info

Publication number
KR20050072684A
KR20050072684A KR1020050001014A KR20050001014A KR20050072684A KR 20050072684 A KR20050072684 A KR 20050072684A KR 1020050001014 A KR1020050001014 A KR 1020050001014A KR 20050001014 A KR20050001014 A KR 20050001014A KR 20050072684 A KR20050072684 A KR 20050072684A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
synchronous motor
controller
component
motor
periodic disturbance
Prior art date
Application number
KR1020050001014A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100724667B1 (ko
Inventor
이와지요시따까
엔도오쯔네히로
노또하라야스오
다까꾸라유우하찌
Original Assignee
히타치 홈 앤드 라이프 솔루션즈 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 히타치 홈 앤드 라이프 솔루션즈 가부시키가이샤 filed Critical 히타치 홈 앤드 라이프 솔루션즈 가부시키가이샤
Publication of KR20050072684A publication Critical patent/KR20050072684A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100724667B1 publication Critical patent/KR100724667B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Positive-Displacement Pumps (AREA)

Abstract

본 발명은 교류 동기 전동기의 회전자 위치 및 회전 속도를 직접 검출하는 수단을 갖지 않는 구동 장치에 있어서, 구동 장치 내부 또는 부하 장치에 주기적인 외란이 발생되는 경우에, 이 주기적인 외란을 억제하여 저진동 및 저소음의 가변속 구동을 실현할 수 있는 전동기의 제어 장치를 제공하는 것이다.
교류 동기 전동기의 자속축의 위치와 제어기 내에서 가정한 자속축의 위치간의 차(축 오차)를 연산하고, 이를 0이 되도록 회전 속도를 보정함으로써 무센서 구동을 실현하고, 또한 이 축 오차의 연산치를 기초로 하여 전동기, 또는 부하 장치가 발생하는 토크의 맥동 성분을 추출하는 수단과 그를 보상하는 수단을 마련함으로써 달성할 수 있다.

Description

동기 전동기의 제어 장치, 전기 기기 및 모듈{CONTROL DEVICE OF SYNCHRONOUS ELECTROMOTOR, ELECTRICAL EQUIPMENT, AND MODULE}
본 발명은 동기 전동기의 제어 장치, 전기 기기 및 모듈에 관한 것이다.
교류 전동기의 속도, 또는 위치 센서를 이용하지 않는 제어 방식은 지금까지 다양한 방법이 공개되어 있다. 예를 들어, 교류 전동기의 대표예인 영구 자석 동기 전동기를 대상으로 한 예로서, 일본 특허 공개 제2001-251889호 공보 등의 방식이 알려져 있다. 이 제어 방식은 위치 센서를 이용하지 않는 대신에, 제어기 내부에서 자극 위치의 추정 연산을 행하는 것이다.
또한, 전동기의 부하 장치가 발생하는 주기적인 토크 외란의 억제 방법으로서는, 일본 특허 공개 평10-174488호 공보, 일본 특허 공개 제2002-34290호 공보 등이 있다. 일본 특허 공개 평10-174488호 공보에 기재된 방식은, 전동기의 속도 검출치에 포함되는 맥동 성분을 추출하여 이를 없애도록 인버터 출력 전압에 보정을 가하는 것이다. 이 방식의 실현에는 속도 정보가 필요해진다.
일본 특허 공개 제2002-34290호 공보의 방식은, 토크 전류 성분에 포함되는 맥동 성분을 검출하여, 회전 속도에 보정을 가함으로써 전동기를 안정적으로 제어하는 것이다.
[특허 문헌 1]
일본 특허 공개 제2001-251889호 공보
[특허 문헌 2]
일본 특허 공개 평10-174488호 공보
[특허 문헌 3]
일본 특허 공개 제2002-34290호 공보
일본 특허 공개 제2001-251889호 공보의 방식에서는 위치 무센서를 실현할 수 있지만, 부하 장치에 압축기 등의 주기 외란이 수반되는 부하를 접속한 경우에는 그 주기 외란을 억제할 수 없다. 그 결과, 회전 맥동이 발생하여 장치의 진동 및 소음의 원인이 되는 과제가 있다.
일본 특허 공개 평10-174488호 공보의 방식은, 주기 외란을 억제하는 것이 가능하지만 전동기의 회전 속도 정보를 필요로 한다. 이로 인해, 어떠한 속도 검출기가 필요해진다. 홀 IC 등의 위치 센서를 부착하여 모터의 속도 검출에 사용하는 것은 원리적으로는 가능하지만, 부하 장치가 에어컨 등의 압축기인 경우는 주위 환경의 과제로부터 센서의 부착은 곤란하다.
위치 센서 대신에 전동기의 중성점 전위를 검출하고, 그 변동 성분으로부터 속도 정보를 얻는 방법도 알려져 있지만 속도 정보를 전기각으로 하여 60도 간격으로 밖에 얻을 수 없어, 고속·고정밀도인 속도 검출은 곤란하다. 특히, 전동기를 구동하는 인버터의 온딜레이(데드타임 기간)의 영향에 의한 주기 외란은, 전동기의 구동 주파수에 대해 6배의 주파수로 변동하기 때문에, 전기각 60도 간격에서의 속도 검출로 이 외란을 억제하는 것은 불가능하다. 또한, 중성점 전위를 얻기 위한 배선이 1개 여분이 필요해지는 과제가 있다.
일본 특허 공개 제2002-34290호 공보의 방식은, 토크 전류에 포함되는 맥동에 따라서 회전 속도 자체를 변동하여 제어 장치 전체의 안정성을 향상시키는 것이다. 이로 인해, 회전 맥동은 더욱 증가하여 진동 및 소음의 과제는 해결되지 않는다. 또한, 대상이 유도 전동기이므로 이 상태로는 동기 전동기에의 적용은 어렵다.
본 발명의 목적은 주기적인 외란에 기인하는 진동 및 소음을 억제하는 것이 가능한 전동기의 제어 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명의 하나의 특징은 동기 전동기의 제어 장치에 있어서, 상기 전동기 또는 부하 중 어느 한 쪽, 또는 쌍방이 발생하는 주기 외란 성분을 축 오차 추정치를 기초로 하여 구하는 주기 외란 추정기를 갖는 것이다.
다음에, 도1 내지 도15를 참조하여 본 발명에 따른 교류 전동기의 제어 장치의 실시예를 설명한다. 또한, 이하의 실시예에서는 전동기로서 영구 자석형 동기 전동기(이하, PM 모터라 약칭)를 이용하여 설명하지만, 다른 동기 전동기(예를 들어, 코일형 동기 전동기 및 릴럭턴스 모터 등)에 관해서도 마찬가지로 실현 가능하다.
(제1 실시예)
도1은 본 발명에 따른 교류 전동기 제어 장치의 제1 실시예의 계통 구성을 예시하는 블록도이다. 본 제1 실시예의 제어 장치는, 상위 제어 장치의 지령(100)에 의해 전동기에 회전수 지령(ωr*)을 부여하는 회전수 지령 발생기(1)와, 전동기의 교류 인가 전압을 연산하고 펄스 폭 변조파 신호(PWM 신호)로 변환하여 출력하는 제어기(2)와, 이 PWM 신호에 의해 구동되는 인버터(3)와, 인버터(3)에 전력을 공급하는 컨버터(4)와, 제어 대상인 PM 모터(5)와, PM 모터의 부하인 압축기(6)와, 컨버터(4)가 인버터(3)로 공급하는 전류(IO)를 검출하는 전류 검출기(7)를 포함한다.
제어기(2)는, 전류 검출기(7)에 의해 검출된 전류(IO)를 기초로 하여, PM 모터(5)에 흐르는 삼상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)를 제어기 내부에서 연산에 의해 재현하는 전류 재현기(8)와, 재현된 삼상 교류 전류(Iuc, Ivc, Iwc)를 위상각(θ dc)(제어기 내부에서 가정하고 있는 PM 모터의 자석 자속의 위치)에 의해, d, q 각 축 상의 성분(Idc, Iqc)으로 좌표 변환하는 dq 좌표 변환기(9)와, q축 상의 전류 성분에 대해 지령(Iq*)을 부여하는 Iq* 발생기(10)와, 마찬가지로 d축 상의 전류 성분에 대해 지령(Iq*)을 부여하는 Iq* 발생기(11)와, Id*, Iq* 및 전기각 주파수 지령(ω1*)을 기초로 하여, 전압 지령(Vdc*, Vqc*)을 연산하는 전압 지령 연산기(12)와, Vdc *, Vqc*를 삼상 교류 전압 지령(Vu*, Vv*, Vw*)으로 변환하는 dq 역변환기(13)와, 삼상 교류 전압 지령을 기초로 하여 인버터(3)를 스위치 동작시키기 위한 펄스 폭 변조 신호(PWM 신호)를 발생시키는 PWM 펄스 발생기(14)와, PM 모터(5)의 자석 자속 위치(θd)와, 제어기(2) 내부에서 가정하고 있는 위치(θdc)와의 오차에 상당하는 각도(축 오차)(Δθ)를 추정 연산하는 Δθ 추정기(15)와, 가산 및 감산을 행하는 가감산기(16)와, 축 오차 추정치(Δθdc)에 대해 지령을 부여하는 0 지령 발생기(17)와, Δθ를 0으로 제어하기 위해 전기각 주파수 지령(ω1*)에 보상을 가하는 비례 보상기(18)와, PM 모터의 극수(P)를 이용하여 회전수 지령(ωr*)을 전동기의 전기각 주파수 지령(ω1*)으로 변환하는 변환 게인(19)과, 전기각 주파수를 적분하여 자석 자속 위치(θdc)를 연산하는 적분기(20)와, 축 오차 추정치(Δθdc)를 기초로 하여 주기 외란 토크 성분인 ΔTm을 추정 연산하는 ΔTm 추정기(21)(주기 외란 추정기)와, ΔTm의 추정치 ΔTm을 기초로 하여 q축 전류 지령(Iq*)에 보정을 가하는 토크 제어기(ATR)(22)를 포함한다.
인버터(3)에 전력을 공급하는 컨버터(4)는 교류 전원(41)과, 교류를 정류하는 다이오드 브릿지(42)와, 직류 전압에 포함되는 맥동 성분을 억제하는 평활 컨덴서(43)로 구성되어 있다.
다음에, 도1을 이용하여 본 제1 실시예의 동작 원리를 설명한다. 변환 게인(19)은 회전수 지령 발생기(1)로부터의 회전수 지령(ωr*)을 기초로 하여, PM 모터의 전기각 주파수(ω1*)를 연산하여 출력한다. 또한, 적분기(20)를 이용하여 ω1*를 적분하고 교류 위상(θdc)을 연산한다. 전류 재현기(8)에서는, 전류 검출기(7)에서 검출한 전원 전류(IO)를 기초로 하여 일본 특허 공개 평8-19263호 공보 등에 기재된 방법에 의해, PM 모터의 삼상 교류 전류를 연산에 의해 재현한다. 다음에, dq 좌표 변환기(9)에 있어서 재현된 교류 전류(Iuc, Ivc, Iwc)를 θdc 에 의해 각주파수(ω1*)로 회전하는 회전 좌표축(dq축) 상의 전류 성분(Idc, Iqc)으로 변환한다. Iqc는 Iq* 발생기(10)에서 처리되어, q축 상의 전류 지령(Iq*)이 된다. 또한, Id* 발생기(11)는 d축 상의 전류 지령(Iq*)을 발생시킨다(비돌극형 회전자의 PM 모터에서는, 통상 Id* ＝ 0). 전압 지령 연산기(12)에서는, 이들 지령(Id*, Iq*)과 각주파수 지령(ω1*)을 기초로 하여 PM 모터로의 인가 전압(Vdc*, Vqc*)을 연산한다. Vdc*, Vqc*는 dq 역변환기(13)에 의해 다시 교류량으로 변환되고, 또한 PWM 펄스 발생기(14)에 있어서 펄스 폭 변조파 신호로 변환되어 인버터(3)로 보내진다. 이들의 기본 동작에 관해서는, 일본 특허 공개 제2002-272194호 공보에 기재되어 있는 방법과 동일한 것이다.
Δθ 추정기(15)에서는, PM 모터 내의 자석 자속의 위치(θd)와 제어기 내의 위치(θdc) 오차(Δθ)의 추정 연산을 행한다. Δθ는 도2에 예시하는 벡터도에 의해 정의된다. PM 모터 내부의 실제의 자석 자속(Φ)의 위치를 d축이라 하고, 또한 그에 직교하는 축을 q축이라 한다. 이에 대해, 제어기 내에서 가정하고 있는 dq축을 dc - qc축이라 정의하고, 양자의 어긋남이 축 오차(Δθ)에 상당한다.
Δθ가 구해지면 이를 수정함으로써 d - q축과 dc - qc축을 일치시키는 것이 가능해지고, PM 모터의 무센서 제어를 실현할 수 있다. Δθ의 추정 연산은, 예를 들어 도3에 도시한 바와 같이 Iq*와 Iqc의 차에 비례 게인(K0)을 곱하여 Δθ의 추정치(Δθdc)로 할 수 있다. Iqc는 부하 변동 등에 의해, θd와 θdc 에 어긋남이 발생됨으로써 변동하므로, Iqc의 작용으로부터 반대로 Δθ를 추정하는 것이 가능하다. 단, 도3의 구성의 경우에는 고정밀도로 Δθ를 구하는 것은 곤란하다. 정밀도를 향상시키기 위해서는, 예를 들어 일본 특허 공개 제2002-272194호 공보에 있어서의 수학식 (3) 등에 따라서 연산하면 좋다.
Δθ 추정기(15)에 의해 연산된 축 오차 추정치(Δθdc)를 기초로 하여, 이것이 0이 되도록 피드백 제어를 행한다. 0 지령 발생기(17)의 지령(0)과 Δθdc의 차를 가감산기(16)에 의해 구하고, 비례 보상기(18)를 거쳐서 각주파수(ω1*)에 보상을 가한다. 도2의 벡터도에 나타낸 바와 같이, Δθ가 플러스인 경우, dc-qc축이 d-q축보다도 앞서게 되므로, ω1*를 내림으로써 Δθ를 감소시킬 수 있고, 반대로 Δθ가 마이너스인 경우는 ω1*를 올려 d-q축과 dc-qc축을 일치시킨다. 이와 같이 제어함으로써, M 모터의 자극축의 위치 센서를 이용하는 일 없이, 제어기 내부의 위상각(θdc)을 실제의 PM 모터 내의 자석 자속 위치(θd)에 일치시킬 수 있어, 위치 무센서 제어를 실현할 수 있다.
다음에, 본 발명의 특징 부분인 ΔTm 추정기(21)(주기 외란 추정기)와, 토크 제어기(22)에 대해 상세하게 설명한다. 우선, 처음에 PM 모터의 토크 발생의 원리와 축 오차(Δθ)의 관계에 대해 도4 및 도5를 이용하여 간단하게 설명한다.
도4는 PM 모터에 인가되는 전압으로부터, 축 오차(Δθ) 발생까지의 원리를 나타낸 블록도이다. 도면의 각 블록에 있어서, R은 PM 모터의 코일 저항, L은 PM 모터의 인덕턴스, P는 PM 모터의 극수, Ke는 PM 모터의 발전 상수(자석 자속), J는 PM 모터와 부하 장치의 토탈 관성, s는 라플라스 변환에 이용하는 미분 연산자를 나타낸다.
도4에 나타낸 바와 같이, q축 전류(Iq)는 PM 모터에 인가되는 인가 전압(Vq) 및 전압 외란(VD)과, 모터의 전기 상수(R, L)의 관계로부터 발생된다. Iq는 PM 모터의 자석 자속(d축)에 직교하는 성분으로, 발전 상수(Ke)를 곱함으로써 전동기 토크(Tm)가 된다. PM 모터의 회전 속도(ωr)는 전동기 토크(Tm)와 부하 토크(T L)의 차를 적분한 것이다. 여기서, 부하 토크(TL)는 부하 장치의 종류나 용도에 따라, 다양한 특성을 갖는다. ωr에 극대수(P/2)을 곱하여 모터의 전기각 주파수(ω1)를 얻을 수 있고, 그 적분치가 PM 모터의 위치(θd)가 된다. 축 오차(Δθ)는 제어기 내의 위상(θdc)과의 차로서 얻을 수 있다.
여기서, 전압 외란(VD) 또는 부하 토크(TL)에 주기적인 성분이 포함되는 것을 생각할 수 있다.
주기적인 전압 외란(VD)으로서는, 예를 들어 PM 모터의 자석 자속이 균일하지 않아 착자 변동이 있는 경우나, 또는 코일의 상(相) 사이 변동이 있는 경우에 등가적으로 주기적인 전압 외란으로서 영향을 미친다. 또는, 인버터에 있어서의 아암 단락 방지 기간(데드 타임)의 영향에 의한 외란 등도 인버터의 구동 주파수의 6배 주파수로서 발생한다.
또한, 주기적인 부하 토크 외란으로서는, 예를 들어 냉장고나 에어컨 등에 이용되는 왕복 압축기나 싱글 로터리 압축기 등의 부하를 생각할 수 있다. 왕복 압축기의 경우, 전동기의 1회전을 1주기로 하여 부하가 심하게 변동한다.
이들, 진동 및 소음을 제어적으로 억제하기 위해서는, 전술한 주기적인 토크 변동이 0이 되도록 제어계를 구성하면 좋다. 종래의 발명에서는, 어떠한 수단으로 회전 속도 정보를 검출하여 그 회전 맥동이 0이 되도록 인가 전압을 제어하여 대응해 왔다. 에어컨 등의 압축기에서는, 직접 속도 정보를 얻는 것은 어렵기 때문에 모터의 중성점 전위의 변동을 검출하여, 전기각으로 60도마다 정보를 얻어 속도를 추정 연산하고 있었다.
그러나, 이 방식에서는 전기각 주기에 대해 6점의 정보밖에 얻을 수 없어, 속도 정보로서는 불충분하다. 이 상태에서는 60도만큼의 지연의 영향이나, 속도 검출 정밀도에 문제가 발생한다. 또는, 모터의 유도 기전압의 왜곡에 의해 발생되는 맥동에 대해서는 전기각 주기보다도 짧은 주기(주로 1/6 주기)가 되므로 억제하는 것은 곤란하다.
또한, 제어 이론을 구사하여 부하 외란 옵저버 등을 구축하여, 맥동 토크를 추정 연산하는 방법도 생각할 수 있지만, 이 경우에는 옵저버 그 자체의 응답 주파수가 과제가 된다. 맥동 토크의 주파수가 높은 경우, 그에 따라 옵저버의 설정 응답도 올릴 필요가 있다. 맥동 토크의 주파수 성분이 높아지면 높아질수록 옵저버의 높은 응답성이 요구되어, 결과적으로는 고속 연산 처리가 필요해진다. 이로 인해, 지금까지의 주기 외란의 억제 방법으로서는 일반적으로 저속 영역에서의 진동 억제는 가능하였지만 고속 회전시의 억제는 어려웠다.
예로서, 범용 마이크로 컴퓨터를 사용하여 옵저버를 구성한 경우를 고찰해 보자. 옵저버 응답 시간을 1 ms(1,000 rad/s → 약 150 Hz)로 한 경우, 검출 가능한 맥동 토크는 30 Hz 정도이다. 이를 4극의 모터로 하면 900[r/분]이 된다. 압축기의 경우, 최고 회전수가 3,000[r/분] 이상이 되는 경우가 많으므로, 30 ％ 정도의 속도 이하가 아니면 적용할 수 없게 된다.
본 발명에서는, 도4의 블록도에 착안하여 축 오차(Δθ)로부터 토크 맥동 성분(ΔTm)을 추정하는 방법을 제안한다. 축 오차(Δθ)는 순간 순간의 값을 연산할 수 있으므로, 연산 지연의 영향을 받지 않고 고정밀도의 추정 연산이 가능하다. 또한, 구동 주파수에 대해 높은 주파수 성분(예를 들어, 6배의 진동 성분)에 대해서도 검출 가능하다고 하는 특징이 있다. 이 결과, 종래의 주기 외란 억제 방법에 비해 대폭적으로 고속 영역까지의 추정 연산이 가능해진다.
이러한 주기 외란이 발생한 경우, 전동기 토크(Tm)와 부하 토크(TL)의 차가 주기적인 토크 변동이 되어 진동 및 소음의 원인이 된다. 이 진동 및 소음을 억제하기 위해서는, 예를 들어 장치 전체를 흡음재로 둘러싸는 등의 대책이 필요하여, 장치의 대형화 및 비용 상승이 되어 과제이다.
이들, 진동 및 소음을 제어적으로 억제하기 위해서는 전술한 주기적인 토크 변동이 0이 되도록 제어계를 구성하면 좋다. 종래의 발명에서는, 어떠한 수단으로 회전 속도를 검출하여 그 회전 맥동을 0이 되도록 인가 전압을 제어하여 대응해 왔다. 그러나, 에어컨 등의 압축기에서는 모터가 압축기 내부에 조립되므로 간단히 속도 정보를 얻는 것은 어렵고, 또한 얻을 수 있었다고 해도 겨우 전기각 상당으로 60도마다의 정보밖에 얻을 수 없다. 이로 인해, 고정밀도화는 곤란하였다.
본 발명에서는, 도4의 블록도에 착안하여 축 오차(Δθ)로부터 토크 맥동 성분(ΔTm)을 추정하는 방법을 제안한다. 축 오차(Δθ)는 순간 순간의 값을 연산할 수 있으므로, 고속·고정밀도의 추정 연산이 가능하다. 또한, 구동 주파수에 대해 높은 주파수 성분(예를 들어, 6배의 진동 성분)에 대해서도 검출 가능하다고 하는 특징이 있다.
도5에 부하 토크(TL)가 각주파수(ωd)에서 정현파 형상으로 진동하는 성분을 포함한 경우의 토크 맥동 성분(ΔTm), 회전 속도 변동(Δωr), 축 오차(Δθ)를 각각 예시한다. 정상 상태를 생각하면, Tm과 TL의 평균치는 일치하고 ΔTm은 진동 성분만이 된다[도5의 (b)]. 회전 속도에 포함되는 진동 성분(Δωr)은 이 ΔTm을 적분한 것이며, ΔTm에 비교하여 위상이 90도 지연된 파형이 된다. 진동의 크기 자체는, 관성(J)에 의존하여 변화하지만 위상은 대략 90도 지연된 것이라 생각해도 좋다. 축 오차(Δθ)는, Δωr을 다시 적분하여, 부호를 반전한 것(도2에 도시한 정의의 관계로 부호를 반전함)이 되므로, 위상은 90도 앞서게 된다(적분으로 90도 늦춘 후에 부호가 반전되므로 90도 나아가게 됨). 즉, ΔTm의 변동 성분은 Δθ에 있어서는 같은 위상의 진동 파형이 되어 관측된다. 이 관계를 블록선도로부터 도출하면 이하와 같아진다.
도6의 (a)에 ΔTm으로부터 Δθ까지의 블록도를 나타낸다. 이 블록도를 역변환함으로써 Δθ로부터 ΔTm까지의 전달 함수를 구할 수 있어 상기 도6의 (c)와 같아진다.
도6의 (c)에 따라서 ΔTm을 구하면, Δθdc(Δθ의 추정치)로부터 직접 토크의 맥동 성분의 추정이 가능하다. 그러나, Δθdc를 2번 미분하는 것은 현실적으로 불가능하다. Δθdc는 원래 추정치이고, 검출치의 노이즈 등도 많이 포함되어 있으므로 미분을 이용하는 것은 추정 오차가 증가하고, 또한 연산 주기로부터의 한계도 있다.
그래서,「외란 성분은 주기 함수이다」라고 하는 점에 착안하여, s ＝ jωd를 도6의 (c)에 대입한다. 그러면, 도6의 (d)에 나타낸 바와 같이 Δθ를 상수배한 것이 ΔTm이 되어 추정할 수 있게 된다. 이 결과는 도5에 있어서의 (b)와 (d)의 파형의 관계와 일치한다.
도6의 (d)를 구현화하는 구성이 도7에 도시한 ΔTm 추정기(21)(주기 외란 추정기)이다. ΔTm 추정기(21)(주기 외란 추정기)는, Δθdc를 2J/P배로 하는 비례 게인(211)과 2개의 승산기(212)로 이루어져 도6의 (d)의 연산을 실시한다.
도7에 의해, Δθdc로부터 ΔTm에 포함되는 각 속도(ωd)의 주기 외란 성분을 추정하는 것이 가능하다.
다음에, 이 ΔTm을 억제하는 토크 제어기(22)(도8)에 대해 설명한다.
토크 제어기에 필요한 조건으로서는,
(1) 주기 외란 성분에 대해 추종성이 높은 것
(2) 주기 외란 이외의 성분에는 감도가 낮은 것
의 2개가 요구된다. (1)은 주기 외란을 억제하기 위해 가장 중요한 조건이다.
(2)는 과도시 등에 직류적인 Δθ가 발생한 경우에, 토크 제어기가 제어 전체에 영향을 미치는 것을 방지하기 위해 필요한 조건이다. 전술한 바와 같이, 본 보상기는「주기 외란인 것」이 전제이며, 도6에 나타낸 등가 변환은 직류 외란 등에는 적용할 수 없다. 따라서, 주기 외란 이외의 성분으로는 감도를 낮추어 둘 필요가 있다.
도8에 예시하는 토크 제어기는 ΔTm의 추정치(ΔTmc)에 대해 0 지령을 부여하는 0 지령 발생기(17)와, 각주파수(ωd)에서 피크를 갖는 정현파 전달 함수(221)와, 토크 제어 게인(222)으로 구성된다. 이 때, 정현파 전달 함수(221)의 각주파수(ωd)를 주기 외란 토크의 변동 주파수에 일치시켜 둔다. 압축기 등의 경우, 주기 외란의 변동 주파수는 구동 주파수에 일치한 주파수가 되므로, ωd를 맥동 주파수에 맞추는 것은 용이하다. 또한, 주기적인 전압 외란에 대해서도 구동 주파수의 정수배가 되는 것이 대부분이므로, 이 ωd의 설정은 비교적 용이하다.
또한, 본 토크 제어기는 전술한 조건 (1), (2)의 쌍방을 만족시키고 있다. 정현파 전달 함수는 각주파수(ωd)에 있어서 게인이 무한대가 되어, ΔTmc에 포함되는 ωd 성분의 요소만의 편차를 0으로 하는 것이 가능하고, 그 이외의 주파수 성분에 관해서는 감도를 갖지 않는다. 정현파 전달 함수의 상세에 관해서는, 예를 들어 일본 특허 공개 평7-20906호 공보 등에 개시되어 있다.
도8의 토크 제어기(22)를 이용함으로써 각주파수(ωd)의 정현파형의 신호(IqSIN*)가 Iq*에 가산되어 토크 맥동 성분(ΔTm)을 억제하는 것이 가능하다.
이상, 본 발명의 제1 실시예를, 주기 외란 부하를 예로 들어 설명하였지만 주기적인 전압 외란에 관해서도 마찬가지로 대책이 가능하다. 또한, 전류 검출법으로서 컨버터(4)의 전류치(IO)로부터 모터 전류를 재현하는 방법을 이용하였지만, 각 상 전류를 직접 홀(CT)이나 분로(shunt) 저항으로써 검출해도 좋다.
(제2 실시예)
다음에, 도9를 이용하여 본 발명에 따른 제2 실시예에 대해 설명한다.
제1 실시예에서는 토크 맥동의 진동 주파수(ωd)에 대해 게인이 무한대가 되는 정현파 전달 함수를 도입하였다. 이 결과, 토크 맥동에 포함되는 ωd 성분은 제거되지만, 대신에 PM 모터의 구동 전류의 왜곡이 커진다. 부하 토크 변동에 순간적으로 추종시키기 위해 순간 전류의 변동은 커지는 것은 피할 수 없지만, 이것이 원인이 되어 PM 모터의 효율의 열화, 또는 피크 전류에 의한 과전류 트립 등의 문제점이 발생하는 경우가 있다. 따라서, 전체적으로 진동 및 소음의 저감 효과를 완화시키고 반대로 전류 왜곡을 방지하는 타협점으로 조정하는 쪽이 실용적이라고 할 수 있다.
제2 실시예는, 주기 외란의 억제 효과에 대해 억제 능력을 조정하는 기능을 부가하는 것이다.
도9에 본 제2 실시예에 있어서의 토크 제어기(22B)의 구성을 예시한다. 본 토크 제어기(22)를 도1의 토크 제어기(22) 대신에 이용함으로써 제2 실시예를 실현할 수 있다.
도9에 있어서의 토크 제어기(22B)에서는 피크 억제 기능을 가진 정현파 전달 함수(221B)와, 제어 게인(222B)과, 0 지령 발생기(17)와, 가감산기(16)로 구성되어 있다. 피크 억제 기능을 가진 정현파 전달 함수(221B)는 분모에 Ta·s의 항을 갖고, Ta의 크기에 따라 함수의 피크치를 가변으로 할 수 있다.
이 결과, ωd 성분의 외란 억제 효과를 조정하는 것이 가능해지고, 소음 및 진동과 PM 모터 상 전류의 왜곡의 최적점에서의 구동이 가능해진다.
(제3 실시예)
다음에, 도10을 이용하여 본 발명에 따른 제3 실시예에 대해 설명한다.
제1 및 제2 실시예에서는, 토크 제어기로서 토크 맥동의 진동 주파수(ωd)에 대해, 게인이 최대(제1 실시예에서는 무한대)가 되는 전달 함수를 도입하였다. 이들 제어기에서는, 최종적으로는 출력단의 제어 게인[제어 게인(222), 또는 제어 게인(222B)]의 크기로 맥동 성분의 수렴 응답이 결정된다.
그러나, 이들 제어 게인의 설정치와 실응답 시간의 관계가 복잡하여, 보드선도를 작성하여 검토하거나, 또는 시뮬레이션 및 실측에 의해 구하게 된다. 이로 인해, 조정 작업에 많은 노력이 필요하게 된다.
제3 실시예에서는 조정 작업을 간편화하기 위한 토크 제어기를 제공한다.
도10에 본 제3 실시예에 있어서의 토크 제어기(22C)의 구성예를 나타낸다. 본 토크 제어기(22C)를 도1의 토크 제어기(22) 대신에 이용함으로써 제3 실시예를 실현할 수 있다.
도10에 있어서의 토크 제어기(22C)에서는 단상 - dq 좌표 변환기(223), 1차 지연 필터(224), 적분 제어기(225), dq - 단상 역변환기(226) 및 적분기(20), 가감산기(16), 0 지령 발생기(17)로 구성된다. 다음에 이 토크 제어기(22C)의 동작에 대해 설명한다.
ΔTm 추정기의 출력(ΔTmc)을 단상(單相) - dq 좌표 변환기(223)에서 SIN 성분과 COS 성분으로 분해한다. 또한, 단상 - dq 좌표 변환기(223)의 변환식은 하기와 같다.
[수학식 1]
[수학식 1]에 따르면, ΔTmc에 ωd의 주파수 성분이 포함되면 그 양에 따라서 ΔTds 및 ΔTqs의 평균치가 0이 아닌 값이 된다. 이 평균치는, 각각 ΔTmc에 포함되는 COS 성분 및 SIN 성분에 일치한다. 단, ΔTds 및 ΔTqs에는 ωd의 2배 성분이 다량으로 포함되므로, 1차 지연 필터(224)에서 교류 성분을 삭제할 필요가 있다. 이 결과, ΔTds 및 ΔTqs는 ΔTmc에 포함되는 맥동 성분의 COS 성분 및 SIN 성분이 된다. 다음에, 이 각 성분을 0으로 하기 위해, 지령인「0」신호를 0 지령 발생기(17)로부터 부여하여 지령과의 편차를 가감산기(16)로 연산한다. 이들 편차를 기초로 하여, 적분 제어기(225)가 적분 보상을 행하여 맥동 성분을 0으로 제어한다. 마지막으로, Ids 및 Iqs의 값을 단상 신호로 역변환하여 IqSIN*를 출력한다. 이 역변환은 하기식에 따라서 연산된다.
[수학식 2]
맥동 성분(ΔTmc)은 [수학식 1]에서 좌표 변환된 후에는 직류량이 되므로, 적분 제어기(225)에서 편차를 없앨 수 있다. 즉, 이 토크 제어기는 외부로부터 보면, 각주파수(ωd)에 있어서 게인이 무한대가 되는 보상 요소와 등가가 된다. 즉, 제1 실시예의 토크 제어기(22)와 동등한 주파수 특성을 갖게 된다.
토크 제어기(22C)의 경우, 도8이나 도9의 토크 제어기에 비해 조정 부위는 1차 지연 필터의 시상수(TATR)와 적분 제어기(225)의 게인(KiATR)의 2부위가 된다. 단, TATR은 ωd에 대해 충분히 큰 시상수로 선택하면 되므로, 조정 방법은 특별히 어렵지 않다. 또한, KiATR의 값은 직접적으로 맥동 성분 억제의 응답 시간을 결정짓게 되고, 제어 응답 시간은 KiATR의 값에 대해 선형이 된다. 이 결과, 게인 설정이 용이해진다고 하는 효과를 얻을 수 있다.
(제4 실시예)
다음에, 도11을 이용하여 본 발명에 따른 제4 실시예에 대해 설명한다.
제3 실시예에서는, 진동 주파수(ωd)에 대해 게인이 무한대가 되는 토크 제어기를 제공하였다. 이는 제1 실시예의 토크 제어기(도8)에 동작으로서는 등가이다. 이로 인해, 제2 실시예에서 기술한 것과 동일한 과제가 발생한다. 즉, 토크 맥동에 포함되는 ωd 성분은 제거되지만, 대신에 PM 모터의 구동 전류의 왜곡이 커져 PM 모터의 효율의 열화, 또는 피크 전류에 의한 과전류 트립 등의 문제점이 발생되기 쉬워진다.
그래서, 제2 실시예와 마찬가지로 각주파수(ωd)에 있어서의 게인을 무한대로부터 유한으로 하는 방법을 제안한다.
도11에 제4 실시예에 있어서의 토크 제어기(22D)의 구성을 예시한다. 본 토크 제어기(22D)를 도1의 토크 제어기(22) 대신에 이용함으로써 제4 실시예를 실현할 수 있다.
도11에 있어서의 토크 제어기(22D)와 도10에 있어서의 토크 제어기(22C)와의 차이는, 적분 제어기(225)가 불완전 적분 제어기(225D)로 변경된 점이다. 불완전 적분기(225D) 내의 시상수(Ti)와 게인(KiATR)에 의해 피크가 억제된다. 이 결과, ωd 성분의 외란 억제 효과를 조정하는 것이 가능해지고, 소음 및 진동과 PM 모터 상 전류의 왜곡의 최적점에서의 구동이 가능해진다.
(제5 실시예)
다음에, 도12를 이용하여 본 발명에 따른 제5 실시예에 대해 설명한다.
제1 내지 제4 실시예에서는, 축 오차(Δθ)의 추정치를 기초로 하여 주기적인 토크 맥동 성분을 추정하여 억제하는 방법을 서술하였다. 주요한 맥동 성분은, Iqc나 축 오차 추정치에 나타나지만 Idc에도 영향이 나타난다.
d축 전류는 토크에는 기여하지 않지만, 토크 맥동에 의해 회전축이 어긋남으로써 d축 방향에도 맥동에 의한 전류가 발생한다. 이를 이용하여, 토크 맥동을 더욱 저감하는 것이 제5 실시예이다.
도12에 있어서, 제어기(2E)는 제1 실시예에 있어서의 제어기(2)와 거의 동일한 것이다. 새롭게 d축(dc축)의 전류 제어를 행하는 d축 전류 제어기(IdACR)(22C)를 추가하였다. 부호 22C는, 예를 들어 도10에 도시한 토크 제어기(22C)와 완전히 동일한 것을 도입하고(게인 KiATR은 조정할 필요가 있음), ΔTmc 대신에 Idc를 입력하여 출력을 Id*에 가산한다. 전압 지령 연산기(12)에서는, Id**를 새로운 지령치로서 전압 지령의 연산을 행한다.
IdACR을 추가함으로써 Idc에 포함되는 맥동 성분을 제거할 수 있어, 결과적으로 토크 맥동 성분을 저감하는 것이 가능해진다.
(제6 실시예)
다음에, 도13을 이용하여 본 발명에 따른 제6 실시예에 대해 설명한다.
도13에 있어서, 부품 번호 '1', '2', '3', '5', '7', '41', '42', '43'은 각각 제1 실시예에 있어서의 동일한 번호의 것과 동일한 것이다. 본 실시예에서는 제어기(2), 인버터(3), 전류 검출기(7), 다이오드 브릿지(42)를 파워 모듈에 일체화하여 소형화한 것이다. 회전수 지령 발생기(1)로서는, 외부의 마이크로 컴퓨터를 사용하여 통신에 의해 속도 지령이 보내져 온다. 그 외, 파워 모듈에는 교류 전원(41), 평활 컨덴서(43), PM 모터(5)를 배선함으로써 주기적인 토크 맥동을 억제할 수 있는 동기 전동기의 제어 장치를 실현할 수 있다.
본 발명의 목적은, 시스템의 소음 및 진동을 저감시킴으로써 방음 및 방진재를 줄이고, 장치의 소형화를 실현하는 데 있다. 제6 실시예에서는, 제어기나 인버터를 모듈화함으로써 더욱 장치 전체의 소형화를 실현할 수 있는 효과가 있다.
(제7 실시예)
다음에, 도14를 이용하여 본 발명에 따른 제7 실시예에 대해 설명한다.
도14에 있어서, 부품 번호 '2', '3', '6', '7', '42', '43'은 각각 제1 실시예(도1) 및 제6 실시예(도14)에 있어서의 동일한 번호의 것과 동일한 것이다. 본 실시예는 제어기(2), 인버터(3), 전류 검출기(7), 다이오드 브릿지(42)를 조립한 파워 모듈을 이용하여 에어컨의 실외기(3O)를 구성한 것이다. 에어컨 등의 압축기에서는, 밀폐 상태의 압축기 내부에 PM 모터가 조립되어 있어, PM 모터의 회전수나 자석 자속의 위치 등의 검출이 곤란하다.
그러나, 본 발명에 따른 제어 장치를 조립함으로써 압축기가 발생하는 진동 및 소음을 PM 모터의 회전수나 위치를 검출하지 않고 저감하는 것이 가능하다.
도15에 본 발명에 따른 에어컨의 압축기를 기동하여 회전 속도를 변화시킨 경우의 소음의 변화 및 전류 파형의 변화의 일예를 도시한다. 도15에서는, 회전 속도를 고속으로부터 저속으로 변화시켰으므로 전체적인 소음은 저하되어 있다.
압축기의 회전수가 변화된 직후는 소음 및 진동이 남지만, 수초 내지 수십초 이내에 소음이 저하된다. 이 때, 소음 저하의 전후에 전류의 왜곡 파형이 변화한다. 이는 압축기의 회전수가 변화됨으로써 주기 외란의 발생 조건이 변화하였으므로 과도 현상이 발생한 것이다. 이 과도 현상에 대해서도 제어기가 서서히 반응하여, 마지막에는 소음을 저하시키므로 전류의 파형(왜곡)이 변화한다.
본 발명의 경우, 순간 순간의 축 오차 연산을 기초로 하여 주기 외란의 억제가 가능하므로, 회전 속도가 높은 경우라도 이러한 현상이 관측된다. 압축기를 구동하는 주파수의 최고 주파수를 100 ％로 한 경우, 최고 주파수의 30 ％를 넘는 범위에 있어서도 저소음화 및 저진동화가 가능하다.
또한, 도15의 전류 파형과 같이 구동 주파수보다도 낮은 주파수의 외란 성분뿐만 아니라, 구동 주파수보다도 높은 주파수 성분에 대해서도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
또한, 실시예로서 에어컨을 예로 들어 설명하였지만, 그 밖의 전기 기기 예를 들어 패키지 에어컨이나, 냉장고 등의 경우에도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
이상과 같이, 본 발명에 따르면 동기 전동기의 회전 속도나 회전축 위치를 검출하는 센서를 이용하지 않고, 부하 장치 또는 전동기 자신이 발생하는 주기적인 토크 외란을 억제하는 고성능인 전동기 구동을 실현할 수 있다. 또한, 동기 전동기의 회전 속도나 회전축 위치를 검출하는 센서가 있는 경우라도 마찬가지로 실현하는 것은 가능하다.
본 발명에 따르면, 주기적인 외란에 기인하는 진동 및 소음을 억제하는 것이 가능한 전동기의 제어 장치를 실현할 수 있다.
도1은 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치의 제1 실시예의 계통 구성을 나타낸 블록도이다.
도2는 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치의 제1 실시예에 있어서의 축 오차(Δθ)의 정의를 나타낸 벡터도이다.
도3은 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치의 제1 실시예에 있어서의 축 오차 추정기의 내부 구성을 나타낸 블록도이다.
도4는 본 발명에 따른 교류 전동기 제어 장치의 제1 실시예에 있어서의 전동기로의 인가 전압으로부터 축 오차 발생까지의 원리를 설명한 블록도이다.
도5는 본 발명에 따른 교류 전동기 제어 장치의 제1 실시예에 있어서의 주기적인 외란 토크와, 그에 기인하여 발생하는 회전 맥동 및 축 오차 변동의 원리를 나타낸 파형도이다.
도6은 본 발명에 따른 교류 전동기 제어 장치의 제1 실시예에 있어서의 맥동 토크 성분의 추정 원리를 설명한 블록도이다.
도7은 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치의 제1 실시예에 있어서의 ΔTm 추정기의 내부 구성을 나타낸 블록도이다.
도8은 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치의 제1 실시예에 있어서의 토크 제어기의 내부 구성을 나타낸 블록도이다.
도9는 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치의 제2 실시예에 있어서의 토크 제어기의 내부 구성을 나타낸 블록도이다.
도10은 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치의 제3 실시예에 있어서의 토크 제어기의 내부 구성을 나타낸 블록도이다.
도11은 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치의 제4 실시예에 있어서의 토크 제어기의 내부 구성을 나타낸 블록도이다.
도12는 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치의 제5 실시예에 있어서의 제어기의 내부 구성을 나타낸 블록도이다.
도13은 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치를 적용한 제6 실시예의 외관을 도시한 구성도이다.
도14는 본 발명에 따른 동기 전동기 제어 장치를 에어컨에 적용한 제7 실시예의 외관을 도시한 구성도이다.
도15는 본 발명에 따른 에어컨의 압축기를 기동하여, 회전 속도를 변화시킨 경우의 소음의 변화 및 전류 파형의 변화의 일예를 나타낸 그래프이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1 : 회전수 지령 발생기
2 : 제어기
3 : 인버터
4 : 컨버터
5 : PM 모터
6 : 압축기
7 : 전류 검출기
8 : 전류 재현기
9 : dq 좌표 변환기
10 : Iq* 발생기
11 : Id* 발생기
12 : 전압 지령 연산기
13 : dq 역변환기
14 : PWM 펄스 발생기
15 : Δθ 추정기
16 : 가감산기
17 : 0 지령 발생기
18 : 비례 보상기
19 : 변환 게인
20 : 적분기
21 : ΔTm 추정기
22 : 토크 제어기
41 : 교류 전원
42 : 다이오드 브릿지
43 : 평활 컨덴서

Claims (15)

  1. 부하를 수반하는 동기 전동기를 인버터의 출력 전압에 의해 제어하는 제어기를 갖는 동기 전동기의 제어 장치에 있어서,
    상기 제어기에서는 상기 전동기 또는 부하 중 어느 한 쪽, 또는 쌍방이 발생하는 주기 외란 성분을 축 오차 추정치를 기초로 하여 구하는 주기 외란 추정기를 갖는 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 축 오차 추정치는 상기 동기 전동기에 흐르는 교류 전류, 또는 전원이 공급되는 전류 중 적어도 한 쪽의 검출치를 기초로 하여 연산되는 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
  3. 제1항에 있어서, 주기 외란의 변동 주파수 또는 변동 주파수 부근에 피크치를 갖는 주파수 특성의 보상기에 의해, 상기 주기 외란을 없애는 토크 제어기를 갖는 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 축 오차 추정치는 상기 동기 전동기에 있어서의 자극축의 위상각과, 상기 동기 전동기의 자극축의 추정 위상각과의 오차에 상당하는 양인 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 부하는 압축기인 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 주기 외란 추정기는 상기 축 오차 추정치와, 주기 외란의 변동 주파수와, 상기 동기 전동기 및 상기 부하 장치의 상수를 기초로 하여 상기 주기 외란 성분을 연산하는 것을 특징으로 한 동기 전동기의 제어 장치.
  7. 제3항에 있어서, 상기 토크 제어기의 출력을 기초로 하여 상기 제어기의 출력 전압에 보정을 가하는 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
  8. 제3항에 있어서, 상기 피크치를 변경하고 주기 외란의 억제 효과를 가변하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
  9. 제3항에 있어서, 상기 토크 제어기가
    상기 주기 외란을 입력으로 하고,
    상기 주기 외란의 주파수에 의해 변화하는 SIN 함수 및 COS 함수를 승산하고,
    각각의 평균치를 구하여 상기 주기 외란의 SIN 성분 및 COS 성분을 도출하고,
    상기 SIN 성분 및 상기 COS 성분이 0이 되도록 상기 제어기가 출력하는 전압에 대해, 적분 제어 또는 불완전 적분 제어에 의한 보정을 가하는 것을 특징으로 한 동기 전동기의 제어 장치.
  10. 제1항에 있어서, 상기 동기 전동기의 자극축 위상에 대해 이에 동기한 전류 성분인 여자 전류 성분을 연산하는 수단을 포함하고,
    상기 여자 전류 성분에 포함되는 맥동분을 제거하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 한 동기 전동기의 제어 장치.
  11. 제1항의 동기 전동기의 제어 장치에 의해 압축기를 구동하는 것을 특징으로 한 냉장고.
  12. 제1항의 동기 전동기의 제어 장치에 의해 압축기를 구동하는 것을 특징으로 한 에어 컨디셔너.
  13. 동기 전동기와, 상기 동기 전동기에 접속된 압축기와, 상기 동기 전동기에 펄스 폭 변조된 전압을 인가하고 상기 동기 전동기를 연속한 교류 전류로 구동하는 인버터와, 상기 인버터가 출력하는 전압을 제어하는 제어기를 갖는 전기 기기에 있어서,
    상기 동기 전동기의 구동 주파수를 변화시키고 상기 압축기의 회전수를 변화시킨 경우에 나타나는 상기 교류 전류 파형의 왜곡 성분을 시간 경과와 함께 변화시키고,
    상기 전기 기기가 발생하는 소음 및 진동을 저감시키는 것을 특징으로 한 전기 기기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 동기 전동기의 구동 주파수의 변화시에 상기 교류 전류의 왜곡 성분을 변화시키는 동작을 상기 동기 전동기가 통상 구동되는 구동 주파수 범위에 대해, 30 ％ 속도 이상의 범위에 있어서 실행하는 것을 특징으로 한 전기 기기.
  15. 부하에 접속된 동기 전동기에 전압을 인가하는 인버터와,
    인버터에 전력을 공급하는 컨버터와,
    상기 전압을 제어하는 제어기를 갖는 모듈에 있어서,
    상기 제어기에서는 상기 전동기 또는 부하 장치 중 어느 한 쪽, 또는 쌍방이 발생시키는 주기 외란 성분을, 축 오차 추정치를 기초로 하여 추정 연산하는 주기 외란 추정기를 갖는 것을 특징으로 하는 모듈.
KR1020050001014A 2004-01-07 2005-01-06 동기 전동기의 제어 장치, 전기 기기 및 모듈 KR100724667B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004001547A JP4221307B2 (ja) 2004-01-07 2004-01-07 同期電動機の制御装置，電気機器およびモジュール
JPJP-P-2004-00001547 2004-01-07

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20050072684A true KR20050072684A (ko) 2005-07-12
KR100724667B1 KR100724667B1 (ko) 2007-06-04

Family

ID=34817031

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020050001014A KR100724667B1 (ko) 2004-01-07 2005-01-06 동기 전동기의 제어 장치, 전기 기기 및 모듈

Country Status (4)

Country Link
JP (1) JP4221307B2 (ko)
KR (1) KR100724667B1 (ko)
CN (2) CN1964182B (ko)
TW (1) TWI282209B (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9998043B2 (en) 2013-04-10 2018-06-12 Mitsubishi Electric Corporation Rotary machine controller

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4729356B2 (ja) * 2005-07-29 2011-07-20 株式会社日立製作所 モータ制御装置，洗濯機，エアコンおよび電動オイルポンプ
JP4958431B2 (ja) * 2005-12-09 2012-06-20 日立アプライアンス株式会社 電動機制御装置
CN101001075B (zh) * 2006-01-11 2010-05-26 海尔集团公司 一种直流变频压缩机转矩控制装置和方法
JP4835171B2 (ja) 2006-01-27 2011-12-14 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置
CN101047358B (zh) * 2006-03-28 2012-08-15 海尔集团公司 一拖二空调的正弦直流变频控制方法及设备
JP4764785B2 (ja) * 2006-08-23 2011-09-07 ルネサスエレクトロニクス株式会社 同期電動機の制御装置
JP5072338B2 (ja) * 2006-12-12 2012-11-14 ルネサスエレクトロニクス株式会社 同期電動機の制御装置
EP2154777A4 (en) * 2007-04-27 2013-07-17 Mitsubishi Electric Corp POWER CONVERTER SYSTEM
KR101101471B1 (ko) * 2010-01-08 2012-01-03 엘에스산전 주식회사 인버터 시스템의 운전 제어장치 및 방법
EP2482442B2 (de) * 2011-01-27 2021-02-24 ebm-papst Mulfingen GmbH & Co. KG Verfahren und Steuersystem zum Ansteuern eines bürstenlosen Elektromotors
WO2012141190A1 (ja) * 2011-04-15 2012-10-18 株式会社明電舎 周期外乱抑制装置および周期外乱抑制方法
JP5626592B2 (ja) * 2011-08-08 2014-11-19 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 制御装置
JP2013150498A (ja) * 2012-01-23 2013-08-01 Hitachi Ltd 同期電動機の制御装置及び制御方法
RU2576246C1 (ru) * 2012-02-02 2016-02-27 Мицубиси Электрик Корпорейшн Устройство управления вращающейся машины переменного тока
JP5978074B2 (ja) * 2012-09-03 2016-08-24 ジョンソンコントロールズ ヒタチ エア コンディショニング テクノロジー（ホンコン）リミテッド モータ駆動装置、及びこれを用いた圧縮機
CN103178767B (zh) * 2012-11-14 2014-04-09 海尔集团公司 永磁电机低速补偿方法及装置
JP2014180148A (ja) * 2013-03-15 2014-09-25 Hitachi Appliances Inc モータ制御装置
JP6578657B2 (ja) * 2014-12-26 2019-09-25 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
US10505490B2 (en) 2016-02-19 2019-12-10 Hitachi, Ltd. Motor control system
CN109219922B (zh) 2016-06-08 2022-03-15 三菱电机株式会社 交流电动机的速度推测装置、交流电动机的驱动装置、制冷剂压缩机及冷冻循环装置
CN107819421B (zh) * 2016-09-13 2020-12-08 日立环球生活方案株式会社 振动控制装置及洗衣机
JP6343037B1 (ja) * 2017-01-11 2018-06-13 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 モータ駆動装置および冷凍機器
CN107947649B (zh) * 2017-12-11 2022-01-28 中兴通讯股份有限公司 电机转子位置修正方法、装置及设备、存储介质
CN109724334B (zh) * 2018-12-13 2021-07-23 重庆海尔空调器有限公司 压缩机转速波动抑制方法和装置
CN114763792A (zh) * 2021-01-11 2022-07-19 侯潇宇 一种降低滚动转子或同步回转压缩机输出参数脉动幅度的方法及装置
CN113037170B (zh) * 2021-03-30 2022-10-14 中国科学院深圳先进技术研究院 电机控制方法、装置及终端设备
CN118160213A (zh) 2021-10-28 2024-06-07 三菱电机株式会社 电力转换装置、马达驱动装置和制冷循环应用设备
JPWO2023095311A1 (ko) * 2021-11-26 2023-06-01

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4633150A (en) * 1984-12-25 1986-12-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Driving circuit for brushless DC motors
JP3874865B2 (ja) * 1996-12-06 2007-01-31 ダイキン工業株式会社 圧縮機のトルク制御方法およびその装置
JP3411878B2 (ja) * 2000-03-06 2003-06-03 株式会社日立製作所 同期モータの回転子位置推定方法、位置センサレス制御方法及び制御装置
JP3749426B2 (ja) * 2000-07-19 2006-03-01 三菱電機株式会社 誘導電動機の制御装置
JP3668870B2 (ja) * 2001-08-09 2005-07-06 株式会社日立製作所 同期電動機駆動システム

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9998043B2 (en) 2013-04-10 2018-06-12 Mitsubishi Electric Corporation Rotary machine controller

Also Published As

Publication number Publication date
CN1638260A (zh) 2005-07-13
TW200524265A (en) 2005-07-16
CN1964182A (zh) 2007-05-16
JP4221307B2 (ja) 2009-02-12
KR100724667B1 (ko) 2007-06-04
JP2005198402A (ja) 2005-07-21
CN100338868C (zh) 2007-09-19
CN1964182B (zh) 2010-05-12
TWI282209B (en) 2007-06-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100724667B1 (ko) 동기 전동기의 제어 장치, 전기 기기 및 모듈
JP3668870B2 (ja) 同期電動機駆動システム
JP4022630B2 (ja) 電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラム
JP4958431B2 (ja) 電動機制御装置
JP5761243B2 (ja) モータ制御装置および磁極位置推定方法
JP4475528B2 (ja) 同期電動機の制御装置及びその調整方法
EP1492224A1 (en) Sensorless controller of ac motor and control method
JP2003235286A (ja) 同期機の制御装置
US20160156297A1 (en) Motor drive system, motor control apparatus and motor control method
JPH1127999A (ja) 誘導電動機の誘導起電力推定方法、速度推定方法、軸ずれ補正方法及び誘導電動機制御装置
JP2003219678A (ja) 同期電動機駆動装置
KR101485989B1 (ko) 모터 제어 장치
JP6166601B2 (ja) モータ制御装置及び発電機制御装置
JP2004297966A (ja) 交流電動機の制御装置
CN112204869B (zh) 电力转换装置
Chen et al. Adaptive second-order active-flux observer for sensorless control of pmsms with mras-based vsi nonlinearity compensation
JP4596906B2 (ja) 電動機の制御装置
JP2004289898A (ja) ステッピングモータの駆動装置
JP7218700B2 (ja) モータ制御装置
JP5744151B2 (ja) 電動機の駆動装置および電動機の駆動方法
KR20210137190A (ko) 모터 구동 장치 및 그것을 사용한 공기 조화기의 실외기
JP3797484B2 (ja) ステッピングモータの駆動装置
JP4005510B2 (ja) 同期電動機の駆動システム
JP2020178508A (ja) インバータ装置及びインバータ装置の制御方法
JP2022116488A (ja) 永久磁石同期電動機の回転子磁石温度推定装置および回転子磁石温度推定方法

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
N231 Notification of change of applicant
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130503

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140507

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150430

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160427

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170504

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190430

Year of fee payment: 13