CN107710594A - 交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置 - Google Patents

Abstract

交流旋转电机具有产生凸极性的转子结构、并具有第一三相绕组和第二三相绕组，在控制该交流旋转电机时，将叠加于针对第一三相绕组的电压指令或电流指令的第一位置推定用指令以及叠加于针对第二三相绕组的电压指令或电流指令的第二位置推定用指令设定为相同频率，并使该第一位置推定用指令和该第二位置推定用指令之间具有相位差，从而提高交流旋转电机的旋转位置的推定精度。

Description

交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置

技术领域

本发明涉及交流旋转电机的控制装置以及具备该控制装置的电动助力转向装置。

背景技术

为了高精度地控制交流旋转电机的旋转动作，需要交流旋转电机的旋转位置信息和流过交流旋转电机的电流信息。此处，旋转位置信息通过对交流旋转电机另外设置旋转位置传感器来得到。然而，对于另外设置旋转位置传感器这一点，从成本、空间及可靠性的观点来看，缺点较大。因此，要求使用旋转位置推定值的无传感器化，来代替旋转位置传感器。

另外，即使在旋转位置传感器发生了故障的情况下，通过替代地引入旋转位置推定值来作为旋转位置信息，从而能够使交流旋转电机继续运转。因而，还要求作为旋转位置传感器故障时的反馈器的旋转位置推定功能。

基于上述观点，存在如下所述的现有技术(例如参照专利文献1)。该专利文献1涉及具备多个彼此在中性点进行连结的多个定子组的旋转电机。具体而言，该专利文献1构成为具备推定单元和定子相位分离单元。

推定单元叠加具有高于电气角频率的频率的高频电压信号，基于根据叠加后的高频电压信号而流过旋转电机的高频电流的检测值，来推定旋转电机的旋转角。此外，定子相位分离单元对于多组中的至少一对组使流过定子的电流的相位不同。而且，推定单元增大高频电流的检测值的利用程度，该高频电流与流过定子的电流的绝对值在规定值以上的电流相关。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5573714号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，现有技术中存在以下问题。

专利文献1中，在由U、V、W相构成的组和由X、Y、Z相构成的组之间，使流过定子的电流的相位不同。由此，避开流过两个组的电流同时成为过零期间的情况，并基于流过未成为过零期间的那个组的电流，来推定旋转角度。

然而，作为高频电压信号(vdhr、vqhr)，在UVW绕组侧和XYZ绕组侧叠加有相同的值。因此，若在旋转双轴(d-q轴)上观察，则根据高频电压信号而流过旋转电机的高频电流信号在UVW绕组侧和XYZ绕组侧成为同相位。

由此，从旋转电机在相同相位将“由流过XYZ绕组的电流中的高频电压信号分量所产生的转矩脉动、振动、噪声”与“由流过UVW绕组的电流中的高频电压信号分量所产生的转矩脉动、振动、噪声”相加。其结果是，发生了由旋转电机所产生的高频电压信号分量的转矩脉动、振动、噪声增大的问题。

另外，为了抑制高频电压信号分量的转矩脉动、振动、噪声，考虑降低高频电压信号的振幅。然而，若降低高频电压信号的振幅，则由于S/N比的恶化、因AD分辨率而引起的量子化误差，产生推定单元中的旋转位置推定性能下降的问题。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于得到一种交流旋转电机的控制装置以及电动助力转向的控制装置，能够抑制高频电压信号分量的转矩脉动、振动、噪声，并能够提高旋转位置推定精度。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明所涉及的交流旋转电机的控制装置包括：交流旋转电机，该交流旋转电机具有产生凸极性的转子结构，并具有第一三相绕组和第二三相绕组；第一电流检测器，该第一电流检测器检测流过第一三相绕组的电流来作为第一绕组电流；第二电流检测器，该第二电流检测器检测流过第二三相绕组的电流来作为第二绕组电流；控制器，该控制器运算第一电压指令以使得由第一电流检测器检测出的第一绕组电流与针对第一绕组电流的指令值即第一电流指令相一致，并运算第二电压指令以使得由第二电流检测器检测出的第二绕组电流与针对第二绕组电流的指令值即第二电流指令相一致；第一功率转换器，该第一功率转换器基于第一电压指令对第一三相绕组的各个相施加电压；第二功率转换器，该第二功率转换器基于第二电压指令对第二三相绕组的各个相施加电压；位置推定用指令生成器，该位置推定用指令生成器生成具有第一频率的第一位置推定用指令，并生成具有第一频率的第二位置推定用指令；以及旋转位置推定器，该旋转位置推定器基于第一绕组电流和第二绕组电流的至少一方来提取第一频率的分量的振幅值，并根据振幅值的大小来推定交流旋转电机的旋转位置，位置推定用指令生成器对第一位置推定用指令与第二位置推定用指令彼此设置相位差并进行输出，控制器对第一电压指令叠加第一位置推定用指令并输出至第一功率转换器，并且对第二电压指令叠加第二位置推定用指令并输出至第二功率转换器。

发明效果

根据本发明，通过对第一位置推定用指令与第二位置推定用指令彼此设置相位差，从而使得由第一位置推定用指令所产生的转矩脉动、噪声、振动与由第二位置推定用指令所产生的转矩脉动、噪声、振动彼此产生相位差。其结果是，与两个指令具有相同相位的情况相比，降低了两者的转矩脉动、噪声、振动的加法值。由此，与现有技术相比，相对于第一位置推定用指令及第二位置推定用指令的振幅值，能够减小由交流旋转电机所产生的转矩脉动、噪声、振动。

换言之，根据本发明，在将转矩脉动、噪声、振动设定为某规定值以内的情况下，能够将第一位置推定用指令及第二位置推定用指令的振幅设定得更大。其结果是，本发明相比于现有技术，能够提高S/N比，并且能够降低因AD分辨率而引起的量子化误差的影响。因此，本发明起到如下现有技术所无法起到的显著效果：即，能够抑制高频电压信号分量的转矩脉动、振动、噪声，并能提高旋转位置推定精度。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图2是用于说明被用作为本发明实施方式1中的交流旋转电机的三相交流旋转电机的结构的图。

图3是示出了从本发明实施方式1中的第一位置推定用指令生成器及第二位置推定用指令生成器分别输出的位置推定用指令的时间变化的图。

图4是示出了本发明的实施方式1中的旋转位置推定器的内部结构的图。

图5是示出了本发明的实施方式1中的各电流提取器的输出波形的图。

图6是示出了本发明的实施方式1中的振幅运算器的输出波形的图。

图7是示出了本发明的实施方式1中的各位置运算信号的波形的图。

图8是示出了本发明的实施方式1中在将由交流旋转电机所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、各位置运算信号的振幅相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性的图。

图9是示出本发明的实施方式2中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图10是示出了本发明的实施方式2中在将由交流旋转电机所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、各位置运算信号的振幅相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性的图。

图11是示出本发明的实施方式3中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图12是示出了从本发明实施方式3中的第一位置推定用指令生成器及第二位置推定用指令生成器分别输出的位置推定用指令的时间变化的图。

图13是示出了本发明的实施方式3中的振幅运算器的输出波形的图。

图14是示出了本发明的实施方式4中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图15是示出了本发明的实施方式4中在将由交流旋转电机所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、第一三相电压指令及第二三相电压指令的位置推定用指令分量的振幅相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性的图。

图16是示出本发明的实施方式5中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图17是示出了从本发明实施方式5中的第一位置推定用指令生成器及第二位置推定用指令生成器分别输出的位置推定用指令的时间变化的图。

图18是示出本发明的实施方式5中的旋转位置推定器的结构的框线图。

图19是示出了本发明的实施方式5中在将由交流旋转电机所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、位置推定用电流的振幅值相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性的图。

图20是示出本发明的实施方式6中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图21是本发明的实施方式6中在将由交流旋转电机所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、位置推定用电流的振幅相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性图。

图22是示出本发明的实施方式7中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图23是示出了从本发明实施方式7中的第一位置推定用指令生成器及第二位置推定用指令生成器分别输出的位置推定用指令的时间变化的图。

图24是示出本发明的实施方式7中的旋转位置推定器的结构的框线图。

图25是示出了本发明的实施方式7中在将由交流旋转电机所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、位置推定用电流的振幅值相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性的图。

图26是示出本发明的实施方式8中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图27是本发明的实施方式8中在将由交流旋转电机所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、位置推定用电流的振幅相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性图。

图28是示出本发明的实施方式9所涉及的电动助力转向的结构的图。

具体实施方式

下面，使用附图，对本发明的交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置的优选实施方式进行说明。

实施方式1.

图1是示出本发明的实施方式1中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。此外，图2是用于说明被用作为本发明实施方式1中的交流旋转电机的三相交流旋转电机的结构的图。如图2所示，图1所示的交流旋转电机1a是三相交流同步旋转电机，在该三相交流同步旋转电机中，在中性点N1连接的第一三相绕组U1、V1、W1，以及在中性点N2连接的第二三相绕组U2、V2、W2收纳于旋转电机的定子，而不进行电连接。

另外，U1绕组和U2绕组、V1绕组和V2绕组、W1绕组和W2绕组分别存在30度的相位差。图2中，作为交流旋转电机1a，例示出了第一三相绕组和第二三相绕组均为Y接线的情况，但本发明也能够适用于Δ接线的情况。

另外，虽然图2中省略了，但转子是利用永磁体来产生磁场磁通的结构。然后，将由转子所产生的磁通的方向定义为d轴，将比d轴前进了电气角90度的方向定义为q轴。

将以U1绕组为基准时的d轴的旋转位置(旋转角度)设为θ度。在此情况下，由于U1绕组和U2绕组的相位差为30度，因此，d轴相对于U2绕组所成的角度为θ30度。另外，转子在交流旋转电机的d轴电感Ld与q轴电感Lq之间保持Ld<Lq的关系。即，本实施方式1中的交流旋转电机是具有凸极性的结构。

第一电流检测器2使用分流电阻、霍尔元件等电流检测器，检测流过交流旋转电机1a的第一三相绕组U1、V1、W1的第一绕组电流i1u、i1v、i1w。

第二电流检测器3使用分流电阻、霍尔元件等电流检测器，检测流过交流旋转电机1a的第二三相绕组U2、V2、W2的第二绕组电流i2u、i2v、i2w。

第一功率转换器4使用逆变器、矩阵转换器等功率转换器，基于后述的第一电压指令v1u*、v1v*、v1w*，通过PWM、PAM等现有技术进行调制处理，从而对交流旋转电机1a的第一三相绕组的各相(U1、V1、W1)施加电压。

第二功率转换器5使用逆变器、矩阵转换器等功率转换器，基于后述的第二电压指令v2u*、v2v*、v2w*，通过PWM、PAM等现有技术进行调制处理，从而对交流旋转电机1a的第二三相绕组的各相(U2、V2、W2)施加电压。

坐标转换器6基于由第一电流检测器2检测出的第一绕组电流i1u、i1v、i1w、以及后述的旋转位置推定值θest，运算旋转双轴(d-q轴)上的第一绕组电流i1d、i1q。

坐标转换器7基于由第二电流检测器3检测出的第二绕组电流i2u、i2v、i2w、以及后述的旋转位置推定值θest，运算旋转双轴(d-q轴)上的第二绕组电流i2d、i2q。

电流指令id*是旋转双轴(d-q轴)上的电流i1d、i2d的指令值。此外，电流指令iq*是旋转双轴(d-q轴)上的电流i1q、i2q的指令值。这些电流指令id*、iq*相当于用于控制交流旋转电机1a的控制指令。另外，作为控制指令，并不限于电流指令id*、iq*。在利用现有技术即速度控制、V/f控制等的情况下，也可设定速度指令来作为控制指令。

减法器8从电流指令id*减去由坐标转换器6得到的旋转双轴(d-q轴)上的第一绕组电流i1d，并输出偏差di1d(＝id*－i1d)。同样地，减法器8从电流指令iq*减去由坐标转换器6得到的旋转双轴(d-q轴)上的第一绕组电流i1q，并输出偏差di1q(＝iq*－i1q)。

减法器9从电流指令id*减去由坐标转换器7得到的旋转双轴(d-q轴)上的第二绕组电流i2d，并输出偏差di2d(＝id*－i2d)。同样地，减法器9从电流指令iq*减去由坐标转换器7得到的旋转双轴(d-q轴)上的第二绕组电流i2q，并输出偏差di2q(＝iq*－i2q)。

电流控制器10执行比例积分控制或比例控制，以使得从减法器8得到的偏差di1d(＝id*－i1d)和di1q(＝iq*－i1q)均为零，来运算旋转双轴(d-q轴)上的第一电压指令v1d*、v1q*。

电流控制器11执行比例积分控制或比例控制，以使得从减法器9得到的偏差di2d(＝id*－i2d)和di2q(＝iq*－i2q)均为零，来运算旋转双轴(d-q轴)上的第二电压指令v2d*、v2q*。

坐标转换器12根据由电流控制器10得到的旋转双轴(d-q轴)上的第一电压指令v1d*、v1q*，运算第一三相电压指令v1u*’、v1v*’、v1w*’。

坐标转换器13根据由电流控制器11得到的旋转双轴(d-q轴)上的第二电压指令v2d*、v2q*，运算第二三相电压指令v2u*’、v2v*’、v2w*’。

图3是示出了从本发明实施方式1中的第一位置推定用指令生成器14及第二位置推定用指令生成器15分别输出的位置推定用指令的时间变化的图。

第一位置推定用指令生成器14如图3所示，输出周期Th的第一位置推定用指令v1uh*、v1vh*、v1wh*。第一位置推定用指令的频率(1/Th)被设定得远高于与交流旋转电机1a的旋转速度相对应的电气角频率。具体而言，位置推定用指令的频率(1/Th)设定为与交流旋转电机1a的旋转速度相对应的电气角频率的2倍以上。

将周期Th设为360度，存在如下关系：即，v1vh*相对于v1uh*具有120(60×2)度的相位延迟，v1wh*相对于v1vh*具有120(60×2)度的相位延迟。另外，将v1uh*、v1vh*、v1wh*各自的振幅设为相同。

第二位置推定用指令生成器15如图3所示，输出周期Th的第二位置推定用指令v2uh*、v2vh*、v2wh*。将第二位置推定用指令的频率(1/Th)及振幅设为与第一位置推定用指令相同。另外，v2uh*、v2vh*、v2wh*分别相对于v1uh*、v1vh*、v1wh*具有α[度]的相位差。对于该相位差α[度]，将在后面介绍。

叠加器16对坐标转换器12的输出即第一电压指令v1u*’、v1v*’、v1w*’叠加第一位置推定用指令v1uh*、v1vh*、v1wh*，输出第一电压指令v1u*、v1v*、v1w*。

叠加器17对坐标转换器13的输出即第二电压指令v2u*’、v2v*’、v2w*’叠加第二位置推定用指令v2uh*、v2vh*、v2wh*，输出第二电压指令v2u*、v2v*、v2w*。

接着，对旋转位置推定器18a进行说明。图4是示出了本发明的实施方式1中的旋转位置推定器18a的内部结构的图。旋转位置推定器18a如图4所示，具有3个电流提取器18a1u、18a1v、18a1w、振幅运算器18ax、以及位置运算器18ay。

如上所述，利用叠加器16，对第一三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*叠加第一位置推定用指令v1uh*、v1vh*、v1wh*。因此，第一绕组电流i1u、i1v、i1w中包含有频率分量与位置推定用指令相同的位置推定用电流i1uh、i1vh、i1wh。

因此，各个电流提取器18a1u、18a1v、18a1w从由第一电流检测器2检测出的第一绕组电流i1u、i1v、i1w提取频率分量与第一位置推定用指令相同的位置推定用电流i1uh、i1vh、i1wh。

作为各个电流提取器18a1u、18a1v、18a1w的具体结构，通过使用带通滤波器，从而能够提取位置推定用电流i1uh、i1vh、i1wh。或者，将第一绕组电流i1u、i1v、i1w输入陷波滤波器，使与第一位置推定用指令v1uh*、v1vh*、v1wh*相同的频率分量衰减，从第一绕组电流i1u、i1v、i1w分别除去通过该陷波滤波器后的各个电流，从而能够提取位置推定用电流i1uh、i1vh、i1wh。

图5是示出了本发明实施方式1中的各电流提取器18a1u、18a1v、18a1w的输出波形的图。若将如图3所示的三相交流的第一位置推定用指令v1uh*、v1vh*、v1wh*施加于交流旋转电机1a，则由于交流旋转电机的凸极性，由各电流提取器18a1u、18a1v、18a1w提取出的各位置推定用电流i1uh、i1vh、i1wh如图5所示，根据交流旋转电机1a的旋转位置θ，其振幅以余弦函数的方式发生变化。

若用数学式来表示该变化，则如下式(1)所示那样。

【数学式1】

此处，Ih是位置推定用电流的振幅的平均值，Iha是因位置推定用电流的旋转位置而引起的变化量，ωh是位置推定用指令的角频率。

上式(1)中包含有交流旋转电机1a的旋转位置θ的信息。由此，通过求出位置推定用电流I1uh、I1vh、I1wh，从而能够求出针对交流旋转电机1a的旋转位置θ的推定值θest。

下面，对根据位置推定用电流i1uh、i1vh、i1wh求出位置推定用电流的振幅I1uh、I1vh、I1wh的顺序进行说明。

一般，周期Tx的交流电流ix的有效值Ix由下式(2)来定义是公知的。

【数学式2】

即，对交流电流的瞬时值ix进行平方，以1个周期Tx对平方后的值进行积分，并乘以1/Tx，之后再运算平方根，由此求出有效值Ix。另外，使用有效值Ix，并基于下式(3)来求出交流电流ix的振幅Ixamp。

【数学式3】

由此，振幅运算器18ax执行上式(3)所进行的运算，从而能够求出位置推定用电流的振幅I1uh、I1vh、I1wh。具体而言，乘法器18a2u、18a2v、18a2w计算位置推定用电流i1uh、i1vh、i1wh各自的平方值。接着，积分器18a3u、18a3v、18a3w分别以周期Th对位置推定用电流i1uh、i1vh、i1wh的平方值进行积分，并进行2/Th的乘法运算。

然后，乘法器18a4u、18a4v、18a4w对积分器18a3u、18a3v、18a3w的运算结果分别进行平方根运算，来运算位置推定用电流的振幅I1uh、I1vh、I1wh。

图6是示出了本发明的实施方式1中的振幅运算器18ax的输出波形的图。由振幅运算器18ax求出的位置推定用电流的振幅I1uh、I1vh、I1wh如图6所示，叠加了偏置Ih，并以交流旋转电机1a的旋转位置θ的1/2周期进行变化。

因此，位置运算器18ay首先如下式(4)那样，从位置推定用电流的振幅I1uh、I1vh、I1wh减去偏置Ih，来计算各个位置运算信号dI1uh、dI1vh、dI1wh。

【数学式4】

此处，由于位置推定用电流的振幅I1uh、I1vh、I1wh成为三相平衡，因此能够利用下式(5)来求出偏置Ih。

【数学式5】

图7是示出了本发明实施方式1中的各个位置运算信号dI1uh、dI1vh、dI1wh的波形的图。各个位置运算信号dI1uh、dI1vh、dI1wh如图7所示，成为对交流旋转电机1a的旋转位置θ没有偏置的平行三相交流。

由此，通过对各个位置运算信号dI1uh、dI1vh、dI1wh中的任一个进行反余弦运算，从而能够运算旋转位置θ的推定位置θest。或者，也可以基于各个位置运算信号dI1uh、dI1vh、dI1wh，并利用下式(6)，来求出旋转位置θ的推定位置θest。

【数学式6】

接着，对于各个位置运算信号dI1uh、dI1vh、dI1wh的振幅Iha/2、第一位置推定指令与第二位置推定指令的相位差α、以及交流旋转电机1a所产生的位置推定指令的频率分量的转矩脉动之间的各自的关系进行说明。

旋转位置推定值θest的推定精度依赖于各个位置运算信号dI1uh、dI1vh、dI1wh的振幅(Iha/2)。该振幅越大，越能改善S/N比。其结果是，由于第一电流检测器的检测分辨率的影响变小，因此能够提高旋转位置推定值θest的推定精度。

然而，在设为相位差α＝0度、并使第一位置推定用指令及第二位置推定用指令的振幅增大的情况下，由第一位置推定用指令所引起的转矩脉动、振动、噪声和由第二位置推定用指令所引起的转矩脉动、振动、噪声在相同相位重合。其结果是，由交流旋转电机1a所产生的转矩脉动、振动、噪声增大，并不优选。

因此，本实施方式1具有如下所述的技术特征：即，通过在第一位置推定用指令与第二位置推定用指令之间调整相位差α，从而使由第一位置推定用指令所产生的转矩脉动、噪声、振动与由第二位置推定用指令所产生的转矩脉动、噪声、振动相互产生相位差。通过具有上述技术特征，本实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置能够将由交流旋转电机1a所产生的转矩脉动抑制在某规定值以内，并能够使振幅(Iha/2)增大，作为其结果，能够提高位置推定精度。

图8是示出了本发明的实施方式1中在将由交流旋转电机1a所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、各位置运算信号dI1uh、dI1vh、dI1wh的振幅(Iha/2)相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性的图。

在图8中，振幅越大，则相对于相同的转矩脉动能够将位置推定用电流i1uh、i1vh、i1wh的振幅设定得越大，能够提高旋转位置的推定精度。

根据图8，对于针对相位差α＝0度的振幅，在几乎所有的相位差区域中，能够将振幅设定得较大，在α＝90度以上、300度以下的范围内，尤其能够将振幅设定得较大，在α＝120度以上、270度以下的范围内，能够将振幅设定得更大，在α＝150度以上、240度以下的范围内，能够将振幅设定得更加大，在α＝180度以上、240度以下的范围内，能够将振幅设定得进一步大。

换言之，意味着在通过设定为上述范围内的相位差α来将位置推定用电流i1uh、i1vh、i1wh的振幅设为相同(Iha＝固定)的情况下，能够降低由交流旋转电机1a所产生的位置推定用指令的分量的转矩脉动。

如上所述，根据实施方式1，具备了在第一位置推定用指令与第二位置推定用指令之间设置相位差α的结构，尤其通过将相位差α设定在90度以上、300度以下的范围内，从而在希望将由交流旋转电机1a所产生的转矩脉动中位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为规定值以内的情况下，能够将位置推定用电流的振幅设定得较大。其结果是，起到能够提高交流旋转电机的旋转位置的推定值的推定精度的效果。

另外，在本实施方式1中，将第一三相绕组与第二三相绕组的相位差设为30度，但相位差并不限于30度。对于第一三相绕组与第二三相绕组的相位差为X[度]的交流旋转电机，理所当然地，在α＝X+60～X+270[度]的范围内能够将振幅设定得较大，在α＝X+90～X+240[度]的范围内能够将振幅设定得更大，在α＝X+120～X+210[度]的范围内能够将振幅设定更加大，在α＝X+150～X+210[度]的范围内能够将振幅设定得进一步大。

实施方式2

图9是示出本发明的实施方式2中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。对于与前面的图1所示的实施方式1相对应或者相当的结构部分，标注相同的标号。

本实施方式2中的图9的结构与前面的实施方式1中的图1的结构的不同点为下面这2点。

·还具有减法器201这一点；

·旋转位置推定器18a基于该减法器201的输出来运算旋转位置的推定值θest这一点。

减法器201从由第一电流检测器2所检测出的第一绕组电流i1u、i1v、i1w减去由第二电流检测器3所检测出的第二绕组电流i2u、i2v、i2w，从而计算减法值iu_dif、iv_dif、iw_dif。然后，本实施方式2中的旋转位置推定器18a基于减法器201的输出即减法值iu_dif、iv_dif、iw_dif，来运算旋转位置的推定值θest。

图10是示出了本发明的实施方式2中在将由交流旋转电机1a所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、各位置运算信号dI1uh、dI1vh、dI1wh的振幅(Iha/2)相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性的图。

图10中的“Iha/2(iu_dif、iv_dif、iw_dif)”所示的特性波形示出了本实施方式2中的基于第一绕组电流与第二绕组电流的减法值iu_dif、iv_dif、iw_dif来运算旋转位置的推定值θest的情况的特性。

另一方面，图10中的“Iha/2(i1u、i1v、i1w)”所示的特性波形示出了前面的实施方式1中的基于第一绕组电流i1u、i1v、i1w来运算旋转位置的推定值θest的情况的特性。

根据图10，在本实施方式2中，对于针对相位差α＝0度的振幅，在几乎所有的相位差区域中，能够将振幅设定得较大，在α＝60度以上、330度以下的范围内，能够将振幅设定得较大，在α＝90度以上、330度以下的范围内，能够将振幅设定得更大，在α＝120度以上、300度以下的范围内，能够将振幅设定得更加大，在α＝150度以上、270度以下的范围内，能够将振幅设定得进一步大，在α＝180度以上、240度以下的范围内，能够将振幅设定得更进一步大，在α＝150度以上、240度以下的范围内，能够将振幅设定还更进一步大。

根据图10的比较结果可知：对于相同的转矩脉动，本实施方式2中能够将振幅设定得比前面的实施方式1更大。

如上所述，根据实施方式2，具备了基于第一绕组电流与第二绕组电流的减法值来运算旋转位置的推定值的结构。其结果是得到如下效果：即，与前面的实施方式1的结构相比，能够进一步提高旋转位置的推定精度。

另外，在本实施方式2中，与前面的实施方式1同样地，将第一三相绕组与第二三相绕组的相位差设定30度，但相位差并不限于30度。对于第一三相绕组与第二三相绕组的相位差为X[度]的交流旋转电机，理所当然地，在α＝X+30～X+300[度]的范围内能够将振幅设定得较大，在α＝X+60～X+300[度]的范围内能够将振幅设定得更大，在α＝X+90～X+270[度]的范围内能够将振幅设定更加大，在α＝X+120～X+240[度]的范围内能够将振幅设定得进一步大，在α＝X+150～X+210[度]的范围内能够将振幅设定得更进一步大。

实施方式3

图11是示出本发明的实施方式3中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。对于与前面的图1所示的实施方式1相对应或者相当的结构部分，标注相同的标号。

本实施方式3中的图11的结构与前面的实施方式1中的图1的结构的不同点为下面这3点。

·在不同的位置配置第一位置推定用指令生成器301、第二位置推定用指令生成器302、叠加器303、叠加器304，来代替第一位置推定用指令生成器14、第二位置推定用指令生成器15、叠加器16、叠加器17这一点；

·将从坐标转换器12输出的第一三相电压指令v1u*’、v1v*’、v1w*’直接作为第一电压指令v1u*、v1v*、v1w*，并提供至第一功率转换器4，同样地，将从坐标转换器13输出的第二三相电压指令v2u*’、v2v*’、v2w*’直接作为第二电压指令v2u*、v2v*、v2w*，并提供至第二功率转换器5这一点；

·旋转位置推定器18a基于第一三相电压指令v1u*’、v1v*’、v1w*’来运算旋转位置的推定值θest这一点。

图12是示出了从本发明实施方式3中的第一位置推定用指令生成器301及第二位置推定用指令生成器302分别输出的位置推定用指令的时间变化的图。

第一位置推定用指令生成器301输出d轴位置推定用指令i1dh*和q轴位置推定用指令i1qh*。此处，如图12所示，相对于在360度的周期Th中发生变化的d轴位置推定用指令i1dh*，q轴位置推定用指令i1qh*延迟90度相位。

由此，通过使d轴位置推定用指令i1dh*与q轴位置推定用指令i1qh*具有90度相位差，从而i1dh*和i1qh*的合成矢量在前面的图2所示的d-q坐标上成为在周期Th中旋转的旋转矢量。

叠加器303对减法器8输出i1dh*与id*的加法结果、以及i1qh*与iq*的加法结果。

电流控制器10进行控制以将di1d及di1q设为0。因此，控制成旋转双轴上的第一绕组电流i1d、i1q分别与id*+i1dh*、iq*+i1qh*相一致。

同样地，第二位置推定用指令生成器302输出d轴位置推定用指令i2dh*和q轴位置推定用指令i2qh*。此处，如图12所示，相对于在360度的周期Th中发生变化的d轴位置推定用指令i2dh*，q轴位置推定用指令i2qh*延迟90度相位。此处，i2dh*相对于i1dh*具有相位差α，i2qh*相对于i1qh*也具有相位差α。

i2dh*与i2qh*的合成矢量在前面的图2所示的d-q坐标上成为在周期Th中旋转的旋转矢量，且与i1dh*和i1qh*的合成矢量具有相位差α。

叠加器304对减法器9输出i2dh*与id*的加法结果、以及i2qh*与iq*的加法结果。

电流控制器11进行控制以将di2d及di2q设为0。因此，控制成旋转双轴上的第二绕组电流i2d、i2q分别与id*+i2dh*、iq*+i2qh*相一致。

此处，若将第一位置推定用指令i1dh*、i1qh*及第二位置推定用指令i2dh*、i2qh*的振幅设为固定，则第一绕组电流的位置推定用指令的分量i1dh、i1qh及第二绕组电流的位置推定用指令的分量i2dh、i2qh也为固定振幅。

另外，由于交流旋转电机1a的凸极性，第一三相电压指令v1u*’、v1v*’、v1w*’以及第二三相电压指令v2u*’、v2v*’、v2w*’中所包含的位置推定用指令的频率分量的振幅根据转子位置而变动。

图13是示出了本发明的实施方式3中的振幅运算器18ax的输出波形的图。具体而言，该图13示出了基于第一三相电压指令v1u*’、v1v*’、v1w*’、由旋转位置推定器18a内的振幅运算器18ax得到的位置推定用指令的频率分量的振幅V1u、V1v、V1w。

根据转子位置，V1u、V1v、V1w的振幅以Vh为中心发生变动。因而，位置运算器18ay通过提取该变动量，从而能够计算旋转位置的推定值θest。

以Vh为中心的V1u、V1v、V1w的振幅的变动量(Vha/2)越大，则与前面的实施方式1同样地，旋转位置的推定精度越提高。

然而，在设为相位差α＝0度、且使第一位置推定用指令i1dh*和i1qh*、及第二位置推定用指令i2dh*和i2qh*的振幅增大的情况下，由第一位置推定用指令所引起的转矩脉动、振动、噪声和由第二位置推定用指令所引起的转矩脉动、振动、噪声在相同相位重合。其结果是，由交流旋转电机1a所产生的转矩脉动、振动、噪声增大，并不优选。

因而，在本实施方式3中，通过调节第一位置推定用指令i1dh*、i1qh*与第二位置推定用指令i2dh*、i2qh*之间的相位差α，从而能使位置推定用指令的转矩脉动在规定值以内，并且能使第一位置推定用指令i1dh*、i1qh*与第二位置推定用指令i2dh*、i2qh*增大。

相位差α与第一位置推定用指令及第二位置推定用指令的振幅的变动量Vha/2之间的关系和前面的图8相似。即，对于针对相位差α＝0度的振幅，在α＝60度以上、330度以下的范围内，能够将振幅设定得较大，在α＝120度以上、300度以下的范围内，能够将振幅设定得更大，在α＝150度以上、270度以下的范围内，能够将振幅设定得更加大，在α＝180度以上、240度以下的范围内，能够将振幅设定得进一步大。

另外，对于第一三相绕组与第二三相绕组的相位差为X[度]的交流旋转电机，在α＝X+30～X+300[度]的范围内能够将振幅设定得较大，在α＝X+90～X+270[度]的范围内能够将振幅设定得更大，在α＝X+120～X+240[度]的范围内能够将振幅设定更加大，在α＝X+150～X+210[度]的范围内能够将振幅设定得进一步大。

如上所述，根据实施方式3，相对于规定的位置推定用指令的频率分量的转矩脉动、噪声、振动，能够使位置推定用指令的振幅增大，得到能提高旋转位置的位置推定精度的效果。

实施方式4

图14是示出本发明的实施方式4中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。对于与前面的图9所示的实施方式2、以及前面的图11所示的实施方式3相对应或相当的结构部分，标注相同的标号。

本实施方式4中的图14的结构与前面的实施方式3中的图11的结构的不同点为下面这2点。

·还具有减法器401这一点；

·旋转位置推定器18a基于该减法器401的输出来运算旋转位置的推定值θest这一点。

减法器401从由坐标转换器12计算出的第一三相电压指令v1u*’、v1v*’、v1w*’减去由坐标转换器13计算出的第二三相电压指令v2u*’、v2v*’、v2w*’，从而计算减法值vu_dif、vv_dif、vw_dif。然后，本实施方式4中的旋转位置推定器18a基于减法器401的输出即减法值vu_dif、vv_dif、vw_dif来运算旋转位置的推定值θest。

图15是示出了本发明的实施方式4中在将由交流旋转电机1a所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、第一三相电压指令及第二三相电压指令的位置推定用指令分量的振幅(Vha/2)相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性的图。

图15中的“Vha/2(vu_dif、vv_dif、vw_dif)”所示的特性波形示出了本实施方式4中的基于第一三相电压指令与第二三相电压指令的减法值vu_dif、vv_dif、vw_dif来运算旋转位置的推定值θest的情况的特性。

另一方面，图15中的“Vha/2(v1u*’、v1v*’、v1w*’)”所示的特性波形示出了前面的实施方式3中的基于第一三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*来运算旋转位置的推定值θest的情况的特性。

根据图15可知：相比于前面的实施方式3的特性，本实施方式4的特性中，相对于相同的转矩脉动能够将振幅设定得更大。

如上所述，根据实施方式4，具备了基于第一三相电压指令与第二三相电压指令的减法值来运算旋转位置的推定值的结构。其结果是得到如下效果：即，与前面的实施方式3的结构相比，能够进一步提高旋转位置的推定精度。

另外，上述实施方式1～4中，在三相静止坐标(u-v-w坐标)上叠加了第一位置推定指令和第二位置推定用指令。然而，本发明并不限于这样的坐标系。也可以在二相静止坐标(α-β坐标)上叠加第一位置推定指令及第二位置推定用指令，能够得到同样的效果。

另外，上述实施方式1～4中的第一位置推定用指令及第二位置推定用指令成为在周期Th中在静止坐标上旋转的旋转矢量。因此，理所当然地，在旋转双轴(d-q坐标)坐标上叠加第一位置推定用指令及第二位置推定用指令来实现这样的旋转矢量的方式也包含在本发明中。因而，在下面的实施方式5～8中，具体地说明在二相静止坐标(α-β坐标)上叠加第一位置推定指令及第二位置推定用指令的情况。

实施方式5

图16是示出了本发明的实施方式5中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。对于与前面的图1所示的实施方式1相对应或者相当的结构部分，标注相同的标号。

本实施方式5中的图16的结构与前面的实施方式1中的图1的结构的不同点为下面这3点。

·在不同的位置配置第一位置推定用指令生成器501、第二位置推定用指令生成器502、叠加器503、叠加器504，来代替第一位置推定用指令生成器14、第二位置推定用指令生成器15、叠加器16、叠加器17这一点；

·将从坐标转换器12输出的第一三相电压指令v1u*’、v1v*’、v1w*’直接作为第一电压指令v1u*、v1v*、v1w*，并提供至第一功率转换器4，同样地，将从坐标转换器13输出的第二三相电压指令v2u*’、v2v*’、v2w*’直接作为第二电压指令v2u*、v2v*、v2w*，并提供至第二功率转换器5这一点；

·在不同的位置配置旋转位置推定器18b来代替旋转位置推定器18a，基于旋转双轴上的第一绕组电流i1q来运算旋转位置的推定值θest这一点。

图17是示出了从本发明实施方式5中的第一位置推定用指令生成器501及第二位置推定用指令生成器502分别输出的位置推定用指令的时间变化的图。

第一位置推定用指令生成器501如图17所示，输出周期Th的第一位置推定用指令v1dh*。此处，第一位置推定用指令v1dh*是与在旋转位置的推定位置θest处检测出的推定磁通平行的方向上的分量。

同样地，第二位置推定用指令生成器502如图17所示，输出周期Th的第二位置推定用指令v2dh*。此处，第二位置推定用指令v2dh*是与在旋转位置的推定位置θest处检测出的推定磁通平行的方向上的分量。另外，如图17所示，第二位置推定用指令v2dh*相对于第一位置推定用指令v1dh*具有相位差α[度]。

叠加器503对由电流控制器10输出的第一d轴电压指令v1d*叠加第一位置推定用指令v1dh*，并输出至坐标转换器12。叠加器504对由电流控制器11输出的第二d轴电压指令v2d*叠加第二位置推定用指令v2dh*，并输出至坐标转换器13。

通过对第一d轴电压指令v1d*叠加第一位置推定用指令v1dh*，从而旋转双轴上的叠加于第一绕组电流i1d、i1q的位置推定用指令分量i1dh、i1qh由下式(7)来表示。

【数学式7】

此处，上式(7)中的各个记号的意思为下式(8)。另外，Ldest、Lqest意味着在旋转位置的推定位置θest处推定出的旋转双轴上的d轴电感、q轴电感。

【数学式8】

根据上式(7)，Δθ＝0，即仅在交流旋转电机1a的旋转位置θ与旋转位置推定值θest相一致的情况下，位置推定用指令分量i1qh与0一致，在Δθ≠0的情况下，位置推定用指令分量i1qh与0不一致。因而，旋转位置推定器18b通过进行使位置推定用指令分量i1qh与0一致的运算，从而使旋转位置的推定值θest与交流旋转电机1a的旋转位置θ相一致。

图18是示出本发明的实施方式5中的旋转位置推定器18b的结构的框线图。旋转位置推定器18b构成为包括带通滤波器505、振幅运算器506、减法器507、以及PI运算器508。

带通滤波器505输入旋转双轴上的第一绕组电流i1d、i1q中的第一绕组电流i1q，提取第一绕组电流i1q中所包含的位置推定用指令的分量i1qh。

接着，振幅运算器506运算位置推定用指令的分量i1qh的振幅Iqh。作为运算方法，可以采用与前面的实施方式1的图4所说明的振幅运算器18ax相同的结构。

减法器507运算由振幅运算器506运算出的Iqh与0之间的偏差。PI运算器508进行比例、积分控制，以使得由减法器507得到的偏差为0，并将输出设为旋转位置的推定值θest。

此处，对于位置推定用指令的分量i1qh的振幅值Iqh、与旋转位置的推定值θest之间的关系进行说明。相对于旋转位置的推定值θest的振幅值Iqh的值越大，则S/N比越增大，并且伴随着电流检测器3的A/D转换而造成的量子化误差的影响相对地变小。因此，振幅值Iqh越大，则旋转位置的推定精度越提高。

然而，若为了在相位差α＝0度的状态下使振幅值Iqh增大，而使第一位置推定用指令的振幅及第二位置推定用指令的振幅增大，则由第一位置推定用指令所引起的转矩脉动、振动、噪声和由第二位置推定用指令所引起的转矩脉动、振动、噪声在相同相位重合。

其结果是，由交流旋转电机1a所产生的转矩脉动、振动、噪声增大，并不优选。即，若使第一位置推定用指令的振幅增大，则会导致由交流旋转电机1a所产生的位置推定用指令的频率分量的转矩脉动、噪声、振动增大。

因而，在本实施方式5中，如图17所示，在第一位置推定用指令v1dh*与第二位置推定用指令v2dh*之间设置相位差α，从而使由第一位置推定用指令v1dh*所产生的转矩脉动、噪声、振动与由第二位置推定用指令v2dh*所产生的转矩脉动、噪声、振动之间产生相位差。

其结果是，能够将由交流旋转电机1a所产生的转矩脉动抑制在某规定值以内，并能够使位置推定用指令的分量i1qh的振幅增大，并且能够使相对于旋转位置的推定值θest的振幅值Iqh增大，从而能提高位置推定精度。将相位差α设定为在维持α＝0时的位置推定用指令的频率分量的转矩脉动的大小的状态下能获得更大Iqh的值。

图19是示出了本发明的实施方式5中在将由交流旋转电机1a所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、位置推定用电流i1qh的振幅值Iqh相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性的图。是取横轴为相位差α、取纵轴为Iqh的特性图。

图19中所示的振幅越大，则能够相对于相同的转矩脉动将位置推定用电流i1qh的振幅值Iqh设定得越大，能够提高旋转位置的推定精度。

根据图19，对于针对相位差α＝0度的振幅，在α＝30度以上、270度以下的范围内，能够将振幅设定得较大，在α＝60度以上、270度以下的范围内，能够将振幅设定得更大，在α＝90度以上、270度以下的范围内，能够将振幅设定得更加大，在α＝120度以上、240度以下的范围内，能够将振幅设定得进一步大。

换言之，意味着在通过设定为上述范围内的相位差α来将位置推定用电流i1qh的振幅设定为相同的情况下，能够降低由交流旋转电机1a所产生的位置推定用指令的分量的转矩脉动。

如上所述，根据实施方式5，具备了如下结构：即，将第一位置推定用指令及第二位置推定用指令叠加至与推定磁通平行的分量，并将两者的相位差设定在30度以上、270度以下的范围内。其结果是，能够抑制在交流旋转电机的转矩中产生的位置推定用指令的频率分量的转矩脉动，并且能够提高旋转位置的推定精度。

另外，参照前面的实施方式1至实施方式3的变形例，关于本实施方式5，理所当然地，即使将第一位置推定用指令、第二位置推定用指令叠加至电流指令、并基于第一电压指令v1q*来推定旋转位置，也能够得到同样的效果。

实施方式6

图20是示出本发明的实施方式6中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。对于与前面的图16所示的实施方式5相对应或者相当的结构部分，标注相同的标号。

本实施方式6中的图20的结构与前面的实施方式5中的图16的结构的不同点为下面这2点。

·还具有减法器601这一点；

·旋转位置推定器18b基于该减法器601的输出来运算旋转位置的推定值θest这一点。

减法器601从由坐标转换器6计算出的旋转双轴上的第一绕组电流i1q减去由坐标转换器7计算出的旋转双轴上的第二绕组电流i2q，从而计算减法值iq_dif。然后，本实施方式6中的旋转位置推定器18b基于减法器601的输出即减法值iq_dif，运算旋转位置的推定值θest。

图21是本发明的实施方式6中在将由交流旋转电机1a所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、位置推定用电流的振幅Iqh相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性图。

图21中的“Iqh(iq_dif)”所示的特性波形示出了本实施方式6中的、基于第一绕组电流i1q与第二绕组电流i2q的减法值iq_dif来运算旋转位置的推定值θest的情况的特性。

另一方面，图21中的“Iqh(i1q)”所示的特性波形示出了前面的实施方式5中的、基于第一绕组电流i1q来运算旋转位置的推定值θest的情况的特性。

根据图21可知：相比于前面的实施方式5的特性，本实施方式6的特性中，相对于相同的转矩脉动能够将振幅设定得更大。

如上所述，根据实施方式6，具备了基于与q轴相关的第一绕组电流和第二绕组电流的减法值来运算旋转位置的推定值的结构。其结果是得到如下效果：即，与前面的实施方式5的结构相比，能够进一步提高旋转位置的推定精度。

另外，参照前面的实施方式2至实施方式4的变形例，关于本实施方式6，理所当然地，即使将第一位置推定用指令、第二位置推定用指令叠加至电流指令、并基于第一电压指令v1q*与第二电压指令v2q*的减法值来推定旋转位置，也能够得到同样的效果。

实施方式7

图22是示出本发明的实施方式7中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。对于与前面的图1所示的实施方式1相对应或者相当的结构部分，标注相同的标号。

本实施方式7中的图22的结构与前面的实施方式1中的图1的结构的不同点为下面这3点。

·在不同的位置配置第一位置推定用指令生成器701、第二位置推定用指令生成器702、叠加器703、叠加器704，来代替第一位置推定用指令生成器14、第二位置推定用指令生成器15、叠加器16、叠加器17这一点；

·将从坐标转换器12输出的第一三相电压指令v1u*’、v1v*’、v1w*’直接作为第一电压指令v1u*、v1v*、v1w*，并提供至第一功率转换器4，同样地，将从坐标转换器13输出的第二三相电压指令v2u*’、v2v*’、v2w*’直接作为第二电压指令v2u*、v2v*、v2w*，并提供至第二功率转换器5这一点；

·在不同的位置配置旋转位置推定器18c来代替旋转位置推定器18a，基于旋转双轴上的第一绕组电流i1d来运算旋转位置的推定值θest这一点。

图23是示出了从本发明实施方式7中的第一位置推定用指令生成器701及第二位置推定用指令生成器702分别输出的位置推定用指令的时间变化的图。

第一位置推定用指令生成器701如图23所示，输出周期Th的第一位置推定用指令v1qh*。此处，第一位置推定用指令v1qh*是与在旋转位置的推定位置θest处检测出的推定磁通垂直的方向上的分量。

同样地，第二位置推定用指令生成器702如图23所示，输出周期Th的第二位置推定用指令v2qh*。此处，第二位置推定用指令v2qh*是与在旋转位置的推定位置θest处检测出的推定磁通垂直的方向上的分量。另外，如图23所示，第二位置推定用指令v2qh*相对于第一位置推定用指令v1qh*具有相位差α[度]。

叠加器703对由电流控制器10输出的第一q轴电压指令v1q*叠加第一位置推定用指令v1qh*，并输出至坐标转换器12。叠加器704对由电流控制器11输出的第二q轴电压指令v2q*叠加第二位置推定用指令v2qh*，并输出至坐标转换器13。

通过对第一q轴电压指令v1q*叠加第一位置推定用指令v1qh*，从而旋转双轴上的叠加于第一绕组电流i1d、i1q的位置推定用指令分量i1dh、i1qh由下式(9)来表示。

【数学式9】

根据上式(9)，Δθ＝0，即仅在交流旋转电机1a的旋转位置θ与旋转位置推定值θest相一致的情况下，位置推定用指令分量i1dh与0一致，在Δθ≠0的情况下，位置推定用指令分量i1dh与0不一致。因而，旋转位置推定器18c通过进行使位置推定用指令分量i1dh与0一致的运算，从而使旋转位置的推定值θest与交流旋转电机1a的旋转位置θ相一致。

图24是示出本发明的实施方式7中的旋转位置推定器18c的结构的框线图。旋转位置推定器18c构成为具有带通滤波器705、振幅运算器706、减法器707、以及PI运算器708。

带通滤波器705输入旋转双轴上的第一绕组电流i1d、i1q中的第一绕组电流i1d，提取第一绕组电流i1d中所包含的位置推定用指令的分量i1dh。

接着，振幅运算器706运算位置推定用指令的分量i1dh的振幅Idh。作为运算方法，可以采用与前面的实施方式1的图4所说明的振幅运算器18ax相同的结构。

减法器707运算由振幅运算器706运算出的Idh与0之间的偏差。PI运算器708进行比例、积分控制，以使得由减法器707得到的偏差为0，并将输出设为旋转位置的推定值θest。

此处，对于位置推定用指令的分量i1dh的振幅值Idh、与旋转位置的推定值θest之间的关系进行说明。相对于旋转位置的推定值θest的振幅值Idh的值越大，则S/N比越增大，并且伴随着电流检测器3的A/D转换而造成的量子化误差的影响相对地变小。因此，振幅值Idh越大，则旋转位置的推定精度越提高。

然而，若为了在相位差α＝0度的状态下使振幅值Idh增大，而使第一位置推定用指令的振幅及第二位置推定用指令的振幅增大，则由第一位置推定用指令所引起的转矩脉动、振动、噪声和由第二位置推定用指令所引起的转矩脉动、振动、噪声在相同相位重合。

其结果是，导致由交流旋转电机1a所产生的位置推定用指令的频率分量的转矩脉动、噪声、振动增大。

因而，在本实施方式7中，如图23所示，在第一位置推定用指令v1qh*与第二位置推定用指令v2qh*之间设置相位差α，从而使由第一位置推定用指令v1qh*所产生的转矩脉动、噪声、振动与由第二位置推定用指令v2qh*所产生的转矩脉动、噪声、振动之间产生相位差。

其结果是，能够将由交流旋转电机1a所产生的转矩脉动抑制在某规定值以内，并能够使位置推定用指令的分量i1dh的振幅增大，并且能够使相对于旋转位置的推定值θest的振幅值Iqh增大，从而能提高位置推定精度。将相位差α设定为在维持α＝0时的位置推定用指令的频率分量的转矩脉动的大小的状态下能获得更大Idh的值。

图25是示出了本发明的实施方式7中在将由交流旋转电机1a所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、位置推定用电流i1dh的振幅值Idh相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性的图。是取横轴为相位差α、取纵轴为Idh的特性图。

图25中所示的振幅越大，则能够相对于相同的转矩脉动将位置推定用电流i1dh的振幅值Idh设定得越大，能够提高旋转位置的推定精度。

根据图25，对于针对相位差α＝0度的振幅，在α＝90度以上、330度以下的范围内，能够将振幅设定得较大，在α＝120度以上、300度以下的范围内，能够将振幅设定得更大，在α＝150度以上、270度以下的范围内，能够将振幅设定得更加大，在α＝150度以上、240度以下的范围内，能够将振幅设定得进一步大。

换言之，意味着在通过设定为上述范围内的相位差α来将位置推定用电流i1dh的振幅设定为相同的情况下，能够降低由交流旋转电机1a所产生的位置推定用指令的分量的转矩脉动。

如上所述，根据实施方式7，具备了如下结构：即，将第一位置推定用指令及第二位置推定用指令叠加至与推定磁通垂直的分量，并将两者的相位差设定在90度以上、330度以下的范围内。其结果是，能够抑制在交流旋转电机的转矩中产生的位置推定用指令的频率分量的转矩脉动，并且能够提高旋转位置的推定精度。

另外，参照前面的实施方式1至实施方式3的变形例，关于本实施方式7，理所当然地，即使将第一位置推定用指令、第二位置推定用指令叠加至电流指令、并基于第一电压指令v1d*来推定旋转位置，也能够得到同样的效果。

实施方式8

图26是示出本发明的实施方式8中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。对于与前面的图22所示的实施方式7相对应或者相当的结构部分，标注相同的标号。

本实施方式8中的图26的结构与前面的实施方式7中的图22的结构的不同点为下面这2点。

·还具有减法器801这一点；

·旋转位置推定器18c基于该减法器801的输出来运算旋转位置的推定值θest这一点。

减法器801从由坐标转换器6计算出的旋转双轴上的第一绕组电流i1d减去由坐标转换器7计算出的旋转双轴上的第二绕组电流i2d，从而计算减法值id_dif。然后，本实施方式8中的旋转位置推定器18c基于减法器801的输出即减法值id_dif，运算旋转位置的推定值θest。

图27是本发明的实施方式8中在将由交流旋转电机1a所产生的第一位置推定用指令的频率分量的转矩脉动设为一定时的、位置推定用电流的振幅Idh相对于第一位置推定用指令和第二位置推定用指令的相位差的特性图。

图27中的“Idh(id_dif)”所示的特性波形示出了本实施方式8中的、基于第一绕组电流i1d与第二绕组电流i2d的减法值id_dif来运算旋转位置的推定值θest的情况的特性。

另一方面，图27中的“Idh(i1d)”所示的特性波形示出了前面的实施方式7中的、基于第一绕组电流i1d来运算旋转位置的推定值θest的情况的特性。

根据图27可知：相比于前面的实施方式7的特性，本实施方式8的特性中，相对于相同的转矩脉动能够将振幅设定得更大。

如上所述，根据实施方式8，具备了基于与d轴相关的第一绕组电流和第二绕组电流的减法值来运算旋转位置的推定值的结构。其结果是得到如下效果：即，与前面的实施方式7的结构相比，能够进一步提高旋转位置的推定精度。

另外，参照前面的实施方式2至实施方式4的变形例，关于本实施方式8，理所当然地，即使将第一位置推定用指令、第二位置推定用指令叠加至电流指令、并基于第一电压指令v1d*与第二电压指令v2d*的减法值来推定旋转位置，也能够得到同样的效果。

实施方式9

在前面的实施方式1～8中，对交流旋转电机的控制装置进行了说明。与此相对，在本实施方式9中，对将本发明的交流旋转电机的控制适用于电动助力转向装置的情况进行说明。具体而言，下面对如下情况进行说明：即，利用本发明的交流旋转电机的控制装置来产生对转向转矩进行辅助的转矩，从而构成电动助力转向装置。

图28是示出本发明的实施方式9所涉及的电动助力转向的结构的图。标注了与前面的实施方式1～8相同的标号的部分表示相同或相当的结构部分。

在图28中，驾驶员左右旋转方向盘901，来进行前轮902的转向。转矩检测器904检测转向系统的转向转矩，并将检测转矩输出至电流指令值生成器905。

电流指令值生成器905基于转矩检测器904的检测转矩来运算应输出至交流旋转电机1a的电流指令id*、iq*，以使得交流旋转电机1a产生对转向系统的转向转矩进行辅助的转矩。交流旋转电机1a产生经由齿轮703来对转向转矩进行辅助的转矩。

如上所述，根据实施方式9，具备了如下结构：即，将在第一位置推定用指令与第二位置推定用指令之间设置相位差的交流旋转电机的控制装置适用于电动助力转向装置，从而能够生成对转向系统的转向转矩进行辅助的转矩。

通过具备上述结构，从而能够降低转向转矩中所包含的位置推定用指令的频率分量的脉动。其结果是，能够降低由电动助力转向装置产生的噪声、振动，并能够实现可以降低驾驶员、同乘人的不适感的电动助力转向装置。

Claims (9)

1.一种旋转电机的控制装置，其特征在于，包括：

交流旋转电机，该交流旋转电机具有产生凸极性的转子结构，并具有第一三相绕组和第二三相绕组；

第一电流检测器，该第一电流检测器检测流过所述第一三相绕组的电流来作为第一绕组电流；

第二电流检测器，该第二电流检测器检测流过所述第二三相绕组的电流来作为第二绕组电流；

控制器，该控制器运算第一电压指令以使得由所述第一电流检测器检测出的所述第一绕组电流与针对所述第一绕组电流的指令值即第一电流指令相一致，并运算第二电压指令以使得由所述第二电流检测器检测出的所述第二绕组电流与针对所述第二绕组电流的指令值即第二电流指令相一致；

第一功率转换器，该第一功率转换器基于所述第一电压指令对所述第一三相绕组的各个相施加电压；

第二功率转换器，该第二功率转换器基于所述第二电压指令对所述第二三相绕组的各个相施加电压；

位置推定用指令生成器，该位置推定用指令生成器生成具有第一频率的第一位置推定用指令，并生成具有所述第一频率的第二位置推定用指令；以及

旋转位置推定器，该旋转位置推定器基于所述第一绕组电流和所述第二绕组电流的至少一方来提取所述第一频率的分量的振幅值，并根据所述振幅值的大小来推定所述交流旋转电机的旋转位置，

所述位置推定用指令生成器对所述第一位置推定用指令与所述第二位置推定用指令彼此设置相位差并进行输出，

所述控制器对所述第一电压指令叠加所述第一位置推定用指令并输出至所述第一功率转换器，并且对所述第二电压指令叠加所述第二位置推定用指令并输出至所述第二功率转换器。

2.如权利要求1所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述旋转位置推定器基于从所述第一绕组电流减去所述第二绕组电流后的值，来推定所述交流旋转电机的旋转位置。

3.一种旋转电机的控制装置，其特征在于，包括：

交流旋转电机，该交流旋转电机具有产生凸极性的转子结构，并具有第一三相绕组和第二三相绕组；

第一电流检测器，该第一电流检测器检测流过所述第一三相绕组的电流来作为第一绕组电流；

第二电流检测器，该第二电流检测器检测流过所述第二三相绕组的电流来作为第二绕组电流；

控制器，该控制器运算第一电压指令以使得由所述第一电流检测器检测出的所述第一绕组电流与针对所述第一绕组电流的指令值即第一电流指令相一致，并运算第二电压指令以使得由所述第二电流检测器检测出的所述第二绕组电流与针对所述第二绕组电流的指令值即第二电流指令相一致；

第一功率转换器，该第一功率转换器基于所述第一电压指令对所述第一三相绕组的各个相施加电压；

第二功率转换器，该第二功率转换器基于所述第二电压指令对所述第二三相绕组的各个相施加电压；

位置推定用指令生成器，该位置推定用指令生成器生成具有第一频率的第一位置推定用指令，并生成具有所述第一频率的第二位置推定用指令；以及

旋转位置推定器，该旋转位置推定器基于所述第一电压指令和所述第二电压指令的至少一方来提取所述第一频率的分量的振幅值，并根据所述振幅值的大小来推定所述交流旋转电机的旋转位置，

所述位置推定用指令生成器对所述第一位置推定用指令与所述第二位置推定用指令彼此设置相位差并进行输出，

所述控制器将对所述第一电流指令叠加了所述第一位置推定用指令后的值作为新的第一电流指令来运算所述第一电压指令，并且将对所述第二电流指令叠加了所述第二位置推定用指令后的值作为新的第二电流指令来运算所述第二电压指令。

4.如权利要求3所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述旋转位置推定器基于从所述第一电压指令减去所述第二电压指令后的值，来推定所述交流旋转电机的旋转位置。

5.如权利要求1至4中任一项所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述交流旋转电机的所述第一三相绕组与所述第二三相绕组之间具有实际X度的相位差，

所述控制器在静止坐标上进行所述第一位置推定用指令及所述第二位置推定用指令的叠加，

所述位置推定用指令生成器将所述相位差设定在X+60度以上、X+270度以下的范围内，并输出所述第一位置推定用指令和所述第二位置推定用指令。

6.如权利要求2或4所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述交流旋转电机的所述第一三相绕组与所述第二三相绕组之间具有实际X度的相位差，

所述控制器在静止坐标上进行所述第一位置推定用指令及所述第二位置推定用指令的叠加，

所述位置推定用指令生成器将所述相位差设定在X+30度以上、X+300度以下的范围内，并输出所述第一位置推定用指令和所述第二位置推定用指令。

7.如权利要求1至4中任一项所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述控制器在与旋转双轴坐标上的推定磁通方向平行的分量上进行所述第一位置推定用指令及所述第二位置推定用指令的叠加，

所述位置推定用指令生成器将所述相位差设定在30度以上、270度以下的范围内，并输出所述第一位置推定用指令和所述第二位置推定用指令。

8.如权利要求1至4中任一项所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述控制器在与旋转双轴坐标上的推定磁通方向垂直的分量上进行所述第一位置推定用指令及所述第一位置推定用指令的叠加，

所述位置推定用指令生成器将所述相位差设定在90度以上、330度以下的范围内，并输出所述第一位置推定用指令和所述第二位置推定用指令。

9.一种电动助力转向的控制装置，其特征在于，

具备权利要求1至8中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，

所述控制器运算所述第一电压指令及所述第二电压指令，以使得所述交流旋转电机产生对转向系统的转向转矩进行辅助的转矩。