JP2018153027A - 同期電動機の回転位置推定装置，空調機及び洗濯機 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動騒音を抑制しつつ高精度で回転位置を推定する。【解決手段】インバータ回路３，電流検出部７，３相ＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ生成部５，ＰＷＭ信号の搬送波に基づき検出タイミング信号を生成する検出タイミング信号生成部９，検出タイミング信号に応じて電流検出部７により検出される相電流の変化量を求める電流変化量検出部８，相電流の変化量に基づき同期電動機の回転位置を推定する回転位置演算部１０を備え、ＰＷＭ生成部５は搬送波の周波数を２種類以上に切り替え設定し、電流検出部７は周波数が最低の搬送波が設定されている期間に相電流を検出する。ＰＷＭ生成部５は、搬送波の１周期内で検出タイミング信号生成部により生成される固定された少なくとも４点の検出タイミング信号に応じて電流変化量検出部８が少なくとも２種類の電圧ベクトル期間に対応する相電流変化量を検出できるよう３相ＰＷＭ信号パターンを生成する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、同期電動機の回転位置を推定する装置，及びその装置を備えた空調機並びに洗濯機に関する。

従来、同期電動機の回転位置を推定する方法として、例えば同期電動機の速度に比例する誘起電圧を同期電動機への入力電圧と電流より演算し、その誘起電圧に基づいて推定する方法が広く用いられている。しかしながら、この方法は、同期電動機が高速で運転される領域では十分な精度が得られるが、誘起電圧情報が少なくなる極低速で運転される領域では、正確な推定ができないという問題がある。

また、駆動周波数に関係しないセンシングのための交流信号を同期電動機に印加し、電圧電流の関係から回転位置を推定する方法も提案されている。しかし、交流信号の周波数がキャリア周波数以下となる数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚ程度の場合、モータの電流リップル周波数が人の可聴域に入るため、モータの駆動騒音が悪化することになる。これに対して、特許文献１では、キャリア周期の半周期毎に各相ＰＷＭ信号のパルス幅を制御することでキャリア周波数と同周波数の高周波電流を発生させ、騒音を抑制しながら回転位置を推定する手法が提案されている。

また、特許文献２では、キャリアの１周期を基準にして位相を１２０度ずつずらした３種類の三角波キャリアを用いて３相のＰＷＭ信号を生成することで、等価的に特許文献１と同様のキャリア周波数と同周波数の高周波電流を発生させ、その電流微分により回転位置を推定する手法が提案されている。

特許第３４５４２１２号公報 特許第４６７００４５号公報

インバータ出力に含まれる高周波成分やキャリア周波数成分の高周波電流を利用して回転位置を推定する方法では、高周波電圧に応じて流れる高周波電流がインバータ出力の基本波成分の電圧に対して外乱となる。しかし、キャリア周波数は同期電動機の回転速度に対して十分に高いので、トルクに対する外乱とはならない。またこの方法は、回転位置推定においては電流帰還値にローパスフィルタを付加する等の必要がなく、制御システムとしての応答性が良好となる利点がある。

しかしながら、実用化の観点から見ると、キャリア周波数に対応する高周波電流の大きさは同期電動機のパラメータに依存して決まるため、その影響は使用する同期電動機に応じて異なり、様々なシステムに対して汎用的に適用できない。具体的には、突極性が小さい、或いはインダクタンスが大きい電動機では、キャリア周波数の電流リップル成分が小さく、回転位置推定のＳＮ比が低下する問題がある。また、高精度な回転位置推定を行う目的で、キャリア周波数の電流リップル成分を大きくためするには、周波数を低く設定する必要がある。その場合、モータの駆動騒音が増加してしまう。

そこで、駆動騒音を抑制しつつ高精度で回転位置を推定できる同期電動機の回転位置推定装置，及びその装置を備えた空調機並びに洗濯機を提供する。

実施形態の同期電動機の回転位置推定装置は、同期電動機の相電流を検出する電流検出部と、前記同期電動機の回転位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ生成部と、前記ＰＷＭ信号の搬送波に基づいて、検出タイミング信号を生成する検出タイミング信号生成部と、前記検出タイミング信号に応じて、前記電流検出部により検出される相電流の変化量を求める電流変化量検出部と、前記相電流の変化量に基づいて、前記同期電動機の回転位置を推定する回転位置推定部とを備える。

そして、前記ＰＷＭ生成部は、前記搬送波の周波数を２種類以上に切り替え設定し、前記電流検出部は、前記周波数が最低の搬送波が設定されている期間に前記相電流を検出する。また、前記ＰＷＭ生成部は、前記搬送波の１周期内において前記検出タイミング信号生成部により生成される固定された少なくとも４点の検出タイミング信号に応じて、前記電流変化量検出部が少なくとも２種類の電圧ベクトル期間に対応する相電流変化量を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。

第１実施形態であり、モータ駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図 インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン状態を空間ベクトルで表した図 各相の電流変化量と回転位置との関係を示す図 回転位置推定部の構成を示す機能ブロック図 各相のＰＷＭキャリア及びパルス信号と、電流検出タイミングとを示す図 キャリア生成部の構成を示す機能ブロック図 キャリア周波数を切替える状態を説明する図 モータ回転数と電流変化量検出キャリア周波数を挿入する上限周波数との関係を説明する図 基準キャリア周波数１６ｋＨｚに電流変化量検出用キャリア周波数８ｋＨｚを１回挿入した場合の３相のＰＷＭ信号波形を示す図 第２実施形態であり、各相のＰＷＭキャリア及びパルス信号と、電流検出タイミングとを示す図 第３実施形態であり、モータ駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図 各相の電流変化量と回転位置との関係を示す図 各相のＰＷＭキャリア及びパルス信号と、電流検出タイミングとを示す図 第４実施形態であり、モータ駆動制御装置を空気調和機の圧縮機モータに適用した場合を示す図 第５実施形態であり、モータ駆動制御装置を洗濯乾燥機のドラムモータ及び／又は圧縮機モータに適用した場合を示す図 洗濯乾燥機に使用されるヒートポンプの構成を示す図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図９を参照して説明する。図１は、モータ駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源１は、回転子に永久磁石を備える永久磁石同期モータ（以下、単にモータと称す）２を駆動する電力源である。直流電源１は、交流電源を直流に変換したものでも良い。インバータ回路３は、６個のスイッチング素子，例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４Ｕ＋，４Ｙ＋，４Ｗ＋，４Ｕ−，４Ｙ−，４Ｗ−を３相ブリッジ接続して構成されており、後述するＰＷＭ生成部５で生成される３相分６つのスイッチング信号に基づいて、モータ２を駆動する電圧を生成する。

電圧検出部６は、直流電源１の電圧Ｖdcを検出する。電流検出部７は、インバータ回路３の負側電源線と直流電源１の負側端子との間に接続されている。電流検出部７は、一般にシャント抵抗やホールＣＴなどを用いた電流センサ及び信号処理回路で構成され、モータ２に流れる直流電流Ｉdcを検出する。

電流変化量検出部８は、後述する検出タイミング信号生成部９より入力される検出タイミング信号ｔ１〜ｔ６に基づいて直流電流Ｉdcを６回検出し、２回毎の検出値の差分値を変化量ｄＩｕ＿Ｖ１，ｄＩｖ＿Ｖ３，ｄＩｗ＿Ｖ５として算出する。回転位置演算部１０は、上記変化量ｄＩｕ＿Ｖ１，ｄＩｖ＿Ｖ３，ｄＩｗ＿Ｖ５からモータ２の回転位置検出値θｃを算出する。３相電圧指令値生成部１１は、指令値である電圧振幅指令値Ｖampと電圧位相指令値φｖとから、３相の電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを生成する。

デューティ生成部１２は、３相電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを直流電圧Ｖdcで除すことで各相の変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗを演算する。ＰＷＭ生成部５は、３相変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗと、キャリア生成部１３より入力される各相のＰＷＭキャリア，搬送波とを比較して各相のＰＷＭ信号パルスを生成する。１相当たりのパルスにはデッドタイムが付加され、それぞれ３相上下のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４に出力するスイッチング信号Ｕ＋,Ｕ−,Ｖ＋,Ｖ−,Ｗ＋，Ｗ−を生成する。

尚、キャリア生成部１３は、後述するようにキャリア周波数を変更設定する。そのキャリア周波数の情報は、検出タイミング信号生成部９に入力されている。
以上の構成において、モータ２及びインバータ回路３を除いたもの、回転位置検出装置１４を構成している。そして、回転位置検出装置１４にインバータ回路３を加えたものがモータ駆動制御装置１５を構成している。

ここで、本実施形態における回転位置検出方法の原理を説明する。（１）式は、突極性を有する同期電動機の３相インダクタンスを示している。

（１）式に示すように、各相のインダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは回転位置θに応じて変化する。このインダクタンスの回転位置に対する依存性を利用することで、モータの速度がゼロ近傍となる条件下でも転位置を推定することができる。

図２は、インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン状態を空間ベクトルと呼ばれる手法で表したものである。例えば（１，０，０）は，Ｕ相上側のスイッチング素子がオン、Ｖ相及びＷ相の上側スイッチング素子がオフの状態を示しており、電圧ベクトルはＶ０〜Ｖ７の８つのパターンが存在する。

ここで，電圧ベクトルＶ１（１，０，０）を印加している再のモータの相間電圧方程式を（２）式に示す。上からＵＶ線間電圧，ＶＷ線間電圧，ＷＵ線間電圧を示している。

但し、Ｖdcは直流電圧，Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは各相の誘起電圧，Ｒは巻線抵抗，Ｉｕ＿Ｖ１，Ｉｖ＿Ｖ１，Ｉｗ＿Ｖ１は、電圧ベクトルＶ１を印加した際の３相電流値である。ここでモータ回転数が極低速であり，巻線抵抗による電圧降下と誘起電圧が直流電圧Ｖｄｃに比べ非常に小さい場合、（２）式中の各相の電流微分値は（３）式を用いて（４）式に近似できる。

ここで、インダクタンス値Ｌ０，Ｌ１と直流電圧Ｖdcとを（５）式のようにＡと置くと、（４）式は（６）式に変形できる。

同様に、電圧ベクトルＶ３印加中のＶ相電流微分値ｄＩｖ＿Ｖ３／ｄｔ，電圧ベクトルＶ５印加中のＷ相電流微分値ｄＩｗ＿Ｖ５／ｄｔは（７）式で示される。電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５印加中のＵ，Ｖ，Ｗ相の電流微分値に微分時間ｄｔを乗じて電流変化量とし、まとめたものが（８）式である。

これら３つの電流変化量は、図３に示すように直流オフセット量２ｄｔ／Ａを持ち，振幅Ｌ１ｄｔ／（ＡＬ０）で回転位置２θに応じて、それぞれの位相差２d／３で変化する交流信号である。これらは交流信号であるが、そのオフセット量２ｄｔ／Ａや振幅Ｌ１ｄｔ／（ＡＬ０）にはモータのパラメータが含まれている。そこで、パラメータを用いない簡易な回転位置演算を行うため、３つの信号の差分値のゼロクロス信号を生成し、それに基づき推定回転位置θｃを求める。（８）式で示す３相の電流変化量がそれぞれ交差する回転位置は（９）式のようになる。

それぞれの交差位置がそれぞれ２種類の回転位置θを表すのは、（８）式の電流変化量が２θで変化するからである。

また、これらの交差位置に基づくと、各相の大小関係によって６つのセクタに分けることができる。

ここで、回転位置の分解能を「１２」とすれば、上記セクタ内における回転位置は、各相電流変化量の交差角度を平均した角度として（）内のように表すことができる。

次に、セクタ毎に２種類の回転位置のどちらを選択するかを決定するアルゴリズムについて説明する。モータが回転すると、電気角１周期中に上記セクタは１から６まで変化した後、再度１から６まで変化する。そこで、最初のセクタ１〜６までをセクタの第１周期とし、続く第２周期は別セクタとして考える。つまり、下記に示すように、セクタ数を「１２」としてそれぞれに回転位置を割り当てる。これは、セクタが１→６まで変化した後にカウントアップするカウンタを用いることで容易に実現できる。

また、別の実現方法として、（９）式で示した各相電流変化量の交差角度を用いて、電流変化量が交差した場合に回転位置を交差角度に更新する方法でも良い。

これらの方法を用いる場合、モータが回転する前、すなわち初期回転位置においては、上記のカウンタがカウントを開始する前であるため、各相の電流変化量からどちらの位置が正しいか判定する必要がある。例えば、検出した電流変化量の大小関係が
ｄＩｖ＿Ｖ３＞ｄＩｕ＿Ｖ１＞ｄＩｗ＿Ｖ５であるとき、該当するセクタは１又は７であり、回転位置は７５°又は−１０５°となる。

モータ駆動前の停止状態において上記のどちらかを判定するためには、初期位置の同定アルゴリズムが必要となる。これについては、従来の公知技術である磁気飽和の特性を用いた方式にて判定を行う。本公知技術については、例えば下記の文献などの手法がある。
電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）Vol.125(2005)，No.3「パルス電圧を用いた表面磁石同期モータの初期回転位置推定法」，山本修，荒隆裕
以上のアルゴリズムによって、検出した電流変化量から同期電動機の回転位置を推定できる。

図４に回転位置演算部１０の構成を示す。コンパレータ２１ｕは、入力される電流変化量ｄＩｕ＿Ｖ１とｄＩｖ＿Ｖ３とを比較する。コンパレータ２１ｖは、入力される電流変化量ｄＩｖ＿Ｖ３とｄＩｗ＿Ｖ５とを比較する。コンパレータ２１ｗは、入力される電流変化量ｄＩｗ＿Ｖ５とｄＩｕ＿Ｖ１とを比較する。コンパレータ２１ｕ〜２１ｗの出力信号は、２θｃ演算部２２に入力される。２θｃ演算部２２は、コンパレータ２１により入力される各信号の二値レベルの組み合わせから６つのセクタに基づく回転位置２θｃを演算し、カウンタ演算部２３に出力する。カウンタ演算部２３は、上述のようにセクタ数セクタが１→６まで変化した後にカウントアップするカウンタであり「１２」のセクタに応じた回転位置θｃを出力する。

次に、（８）式で示した３種類の電圧ベクトル印加中の電流変化量の検出方法について説明する。それぞれ、電圧ベクトルＶ１印加中のＵ相電流、Ｖ３印加中のＶ相電流、Ｖ５印加中のＷ相電流を検出する必要がある。ここで、本実施形態では、図５に示すように各相のＰＷＭ信号を生成するためのキャリアを、それぞれ波形が異なる３種類用いる。例えばＵ相は三角波キャリア、Ｖ相は逆鋸波キャリア、Ｗ相は鋸波キャリアである。これらのようなキャリアを用いてＰＷＭ信号を生成すると、Ｕ相の三角波キャリアを基準とした場合、
Ｕ相ＰＷＭパルス：三角波の谷を基準に両側へ発生
Ｖ相ＰＷＭパルス：三角波の山を基準に左側へ発生
Ｗ相ＰＷＭパルス：三角波の山を基準に右側へ発生
となる。そして、６回の電流の検出タイミング信号ｔ１〜ｔ６を、図５に示すように与える。
・直流電流ＩｄｃからＵ相の電流変化量ｄＩｕ＿Ｖ１を検出するための信号ｔ１，ｔ２は、三角波の谷を基準にその前後にΔＴ／２ずれた時刻
・直流電流ＩｄｃからＶ相の電流変化量ｄＩｖ＿Ｖ３を検出するための信号ｔ３，ｔ４は、三角波の山よりもΔＴ前の時刻及び三角波の山の時刻
・直流電流ＩｄｃからＷ相の電流変化量ｄＩｗ＿Ｖ５を検出するための信号ｔ５，ｔ６は、三角波の山の時刻及び三角波の山よりもΔＴ遅れた時刻
上記を基準とする。

また、実際にはパルスが発生した直後はノイズによる電流検出値への影響が大きい場合もあるので、検出タイミングを上記の基準値から数μｓ程度ずらすこともある。そして、これらｔ１〜ｔ６の検出タイミングは、インバータ回路に入力されるＰＷＭ信号によらず常に一定，すなわち固定された６点のタイミングとなる。

これらの固定タイミングで検出する電流値が、それぞれベクトルＶ１印加中のＵ相電流、ベクトルＶ３印加中のＶ相電流、ベクトルＶ５印加中のＷ相電流となるためには、各相のパルス幅に以下のような一定の制限を設ける必要がある。
＜ｄＩｕ＿Ｖ１の検出可能条件＞
・Ｕ相デューティＤｕ＞ΔＴ
・Ｖ相デューティＤｖ＜５０％−ΔＴ／２
・Ｗ相デューティＤｗ＜５０％−ΔＴ／２
＜ｄＩｖ＿Ｖ３の検出可能条件＞
・Ｕ相デューティＤｕ＜１００％−２ΔＴ
・Ｖ相デューティＤｖ＞ΔＴ
・Ｗ相デューティＤｗ＜１００％−ΔＴ
＜ｄＩｗ＿Ｖ５の検出可能条件＞
・Ｕ相デューティＤｕ＜１００％−２ΔＴ
・Ｖ相デューティＤｖ＜１００％−ΔＴ
・Ｗ相デューティＤｗ＞ΔＴ
このため、本実施形態のように回転位置を推定する場合、インバータ回路３が出力可能な変調率が制限されるが、一般にモータの停止・低速時には変調率が低いため、問題にはなり難い。

次に、本実施形態の特徴である、キャリア周波数を変更することで回転位置の検出精度向上と騒音低減する手法について説明する。（８）式で示した特定の電圧ベクトルを印加した期間中の電流変化量は、右辺に示す電流変化量を測定する微小時間ｄｔが増加すれば増えることになる。ここで、微小時間ｄｔを増加させるには２つの方法が考えられる。第１の方法は、ある周波数，例えば１６ｋＨｚのキャリアでＰＷＭ信号を出力中の電圧ベクトルにおける微小時間ｄｔの割合を増やすことである。つまり、キャリア周波数１６ｋＨｚの周期は６２．５μｓであるが、このうち何％を電流変化量測定時間に割り当てるかである。５％とすれば３．１μｓ程度になるし、１０％とすれば６．２５μＳとなる。便宜上、この割合を電流変化量測定変調率と呼ぶ。

第２の方法は、前述の電流変化量測定変調率は変えずに、キャリア周波数を低下させる方法である。例えば、電流変化量測定変調率を５％とすると、キャリア周波数１６ｋＨｚの場合、電流変化量測定時間は３．１μＳであるが、キャリア周波数を８ｋＨｚにすれば、６．２５μＳとなる。

第１の方法は、モータに印加する電圧の大きさ次第では、割り当てる変調率を増やすことができないという制約がある。第２の方法は変調率の制約は無いが、キャリア周波数を低下させることにより駆動騒音が増加する。そこで、本実施形態では、キャリア周波数を低下させる方法をベースとして、騒音の増加を抑制させるようキャリア周波数を選択する。

図６に各相のキャリアを生成するキャリア生成部１３の構成を示す。キャリア生成部１３は、３相のキャリアの周波数を決定するキャリア周波数生成部１３ａと、決定されたキャリア周波数に基づき３相のキャリアを生成する各相キャリア生成部１３ｂとを備えている。キャリア周波数生成部１３ａには、基準となるキャリア周波数と、電流変化量検出用のキャリア周波数との２種の周波数が入力される。ここで、
（基準キャリア周波数）＞（電流変化量検出用キャリア周波数）
となるように設定する。上述と同様，例えば前者を１６ｋＨｚ，後者を８ｋＨｚとする。

これら２つのキャリア周波数を、図７に示すように切り替えながら推移させる。すなわち、基準キャリア周波数の継続期間中に、電流変化量検出用キャリア周波数に切り換える期間を間欠的に挿入する。このとき、挿入される電流変化量検出用キャリア周波数を、１セットあたり何回継続させるかを電流変化量検出用キャリア継続回数で設定し、基準キャリア周波数の継続回数は擬似乱数を用いて設定する。この際。擬似ランダム的に決定される回数の上限と下限とを、それぞれ基準キャリア周波数継続上限回数，下限回数で制限する。

ここで、擬似乱数を用いる方式であるが、例えば簡易な方法では線形合同法などがある。これは（１２）式のように定数Ａ，Ｂ，Ｍ及び初期値Ｘ０を定義して求める方法である。

例えば，Ａ=１９，Ｂ=１１，Ｍ=２２２，Ｘ０=１０とすると、
Ｘｎ+１=２０１，５６，１８７，１２，１７，１１２，１４１，２６，６１，６０，
４１，１２４，１４７，１４０，７，１４４，８３，３４，２１３…
といったように擬似ランダム的な数列が続いて行く。これは周期性を持つため、周期中の最大値Ｘｍａｘがこの例では２１３であるが、これを基に周期を決定する。

例えば，基準キャリア周波数継続上限回数１００で乱数により２０１が選ばれた場合，Ｘｍａｘ=２１３を代入し、基準キャリア継続回数ＮｂａｓｅＰＷＭ＝９４となる。下限回数を決めている場合に下限回数未満の値が選ばれれば、リミット処理をする。

また、上限回数，下限回数の制限であるが，上限回数はモータ回転数との関係で規定される。例えば図８は、
モータの電気角周波数：１０Ｈｚ，周期１００ｍｓ
基準キャリア周波数 ：１６ｋＨｚ，周期６２．５μＳ
電流変化量検出用キャリア周波数：８ｋＨｚ，周期１２５μＳ
下限回数：１，上限回数：１００
とした場合を示す。このとき，最大１００周期，６．２５ｍｓの期間は基準キャリア周波数により通電するが、その間に電流変化量は検出できないためモータの回転位置も検出できない。この場合、モータの回転位置検出分解能は、
１００ｍｓ／６．２５ｍｓ＝１６（２２．５ｄｅｇ）
となる。この分解能を向上させたい場合は、上限回数「１００」を減らすことで実現できる。

そして、各相キャリア生成部１３ｂは、キャリア周波数生成部１３ａにおいて選択された周波数に基づき、前述したように各相毎に異なるキャリアを生成する。また、検出タイミング生成部９は、キャリア周波数が８ｋＨｚとなった際に、前述のように検出タイミング信号ｔ１〜ｔ６を生成し、出力する。

図９は、基準キャリア周波数１６ｋＨｚに電流変化量検出用キャリア周波数８ｋＨｚを１回挿入した場合の３相のＰＷＭ信号波形である。周波数８ｋＨｚを挿入した際にモータ電流の変化の周波数が低下するため、電流変化量の周期も長くなっていることが分かる。このように、測定時間ｄｔを長くすることができる。

以上のように本実施形態によれば、検出タイミング信号生成部９は、ＰＷＭ信号の搬送波に基づいて検出タイミング信号ｔ１〜ｔ６を生成し、電流変化量検出部８は、検出タイミング信号ｔ１〜ｔ６に応じて電流検出部７により検出される相電流の変化量を求める。回転位置演算部１０は、相電流の変化量に基づいてモータ２の回転位置を推定する。

そして、ＰＷＭ生成部５は、ＰＷＭキャリアの１周期内において、固定された６点の検出タイミング信号ｔ１〜ｔ６に応じて、電流変化量検出部８が３種類の電圧ベクトル期間Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５に対応する相電流変化量ｄＩｕ＿Ｖ１，ｄＩｖ＿Ｖ３，ｄＩｗ＿Ｖ５を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。

具体的には、ＰＷＭ生成部５は、３相のＰＷＭ信号のうちＵ相は、ＰＷＭキャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティＤｕを増減させ、Ｖ相は前記任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティＤｖを増減させ、Ｗ相は、前記任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティＤｗを増減させるようにした。これにより、高価な演算能力を持つ演算器を用いることなく、検出した電流変化量の大小関係のみに基づく簡易なアルゴリズムによる安価な演算器を用いて、モータ２の停止又は低速領域におけるセンサレス駆動が可能となる。

また、ＰＷＭ生成部５は、各相のＰＷＭパルスを発生させる基準を、キャリアの振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定するので、基準の設定が簡単になる。更に、ＰＷＭ生成部５は、Ｕ相については三角波を、Ｖ相については前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波を、Ｗ相については前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波をそれぞれキャリアとして使用する。その際に、各相の基準を、各キャリア振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定する。これにより、各相のＰＷＭパルスの伸長方向を簡単に設定できる。

そして、キャリア生成部１３がキャリア周波数を手化させた際に電流変化量を検出することで、騒音発生レベルは、大部分を占める基準キャリア周波数によって規定される。基準キャリア周波数を例えば１６ｋＨｚ程度に高く設定することで、キャリア周波数の騒音を低減できる。更に、電流変化量の測定をより低く設定したキャリア周波数，例えば８ｋＨｚに設定した期間の電圧ベクトル発生中に検出することで、測定時間ｄｔを大きくでき高精度な回転位置検出ができる。加えて、電流変化量検出用キャリア周波数の挿入間隔及び継続時間を擬似ランダム的に決定することで、電流変化量検出用キャリア周波数の挿入による低周波の特徴的な騒音のピークを低減し、低騒音を実現しながら、停止時及び低速領域でのモータ２のセンサレス駆動が可能になる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。第２実施形態では、各相に使用するＰＷＭキャリアを図１０に示すように設定する。各相について使用するキャリアの波形は同じであるが、第２実施形態では、Ｕ相の三角波の谷とＶ，Ｗ相の鋸歯状波のゼロ点とを一致させている。

また、第２実施形態では、回転位置を推定するために必要な電流変化量についても、電圧ベクトルのパターンが以下のように異なる。
・電圧ベクトルＶ２印加時のＷ相電流変化量：ｄＩｗ＿Ｖ２
・電圧ベクトルＶ４印加時のＵ相電流変化量：ｄＩｕ＿Ｖ４
・電圧ベクトルＶ６印加時のＶ相電流変化量：ｄＩｖ＿Ｖ６
となる。
以上のような第２実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（第３実施形態）
図１１に示す第３実施形態の回転位置検出装置２４は、第１実施形態と以下の点が異なっている。
・電流検出部７に替えて、インバータ回路３の各相出力端子とモータ２の各相巻線との間に電流検出部２５Ｕ，２５，２５Ｗが挿入されている。
・電流変化量検出部８→電流変化量検出部２６
・検出タイミング生成部９→検出タイミング生成部２７
・回転位置演算部１０→回転位置演算部２８
・モータ駆動制御装置１４→モータ駆動制御装置２９
第３実施形態では、電流検出部２５Ｕ，２５，２５Ｗにより各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出することで、（８）式に示した電流変化量が、異なる電圧ベクトルの出力期間に得られる、以下の（１４）式に示す電流変化量ｄＩｗ＿Ｖ６，ｄＩｕ＿Ｖ２，ｄＩｕ＿Ｖ６を使用する。

図１２は、回転位置θと、電流変化量ｄＩｗ＿Ｖ６，ｄＩｕ＿Ｖ２，ｄＩｕ＿Ｖ６との関係を示す。検出タイミング生成部２７は、上記各電流変化量を検出するために、図１３に示すように、固定された４点の検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４を生成し、電流変化量検出部２６に入力する。

そして、これらの電流変化量を用いて、回転位置演算部２８は、基本的には第１実施形態で説明した原理と同様であるが、（１５）式により３相／２相変換を行い、（１６）式により逆正接演算を行うことで回転位置θを得る。

尚、（１５）式で得られる回転位置θについても第１実施形態と同様に、初期位置の同定アルゴリズムが必要となる。

以上のように第３実施形態によれば、インバータ回路３の各相出力端子とモータ２の各相巻線との間に電流検出部２５Ｕ，２５，２５Ｗを挿入した構成においても、第１実施形態と同様の効果が得られる。そして、第３実施形態では、固定された４点の検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４に応じて、電流変化量検出部２６が２種類の電圧ベクトルＶ２，Ｖ６を印加する期間に対応する相電流変化量ｄＩｗ，ｄＩｕを検出し、回転位置θを得る。したがって、より少ない処理負担で回転位置θが得られる。

（第４実施形態）
図１４は第４実施形態であり、第１〜第３実施形態のモータ駆動制御装置を空気調和機の圧縮機モータに適用した場合を示す。ヒートポンプシステム３１を構成する圧縮機３２は、圧縮部３３とモータ３４を同一の鉄製密閉容器３５内に収容して構成され、モータ３４のロータシャフトが圧縮部３３に連結されている。そして、圧縮機３２、四方弁３６、室内側熱交換器３７、減圧装置３８、室外側熱交換器３９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機３２は、例えばロータリ型の圧縮機であり、モータ３４は、例えば３相ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータである。また、モータ３４はブラシレスＤＣモータである。空気調和機３０は、上記のヒートポンプシステム３１を有して構成されている。

暖房時には、四方弁３６は実線で示す状態にあり、圧縮機３２の圧縮部３３で圧縮された高温冷媒は、四方弁３６から室内側熱交換器３７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置３８で減圧され、低温となって室外側熱交換器３９に流れ、ここで蒸発して圧縮機３２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁３６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機３２の圧縮部３３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室外側熱交換器３９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室内側熱交換器３７に流れ、ここで蒸発して圧縮機３２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器３７，３９には、それぞれファン４０，４１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器３７，３９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。そして、モータ３４を第１〜第３実施形態のモータ駆動制御装置によって駆動制御する。

以上のように構成される第４実施形態によれば、空気調和機３０におけるヒートポンプシステム３１を構成する圧縮機３２のモータ３４を、実施形態のモータ駆動制御装置により駆動制御することで、空気調和機３０の運転効率を向上させることができる。

（第５実施形態）
図１５及び図１６に示す第５実施形態は、モータ駆動制御装置を洗濯乾燥機のドラムモータ及び／又は圧縮機モータに適用した場合を示す。図１５は、ドラム式洗濯乾燥機５１の内部構成を概略的に示す縦断側面図である。ドラム式洗濯乾燥機５１の外殻を形成する外箱５２は、前面に円形状に開口する洗濯物出入口５３を有しており、この洗濯物出入口５３は、ドア５４により開閉される。外箱５２の内部には、背面が閉鎖された有底円筒状の水槽５５が配置されており、この水槽４５の背面中央部にはモータ５０のステータがねじ止めにより固着されている。モータ５０の回転軸５６は、後端部，図１５では右側の端部がモータ５０のロータの軸取付部に固定されており、前端部，図１５では左側の端部が水槽５５内に突出している。

回転軸５６の前端部には、背面が閉鎖された有底円筒状のドラム５７が水槽５５に対して同軸状となるように固定されており、このドラム５７は、モータ５０の駆動によりロータ及び回転軸５６と一体的に回転する。なお、ドラム５７には、空気および水を流通可能な複数の流通孔５８と、ドラム５７内の洗濯物の掻き上げやほぐしを行うための複数のバッフル５９が設けられている。水槽５５には給水弁６０が接続されており、当該給水弁６０が開放されると、水槽５５内に給水される。また、水槽５５には排水弁６１を有する排水ホース６２が接続されており、当該排水弁６１が開放されると、水槽５５内の水が排出される。

水槽５５の下方には、前後方向へ延びる通風ダクト６３が設けられている。この通風ダクト６３の前端部は前部ダクト６４を介して水槽５５内に接続されており、後端部は後部ダクト６５を介して水槽５５内に接続されている。通風ダクト６３の後端部には、送風ファン６６が設けられており、この送風ファン６６の送風作用により、水槽５５内の空気が、矢印で示すように、前部ダクト６４から通風ダクト６３内に送られ、後部ダクト６５を通して水槽５５内に戻されるようになっている。

通風ダクト６３内部の前端側には蒸発器６７が配置されており、後端側には凝縮器６８が配置されている。これら蒸発器６７及び凝縮器６８は、図１６に示すように圧縮機６９および絞り弁７０と共にヒートポンプ７１を構成しており、通風ダクト６３内を流れる空気は、蒸発器６７により除湿され凝縮器６８により加熱されて、水槽５５内に循環される。絞り弁７０は膨張弁から成り、開度調整機能を有している。

外箱５２の前面にはドア５４の上方に位置して操作パネル７２が設けられており、この操作パネル７２には運転コースなどを設定するための図示しない複数の操作スイッチが設けられている。操作パネル７２は、マイクロコンピュータを主体として構成されドラム式洗濯乾燥機５１の運転全般を制御する制御回路部（図示せず）に接続されており、当該制御回路部は、操作パネル７２を介して設定された内容に従って、モータ５０、給水弁６０、排水弁６１、圧縮機６９、絞り弁７０などの駆動を制御しながら各種の運転コースを実行する。そして、モータ５０及び／又は圧縮機６９を構成する圧縮機モータを第１又は第２実施形態のモータ駆動制御装置によって駆動制御する。

以上のように構成される第４実施形態によれば、洗濯乾燥機５１におけるドラム回転用のモータ５０及び／又はヒートポンプシステム７１を構成する圧縮機６９のモータを、実施形態のモータ駆動制御装置により駆動制御することで、洗濯乾燥機５１の運転効率を向上させることができる。

（その他の実施形態）
キャリア周波数については、個別の設計に応じて適宣設定すれば良い。また、キャリア周波数は３種類以上に切り換えても良く、電流変化量の検出は最低の周波数が設定される期間に行えば良い。
３相のＰＷＭ信号を各実施形態のように発生させるためには、３種類のキャリアを用いることに限らず、位相シフト機能等を利用しても良いし、１種のキャリアのデューティ設定タイミングや、パルス発生の比較極性等を変更するなどの方法を利用しても良い。
電流変化量検出部８が、キャリア周期内で３相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、３相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。

また、電流を検出するタイミングは、ＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流変化量検出部８に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアから得られた信号そのものである必要はなく、別個のタイマで生成した信号であっても良い。
電流検出部はシャント抵抗でもＣＴでも良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ，パワートランジスタ、ＳｉＣ，ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１は直流電源、２は永久磁石同期モータ、３はインバータ回路、４はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、５はＰＷＭ生成部、７は電流検出部、８は電流変化量検出部、９は検出タイミング信号生成部、１０は回転位置演算部を示す。

Claims (5)

1. 同期電動機の相電流を検出する電流検出部と、
   前記同期電動機の回転位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ生成部と、
   前記ＰＷＭ信号の搬送波に基づいて、検出タイミング信号を生成する検出タイミング信号生成部と、
   前記検出タイミング信号に応じて、前記電流検出部により検出される相電流の変化量を求める電流変化量検出部と、
   前記相電流の変化量に基づいて、前記同期電動機の回転位置を推定する回転位置推定部とを備え、
   前記ＰＷＭ生成部は、前記搬送波の周波数を２種類以上に切り替え設定し、
   前記電流検出部は、前記周波数が最低の搬送波が設定されている期間に前記相電流を検出し、
   前記ＰＷＭ生成部は、前記搬送波の１周期内において前記検出タイミング信号生成部により生成される固定された少なくとも４点の検出タイミング信号に応じて、前記電流変化量検出部が少なくとも２種類の電圧ベクトル期間に対応する相電流変化量を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する同期電動機の回転位置推定装置。
2. 前記ＰＷＭ生成部は、３相のＰＷＭ信号のうち１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、
   他の１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、
   残りの１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させる請求項１記載の同期電動機の回転位置推定装置。
3. 前記ＰＷＭ生成部は、前記搬送波の周期を擬似乱数に基づいて設定されるタイミングで切り替える請求項１又は２記載の同期電動機の回転位置推定装置。
4. 同期電動機と、
   ３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換して前記同期電動機を駆動するインバータ回路と、
   請求項１から３の何れか一項に記載の回転位置推定装置とを備え、前記同期電動機が発生する回転駆動力により空調運転を行う空調機。
5. 同期電動機と、
   ３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換して前記同期電動機を駆動するインバータ回路と、
   請求項１から３の何れか一項に記載の回転位置推定装置とを備え、前記同期電動機が発生する回転駆動力により洗濯運転を行う洗濯機。

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