WO2018056435A1 - 電動モータ装置および電動ブレーキ装置 - Google Patents

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motor
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唯 増田
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P4/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of electric motors that can be connected to two or more different electric power supplies
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    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/185—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using inductance sensing, e.g. pulse excitation

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor device and an electric brake device capable of reducing costs and estimating a motor angle stably and accurately.
  • an electric motor may be required to have extremely high redundancy. For example, even when an abnormality occurs in a motor coil or a sensor, it may be necessary to continue the operation.
  • the angle sensorless control described in Patent Document 3 in which the motor angle is estimated without using the angle sensor may be used.
  • a method for estimating an angle from a relationship between a voltage and a current depending on an induced voltage caused by a rotor magnetic flux or the like is generally known.
  • an electric brake device such as that disclosed in Patent Document 1
  • the angle estimation is performed because the induced voltage is extremely small. It can be difficult.
  • the motor used in the electric brake device described above is as much as possible because of the limited mounting space and the reason for minimizing the moment of inertia to achieve high-speed response. Often designed to be small. For this reason, a relatively large angular velocity variation occurs in synchronization with the high-frequency current, and the influence of the angular velocity variation may affect the relationship between the high-frequency voltage and the current, making it difficult to estimate the angle.
  • An object of the present invention is to provide an electric motor device and an electric brake device capable of reducing cost and stably estimating a motor angle with high accuracy.
  • the electric motor device Dm of the present invention is an electric motor 4 having a stator 4a and a rotor 4b, and the stator 4a has two or more excitation mechanisms for supplying power independently.
  • a control device 2 that controls the electric motor 4 by applying one or both of voltage and current to the first and second excitation mechanisms of the two or more excitation mechanisms,
  • the control device 2 is Angle estimation means 22 for estimating a motor angle indicating a relative position between the stator 4a and the rotor 4b,
  • a frequency component generator 22b that generates frequency components of phase angles that are inverted in sign and superimposed on either or both of the voltage and current applied to the first and second excitation mechanisms; and
  • the voltage and current of the first and second excitation mechanisms to which one or both of the voltage and the current generated by the frequency component generation unit 22b are superimposed with the frequency components of the phase angles whose signs are inverted.
  • angle estimation means including an angle estimation unit 22a for estimating the motor angle, The electric motor is controlled using the motor angle estimated by the
  • the phase angle with the sign inverted is, for example, the phase angle of the quasi-synchronous coordinate system.
  • the stator 4a of the electric motor 4 has two or more excitation mechanisms that can supply power independently. Therefore, no abnormality occurs even if an abnormality occurs in one excitation mechanism.
  • the operation of the electric motor 4 can be continued by the excitation mechanism. Thereby, the redundancy of the electric motor 4 can be increased.
  • the frequency component generation unit 22b in the angle estimation unit 22 generates frequency components having phase angles that are inverted in sign and superimposed on either one or both of the voltage and current in the first and second excitation mechanisms. Torque fluctuations generated by the frequency components of the phase angles whose signs are mutually reversed are substantially canceled, and fluctuations in the angular velocity of the electric motor 4 corresponding to the frequency components can be suppressed. This improves the accuracy of the estimated motor angle.
  • the motor angle can be estimated stably and accurately without using an angle sensor.
  • the electric motor 4 can be controlled stably and accurately. Further, the cost can be reduced as compared with the prior art that requires mounting a plurality of angle sensors.
  • the frequency components of the phase angles generated by the frequency component generation unit 22b having opposite signs are voltages or currents that draw a circular locus defined by a two-phase transformed orthogonal coordinate system, and in the orthogonal coordinate system, It may be generated as a voltage or current that draws the circular trajectory traveling in the reverse direction.
  • the determined circular trajectory is a circular trajectory arbitrarily determined by design or the like, and is determined by obtaining an appropriate circular trajectory by, for example, one or both of testing and simulation.
  • the circle of the circular locus includes both a perfect circle and an ellipse.
  • a frequency component of the first phase angle is generated as a first orthogonal axis component ⁇ cos ( ⁇ ) and a second orthogonal axis component ⁇ sin ( ⁇ )
  • the frequency component of the second phase angle may be generated as the first orthogonal axis component ⁇ cos ( ⁇ ) and the second orthogonal axis component ⁇ sin ( ⁇ ).
  • ⁇ and ⁇ are constants
  • ⁇ is a phase angle that changes at an angular velocity corresponding to the frequency component.
  • the control device 2 further estimates the angular velocity of the rotor without superimposing the frequency component on one or both of the voltage and current applied to the first and second excitation mechanisms.
  • the control device 2 causes the angle estimating unit 22a to estimate the motor angle, and the absolute value of the angular velocity is greater than or equal to a set value.
  • the motor angle with respect to the voltage and current of the first and second excitation mechanisms is not superimposed on one or both of the voltage and current applied to the first and second excitation mechanisms.
  • the set value and the relationship obtained in advance are a set value determined by design or the like and a correlation obtained in advance, for example, a set value appropriate for one or both of a test and a simulation. , And a correlation.
  • the frequency component to be superimposed needs to be relatively high with respect to the drive frequency for driving the electric motor 4. That is, when a high motor angular velocity is achieved, it may be difficult to generate a high frequency component. However, if the motor angular velocity is sufficiently high, an induced voltage due to the magnetic flux of the rotor can be obtained sufficiently, so that the motor angle can be estimated without superimposing high-frequency components. Therefore, in this configuration, when the estimated absolute value of the angular velocity is smaller than the set value, the angle estimation unit estimates the motor angle. When the absolute value of the angular velocity is equal to or greater than a set value, the motor angle is estimated from a predetermined relationship between the voltage and current of the excitation mechanism without superimposing the frequency component. Therefore, the motor angle can be stably and accurately estimated regardless of the motor angular velocity. In addition, the calculation processing load can be reduced.
  • the electric brake device includes a brake rotor Br, a friction member 9 that contacts the brake rotor Br, friction member operation means 6 that makes the friction member 9 contact the brake rotor Br, and the electric motor device Dm.
  • the control device 2 controls the braking force generated by the contact between the friction member 9 and the brake rotor Br by controlling the electric motor 4.
  • the stator 4a of the electric motor 4 has two or more excitation mechanisms that can supply power independently. Therefore, no abnormality occurs even if an abnormality occurs in one excitation mechanism.
  • the operation of the electric motor 4 can be continued by the excitation mechanism. Thereby, the redundancy of the electric motor 4 can be increased.
  • the frequency component generation unit 22b in the angle estimation unit 22 generates frequency components having phase angles that are inverted in sign and superimposed on either one or both of the voltage and current in the first and second excitation mechanisms. Torque fluctuations generated by the frequency components of the phase angles whose signs are mutually reversed are substantially canceled, and fluctuations in the angular velocity of the electric motor 4 corresponding to the frequency components can be suppressed. This improves the accuracy of the estimated motor angle.
  • the motor angle can be estimated stably and accurately without using the angle sensor.
  • the electric motor 4 can be controlled stably and accurately. Further, the cost can be reduced as compared with the prior art that requires mounting a plurality of angle sensors.
  • FIGS. 1 An electric brake device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
  • This electric brake device is mounted on a vehicle, for example.
  • the electric brake device includes an electric motor device Dm, a brake operation means 18 (FIG. 4), and a power supply device 3.
  • the electric motor device Dm includes an electric actuator 1 and a control device 2. First, the electric actuator 1 will be described.
  • the electric actuator 1 includes an electric motor 4, a speed reduction mechanism 5, a friction member operating means 6, a parking brake mechanism Pb, a brake rotor Br, a friction member 9, and a pressing force sensor described later.
  • the electric motor 4, the speed reduction mechanism 5, and the friction member operation means 6 are incorporated in, for example, a housing not shown.
  • the electric motor 4 includes a stator 4a that is a stator and a rotor 4b that is a rotor.
  • the electric motor 4 is, for example, a permanent magnet type three-phase synchronous motor.
  • the electric motor 4 of this embodiment is a radial gap motor whose magnetic poles are parallel to the rotational axis radial direction.
  • the stator 4 a includes first and second stator coils 7 1 and 7 2 (collectively, the stator coil 7) and a stator core 8.
  • the stator coil 7 is multiplexed as a two-system excitation mechanism of a first system and a second system.
  • the first and second systems include first and second stator coils 7 1 and 7 2 , respectively. These two excitation mechanisms are usually used together to control the electric motor 4 as described below.
  • the stator coil 7 may be multiplexed as three or more systems of excitation mechanisms, but in that case, two of these are normally used together.
  • the form of winding of the starter coil 7 and the form of multiplexing may be any form illustrated in FIGS. 2 and 3, for example.
  • FIG. 2 shows an example in which the first and second stator coils 7 1 and 7 2 connected to a plurality of systems (first and second systems in this embodiment) are arranged in the same slot 8b of the stator core 8, respectively.
  • FIG. 2 for the sake of simplicity, it is illustrated as being divided into two in the inner and outer diameter directions. However, for example, the inner periphery side and the outer periphery side of the portion wound around each magnetic pole 8 a are connected to different systems.
  • the stator coils 7 1 and 7 2 may be arranged respectively.
  • a structure may be adopted in which two magnet wires (not shown) are wound while being held side by side, and magnet wires forming the stator coils 7 1 and 7 2 of different systems are alternately adjacent to each other.
  • FIG. 3 shows an example in which the first and second stator coils 7 1 , 7 2 are provided by dividing the first and second systems for each slot 8 b of the stator core 8.
  • the arrangement order of the phases U, V, W of the three-phase alternating current is arranged as U1, V1, W1, U2, V2, and W2 along the circumferential direction. You may arrange
  • the reduction mechanism 5 is a mechanism that decelerates and outputs the rotation of the electric motor 4, and includes a primary gear 12, an intermediate gear 13, and a tertiary gear 11.
  • the speed reduction mechanism 5 decelerates the rotation of the primary gear 12 attached to the rotor shaft 4 c of the electric motor 4 by the intermediate gear 13 and transmits it to the tertiary gear 11 fixed to the end of the rotation shaft 10. It is possible.
  • These gears 11, 12 and 13 are rotatable in both directions.
  • a linear motion mechanism is applied as the friction member operating means 6.
  • the linear motion mechanism as the friction member operating means 6 converts the rotational motion output from the speed reduction mechanism 5 into the linear motion of the linear motion portion 14 by the feed screw mechanism, and abuts the friction member 9 against the brake rotor Br. Or it is a mechanism which makes it separate.
  • the linear motion portion 14 is supported so as to be prevented from rotating and movable in the axial direction A1.
  • a friction member 9 is provided at the outboard side end of the linear motion portion 14. By transmitting the rotation of the electric motor 4 to the friction member operating means 6 via the speed reduction mechanism 5, the rotational motion is converted into a linear motion, which is converted into the pressing force of the friction member 9 to generate a braking force.
  • the vehicle width direction outer side of the vehicle is referred to as the outboard side
  • the vehicle width direction center side of the vehicle is referred to as the inboard side.
  • the parking brake actuator 16 of the parking brake device Pb for example, a linear solenoid is applied.
  • a linear solenoid By locking the locking member 15 by the parking brake actuator 16 and fitting it in a locking hole (not shown) formed in the intermediate gear 13, locking the intermediate gear 13 is prohibited.
  • Set the parking lock By releasing the lock member 15 from the locking hole, the rotation of the intermediate gear 13 is allowed and the unlocked state is established.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a conceptual configuration of a control system of this electric brake device.
  • the control device 2 and the electric actuator 1 are provided corresponding to each wheel, for example.
  • Each control device 2 is connected to a power supply device 3 and a host ECU 17 which is a host control means of each control device 2.
  • a host ECU 17 which is a host control means of each control device 2.
  • an electric control unit (VCU) that controls the entire vehicle is applied as the host ECU 17.
  • the host ECU 17 has an integrated control function of each control device 2.
  • the power supply device 3 supplies power to the electric motor 4 and the control device 2.
  • the first and second stator coils 7 1 , 7 2 of the first and second systems of the electric motor 4 are connected to the power supply device 3 by the first and second motor drivers 19 1 , 19 2 of the control device 2. Connected through each.
  • the power supply device 3 for example, a battery, a DC / DC converter, a capacitor, or the like can be used, or these may be used in combination.
  • power may be supplied from one system to the two systems of first and second stator coils 7 1 , 7 2 , or may be independent power systems.
  • the host ECU 17 outputs a brake force command value to each control device 2 according to the sensor output corresponding to the operation amount of the brake operation means 18.
  • a brake pedal or the like can be used as the brake operation means 18, but other operation means such as a joystick may be used.
  • the control device 2 is composed of a circuit board or the like on which a microcomputer or various electronic components are mounted. vessels 23 1, 23 2), and a voltage estimator 24 (first and second voltage estimator 24 1, 24 2) and the like.
  • the brake force controller 20 performs a control calculation for achieving the brake force command value given from the host ECU 17.
  • the brake force controller 20 converts, for example, a brake force command value into an actuator load that is a load of the electric actuator 1, and a load feedback that controls the load that is the sensor output of the pressing force sensor 25 with respect to this actuator load. Take control. Thereby, highly accurate braking force control can be easily realized.
  • the brake force controller 20 may appropriately use motor angle feedback control or angular velocity feedback control in addition to the load feedback control. Finally, the brake force controller 20 obtains a motor torque command value necessary for brake force control.
  • the pressing force sensor 25 is used to control the pressing force between the friction member 9 (FIG. 1) and the brake rotor Br (FIG. 1) as a braking force.
  • a magnetic sensor, a strain sensor, or a pressure sensor that detects displacement is used. Etc. may be applied.
  • the braking force can be estimated from the current, the motor angle, the actuator rigidity, the torque-thrust characteristic, and the like.
  • the motor control unit 21 includes a current converter 26, a current controller 27 (first and second current controllers 27 1 and 27 2 ), and a motor driver 19 (first and second motor drivers 19 1 and 19 2). ).
  • the current converter 26 is configured to convert the motor torque command value from the brake force controller 20 into a current command value of orthogonal axes (d-axis and q-axis of the orthogonal coordinate system) obtained by two-phase conversion.
  • a control system can be configured, which is preferable.
  • the current converter 26 may be configured to output, for example, the amplitude and phase of a three-phase alternating current.
  • the first and second current controllers 27 1 and 27 2 are respectively motor currents estimated by the first and second current estimators 23 1 and 23 2 with respect to the current command values from the current converter 26. It is preferable to perform current feedback control that performs tracking control so that highly accurate torque output can be realized. Instead, feedforward control may be performed based on the electromagnetic characteristics of the electric motor 4, or the current feedback control and feedforward control may be used in combination. Further, the equation of motion in the brake force controller 20 and the electromagnetic characteristics of the electric motor 4 can be put together to form one control calculation loop.
  • the above-mentioned various calculation functions are suitable because they are inexpensive and have high functions when mounted by a calculator such as a microcomputer, FPGA, or DSP.
  • Each of the first and second motor drivers 19 1 , 19 2 constitutes a half bridge circuit using a switching element such as FFT, for example, and performs PWM control for determining a motor applied voltage with a predetermined duty ratio This is preferable because it is inexpensive and has high performance. Or it can also be set as the structure which provides a transformer circuit etc. and performs PAM control.
  • Each of the first and second current estimators 23 1 and 23 2 may be a non-contact type that detects the magnetic field of the power transmission line, and a method of detecting the power transmission line by using a voltage at both ends by providing a shunt resistor or the like. May be used.
  • the current estimators 23 1 and 23 2 may be provided on the secondary-side power transmission line as shown in the figure, or provided on the primary-side power transmission line to estimate the secondary-side current of the secondary-side power transmission line. It is good also as a structure.
  • the first and second current estimators 23 1 and 23 2 may detect currents from voltages at predetermined locations of the first and second motor drivers 19 1 and 19 2 , respectively. In the current detection, the remaining one phase may be estimated from the relationship between the two-phase current and the three-phase sum being zero, or all three-phase currents may be detected.
  • the angle estimation means 22 estimates a motor angle indicating a relative position between the stator 4a and the rotor 4b of the electric motor 4.
  • the angle estimation unit 22 includes an angle estimation unit 22a and a frequency component generation unit 22b.
  • the frequency component generation unit 22b generates a high frequency signal to be superimposed on the control signal in order to cause the electric motor 4 to generate the voltage and current used for estimation by the angle estimation unit 22a.
  • the angle estimation unit 22a estimates the motor angle based on the correlation between the high frequency voltage and current.
  • the said high frequency means that it is a frequency higher than the normal frequency which drives the electric motor 4.
  • This high frequency voltage in the electric motor 4 can be estimated by the voltage estimators 24 1 , 24 2 and the like.
  • This high-frequency current in the electric motor 4 can be estimated by the current estimators 23 1 and 23 2 .
  • the angle estimation part 22a can estimate a motor angle based on the correlation of the relative position of the stator 4a and the rotor 4b of the electric motor 4 with respect to two voltage values and two current values of two systems.
  • the frequency component generator 22 b generates a frequency component (high frequency command) to be superimposed on the drive signal of the electric motor 4.
  • the high frequency command generated by the frequency component generation unit 22b is, for example, a high frequency current command to be superimposed on a current command value from the current converter 26.
  • the high-frequency command generated by the frequency component generation unit 22b is output as first and second high-frequency commands corresponding to the two systems of the first and second stator coils 7 1 and 7 2 .
  • the first and second high-frequency commands are high-frequency commands in which the phases are reversed (for example, 180 ° reversal)
  • torque fluctuations generated by the high-frequency commands are substantially canceled out, and fluctuations in angular velocity are synchronized with the high-frequency commands. Therefore, the estimation accuracy of the motor angle is improved, which is preferable.
  • Each of the first and second voltage estimators 24 1 and 24 2 includes, for example, a filter (not shown) that appropriately divides the voltage of the three-phase line of the electric motor 4 and averages the PWM. Each voltage can be measured by an amplifier (not shown) or the like. Alternatively, without providing the voltage estimators 24 1 and 24 2 , voltage command values such as PWM timer values output to the first and second motor drivers 19 1 and 19 2 can be directly used for estimating the motor angle. .
  • each functional block in FIG. 4 is provided for convenience in explaining the function, and it is not always necessary to implement a functional means for each functional block shown in the figure, and a plurality of functional blocks may be provided as necessary. Those obtained by integrating these blocks or those obtained by dividing one block may be implemented as functional means.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration example of the angle estimation unit 22.
  • the frequency component generation unit 22b is a quasi-synchronous high-speed orthogonal coordinate system (a quasi-synchronous coordinate system that is an orthogonal coordinate system) in which the first and second high-frequency commands are two-phase converted. ).
  • First and second high-frequency command draws a circular trajectory of the quasi-synchronous coordinates at a predetermined angular frequency omega h.
  • the circle may be a perfect circle or an ellipse.
  • the angular frequency ⁇ h is selected so as to be relatively high with respect to the frequency for driving the electric motor 4 (FIG. 4). For example, it is converted into a frequency of several hundred Hz to several tens of Hz. It may be about KHz.
  • the generated first and second high-frequency commands are currents that draw a circular locus, and the first and second high-frequency commands are opposite to each other in the quasi-synchronous high-speed orthogonal coordinate system. Generated as a current that draws the circular trajectory that travels.
  • the high frequency command is generated as follows.
  • the first and second high-frequency commands generated in the quasi-synchronous high-speed orthogonal coordinate system are converted into the first and second coordinate conversion units 28 1 in the quasi-synchronous orthogonal coordinate system that actually drives the electric motor 4 (FIG. 4).
  • 28 2 are coordinate transformation respectively, are superimposed on a current command value corresponding to the current flowing in the excitation mechanism.
  • the angle estimation unit 22a estimates the motor angle based on the correlation between the voltage and current synchronized with the first and second high frequency commands.
  • Each of the first and second current controllers 27 1 and 27 2 includes a current control calculation unit 29, a 3-phase / 2-phase conversion unit 30, and a 2-phase / 3-phase conversion unit 31.
  • Each of the three-phase / two-phase converters 30 is a stator obtained from the first or second current estimator 23 1 or 23 2 for a three-phase motor current flowing in each of the U, V, and W phases of the corresponding stator coil. Using current, it is converted into a two-phase current.
  • Each current control calculation unit 29 calculates, for example, a voltage value by PI control from the current command value from the current converter 26 on which the high-frequency component is superimposed and the two-phase current converted by the three-phase / two-phase conversion unit 30. The control amount is calculated.
  • Each two-phase / 3-phase converter 31 converts the control amount given from the current control calculator 29 into a three-phase stator drive voltage.
  • the first and second motor drivers 19 1 and 19 2 execute PWM control according to the three-phase stator drive voltage to drive the electric motor 4.
  • the stator 4a of the electric motor 4 has two excitation mechanisms that can supply power independently, so that an abnormality occurs in one excitation mechanism. However, the operation of the electric motor 4 can be continued by another excitation mechanism in which no abnormality has occurred. Thereby, the redundancy of the electric motor 4 can be increased. However, normally, both two excitation mechanisms are used.
  • the frequency component generator 22b in the angle estimator 22 generates first and second high-frequency commands having phase angles with opposite signs that are superimposed on the current in the excitation mechanism. Torque fluctuations generated by the first and second high-frequency commands are almost canceled, and fluctuations in the angular velocity of the electric motor 4 corresponding to the frequency component can be suppressed.
  • FIG. 5 relating to the first embodiment shows an example in which the high-frequency command is superimposed as a current, but in the second embodiment, the high-frequency command may be superimposed as a voltage as shown in FIG.
  • the generated first and second high frequency commands are voltages that draw a circular locus, and the first and second high frequency commands are opposite to each other in the quasi-synchronous high-speed orthogonal coordinate system. It is generated as a voltage that draws the circular trajectory going in the direction.
  • the high frequency command is generated as follows.
  • the control device 2 may include an angular velocity estimation unit 32 that estimates the angular velocity of the motor 4 b without superimposing the high-frequency command.
  • the control device 2 estimates the motor angle by the angle estimating unit 22a, and when the absolute value of the angular velocity is equal to or larger than the predetermined value, the high frequency
  • the motor angle may be estimated from a predetermined relationship between the voltage and current of the excitation mechanism without superimposing the command.
  • the superposed high frequency command needs to be relatively high with respect to the frequency for driving the electric motor 4. That is, when a high motor angular velocity is achieved, it may be difficult to generate a high frequency command that is a high frequency component. However, if the motor angular velocity is sufficiently high, an induced voltage due to the magnetic flux of the rotor 4b can be obtained sufficiently, so that the motor angle can be estimated without superimposing high-frequency components.
  • the angle estimation unit 22a estimates the motor angle, whereas the absolute value of the angular velocity is greater than or equal to the set value.
  • the motor angle is estimated from a predetermined relationship between the voltage and current of the excitation mechanism without superimposing the high-frequency command. Therefore, the motor angle can be stably and accurately estimated regardless of the motor angular velocity. In addition, the calculation processing load can be reduced.
  • the electric motor 4 may be an axial gap motor whose magnetic poles are parallel to the rotation axis direction.
  • This example shows an example in which a plurality of stators 4a, 4a are connected to different systems in a double stator type axial gap motor.
  • the rotor 4b has a rotor body 4ba made of a magnetic material and a permanent magnet 4bb.
  • the electric motor may be multiplexed by the wiring structure shown in FIG. 2 or 3 in other axial gap motors.
  • Each example shown in the figure shows an example of concentrated winding as a winding method, but distributed winding may be used.
  • the electric motor device it is also possible to apply the electric motor device to an electric shift device in a vehicle.
  • various screw mechanisms such as a ball screw, a mechanism using an inclination of a ball ramp, etc. can be used in addition to the planetary roller.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

コスト低減を図れ、モータ角度を安定して精度良く推定することができる電動モータ装置および電動ブレーキ装置を提供する。電動モータ(4)のステータ(4a)は、独立して電力を供給可能な第１および第２の励磁機構(71,72)を有する。電動モータ(4)を制御する制御装置(2)は、スタータ(4a)とロータ(4b)との相対位置であるモータ角度を推定する角度推定手段(22)を有する。この角度推定手段(22)は、第１および第２の励磁機構(71,72)における電圧および電流のいずれか一方または両方に重畳させる互いに符号反転した位相角の周波数成分を生成する周波数成分生成部(22b)と、周波数成分生成部(22b)で生成された互いに反転した位相角の周波数成分が重畳した電圧および電流から、ステータ(4a)とロータ(4b)との相対位置を示すモータ角度を推定する角度推定部(22a)とを有する。

Description

電動モータ装置および電動ブレーキ装置 関連出願
　本出願は、２０１６年９月２６日出願の特願２０１６－１８６４６２の優先権を主張するものであり、その全体を参照により本願の一部をなすものとして引用する。
　この発明は、コスト低減を図れ、モータ角度を安定して精度良く推定することができる電動モータ装置および電動ブレーキ装置に関する。
　電動モータ装置および電動モータを使用した電動アクチュエータとして、以下の技術が提案されている。
　（１）電動モータの回転駆動力を減速機により減速し、直動機構を介して直線運動に変換して、摩擦パッドをディスクロータに押圧接触させて制動力を付加する技術（特許文献１）。
　（２）異なる系統に接続されるコイルが周方向に並んで配置された電動モータ（特許文献２）。
　（３）回転子磁束の位相推定オブザーバを用いたセンサレスベクトル制御（特許文献３）。
　（４）高周波電圧および電流から回転子角度を推定する同期モータのセンサレスベクトル制御（特許文献４）。
　（５）二相変換されたγδ準同期座標系において、非真円高周波電圧および電流から、回転子角度および位相を推定する交流モータのセンサレスベクトル制御（特許文献５）。
特開２００３－２４７５７６号公報 特開２００４－２０１３６４号公報 特開２００４－９６９７９号公報 特開２００２－５１５９７号公報 特開２００８－２９５２７９号公報
　特許文献１のような、電動アクチュエータを使用した電動ブレーキ装置において、電動モータには極めて高い冗長性が求められる場合がある。例えば、モータコイルまたはセンサ等に異常が発生した場合においても、動作を継続する必要が生じる場合がある。
　特許文献２のような、モータコイルを多重化した電動モータの場合、コイル断線等の異常に関しては、異常発生後も電動モータは動作を継続することができる。しかし、角度センサ等の異常発生後も動作を継続する必要がある場合、角度センサを複数搭載しなければならず、コストおよびスペースが問題となる。
　この対策として、例えば、角度センサを用いずにモータ角度を推定する、特許文献３に記載の角度センサレス制御が用いられる場合がある。その際、回転子磁束による誘起電圧等に依存した電圧と電流との関係から角度を推定する手法が一般に知られている。しかし、特許文献１のような電動ブレーキ装置において、ペダル操作に追従して所定のブレーキ力に維持するといった零～低速の角速度の範囲の動作を行う場合、誘起電圧が極めて小さいことにより角度推定が困難となる場合がある。
　このように角度推定が困難となる場合でもモータ角度を推定可能とするために、電動モータ駆動電圧に所定の周波数の電圧を重畳し、前記所定の周波数における電圧と電流との関係等から、インダクタンスおよび磁気飽和特性の突極性を利用してモータ角度を推定する、例えば、特許文献４，５に記載の手法が用いられる場合がある。
　しかしながら、例えば、前記の電動ブレーキ装置に用いられるようなモータは、搭載スペースが限られているとの理由、および高速応答を実現するために慣性モーメントを極力小さくするとの理由、等の理由から極力小型に設計される場合が多い。このため、前記の高周波電流に同期して比較的大きな角速度変動が生じ、前記角速度変動による影響が前記高周波電圧と電流との関係に作用して、角度の推定が困難となる場合がある。
　この発明の目的は、コスト低減を図れ、モータ角度を安定して精度良く推定することができる電動モータ装置および電動ブレーキ装置を提供することである。
　以下、便宜上理解を容易にするために、実施形態の符号を参照して説明する。
　この発明の電動モータ装置Ｄｍは、固定子４ａおよび回転子４ｂを有する電動モータ４であって、前記固定子４ａが、独立して電力を供給する励磁機構を二系統以上有する、電動モータ４と、前記二系統以上の励磁機構のうち第１および第２の励磁機構に電圧と電流のいずれか一方または両方を加えることで、前記電動モータ４を制御する制御装置２とを備え、
　前記制御装置２が、
　前記固定子４ａと前記回転子４ｂとの相対位置を示すモータ角度を推定する角度推定手段２２であって、
　　前記第１および第２の励磁機構に加える電圧と電流のいずれか一方または両方に重畳させる互いに符号反転した位相角の周波数成分を生成する周波数成分生成部２２ｂ、および、
　　この周波数成分生成部２２ｂで生成された前記互いに符号反転した位相角の周波数成分が重畳した電圧と電流のいずれか一方または両方が加えられた前記第１および第２の前記励磁機構の電圧および電流から、前記モータ角度を推定する角度推定部２２ａを含む角度推定手段を有し、
　前記角度推定部で推定したモータ角度を用いて前記電動モータを制御する。
　符号反転した位相角は、例えば、準同期座標系の位相角である。
　この構成によると、電動モータ４の固定子４ａは、独立して電力を供給可能な励磁機構を二系統以上有するため、一系統の励磁機構に異常が発生しても異常が発生していない他の励磁機構により電動モータ４の動作を継続することができる。これにより電動モータ４の冗長性を高め得る。角度推定手段２２における周波数成分生成部２２ｂは、第１および第２の励磁機構における電圧と電流のいずれか一方または両方に重畳させる互いに符号反転した位相角の周波数成分を生成する。前記互いに符号反転した位相角の周波数成分により発生するトルク変動が概ね相殺され、この周波数成分に対応する電動モータ４の角速度の変動を抑制できる。これにより推定されるモータ角度の精度が向上する。したがって、慣性モーメントが小さい電動モータ４であっても、角度センサを用いずにモータ角度を安定して精度良く推定することができる。これにより電動モータ４を安定して精度良く制御することができる。また、角度センサを複数搭載する必要のある従来技術等よりもコスト低減を図れる。
　前記周波数成分生成部２２ｂで生成される前記互いに符号反転した位相角の周波数成分が、二相変換された直交座標系で定められた円形軌跡を描く電圧または電流であり、前記直交座標系において互いに逆方向に進む前記円形軌跡を描く電圧または電流として生成されてもよい。前記定められた円形軌跡は、設計等によって任意に定める円形軌跡であって、例えば、試験およびシミュレーションのいずれか一方または両方により適切な円形軌跡を求めて定められる。前記円形軌跡の円形は、真円、楕円のいずれも含む。
　前記周波数成分生成部２２ｂでは、
　前記互いに符号反転した位相角の周波数成分のうち、
　第１の位相角の周波数成分が、第１の直交軸成分αｃｏｓ（θ）および第２の直交軸成分βｓｉｎ（θ）として生成され、
　第２の位相角の周波数成分が、第１の直交軸成分αｃｏｓ（－θ）および第２の直交軸成分βｓｉｎ（－θ）として生成されてもよい。ここで、前記αおよびβは定数であり、前記θは前記周波数成分に対応する角速度で変化する位相角である。
　前記制御装置２が、さらに、前記第１および第２の励磁機構に加えられる電圧と電流のいずれか一方または両方に前記周波数成分を重畳せずに前記回転子の角速度を推定する角速度推定部３２を有し、
　前記制御装置２は、前記角速度推定部３２で推定された角速度の絶対値が設定値よりも小さい場合、前記角度推定部２２ａに前記モータ角度を推定させ、前記角速度の絶対値が設定値以上の場合、前記第１および第２の励磁機構に加えられる電圧と電流のいずれか一方または両方に前記周波数成分を重畳せずに、前記第１および第２の励磁機構の電圧および電流に対するモータ角度の予め求められた相関関係からモータ角度を推定してもよい。前記設定値、および前記予め求められた関係は、それぞれ設計等によって定められた設定値、および予め求められた相関関係であって、例えば、試験およびシミュレーションのいずれか一方または両方により適切な設定値、および相関関係が求められる。
　重畳する周波数成分は、電動モータ４を駆動する駆動周波数に対して比較的高周波とする必要がある。すなわち、高速なモータ角速度を達成する場合において、高周波の周波数成分を生成することが困難となる場合がある。しかしながら、モータ角速度が十分に高ければ、回転子の磁束による誘起電圧が十分に得られるため、高周波の周波数成分を重畳しなくともモータ角度が推定できる。そこで、この構成では、推定された角速度の絶対値が設定値よりも小さい場合に、前記角度推定部によりモータ角度を推定する。前記角速度の絶対値が設定値以上の場合、前記周波数成分を重畳せずに、前記励磁機構の電圧と電流との定められた関係からモータ角度を推定する。したがって、モータ角速度の高低によらずモータ角度を安定して精度良く推定することができる。また演算処理の負荷の軽減を図れる。
　この発明の電動ブレーキ装置は、ブレーキロータＢｒと、このブレーキロータＢｒに接触する摩擦部材９と、この摩擦部材９を前記ブレーキロータＢｒに接触させる摩擦部材操作手段６と、前記電動モータ装置Ｄｍとを備え、前記制御装置２は、前記電動モータ４を制御することにより、前記摩擦部材９と前記ブレーキロータＢｒの接触により発生するブレーキ力を制御する。
　この構成によると、電動モータ４の固定子４ａは、独立して電力を供給可能な励磁機構を二系統以上有するため、一系統の励磁機構に異常が発生しても異常が発生していない他の励磁機構により電動モータ４の動作を継続することができる。これにより電動モータ４の冗長性を高め得る。角度推定手段２２における周波数成分生成部２２ｂは、第１および第２の励磁機構における電圧と電流のいずれか一方または両方に重畳させる互いに符号反転した位相角の周波数成分を生成する。前記互いに符号反転した位相角の周波数成分により発生するトルク変動が概ね相殺され、この周波数成分に対応する電動モータ４の角速度の変動を抑制できる。これにより推定されるモータ角度の精度が向上する。したがって、慣性モーメントが小さい電動モータ４が電動ブレーキ装置に適用されても、角度センサを用いずにモータ角度を安定して精度良く推定することができる。これにより電動モータ４を安定して精度良く制御することができる。また、角度センサを複数搭載する必要のある従来技術等よりもコスト低減を図れる。
　請求の範囲および／または明細書および／または図面に開示された少なくとも２つの構成のどのような組合せも、本発明に含まれる。特に、請求の範囲の各請求項の２つ以上のどのような組合せも、本発明に含まれる。
　この発明は、添付の図面を参考にした以下の好適な実施形態の説明から、より明瞭に理解されるであろう。しかしながら、実施形態および図面は単なる図示および説明のためのものであり、この発明の範囲を定めるために利用されるべきものではない。この発明の範囲は添付の請求の範囲によって定まる。添付図面において、複数の図面における同一の符号は、同一または相当する部分を示す。
この発明の第１の実施形態に係る電動ブレーキ装置の概略構造を示す図である。 図１の電動ブレーキ装置の電動モータのステータの第１の例の部分正面図である。 図１の電動ブレーキ装置の電動モータにおけるステータの第２の例の部分正面図である。 図１の電動ブレーキ装置の制御系の概念構成を示すブロック図である。 図１の電動ブレーキ装置の角度推定手段の構成例を示すブロック図である。 この発明の第２の実施形態に係る電動ブレーキ装置の角度推定手段の構成例を示すブロック図である。 図１の電動ブレーキ装置の図４とは別の制御系の概念構成を示すブロック図である。 図１の電動ブレーキ装置におけるダブルステータ型アキシャルギャップモータの一例を示す概略側面図である。
　この発明の第１の実施形態に係る電動ブレーキ装置を図１ないし図５と共に説明する。この電動ブレーキ装置は例えば車両に搭載される。図１に示すように、この電動ブレーキ装置は、電動モータ装置Ｄｍと、ブレーキ操作手段１８（図４）と、電源装置３とを備えている。電動モータ装置Ｄｍは、電動アクチュエータ１と、制御装置２とを有する。先ず、電動アクチュエータ１について説明する。
　＜電動アクチュエータ１について＞
　電動アクチュエータ１は、電動モータ４と、減速機構５と、摩擦部材操作手段６と、パーキングブレーキ機構Ｐｂと、ブレーキロータＢｒと、摩擦部材９と、後述する押圧力センサとを有する。電動モータ４、減速機構５、および摩擦部材操作手段６は、例えば、図示外のハウジング等に組み込まれる。
　図４に示すように、電動モータ４は、固定子であるステータ４ａと、回転子であるロータ４ｂとを有する。電動モータ４は、例えば永久磁石型の三相の同期モータである。この実施形態の電動モータ４は、例えば、図２に示すように、磁極が回転軸径方向と平行なラジアルギャップモータである。ステータ４ａは、第１および第２のステータコイル７１，７２（総称して、ステータコイル７）と、ステータコア８とを有する。ステータコイル７は、この実施形態では、第１の系統と第２の系統との二系統の励磁機構として多重化されている。第１および第２の系統は、それぞれ、第１および第２のステータコイル７１，７２を含む。なお、これら二系統の励磁機構は、以下に説明するように通常共に用いられて電動モータ４を制御する。ステータコイル７は三系統以上の励磁機構として多重化されてもよいが、その場合、これらのうち二系統が通常共に用いられる。
　スタータコイル７の巻線の形態および多重化の形態は、例えば図２および図３にそれぞれ例示するいずれの形態であってもよい。
　図２は、ステータコア８の同じスロット８ｂに複数の系統（本実施形態では、第１および第２の系統）にそれぞれ接続された第１および第２のステータコイル７１，７２を配置する例を示す。なお、図２では簡単のため内外径方向に二分割されているように図示するが、例えば各磁極８ａに巻かれている部分の内周側と外周側とに、別々の系統に接続されるステータコイル７１，７２をそれぞれ配置する構造としてもよい。あるいは、マグネットワイヤ（図示せず）を二本並べて保持したまま巻線し、別々の系統のステータコイル７１，７２を形成するマグネットワイヤが交互に隣接する構造としてもよい。
　図３は、ステータコア８のスロット８ｂごとに第１および第２の系統を分けて第１および第２のステータコイル７１，７２を設ける例を示す。なお、図３の例では、三相交流の相Ｕ，Ｖ，Ｗの配置順を円周方向に沿ってU1,V1,W1,U2,V2およびW2として配置しているが、U1,U2,V1,V2,W1およびW2のように配置してもよい。
　図１に示すように、減速機構５は、電動モータ４の回転を減速して出力する機構であり、一次歯車１２、中間歯車１３、および三次歯車１１を含む。この例では、減速機構５は、電動モータ４のロータ軸４ｃに取り付けられた一次歯車１２の回転を、中間歯車１３により減速して、回転軸１０の端部に固定された三次歯車１１に伝達可能としている。これら歯車１１，１２および１３は、両方向に回転可能である。
　摩擦部材操作手段６として直動機構が適用される。摩擦部材操作手段６としての直動機構は、減速機構５で出力される回転運動を送りねじ機構により直動部１４の直線運動に変換して、ブレーキロータＢｒに対して摩擦部材９を当接または離隔させる機構である。直動部１４は、回り止めされ且つ軸方向Ａ１に移動自在に支持されている。直動部１４のアウトボード側端に摩擦部材９が設けられる。電動モータ４の回転を減速機構５を介して摩擦部材操作手段６に伝達することで、回転運動が直線運動に変換され、それが摩擦部材９の押圧力に変換されることによりブレーキ力を発生させる。なお、電動ブレーキ装置を車両に搭載した状態で、車両の車幅方向外側をアウトボード側といい、車両の車幅方向中央側をインボード側という。
　パーキングブレーキ装置Ｐｂのパーキングブレーキ用アクチュエータ１６として、例えば、リニアソレノイドが適用される。パーキングブレーキ用アクチュエータ１６によりロック部材１５を進出させて中間歯車１３に形成された係止孔（図示せず）に嵌まり込ませることで係止し、中間歯車１３の回転を禁止することで、パーキングロック状態にする。ロック部材１５を前記係止孔から離脱させることで中間歯車１３の回転を許容し、アンロック状態にする。
　＜制御系および電源系について＞
　前記電動アクチュエータ１に、制御装置２および電源装置３が接続されている。図４は、この電動ブレーキ装置の制御系の概念構成を示すブロック図である。制御装置２および電動アクチュエータ１は、例えば、各車輪に対応して設けられている。各制御装置２に電源装置３と、各制御装置２の上位制御手段である上位ＥＣＵ１７とが接続されている。上位ＥＣＵ１７として、例えば、車両全般を制御する電気制御ユニット（ＶＣＵ）が適用される。上位ＥＣＵ１７は、各制御装置２の統合制御機能を有する。
　電源装置３は、電動モータ４および制御装置２に電力を供給する。電動モータ４の第１および第２の系統の第１および第２のステータコイル７１，７２は、電源装置３に、制御装置２の第１および第２のモータドライバ１９１，１９２をそれぞれ介して接続されている。電源装置３は、例えば、バッテリ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、キャパシタ等を用いることができ、あるいはこれらを併用してもよい。本図４に示すように、二系統の第１および第２のステータコイル７１，７２に一系統から電力を供給してもよく、あるいはそれぞれ独立した電源系統であってもよい。
　上位ＥＣＵ１７は、ブレーキ操作手段１８の操作量に応じたセンサ出力に従って、各制御装置２にブレーキ力指令値をそれぞれ出力する。ブレーキ操作手段１８は、例えば、ブレーキペダル等を用いることができるが、その他ジョイスティックのような操作手段であってもよい。
　制御装置２は、マイクロコンピュータまたは各種の電子部品を搭載した回路基板等からなり、ブレーキ力制御器２０、モータ制御部２１、角度推定手段２２、電流推定器２３（第１および第２の電流推定器２３１，２３２）、および電圧推定器２４（第１および第２の電圧推定器２４１，２４２）等を備えている。ブレーキ力制御器２０は、上位ＥＣＵ１７から与えられるブレーキ力指令値を達成するための制御演算を行う。
　ブレーキ力制御器２０は、例えば、ブレーキ力指令値を電動アクチュエータ１の荷重であるアクチュエータ荷重に換算し、このアクチュエータ荷重に対して、押圧力センサ２５のセンサ出力である荷重を追従制御する荷重フィードバック制御を行う。これにより高精度なブレーキ力制御を容易に実現し得る。ブレーキ力制御器２０は、前記荷重フィードバック制御に加えて、モータ角度フィードバック制御または角速度フィードバック制御等を適宜用いてもよい。最終的に、ブレーキ力制御器２０は、ブレーキ力制御に必要なモータトルク指令値を求める。
　押圧力センサ２５は、ブレーキ力として摩擦部材９（図１）とブレーキロータＢｒ（図１）との押圧力を制御するために用いられ、例えば、変位を検出する磁気センサ、歪センサ、圧力センサ等を適用し得る。押圧力センサ２５を用いずに、電流、モータ角度、アクチュエータ剛性、トルク‐推力特性等からブレーキ力を推定することもできる。その他、ブレーキ力として、前記の荷重に代えて、この電動ブレーキ装置を実装する車輪のホイールトルクまたは前後力を検出するセンサ等を用いることも可能である。
　モータ制御部２１は、電流変換器２６、電流制御器２７（第１および第２の電流制御器２７１，２７２）、およびモータドライバ１９（第１および第２のモータドライバ１９１，１９２）を有する。
　電流変換器２６は、ブレーキ力制御器２０からのモータトルク指令値を二相変換した直交軸（直交座標系のｄ軸およびｑ軸）の電流指令値に変換する構成とすることで、簡潔な制御系を構成できて好適である。代わりに、電流変換器２６は、例えば、三相交流電流の振幅と位相等を出力する構成であってもよい。
　第１および第２の電流制御器２７１，２７２は、それぞれ電流変換器２６からの電流指令値に対して、第１および第２の電流推定器２３１，２３２によって推定されるモータ電流を追従制御する電流フィードバック制御を行うと、高精度なトルク出力が実現できて好適である。代わりに、電動モータ４の電磁気特性等に基づきフィードフォワード制御を行ってもよく、あるいはこれら電流フィードバック制御およびフィードフォワード制御を併用してもよい。また、ブレーキ力制御器２０における運動方程式と電動モータ４の電磁気特性をまとめて、一つの制御演算ループとすることもできる。前述の各種演算機能は、例えば、マイクロコンピュータ、ＦＰＧＡ、ＤＳＰ等の演算器により実装すると、安価で高機能となり好適である。
　第１および第２のモータドライバ１９１，１９２は、それぞれ、例えば、ＦＦＴ等のスイッチ素子を用いたハーフブリッジ回路を構成し、所定のデューティ比によりモータ印加電圧を決定するＰＷＭ制御を行う構成とすると安価で高性能となり好適である。あるいは、変圧回路等を設け、ＰＡＭ制御を行う構成とすることもできる。
　第１および第２の電流推定器２３１，２３２は、それぞれ、送電線の磁界を検出する非接触式であってもよく、送電線にシャント抵抗等を設けて両端の電圧により検出する方法を用いるものであってもよい。その場合、図示のように電流推定器２３１，２３２を二次側の送電線に設けてもよく、一次側の送電線に設けて二次側の送電線の二次側電流を推定する構成としてもよい。また第１および第２の電流推定器２３１，２３２は、それぞれ、第１および第２のモータドライバ１９１，１９２の所定箇所の電圧等から電流を検出してもよい。電流検出は二相の電流と三相総和が零の関係から残り一相を推定してもよく、三相全ての電流を検出してもよい。
　角度推定手段２２は、電動モータ４のステータ４ａとロータ４ｂとの相対位置を示すモータ角度を推定する。この角度推定手段２２は、角度推定部２２ａと、周波数成分生成部２２ｂとを有する。周波数成分生成部２２ｂは、角度推定部２２ａで推定に用いる電圧および電流を電動モータ４に発生させるために制御信号に重畳する高周波信号を生成する。
　角度推定部２２ａは、高周波の電圧と電流との相関関係に基づき、モータ角度を推定する。なお、前記高周波とは、電動モータ４を駆動する通常の周波数よりも高い周波数であることを意味する。電動モータ４におけるこの高周波の電圧は電圧推定器２４１，２４２等で推定できる。電動モータ４におけるこの高周波の電流は電流推定器２３１，２３２で推定できる。電動モータ４のステータ４ａとロータ４ｂとの位置関係に応じて、前記高周波の電圧とこの電圧に同期する電流との相関関係が変化する。このため、角度推定部２２ａは２つの系統の２つの電圧値と２つの電流値に対する電動モータ４のステータ４ａとロータ４ｂとの相対位置の相関関係に基づきモータ角度を推定することができる。
　周波数成分生成部２２ｂは、電動モータ４の駆動信号に重畳させる周波数成分（高周波指令）を生成する。周波数成分生成部２２ｂで生成される前記高周波指令は、例えば、電流変換器２６からの電流指令値に重畳させる高周波電流指令である。この周波数成分生成部２２ｂで生成される前記高周波指令は、二系統の第１および第２のステータコイル７１，７２に対応して第１および第２の高周波指令として出力される。第１および第２の高周波指令が互いに符号反転した位相となる（例えば１８０°反転）した高周波指令であると、前記高周波指令により発生するトルク変動が概ね相殺され、高周波指令に同期した角速度の変動を抑制できるため、モータ角度の推定精度が向上し好適となる。
　第１および第２の電圧推定器２４１，２４２は、それぞれ、例えば、電動モータ４の三相線の電圧を適宜分圧し、ＰＷＭを平均化する図示外のフィルタ等を設ける。そして、各電圧は、アンプ（図示せず）等で測定し得る。あるいは電圧推定器２４１，２４２を設けずに、第１および第２のモータドライバ１９１，１９２に出力されるＰＷＭタイマ値等の電圧指令値をそのままモータ角度の推定に用いることもできる。
　なお、図４の各機能ブロックは、機能を説明するうえで便宜上設けているものであり、実装するうえで必ずしも図示の機能ブロックごとに機能手段が実装される必要はなく、必要に応じて複数のブロックを統合したものあるいは一つのブロックを分割したものを機能手段として実装してもよい。
　図５は、角度推定手段２２の構成例を示すブロック図である。周波数成分生成部２２ｂは、第１および第２の高周波指令が、二相変換された準同期高速直交座標系（直交座標系である準同期座標系であって、高速成分用の準同期座標系）において生成される。第１および第２の高周波指令は、所定の角周波数ωｈで準同期座標の円形軌跡を描く。前記円形は真円、楕円のいずれであってもよい。この角度推定手段２２では、前記角周波数ωｈが電動モータ４（図４）を駆動する周波数に対して比較的高周波となるように選定され、例えば、周波数に換算して数百Ｈｚ～数十ＫＨｚ程度であってもよい。
　この周波数成分生成部２２ｂでは、生成される第１および第２の高周波指令が、円形軌跡を描く電流であり、前記準同期高速直交座標系において第１および第２の高周波指令が互いに逆方向に進む前記円形軌跡を描く電流として生成される。
　周波数成分生成部２２ｂでは、定数α，β、時間ｔ、前記所定の角周波数ωｈで推移する位相θ（＝ωｈｔ）とすると、互いに符号反転した位相角を有する第１および第２の高周波指令は、以下のように生成される。
　第１の位相角の高周波指令が、第１の直交軸成分ｉγｈ１（＝αｃｏｓ（ωｈｔ））および第２の直交軸成分ｉδｈ１（＝βｓｉｎ（ωｈｔ））として生成される。
　第２の位相角の高周波指令が、第１の直交軸成分ｉγｈ２（＝αｃｏｓ（－ωｈｔ））および第２の直交軸成分ｉδｈ２（＝βｓｉｎ（－ωｈｔ））として生成される。
　前記準同期高速直交座標系において生成された第１および第２の高周波指令は、実際に電動モータ４（図４）を駆動する準同期直交座標系に第１および第２の座標変換部２８１，２８２でそれぞれ座標変換され、励磁機構に流す電流に相当する電流指令値に重畳される。角度推定部２２ａは、第１および第２の高周波指令に同期した電圧および電流の相関関係により、モータ角度を推定する。
　第１および第２の電流制御器２７１，２７２は、それぞれ電流制御演算部２９と、３相／２相変換部３０と、２相／３相変換部３１とを有する。各３相／２相変換部３０は、対応するステータコイルのＵ，Ｖ，Ｗの各相に流れる三相モータ電流を、第１または第２の電流推定器２３１または２３２から得られるステータ電流を用いて、二相電流に変換する。各電流制御演算部２９は、高周波成分が重畳された、電流変換器２６からの電流指令値と、３相／２相変換部３０で変換された二相電流とから、例えばＰＩ制御による電圧値による制御量を算出する。各２相／３相変換部３１は、電流制御演算部２９から与えられた制御量を、三相のステータ駆動電圧に変換する。これにより、図４に示すように、第１および第２のモータドライバ１９１，１９２は、三相のステータ駆動電圧に従ったＰＷＭ制御を実行し、電動モータ４を駆動する。
　＜作用効果について＞
　以上説明した電動モータ装置Ｄｍおよび電動ブレーキ装置によれば、電動モータ４のステータ４ａは、独立して電力を供給可能な励磁機構を二系統有するため、一系統の励磁機構に異常が発生しても異常が発生していない他の励磁機構により電動モータ４の動作を継続することができる。これにより電動モータ４の冗長性を高め得る。ただし、通常は２系統の励磁機構の両方を用いる。角度推定手段２２における周波数成分生成部２２ｂは、励磁機構における電流に重畳させる互いに符号反転した位相角を有する第１および第２の高周波指令を生成する。これら第１および第２の高周波指令により発生するトルク変動が概ね相殺され、周波数成分に対応する電動モータ４の角速度の変動を抑制できる。これによりモータ角度を推定する精度が向上する。したがって、慣性モーメントが小さい電動モータ４が電動ブレーキ装置に適用されても、角度センサを用いずにモータ角度を安定して精度良く推定することができる。これにより電動モータ４を安定して精度良く制御することができる。また、角度センサを複数搭載する必要のある従来技術等よりもコスト低減を図れる。
　＜他の実施形態について＞
　以下の説明においては、各実施の形態で先行して説明している事項に対応している部分には同一の参照符号を付し、重複する説明を略する。構成の一部のみを説明している場合、構成の他の部分は、特に記載のない限り先行して説明している形態と同様とする。同一の構成は同一の作用効果を奏する。実施の各形態で具体的に説明している部分の組合せばかりではなく、特に組合せに支障が生じなければ、実施の形態同士を部分的に組合せることも可能である。
　第１の実施形態に関する図５では、前記高周波指令を電流として重畳する例を示したが、本第２の実施形態では、図６に示すように、高周波指令を電圧として重畳してもよい。図６の周波数成分生成部２２ｂでは、生成される第１および第２の高周波指令が、円形軌跡を描く電圧であり、前記準同期高速直交座標系において第１および第２の高周波指令が互いに逆方向に進む前記円形軌跡を描く電圧として生成される。
　周波数成分生成部２２ｂでは、定数α，β、時間ｔ、前記所定の角周波数ωｈで推移する位相θ（＝ωｈｔ）とすると、互いに符号反転した位相角を有する第１および第２の高周波指令は、以下のように生成される。
　第１の位相角の高周波指令が、第１の直交軸成分ｖγｈ１（＝αｃｏｓ（ωｈｔ））および第２の直交軸成分ｖδｈ１（＝βｓｉｎ（ωｈｔ））として生成される。
　第２の位相角の高周波指令が、第１の直交軸成分ｖγｈ２（＝αｃｏｓ（－ωｈｔ））および第２の直交軸成分ｖδｈ２（＝βｓｉｎ（－ωｈｔ））として生成される。
　各実施形態において、図７に示すように、制御装置２は、前記高周波指令の重畳によらずにモータ４ｂの角速度を推定する角速度推定部３２を有してもよい。制御装置２は、角速度推定部３２で推定された角速度の絶対値が所定値よりも小さいとき、角度推定部２２ａによりモータ角度を推定し、前記角速度の絶対値が所定値以上のとき、前記高周波指令を重畳せずに、励磁機構の電圧と電流との定められた関係からモータ角度を推定してもよい。
　重畳する高周波指令は、電動モータ４を駆動する周波数に対して比較的高周波とする必要がある。すなわち、高速なモータ角速度を達成する場合において、高周波の周波数成分である高周波指令を生成することが困難となる場合がある。しかしながら、モータ角速度が十分に高ければ、ロータ４ｂの磁束による誘起電圧が十分に得られるため、高周波の周波数成分を重畳することなくモータ角度が推定できる。
　そこで、この図７の制御装置２では、推定された角速度の絶対値が設定値より小さいとき、角度推定部２２ａによりモータ角度を推定するのに対して、前記角速度の絶対値が設定値以上のときは、前記高周波指令を重畳せずに、前記励磁機構の電圧と電流との定められた関係からモータ角度を推定する。したがって、モータ角速度の高低によらずモータ角度を安定して精度良く推定することができる。また演算処理の負荷の軽減を図れる。
　図８に示すように、電動モータ４は、磁極が回転軸方向と平行なアキシャルギャップモータであってもよい。この例は、ダブルステータ型アキシャルギャップモータにおいて、複数のステータ４ａ，４ａがそれぞれ別の系統に接続された例を示す。ロータ４ｂは、磁性体から成るロータ本体４ｂａと、永久磁石４ｂｂとを有する。
　電動モータは、その他アキシャルギャップモータにおいて、図２または図３に示す配線構造によって多重化されてもよい。また、図示の各例は巻線方式として集中巻の例を示すが、分布巻を用いてもよい。
　電動モータ装置を、車両における電動シフト装置等に適用することも可能である。直動機構の変換機構部として、遊星ローラ以外にボールねじ等の各種ねじ機構、ボールランプ等の傾斜を利用した機構等を用いることができる。
　以上のとおり、図面を参照しながら好適な実施形態を説明したが、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で、種々の追加、変更または削除が可能である。したがって、そのようなものも本発明の範囲内に含まれる。
Ｄｍ…電動モータ装置
２…制御装置
４…電動モータ
４ａ…ステータ（固定子）
４ｂ…ロータ（回転子）
２２…角度推定手段
２２ａ…角度推定部
２２ｂ…周波数成分生成部

Claims (5)

  1. 　固定子および回転子を有する電動モータであって、前記固定子が、独立して電力を供給する励磁機構を二系統以上有する、電動モータと、
    　前記二系統以上の励磁機構のうち第１および第２の励磁機構に電圧と電流のいずれか一方または両方を加えることで、前記電動モータを制御する制御装置とを備え、
    　前記制御装置が、
    　前記固定子と前記回転子との相対位置を示すモータ角度を推定する角度推定手段であって、
    　　前記第１および第２の励磁機構に加える前記電圧と電流のいずれか一方または両方に重畳させる互いに符号反転した位相角の周波数成分を生成する周波数成分生成部、および、
    　　この周波数成分生成部で生成された前記互いに符号反転した位相角の周波数成分が重畳した電圧と電流のいずれか一方または両方が加えられた前記第１および第２の励磁機構の電圧および電流から、前記モータ角度を推定する角度推定部を含む角度推定手段を有し、
    　前記角度推定部で推定したモータ角度を用いて前記電動モータを制御する電動モータ装置。
  2. 　請求項１に記載の電動モータ装置において、前記周波数成分生成部で生成される前記互いに符号反転した位相角の周波数成分が、二相変換された直交座標系で定められた円形軌跡を描く電圧または電流であり、前記直交座標系において互いに逆方向に進む前記円形軌跡を描く電圧または電流として生成される電動モータ装置。
  3. 　請求項２に記載の電動モータ装置において、前記周波数成分生成部では、
    　前記互いに符号反転した位相角の周波数成分のうち、
    　第１の位相角の周波数成分が、第１の直交軸成分αｃｏｓ（θ）および第２の直交軸成分βｓｉｎ（θ）として生成され、
    　第２の位相角の周波数成分が、第１の直交軸成分αｃｏｓ（－θ）および第２の直交軸成分βｓｉｎ（－θ）として生成され、
    前記αおよびβは定数であり、前記θは前記周波数成分に対応する角速度で変化する位相角である、電動モータ装置。
  4. 　請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電動モータ装置において、前記制御装置が、さらに、前記第１および第２の励磁機構に加えられる電圧と電流のいずれか一方または両方に前記周波数成分を重畳せずに前記回転子の角速度を推定する角速度推定部を有し、
    　前記制御装置は、前記角速度推定部で推定された角速度の絶対値が設定値よりも小さい場合、前記角度推定部に前記モータ角度を推定させ、前記角速度の絶対値が設定値以上の場合、前記第１および第２の励磁機構に加えられる電圧と電流のいずれか一方または両方に前記周波数成分を重畳せずに、前記第１および第２の励磁機構の電圧および電流に対するモータ角度の予め求められた相関関係からモータ角度を推定する電動モータ装置。
  5. 　ブレーキロータと、
    　このブレーキロータに接触する摩擦部材と、
    　この摩擦部材を前記ブレーキロータに接触させる摩擦部材操作手段と、
    　請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載の電動モータ装置とを備え、
    　前記制御装置は、前記電動モータを制御することにより、前記摩擦部材と前記ブレーキロータの接触により発生するブレーキ力を制御する電動ブレーキ装置。
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