JP2000308399A - 回転電機の速度制御装置 - Google Patents
回転電機の速度制御装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 安価な速度センサを用いることにより、低速
回転域と高速回転域とで制御を切換えることにより安価
ではあるが低速域での制御性能も良好なものとすること
ができる回転電気の速度制御装置を提供する。 【解決手段】 電動機の推定速度ωr *** ＞（ＣＨＧ２
の絶対値）である場合はセンサレス制御モードとして当
該推定速度をセットする一方、そうでない場合にはセン
サレス制御モードにして検出速度ωr をセットすること
により、一定速度以上では、センサレス制御を行う一
方、当該一定速度未満の低速度域では速度センサに基づ
く制御を行うようにしたものである。
回転域と高速回転域とで制御を切換えることにより安価
ではあるが低速域での制御性能も良好なものとすること
ができる回転電気の速度制御装置を提供する。 【解決手段】 電動機の推定速度ωr *** ＞（ＣＨＧ２
の絶対値）である場合はセンサレス制御モードとして当
該推定速度をセットする一方、そうでない場合にはセン
サレス制御モードにして検出速度ωr をセットすること
により、一定速度以上では、センサレス制御を行う一
方、当該一定速度未満の低速度域では速度センサに基づ
く制御を行うようにしたものである。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は回転電機の速度制御
装置に関し、特に電気自動車の駆動モータの速度制御装
置に適用して有用なものである。 【０００２】 【従来の技術】電気自動車では、バッテリの直流電圧を
インバータにより交流電圧に変換して交流電動機を駆動
し、この交流電動機を駆動源として走行時の駆動力を得
ている。この種の駆動電動機には誘導電動機が多用され
ており、この場合の従来技術に係る誘導電動機の速度制
御方式としてセンサ付のベクトル制御が提案されてい
る。図１１は、従来技術に係るセンサ付のベクトル制御
装置を示すブロック図である。同図に示すように、トル
ク電流設定器１は、アクセル開度に応じた（比例した）
トルク電流指令Ｉq * を出力する。励磁電流設定器２
は、一定値の励磁電流指令Ｉd * を出力する。すべり周
波数演算部３は、トルク電流指令Ｉq * 、これに直交す
る励磁電流指令Ｉd * 及び誘導電動機４の二次時定数τ
2 に基づきすべり周波数ωs を求める。速度検出器５
は、誘導電動機４の回転軸に直結された速度センサ５ａ
を有しており、誘導電動機４の回転速度を表す検出速度
を出力する。 【０００３】一次角速度ωはすべり周波数ωs と検出速
度ωr とを加算して得る。この角速度ωは積分演算部６
によって積分され、位相角θとして座標変換部１２の参
照信号となる。 【０００４】電流制御部７はトルク電流指令Ｉq * 及び
励磁電流指令Ｉd * に対してそれぞれのトルク電流検出
値Ｉq 及び励磁電流検出値Ｉd との偏差から比例積分
（ＰＩ）演算を行い、両演算結果に対して誘導電動機４
内の干渉分を加減算して回転座標のトルク軸電圧制御信
号Ｖq と励磁軸電圧制御信号Ｖd を得るものである。 【０００５】ここで、トルク電流検出値Ｉq 及び励磁電
流検出値Ｉd は誘導電動機４の二相電流検出値から演算
される。この演算は二相電流ＩU ，Ｉw をＡ／Ｄ変換部
８でそれぞれディジタル値に変換し、両者の加算によっ
てＶ相の電流検出値Ｉv を求め、各電流値ＩU ，Ｉv ，
Ｉw から三相／二相変換部９で固定座標の二相交流電流
に変換するとともに、これを座標変換部１０でトルク電
流検出値Ｉq と励磁電流検出値Ｉd に変換することによ
り求める。 【０００６】電流制御部７から出力される非干渉化した
指令電圧Ｖq ，Ｖd は座標変換部１１によって極座標の
一次電圧指令Ｖ1 と位相角φに変換され、さらに極座標
／三相変換部１２によって固定座標の三相電圧指令
ＶU ，Ｖv ，Ｖw に変換され、ＰＷＭインバータ１３の
出力電圧制御信号となる。 【０００７】ＰＷＭインバータ１３は、三相電圧指令Ｖ
U ，Ｖv ，Ｖw に応じて、車載バッテリーＢの直流電流
を三相交流電流に変換して誘導電動機４に供給する。こ
れにより誘導電動機４を駆動して、電気自動車を走行さ
せる。かくして、アクセル開度に応じた電気自動車の運
行制御を行うことができる。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】上述の如く速度センサ
５ａを有する速度検出部５を備えたセンサ付ベクトル制
御を行う場合には、正確な速度制御が可能である反面、
速度センサ５ａの分がコストアップとなる。 【０００９】最近においては角速度ωを推定して速度セ
ンサ５ａを除去することができるようにしたセンサレス
ベクトル制御の実用化が進んでいる。センサレスベクト
ル制御を行う場合、速度センサ５ａを必要としない分、
コストを低減することができるが、零速度領域において
モータパラメータの誤差等によりトルクの低下、速度推
定誤差の増大という新たな問題を生起する。ちなみに、
ベクトル制御を電気自動車に適用する場合には、坂道発
進や、低速度での車体位置調整を行う必要がある。 【００１０】本発明は、上記従来技術に鑑み、安価な速
度センサを用いることにより、低速回転域と高速回転域
とで制御を切換えることにより安価ではあるが低速域で
の制御性能も良好なものとすることができる回転電機の
速度制御装置を提供することを目的とする。 【００１１】上記目的を達成する本発明の構成は、次の
点を特徴とする。 【００１２】１） 誘導電動機を用い搭載したバッテリ
を電源としてベクトル制御を行う場合において、低速度
領域のみ速度センサの検出信号を制御に使用するととも
に、それ以上の高速回転域ではセンサレスベクトル制御
を行うようにしたこと。 【００１３】２） 上記１）に記載する回転電機の速度
制御装置において、速度センサの速度検出器信号とイン
バータ装置に与えられるアクセル速度指令とを入力とし
て、指令速度に実速度が一致するように制御する速度制
御部と、インバータの出力検出電流を座標変換によりト
ルク、磁束分に変換する座標変換部の出力と、前記速度
制御部の出力のトルク分と、電動機基底回転数以下では
最大値とし、それ以上では推定速度に反比例で下げる磁
束分とを比較制御する電流制御部とを備え前記出力によ
りトルク指令を算出すること。 【００１４】３） 上記１）に記載する回転電機の速度
制御装置において、速度検出信号に低速度領域では速度
センサの検出信号を、高速域では推定速度を切り換える
際、ヒステリシスをもたし切り換えるようにしたこと。 【００１５】４） 上記２）に記載する回転電機の速度
制御装置において、速度制御部の演算時定数設定におい
て、誘導電動機の等価ブロック図の伝達関数を条件を簡
略化して求めた演算時定数を、前記速度制御部の演算時
定数に設定するようにしたこと。 【００１６】５） 直流電動機を用い、搭載したバッテ
リを電源として、速度センサを用いてチョッパ制御を行
う回転電機の速度制御装置において、速度センサーの速
度検出により界磁電流を算出して定出力制御を可能とし
たこと。 【００１７】６） 直流電動機を用い、搭載したバッテ
リを電源として、速度センサを用いずチョッパ制御を行
う回転電機の速度制御装置において、モータブロック図
に基づいて電動機電圧、電流により推定速度を求め、こ
の推定速度により界磁電流を算出して定出力制御を可能
としたこと。 【００１８】７） 上記う６に記載する回転電機の速度
制御装置において、推定電動機電圧指令と定格電圧値に
相当する定数をＰＩアンプにより突き合わせ前記アンプ
の出力を界磁電流指令として定出力制御を行うこと。 【００１９】 【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態を図面に
基づき詳細に説明する。 【００２０】図１は本発明の第１の実施の形態を概念的
に示す説明図である。本形態は、電気自動車の交流化に
おいて安価な速度センサ（周波数応答の低いセンサ）を
用い、低回転域ではセンサ付ベクトル制御を行い、高回
転域（速度センサで検出不能となる回転数以上）では、
センサレスベクトル制御を行う。この場合の誘導電動機
のブロック線図を図１に、システムブロック図を図２
に、その速度推定部を図３にそれぞれ示す。 【００２１】図１中、Ｖ1dは固定子ｄ軸巻線電圧、Ｖ1q
は固定子ｑ軸巻線電圧、ｉ1dは固定子ｄ軸巻線電流、ｉ
1qは固定子ｑ軸巻線電流、Ｖ2dは回転子ｄ軸巻線電圧、
Ｖ2qは回転子ｑ軸巻線電圧、ｉ2dは回転子ｄ軸巻線電
流、ｉ2qは回転子ｑ軸巻線電流、ω0 は電源電圧角周波
数、ωr は回転子角周波数、ωs はすべり周波数、λ1d
はｄ軸１次磁束、λ1qはｑ軸１次磁束、λ2dはｄ軸２次
磁束、λ2qはｑ軸２次磁束、Ｒ1 は固定子ｄ軸及びｑ軸
巻線抵抗、Ｒ2 は回転子ｄ軸及びｑ軸巻線抵抗、Ｌ1 は
固定子ｄ軸及びｑ軸巻線自己インダクタンス、Ｌ2 は回
転子ｄ軸及びｑ軸巻線自己インダクタンス、Ｌσは等価
漏れインダクタンス、Ｍは固定子及び回転子同軸巻線間
の相互インダクタンス、Ｐは微分演算子（ｄ／ｄｔ）で
ある。 【００２２】図２中、ω* は速度指令、Ｖinはアクセル
入力電圧、Ｉq lim はトルク指令リミット値、Ｉq0はト
ルク指令最大値、ωb は基底回転数、ωr は回転数、Ｋ
p 、Ｋi は速度ＰＩゲイン定数、ωr *** は推定速度、
Ｉd0は励磁指令最大値、Ｉdは励磁指令、Ｉq はトルク
指令、Δωは速度偏差、λ* は磁束指令、λ0 は最大磁
束、Ｍは相互インダクタンス、Ｉ2 （＝Ｌ2 ／Ｒ）は２
次時定数、Ｉ1d * は励磁指令、ωs はすべり、ωr は回
転速度、Ｋid、Ｋiqは電流ＰＩゲイ、Ｉ1dは励磁電流検
出、Ｉ1qはトルク電流検出、Ｖd はｄ軸出力電圧、Ｖq
はｑ軸出力電圧、ωr *** 推定速度、θはｄ軸と回転子
のなす角である。 【００２３】ここで、制御構成は、５．０ｍｍ制御部
２．０ｍｍ制御部、１４０μｓ制御部の３つに分けられ
る。各制御部の処理を表１に示す。 【００２４】 【表１】 【００２５】本形態においては、図２に示すように、速
度制御部Ａでアクセル開度を速度指令としてＰＩ演算に
よりトルク指令Ｉq を算出する。一方、磁束指令目標値
Ｅに示すように、検出速度ωr が基底回転数ωb 以下で
は、磁束指令λ* を最大磁束λ0 で一定とし、それ以上
では推定速度ωr *** に反比例して低下させ、定出力制
御を行う。このとき得られる励磁指令Ｉd に２次磁束の
応答を高めるための磁束前向き補償制御部Ｇを設ける。
また、Ｍ変動補償テーブルＢを介して供給される励磁指
令Ｉ1d * を得る。トルク指令Ｉq 及び励磁指令Ｉ1d * は
電流制御部Ｃで所定の演算を行うことにより指令電圧Ｖ
q ，Ｖd となる。指令電圧Ｖq ，Ｖd は座標変換部Ｄで
２−３相座標変換を行うことにより３相出力電圧を得
る。このときの座標変換は絶対座標変換を採用してい
る。 【００２６】速度推定部Ｅは、この部分を図３に抽出し
て詳細に示すように、指令電圧Ｖq，Ｖd 、励磁電流検
出値Ｉd 、トルク電流検出値Ｉq に基づいて固定座標軸
上で２次磁束を推定し、同期回転座標上でＰＩ演算する
ことで速度を推定する。このようにして推定した結果が
推定速度ωr *** となる。 【００２７】図２に示すセンサ／センサレス制御切替部
Ｆは、誘導電動機Ｍの回転数に応じて検出速度ωr と推
定速度ωr *** とを切換える。このとき、センサ／セン
サレス制御切替部Ｆにおける検出速度ωr と推定速度ω
r *** との切替回転数はヒステリシス特性を持たせてお
く。すなわち、図４に示すように、正回転及び逆回転の
際のそれぞれの回転数ＣＨＧ１、ＣＨＧ２、−ＣＨＧ
１、−ＣＨＧ２を切替回転数として設定しておく。 【００２８】図５は検出速度ωr と推定速度ωr *** と
の切替手順を示すフローチャートである。同図に示すよ
うに、先ず推定速度ωr *** ＞（ＣＨＧ２の絶対値）で
あるかどうかを判定する（ステップＳ１）。ステップＳ
１の処理の結果、「ＹＥＳ」の場合は、センサレス制御
モードフラグをＯＮにして推定速度ωr *** をセットす
る（ステップＳ２）。「ＮＯ」の場合には推定速度ωr
*** ＜（ＣＨＧ１の絶対値）で、且つ検出速度ωr ＜
（ＣＨＧ１の絶対値）であるかどうかを判定する（ステ
ップＳ３）。ステップＳ３の判定の結果、「ＹＥＳ」の
場合には、センサレス制御モードフラグをＯＦＦにして
検出速度ωr をセットし、推定速度バッファへ検出速度
ωr をセットする（ステップＳ４）。「ＮＯ」の場合に
はセンサレス制御モードフラグがＯＮであるかどうかを
判定する（ステップＳ５）。ステップＳ５の処理の結
果、「ＹＥＳ」の場合は推定速度ωr *** をセットする
（ステップＳ６）。「ＮＯ」の場合は検出速度ωr をセ
ットする（ステップＳ７）。 【００２９】電気自動車用のモータに要求されるトルク
特性は、図６に示すように、定出力特性が要求される。
これを誘導電動機Ｍで実現するためには、励磁指令Ｉd
を励磁指令Ｉd ＝Ｉd0・ωb ／ωr *** （Ｉd0：定格励
磁電流、ωb ：基底回転数、ωr *** ：推定速度）にて
算出する。 【００３０】図３の速度推定部ＥにおけるＰＩ演算の比
例ゲインＫrp及び積分ゲインＫriででは、図７（ａ）乃
至図７（ｄ）に示すように、時定数ｔｉを誘導電動機Ｍ
の２次時定数τ２と同一に設定することで調整を容易に
した。すなわち、誘導電動機Ｍのｑ軸２次磁束部の概略
ブロック図は図７（ａ）に示す通りとなる。図７（ａ）
乃至図７（ｄ）中、ωs * はすべり周波数、ω0 は１次
周波数、ωn は回転周波数、λ2dはｄ軸２次磁束、τ2
はモータ２次時定数、λ2qはｑ軸２次磁束、Ｋ p は速度
推定ＰＩゲイン、ωr *** 推定速度である。 【００３１】ここで、ベクトル制御の必要十分条件は次
式で与えられる。 ０＝−（Ｒ２／Ｌ２）・Ｍ・Ｉ1q＋ωs ・λ２ｄ なお、上式中（Ｒ２／Ｌ２）・Ｍ・Ｉ1qは相互インダク
タンスとｑ軸１次電流による電圧である。 【００３２】上式より図７（ａ）のＧ部の出力が零にな
れば、λ２ｑ＝０になる。ここで図７（ａ）のＧ部を無
視すると、ブロック図は図７（ｂ）に示す通りとなり、
ωn *** とωn との差によりλ２ｑが出力される。この
結果、ブロック図は図７（ｃ）に示す通りとなる。ここ
でτ２＝ｔｉとするとブロック図は図７（ｄ）に示す通
りとなり、これから速度制御部ＡにおけるＰＩ演算の比
例ゲインＫrp及び積分ゲインＫriを決定する。 【００３３】次に、上記実施の形態における定トルク／
定出力制御の場合と同様の駆動特性を、直流分巻モータ
において、速度センサを用いずに実現する実施の形態を
説明する。本形態に係る制御ブロック図を図８に、モー
タブロック図を図９に示す。 【００３４】両図において、Ｔａ＝Ｌａ／Ｒａ ここで、Ｌａ：電機子インダクタンス、Ｒａ：電機子抵
抗である。 また、図９に示す場合において、ＫＥは固定定数でなく
界磁電流Ｉｆによる関数である。 φ＝Ｋｆ・Ｉｆ Ｖａ＝ω・φ＝ω・Ｋｆ・Ｉｆ （ＫＥ＝Ｋｆ・Ｉｆ） また、Ｋｔも固定定数ではなく磁束φの関数である。 Ｔ＝Ｋｔ・Ｉａ＝φ・Ｉａ Power ＝ω・Ｔ＝ω・φ・Ｉａ＝Ｖａ・Ｉａ 【００３５】以上より電機子電流Ｉａを一定として回転
角周波数ωが基底回転角周波数ωｎ以上で下式により界
磁電流Ｉｆを制御すれば良い。 Ｉｆ* ＝Ｉｆｎ・（ωｎ／ω） 但し ω＞ωｎ、Ｉ
ｆｎ：定格界磁電流である。 【００３６】さらに、上記の推定速度ωr *** を使用す
ると速度検出器を用いずに定出力制御が可能となる。 Ｉｆ* ＝Ｉｆｎ・（ωｎ／ω*** ） 【００３７】また、上記定出力特性を実現する他の例と
してＶａを一定に制御することで可能となる。すなわ
ち、図８のＩ部において図９のようにＰＩ制御を追加し
ても良い。この場合、基底回転数ωｎ以下ではＶ*** ａ
がＶａ′＊（定格回転時のＶａ）以下となるためＩｆは
Ｉｆｎ（定格界磁電流）でリミットすることで図６に示
す定トルク特性を得ることができる。一方、ＩｆがＩｆ
ｎ一定の状態でω＞ωｎとなるとＶａ′＊＜Ｖａとなる
ため、ＰＩが動作し、ＩｆがＶａ′＊＝Ｖ*** ａとなる
よう制御され、定出力制御となる。 【００３８】 【発明の効果】以上実施の形態とともに詳細に説明した
通り、本発明によれば次の効果を奏する。 誘導電動機のベクトル制御において、安価なセンサ
を用いたセンサ付制御と速度推定を行うセンサレス制御
方式の組み合わせにより、高速域でのセンサレス制御を
実現してセンサレスとすることによるコストの低減を実
現すると同時に、低速域でのセンサ付き制御を実現して
電気自動車の坂道発進等、低速域の走行性能を良好に確
保することができる。 速度推定ＰＩ時定数を誘導電動機の２次時定数に調
整することができる。 誘導電動機の推定速度を用いた定出力制御を行うこ
とができる。 直流電動機における速度センサを除去したセンサレ
ス制御を行うことができる。 直流電動機における定出力制御を行うことができ
る。
装置に関し、特に電気自動車の駆動モータの速度制御装
置に適用して有用なものである。 【０００２】 【従来の技術】電気自動車では、バッテリの直流電圧を
インバータにより交流電圧に変換して交流電動機を駆動
し、この交流電動機を駆動源として走行時の駆動力を得
ている。この種の駆動電動機には誘導電動機が多用され
ており、この場合の従来技術に係る誘導電動機の速度制
御方式としてセンサ付のベクトル制御が提案されてい
る。図１１は、従来技術に係るセンサ付のベクトル制御
装置を示すブロック図である。同図に示すように、トル
ク電流設定器１は、アクセル開度に応じた（比例した）
トルク電流指令Ｉq * を出力する。励磁電流設定器２
は、一定値の励磁電流指令Ｉd * を出力する。すべり周
波数演算部３は、トルク電流指令Ｉq * 、これに直交す
る励磁電流指令Ｉd * 及び誘導電動機４の二次時定数τ
2 に基づきすべり周波数ωs を求める。速度検出器５
は、誘導電動機４の回転軸に直結された速度センサ５ａ
を有しており、誘導電動機４の回転速度を表す検出速度
を出力する。 【０００３】一次角速度ωはすべり周波数ωs と検出速
度ωr とを加算して得る。この角速度ωは積分演算部６
によって積分され、位相角θとして座標変換部１２の参
照信号となる。 【０００４】電流制御部７はトルク電流指令Ｉq * 及び
励磁電流指令Ｉd * に対してそれぞれのトルク電流検出
値Ｉq 及び励磁電流検出値Ｉd との偏差から比例積分
（ＰＩ）演算を行い、両演算結果に対して誘導電動機４
内の干渉分を加減算して回転座標のトルク軸電圧制御信
号Ｖq と励磁軸電圧制御信号Ｖd を得るものである。 【０００５】ここで、トルク電流検出値Ｉq 及び励磁電
流検出値Ｉd は誘導電動機４の二相電流検出値から演算
される。この演算は二相電流ＩU ，Ｉw をＡ／Ｄ変換部
８でそれぞれディジタル値に変換し、両者の加算によっ
てＶ相の電流検出値Ｉv を求め、各電流値ＩU ，Ｉv ，
Ｉw から三相／二相変換部９で固定座標の二相交流電流
に変換するとともに、これを座標変換部１０でトルク電
流検出値Ｉq と励磁電流検出値Ｉd に変換することによ
り求める。 【０００６】電流制御部７から出力される非干渉化した
指令電圧Ｖq ，Ｖd は座標変換部１１によって極座標の
一次電圧指令Ｖ1 と位相角φに変換され、さらに極座標
／三相変換部１２によって固定座標の三相電圧指令
ＶU ，Ｖv ，Ｖw に変換され、ＰＷＭインバータ１３の
出力電圧制御信号となる。 【０００７】ＰＷＭインバータ１３は、三相電圧指令Ｖ
U ，Ｖv ，Ｖw に応じて、車載バッテリーＢの直流電流
を三相交流電流に変換して誘導電動機４に供給する。こ
れにより誘導電動機４を駆動して、電気自動車を走行さ
せる。かくして、アクセル開度に応じた電気自動車の運
行制御を行うことができる。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】上述の如く速度センサ
５ａを有する速度検出部５を備えたセンサ付ベクトル制
御を行う場合には、正確な速度制御が可能である反面、
速度センサ５ａの分がコストアップとなる。 【０００９】最近においては角速度ωを推定して速度セ
ンサ５ａを除去することができるようにしたセンサレス
ベクトル制御の実用化が進んでいる。センサレスベクト
ル制御を行う場合、速度センサ５ａを必要としない分、
コストを低減することができるが、零速度領域において
モータパラメータの誤差等によりトルクの低下、速度推
定誤差の増大という新たな問題を生起する。ちなみに、
ベクトル制御を電気自動車に適用する場合には、坂道発
進や、低速度での車体位置調整を行う必要がある。 【００１０】本発明は、上記従来技術に鑑み、安価な速
度センサを用いることにより、低速回転域と高速回転域
とで制御を切換えることにより安価ではあるが低速域で
の制御性能も良好なものとすることができる回転電機の
速度制御装置を提供することを目的とする。 【００１１】上記目的を達成する本発明の構成は、次の
点を特徴とする。 【００１２】１） 誘導電動機を用い搭載したバッテリ
を電源としてベクトル制御を行う場合において、低速度
領域のみ速度センサの検出信号を制御に使用するととも
に、それ以上の高速回転域ではセンサレスベクトル制御
を行うようにしたこと。 【００１３】２） 上記１）に記載する回転電機の速度
制御装置において、速度センサの速度検出器信号とイン
バータ装置に与えられるアクセル速度指令とを入力とし
て、指令速度に実速度が一致するように制御する速度制
御部と、インバータの出力検出電流を座標変換によりト
ルク、磁束分に変換する座標変換部の出力と、前記速度
制御部の出力のトルク分と、電動機基底回転数以下では
最大値とし、それ以上では推定速度に反比例で下げる磁
束分とを比較制御する電流制御部とを備え前記出力によ
りトルク指令を算出すること。 【００１４】３） 上記１）に記載する回転電機の速度
制御装置において、速度検出信号に低速度領域では速度
センサの検出信号を、高速域では推定速度を切り換える
際、ヒステリシスをもたし切り換えるようにしたこと。 【００１５】４） 上記２）に記載する回転電機の速度
制御装置において、速度制御部の演算時定数設定におい
て、誘導電動機の等価ブロック図の伝達関数を条件を簡
略化して求めた演算時定数を、前記速度制御部の演算時
定数に設定するようにしたこと。 【００１６】５） 直流電動機を用い、搭載したバッテ
リを電源として、速度センサを用いてチョッパ制御を行
う回転電機の速度制御装置において、速度センサーの速
度検出により界磁電流を算出して定出力制御を可能とし
たこと。 【００１７】６） 直流電動機を用い、搭載したバッテ
リを電源として、速度センサを用いずチョッパ制御を行
う回転電機の速度制御装置において、モータブロック図
に基づいて電動機電圧、電流により推定速度を求め、こ
の推定速度により界磁電流を算出して定出力制御を可能
としたこと。 【００１８】７） 上記う６に記載する回転電機の速度
制御装置において、推定電動機電圧指令と定格電圧値に
相当する定数をＰＩアンプにより突き合わせ前記アンプ
の出力を界磁電流指令として定出力制御を行うこと。 【００１９】 【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態を図面に
基づき詳細に説明する。 【００２０】図１は本発明の第１の実施の形態を概念的
に示す説明図である。本形態は、電気自動車の交流化に
おいて安価な速度センサ（周波数応答の低いセンサ）を
用い、低回転域ではセンサ付ベクトル制御を行い、高回
転域（速度センサで検出不能となる回転数以上）では、
センサレスベクトル制御を行う。この場合の誘導電動機
のブロック線図を図１に、システムブロック図を図２
に、その速度推定部を図３にそれぞれ示す。 【００２１】図１中、Ｖ1dは固定子ｄ軸巻線電圧、Ｖ1q
は固定子ｑ軸巻線電圧、ｉ1dは固定子ｄ軸巻線電流、ｉ
1qは固定子ｑ軸巻線電流、Ｖ2dは回転子ｄ軸巻線電圧、
Ｖ2qは回転子ｑ軸巻線電圧、ｉ2dは回転子ｄ軸巻線電
流、ｉ2qは回転子ｑ軸巻線電流、ω0 は電源電圧角周波
数、ωr は回転子角周波数、ωs はすべり周波数、λ1d
はｄ軸１次磁束、λ1qはｑ軸１次磁束、λ2dはｄ軸２次
磁束、λ2qはｑ軸２次磁束、Ｒ1 は固定子ｄ軸及びｑ軸
巻線抵抗、Ｒ2 は回転子ｄ軸及びｑ軸巻線抵抗、Ｌ1 は
固定子ｄ軸及びｑ軸巻線自己インダクタンス、Ｌ2 は回
転子ｄ軸及びｑ軸巻線自己インダクタンス、Ｌσは等価
漏れインダクタンス、Ｍは固定子及び回転子同軸巻線間
の相互インダクタンス、Ｐは微分演算子（ｄ／ｄｔ）で
ある。 【００２２】図２中、ω* は速度指令、Ｖinはアクセル
入力電圧、Ｉq lim はトルク指令リミット値、Ｉq0はト
ルク指令最大値、ωb は基底回転数、ωr は回転数、Ｋ
p 、Ｋi は速度ＰＩゲイン定数、ωr *** は推定速度、
Ｉd0は励磁指令最大値、Ｉdは励磁指令、Ｉq はトルク
指令、Δωは速度偏差、λ* は磁束指令、λ0 は最大磁
束、Ｍは相互インダクタンス、Ｉ2 （＝Ｌ2 ／Ｒ）は２
次時定数、Ｉ1d * は励磁指令、ωs はすべり、ωr は回
転速度、Ｋid、Ｋiqは電流ＰＩゲイ、Ｉ1dは励磁電流検
出、Ｉ1qはトルク電流検出、Ｖd はｄ軸出力電圧、Ｖq
はｑ軸出力電圧、ωr *** 推定速度、θはｄ軸と回転子
のなす角である。 【００２３】ここで、制御構成は、５．０ｍｍ制御部
２．０ｍｍ制御部、１４０μｓ制御部の３つに分けられ
る。各制御部の処理を表１に示す。 【００２４】 【表１】 【００２５】本形態においては、図２に示すように、速
度制御部Ａでアクセル開度を速度指令としてＰＩ演算に
よりトルク指令Ｉq を算出する。一方、磁束指令目標値
Ｅに示すように、検出速度ωr が基底回転数ωb 以下で
は、磁束指令λ* を最大磁束λ0 で一定とし、それ以上
では推定速度ωr *** に反比例して低下させ、定出力制
御を行う。このとき得られる励磁指令Ｉd に２次磁束の
応答を高めるための磁束前向き補償制御部Ｇを設ける。
また、Ｍ変動補償テーブルＢを介して供給される励磁指
令Ｉ1d * を得る。トルク指令Ｉq 及び励磁指令Ｉ1d * は
電流制御部Ｃで所定の演算を行うことにより指令電圧Ｖ
q ，Ｖd となる。指令電圧Ｖq ，Ｖd は座標変換部Ｄで
２−３相座標変換を行うことにより３相出力電圧を得
る。このときの座標変換は絶対座標変換を採用してい
る。 【００２６】速度推定部Ｅは、この部分を図３に抽出し
て詳細に示すように、指令電圧Ｖq，Ｖd 、励磁電流検
出値Ｉd 、トルク電流検出値Ｉq に基づいて固定座標軸
上で２次磁束を推定し、同期回転座標上でＰＩ演算する
ことで速度を推定する。このようにして推定した結果が
推定速度ωr *** となる。 【００２７】図２に示すセンサ／センサレス制御切替部
Ｆは、誘導電動機Ｍの回転数に応じて検出速度ωr と推
定速度ωr *** とを切換える。このとき、センサ／セン
サレス制御切替部Ｆにおける検出速度ωr と推定速度ω
r *** との切替回転数はヒステリシス特性を持たせてお
く。すなわち、図４に示すように、正回転及び逆回転の
際のそれぞれの回転数ＣＨＧ１、ＣＨＧ２、−ＣＨＧ
１、−ＣＨＧ２を切替回転数として設定しておく。 【００２８】図５は検出速度ωr と推定速度ωr *** と
の切替手順を示すフローチャートである。同図に示すよ
うに、先ず推定速度ωr *** ＞（ＣＨＧ２の絶対値）で
あるかどうかを判定する（ステップＳ１）。ステップＳ
１の処理の結果、「ＹＥＳ」の場合は、センサレス制御
モードフラグをＯＮにして推定速度ωr *** をセットす
る（ステップＳ２）。「ＮＯ」の場合には推定速度ωr
*** ＜（ＣＨＧ１の絶対値）で、且つ検出速度ωr ＜
（ＣＨＧ１の絶対値）であるかどうかを判定する（ステ
ップＳ３）。ステップＳ３の判定の結果、「ＹＥＳ」の
場合には、センサレス制御モードフラグをＯＦＦにして
検出速度ωr をセットし、推定速度バッファへ検出速度
ωr をセットする（ステップＳ４）。「ＮＯ」の場合に
はセンサレス制御モードフラグがＯＮであるかどうかを
判定する（ステップＳ５）。ステップＳ５の処理の結
果、「ＹＥＳ」の場合は推定速度ωr *** をセットする
（ステップＳ６）。「ＮＯ」の場合は検出速度ωr をセ
ットする（ステップＳ７）。 【００２９】電気自動車用のモータに要求されるトルク
特性は、図６に示すように、定出力特性が要求される。
これを誘導電動機Ｍで実現するためには、励磁指令Ｉd
を励磁指令Ｉd ＝Ｉd0・ωb ／ωr *** （Ｉd0：定格励
磁電流、ωb ：基底回転数、ωr *** ：推定速度）にて
算出する。 【００３０】図３の速度推定部ＥにおけるＰＩ演算の比
例ゲインＫrp及び積分ゲインＫriででは、図７（ａ）乃
至図７（ｄ）に示すように、時定数ｔｉを誘導電動機Ｍ
の２次時定数τ２と同一に設定することで調整を容易に
した。すなわち、誘導電動機Ｍのｑ軸２次磁束部の概略
ブロック図は図７（ａ）に示す通りとなる。図７（ａ）
乃至図７（ｄ）中、ωs * はすべり周波数、ω0 は１次
周波数、ωn は回転周波数、λ2dはｄ軸２次磁束、τ2
はモータ２次時定数、λ2qはｑ軸２次磁束、Ｋ p は速度
推定ＰＩゲイン、ωr *** 推定速度である。 【００３１】ここで、ベクトル制御の必要十分条件は次
式で与えられる。 ０＝−（Ｒ２／Ｌ２）・Ｍ・Ｉ1q＋ωs ・λ２ｄ なお、上式中（Ｒ２／Ｌ２）・Ｍ・Ｉ1qは相互インダク
タンスとｑ軸１次電流による電圧である。 【００３２】上式より図７（ａ）のＧ部の出力が零にな
れば、λ２ｑ＝０になる。ここで図７（ａ）のＧ部を無
視すると、ブロック図は図７（ｂ）に示す通りとなり、
ωn *** とωn との差によりλ２ｑが出力される。この
結果、ブロック図は図７（ｃ）に示す通りとなる。ここ
でτ２＝ｔｉとするとブロック図は図７（ｄ）に示す通
りとなり、これから速度制御部ＡにおけるＰＩ演算の比
例ゲインＫrp及び積分ゲインＫriを決定する。 【００３３】次に、上記実施の形態における定トルク／
定出力制御の場合と同様の駆動特性を、直流分巻モータ
において、速度センサを用いずに実現する実施の形態を
説明する。本形態に係る制御ブロック図を図８に、モー
タブロック図を図９に示す。 【００３４】両図において、Ｔａ＝Ｌａ／Ｒａ ここで、Ｌａ：電機子インダクタンス、Ｒａ：電機子抵
抗である。 また、図９に示す場合において、ＫＥは固定定数でなく
界磁電流Ｉｆによる関数である。 φ＝Ｋｆ・Ｉｆ Ｖａ＝ω・φ＝ω・Ｋｆ・Ｉｆ （ＫＥ＝Ｋｆ・Ｉｆ） また、Ｋｔも固定定数ではなく磁束φの関数である。 Ｔ＝Ｋｔ・Ｉａ＝φ・Ｉａ Power ＝ω・Ｔ＝ω・φ・Ｉａ＝Ｖａ・Ｉａ 【００３５】以上より電機子電流Ｉａを一定として回転
角周波数ωが基底回転角周波数ωｎ以上で下式により界
磁電流Ｉｆを制御すれば良い。 Ｉｆ* ＝Ｉｆｎ・（ωｎ／ω） 但し ω＞ωｎ、Ｉ
ｆｎ：定格界磁電流である。 【００３６】さらに、上記の推定速度ωr *** を使用す
ると速度検出器を用いずに定出力制御が可能となる。 Ｉｆ* ＝Ｉｆｎ・（ωｎ／ω*** ） 【００３７】また、上記定出力特性を実現する他の例と
してＶａを一定に制御することで可能となる。すなわ
ち、図８のＩ部において図９のようにＰＩ制御を追加し
ても良い。この場合、基底回転数ωｎ以下ではＶ*** ａ
がＶａ′＊（定格回転時のＶａ）以下となるためＩｆは
Ｉｆｎ（定格界磁電流）でリミットすることで図６に示
す定トルク特性を得ることができる。一方、ＩｆがＩｆ
ｎ一定の状態でω＞ωｎとなるとＶａ′＊＜Ｖａとなる
ため、ＰＩが動作し、ＩｆがＶａ′＊＝Ｖ*** ａとなる
よう制御され、定出力制御となる。 【００３８】 【発明の効果】以上実施の形態とともに詳細に説明した
通り、本発明によれば次の効果を奏する。 誘導電動機のベクトル制御において、安価なセンサ
を用いたセンサ付制御と速度推定を行うセンサレス制御
方式の組み合わせにより、高速域でのセンサレス制御を
実現してセンサレスとすることによるコストの低減を実
現すると同時に、低速域でのセンサ付き制御を実現して
電気自動車の坂道発進等、低速域の走行性能を良好に確
保することができる。 速度推定ＰＩ時定数を誘導電動機の２次時定数に調
整することができる。 誘導電動機の推定速度を用いた定出力制御を行うこ
とができる。 直流電動機における速度センサを除去したセンサレ
ス制御を行うことができる。 直流電動機における定出力制御を行うことができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】誘導電動機のブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るシステムを示
すブロック図である。 【図３】図２の速度推定部を抽出して詳細に示すブロッ
ク図である。 【図４】図２のセンサ／センサレス制御切替部の制御を
概念的に示す説明図である。 【図５】図２のセンサ／センサレス制御切替部の制御の
手順を示すフローチャートである。 【図６】図２に示すシステムにおける制御特性を示す特
性図である。 【図７】図２の速度制御部におけるＰＩゲインの算出方
法を説明するためのブロック図である。 【図８】本発明の第２の実施の形態に係るシステムを示
すブロック図である。 【図９】図８のモータを示すブロック図である。 【図１０】図９のＩ部に他のブロックを追加した場合を
示すブロック図である。 【図１１】従来技術に係る誘導電動機のベクトル制御シ
ステムを示すブロック図である。 【符号の説明】 Ａ 速度制御部 Ｅ 速度推定部 Ｆ センサ／センサレス制御切替部 Ｉ1d 励磁電流検出 Ｉ1q トルク電流検出 Ｉd 励磁指令 Ｉq * トルク指令 ωb 基底回転数 ωr *** 推定速度 ωr 回転数
すブロック図である。 【図３】図２の速度推定部を抽出して詳細に示すブロッ
ク図である。 【図４】図２のセンサ／センサレス制御切替部の制御を
概念的に示す説明図である。 【図５】図２のセンサ／センサレス制御切替部の制御の
手順を示すフローチャートである。 【図６】図２に示すシステムにおける制御特性を示す特
性図である。 【図７】図２の速度制御部におけるＰＩゲインの算出方
法を説明するためのブロック図である。 【図８】本発明の第２の実施の形態に係るシステムを示
すブロック図である。 【図９】図８のモータを示すブロック図である。 【図１０】図９のＩ部に他のブロックを追加した場合を
示すブロック図である。 【図１１】従来技術に係る誘導電動機のベクトル制御シ
ステムを示すブロック図である。 【符号の説明】 Ａ 速度制御部 Ｅ 速度推定部 Ｆ センサ／センサレス制御切替部 Ｉ1d 励磁電流検出 Ｉ1q トルク電流検出 Ｉd 励磁指令 Ｉq * トルク指令 ωb 基底回転数 ωr *** 推定速度 ωr 回転数
─────────────────────────────────────────────────────
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Ｆターム(参考） 5H115 PA01 PC06 PG04 PI16 PI29
PU04 PU09 PV03 PV09 PV23
QN03 QN06 QN09 QN22 QN23
QN25 RB19 RB20 RB22 RB26
RB27 TB10 TO12
5H576 AA15 BB07 BB10 CC04 DD02
DD04 EE01 EE02 EE11 GG02
GG04 GG07 HB01 JJ03 JJ05
JJ06 JJ09 JJ16 JJ22 JJ24
JJ28 KK10 LL07 LL14 LL15
LL22 LL30 LL38
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 誘導電動機を用い搭載したバッテリを電
源としてベクトル制御を行う場合において、低速度領域
のみ速度センサの検出信号を制御に使用するとともに、
それ以上の高速回転域ではセンサレスベクトル制御を行
うようにしたことを特徴とする回転電機の速度制御装
置。 【請求項２】 〔請求項１〕に記載する回転電機の速度
制御装置において、 速度センサの速度検出器信号とインバータ装置に与えら
れるアクセル速度指令とを入力として、指令速度に実速
度が一致するように制御する速度制御部と、 インバータの出力検出電流を座標変換によりトルク、磁
束分に変換する座標変換部の出力と、前記速度制御部の
出力のトルク分と、電動機基底回転数以下では最大値と
し、それ以上では推定速度に反比例で下げる磁束分とを
比較制御する電流制御部とを備え前記出力によりトルク
指令を算出することを特徴とする回転電機の速度制御装
置。 【請求項３】 〔請求項１〕に記載する回転電機の速度
制御装置において、速度検出信号に低速度領域では速度
センサの検出信号を、高速域では推定速度を切り換える
際、ヒステリシスをもたし切り換えるようにしたことを
特徴とする回転電機の速度制御装置。 【請求項４】 〔請求項２〕に記載する回転電機の速度
制御装置において、速度制御部の演算時定数設定におい
て、誘導電動機の等価ブロック図の伝達関数を条件を簡
略化して求めた演算時定数を、前記速度制御部の演算時
定数に設定するようにしたことを特徴とする回転電機の
速度制御装置。 【請求項５】 直流電動機を用い、搭載したバッテリを
電源として、速度センサを用いてチョッパ制御を行う回
転電機の速度制御装置において、 速度センサーの速度検出により界磁電流を算出して定出
力制御を可能としたことを特徴とする回転電機の速度制
御装置。 【請求項６】 直流電動機を用い、搭載したバッテリを
電源として、速度センサを用いずチョッパ制御を行う回
転電機の速度制御装置において、 モータブロック図に基づいて電動機電圧、電流により推
定速度を求め、この推定速度により界磁電流を算出して
定出力制御を可能としたことを特徴とする回転電機の速
度制御装置。 【請求項７】 〔請求項６〕に記載する回転電機の速度
制御装置において、 推定電動機電圧指令と定格電圧値に相当する定数をＰＩ
アンプにより突き合わせ前記アンプの出力を界磁電流指
令として定出力制御を行うことを特徴とする回転電機の
速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11106311A JP2000308399A (ja) | 1999-04-14 | 1999-04-14 | 回転電機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11106311A JP2000308399A (ja) | 1999-04-14 | 1999-04-14 | 回転電機の速度制御装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007168496A Division JP2007244200A (ja) | 2007-06-27 | 2007-06-27 | 回転電機の速度制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000308399A true JP2000308399A (ja) | 2000-11-02 |
Family
ID=14430456
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11106311A Pending JP2000308399A (ja) | 1999-04-14 | 1999-04-14 | 回転電機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000308399A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006060897A (ja) * | 2004-08-19 | 2006-03-02 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電動機の制御装置 |
| JP2008160979A (ja) * | 2006-12-25 | 2008-07-10 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 誘導電動機駆動システムの制御方法 |
| KR101273014B1 (ko) | 2011-10-20 | 2013-06-10 | 주식회사 현대케피코 | 차량토크 제어방법 |
| KR20140109203A (ko) * | 2013-03-05 | 2014-09-15 | 현대모비스 주식회사 | Ｍｄｐｓ 모터 제어 방법 |
| US9098079B2 (en) | 2013-12-13 | 2015-08-04 | King Fahd University Of Petroleum And Minerals | Method of joint planning and control of a rigid, separable non-holonomic mobile robot using a harmonic potential field approach |
| CN109905064A (zh) * | 2017-12-08 | 2019-06-18 | 杭州海康机器人技术有限公司 | 一种电机电角度确定方法、装置及设备 |
| JP2019146419A (ja) * | 2018-02-22 | 2019-08-29 | 東芝インフラシステムズ株式会社 | インバータ制御装置および電動機駆動システム |
-
1999
- 1999-04-14 JP JP11106311A patent/JP2000308399A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006060897A (ja) * | 2004-08-19 | 2006-03-02 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電動機の制御装置 |
| JP2008160979A (ja) * | 2006-12-25 | 2008-07-10 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 誘導電動機駆動システムの制御方法 |
| KR101273014B1 (ko) | 2011-10-20 | 2013-06-10 | 주식회사 현대케피코 | 차량토크 제어방법 |
| KR20140109203A (ko) * | 2013-03-05 | 2014-09-15 | 현대모비스 주식회사 | Ｍｄｐｓ 모터 제어 방법 |
| KR102026601B1 (ko) * | 2013-03-05 | 2019-09-30 | 현대모비스 주식회사 | Ｍｄｐｓ 모터 제어 방법 |
| US9098079B2 (en) | 2013-12-13 | 2015-08-04 | King Fahd University Of Petroleum And Minerals | Method of joint planning and control of a rigid, separable non-holonomic mobile robot using a harmonic potential field approach |
| CN109905064A (zh) * | 2017-12-08 | 2019-06-18 | 杭州海康机器人技术有限公司 | 一种电机电角度确定方法、装置及设备 |
| JP2019146419A (ja) * | 2018-02-22 | 2019-08-29 | 東芝インフラシステムズ株式会社 | インバータ制御装置および電動機駆動システム |
| JP7012931B2 (ja) | 2018-02-22 | 2022-01-31 | 東芝インフラシステムズ株式会社 | インバータ制御装置および電動機駆動システム |
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