JP2016005321A - 同期電動機の駆動システム - Google Patents

Abstract

【課題】非通電相の誘起電圧（変圧器起電圧）を利用するセンサレス制御が用いられ、かつ非通電相の誘起電圧の検出精度を向上することができる同期電動機の駆動システムを提供する。【解決手段】永久磁石同期モータ４と、インバータ装置３と、三相の内、一相を非通電相とし、他の二相を通電相とする複数の通電モードで通電するようにインバータ装置３を制御する制御器２と、三相分の交流端子電圧を検出する相電圧検出器２２と、非通電相の交流端子電圧のゼロクロスを検出する非通電相ゼロクロスタイミング検出器２３とを備え、制御器２は、非通電相の交流端子電圧およびゼロクロスに基づいて検出される変圧器起電圧に基づいて通電モードを順次切り替える。【選択図】図１

Description

本発明は、同期電動機の回転子の位置を検出する位置センサを使用せずに同期電動機を制御する同期電動機の駆動システムに関する。

家電分野，産業機器分野，自動車分野などの技術分野では、例えば、ファン，ポンプ，圧縮機，コンベア，昇降機などの回転速度制御，トルクアシスト制御，位置決め制御などに電動機をインバータ装置によって駆動制御する電動機駆動システムが用いられている。これらの技術分野における電動機駆動システムにおいては、永久磁石によって回転子磁極を構成する高効率の同期電動機が幅広く用いられている。このような同期電動機を駆動するには、回転子磁極の位置情報が必要であり、そのため磁極位置を検出するレゾルバやホールＩＣなどの位置センサが必要である。

しかしながら、近年ではこのような位置センサを用いずに同期電動機の回転数制御やトルク制御を行う「センサレス制御」と呼ばれる技術が普及してきている。このセンサレス制御の実用化によって、位置センサの設置に要する費用（位置センサ自体の費用や位置センサの配線にかかる費用）が削減でき、また、位置センサが不要となる分だけ装置の小型化や、劣悪な環境での使用が可能になる。

同期電動機のセンサレス制御方式としては、主に、回転子が回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）に基づいて回転子の位置情報を得る方式が採用されている。本方式は、誘起電圧（速度起電圧）の小さい零速度領域や低速度領域では、誘起電圧の検出感度が低下するため、正確な位置情報を得ることが難しい。

これに対し、特許文献１に記載された技術が知られている。本技術においては、同期電動機を１２０度通電制御する場合の非通電相に発生する誘起電圧に基づいて回転子の位置情報を得る。この場合の誘起電圧は、速度起電圧とは異なり、通電相（例えばＶ相およびＷ相）に流れる電流による磁束の変化によって非通電相（例えばＵ相）に誘起される変圧器起電圧である。この非通電相に誘起される変圧器起電圧は、非通電相と回転子磁極との位置関係によって変化するので、変圧器起電圧を利用して磁極の位置情報を得ることができる。

特開２００９−１８９１７６号公報

特許文献１に記載のサンサレス制御方式は、変圧器起電圧を用いるため、速度起電圧が小さくなる零速度領域や低速度領域において有効な制御方式である。しかし、本制御方式では、制御に必要な非通電相の相電圧を検出する時に、電圧のサンプリングタイミングが、過渡現象を避けるため、通電期間の後半、例えばＰＷＭパルスの立下りエッジの時点に設定されるので、インバータ装置のスイッチング動作に伴うノイズが重畳して、非通電相の誘起電圧（変圧器起電圧）の検出精度が低下する。

そこで、本発明は、非通電相の誘起電圧（変圧器起電圧）を利用するセンサレス制御が用いられ、かつ非通電相の誘起電圧の検出精度を向上することができる同期電動機の駆動システムを提供する。

上記課題を解決するために、本発明による同期電動機の駆動システムは、三相同期電動機と、直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流電力を前記三相同期電動機へ出力するインバータ装置と、同期電動機の三相の内、一相を非通電相とし、他の二相を通電相とする複数の通電モードで同期電動機に通電するように、インバータ装置を制御する制御器と、を備えるものであって、三相の交流端子電圧を検出する相電圧検出器と、相電圧検出器によって検出される非通電相の交流端子電圧のゼロクロスを検出する非通電相ゼロクロスタイミング検出器と、を備え、制御器は、相電圧検出器によって検出される非通電相の交流端子電圧と、非通電相ゼロクロスタイミング検出器によって検出されるゼロクロスに基づいて、非通電相に発生する変圧器起電圧を検出し、検出される変圧器起電圧に基づいて通電モードを順次切り替える。

本発明によれば、非通電相の相電圧のゼロクロスに基づいて、非通電相の誘起電圧である変圧器起電圧を検出するので、非通電相の誘起電圧の検出精度を向上することができる。従って、零速度領域や低速度領域における位置センサレス制御の安定性が向上する。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

第１の実施例である同期電動機の駆動システムの構成を示すブロック図である。 通電モードの定義と、各相の電圧波形の一例を示す。 図２の通電モード３における交流端子電圧の波形例を示す。 非通電相の交流端子電圧の波形例を示す。 ゼロクロスを検出したタイミングで実行される誘起電圧値の検出手段例を示す。 非通電相ゼロクロス検出器の具体的な回路構成例を示す。 モード切替トリガ発生器の構成例を示すブロック図である。 モード切替トリガ発生器の他の構成例を示すブロック図である。 モード切替トリガ発生器の変形例を示すブロック図である。 モード切替トリガ発生器の他の変形例を示すブロック図である。 第２の実施例である同期電動機の駆動システムの構成を示すブロック図である。 第３の実施例である同期電動機の駆動システムの構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を添付の図面を用いて説明する。

図１は本発明の第１の実施例である同期電動機の駆動システム（以下モータ駆動システムと記す）の構成を示すブロック図である。

本実施例のモータ駆動システムは、永久磁石同期モータ４（図中の「ＰＭＳＭ」（Permanent Magnet Synchronous Motorの略記））を駆動するものであり、概略的に次のような構成を有する。すなわち、このモータ駆動システムは、永久磁石同期モータ４，直流（ＤＣ）電源３１の直流電力を三相交流電力に変換して永久磁石同期モータ４に三相交流電力を出力するインバータ装置３，指令発生器１が発生する電圧指令に応じた交流電圧を出力するようにインバータ装置３を制御する制御器２，制御器２が用いる永久磁石同期モータ４の回転子位置情報を取得する非通電相ゼロクロス検出器２３，制御器２および非通電相ゼロクロス検出器２３が参照する各部の電圧を検出する電圧状態検出器（２１，２２）を備える。本実施例は、電圧状態検出器として、インバータ装置３の直流（ＤＣ）電源３１の直流電源電圧を検出する電源電圧検出器２１と、永久磁石同期モータ４の交流端子電圧すなわちインバータ装置３の出力端子電圧（以下、「交流端子電圧」と記す）を三相交流の各相について検出する相電圧検出器２２とを備える。

次に、上記の構成並びにその細部について、さらに説明する。

指令発生器１は、インバータ装置３が出力する交流端子電圧を制御器２に指令するための電圧指令信号を発生する回路である。指令発生器１は、制御器２の前段に位置する制御器である。たとえば、永久磁石同期モータ４の速度および電流を制御する場合、指令発生器１は、速度制御部（ＡＳＲ）および電流制御部（ＡＣＲ）を備える制御器である。この電圧指令は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に用いられる変調波となる。

制御器２は、指令発生器１が発生する電圧指令に応じて、インバータ装置３を駆動するために、パルス幅変調（ＰＷＭ）された駆動制御信号を生成して出力する回路である。本実施例において、制御器２は、以下に説明するＰＷＭ発生器５，通電モード決定器６，ゲート信号切替器７，モード切替トリガ発生器８を備える。

ＰＷＭ発生器５は、指令発生器１が出力する電圧指令に基づき、パルス幅変調されたＰＷＭ波を生成する回路である。具体的なＰＷＭ変調方式としては、例えば、電圧指令すなわち変調波と、搬送波である三角波とを比較してＰＷＭ波を発生する、公知のＰＷＭ変調方式が適用できる。

通電モード決定器６は、インバータ装置３の通電モード（各相の通電，非通電）を決定するモード指令信号を出力する。通電モード決定器６は、モード切替トリガ発生器８が発生するモード切替トリガ信号をトリガとして、出力するモード指令信号を順次切り替える。

ゲート信号切替器７は、インバータ主回路部３２のパワースイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎがどのような動作でスイッチングするかを、通電モード決定器６の出力であるモード指令信号に基づいて決定する。この決定に従い、ゲート信号切換器７は、各パワースイッチング素子をオン・オフ動作させるための駆動制御信号をインバータ装置３に出力する。例えば、Ｕ相が非通電相かつＶ，Ｗ相が通電相である通電モード（図２の通電モード６）の場合、ゲート信号切替器７は、パワースイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎをオフすると共に、パワースイッチング素子Ｓｖｎ，Ｓｗｐをオンするような駆動制御信号を出力する。本通電モードから、Ｕ，Ｖ相が通電相かつＷ相が非通電相である通電モード（図２の通電モード１）に切り替わった場合、ゲート信号切替器７は、出力する駆動制御信号を、パワースイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎをオンすると共に、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオフするような駆動制御信号に切り替える。

なお、本実施例において、ゲート信号切替器７が出力する駆動制御信号は、出力プリドライバ回路３３によって、６個のゲート電圧信号に変換されて、パワースイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのゲート端子に与えられる。出力プリドライバ回路３３においては、その出力に、図示しないゲート制御電源を、スイッチ素子を介して接続し、このスイッチ素子をゲート信号切替器７が出力する駆動制御信号によってオン・オフすることにより、ゲート電圧信号が作成される。

モード切替トリガ発生器８は、通電モード決定器６に対して、モード切替トリガ信号によって、通電モードの変更を通知し、駆動制御信号の切り替えを指示する回路である。モード切替トリガ発生器８は、次に説明するような基準レベル切替器９，非通電相端子電圧値出力器１０，比較器１１を備える。

基準レベル切替器９は、永久磁石同期モータ４の非通電相に発生する誘起電圧（変圧器起電圧）と比較する基準電圧値を出力する回路である。基準レベル切替器９は、基準電圧値の正負や大きさを切り替えるが、この切り替えのタイミングは、通電モード決定器６の出力であるモード指令信号によって設定される。

非通電相端子電圧値出力器１０は、３相の交流端子電圧の中から非通電相の交流端子電圧を、通電モード決定器６が出力するモード指令信号に従って選択し、選択した非通電相の交流端子電圧値を、ＰＷＭ発生器５が発生するＰＷＭ波と非通電相ゼロクロス検出器２３が発生するゼロクロスタイミング信号に応じてサンプリングして出力する回路である（後述する図７参照）。

比較器１１は、基準レベル切替器９が出力する基準電圧値と、非通電相端子電圧値出力器１０が出力する非通電相の交流端子電圧値を比較し、比較結果に応じて通電モード決定器６にモード切替トリガ信号を出力する回路である。

インバータ装置３は、直流電源３１の直流電源電圧を、パワースイッチング素子のオン・オフ動作によって三相交流電圧に変換して永久磁石同期モータに印加する回路である。インバータ装置３は、６個のパワースイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎからなる三相ブリッジ回路を備えるインバータ主回路部３２と、インバータ主回路部３２を直接駆動制御する出力プリドライバ回路３３とを備える。インバータ主回路部３２においては、出力プリドライバ３３が出力するゲート電圧信号に応じて、通電モード決定器６によって決定される通電モードの動作が実行されるように、各パワースイッチング素子のオン・オフ動作が切り替えられる。また、出力プリドライバ回路３３は、通電モード決定器６によって決定される通電モードに応じてゲート信号切替器７が出力する駆動制御信号を、各パワースイッチング素子のゲートに供給するゲート電圧信号を出力する。

なお、図１には、パワースイッチング素子として、ダイオードが逆並列に接続される絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を示しているが、これに限らず、パワーＭＯＳＦＥＴなどの他のパワースイッチング素子を適用することができる。

電源電圧検出器２１は、直流電源３１の直流電源電圧値を検出して、非通電相ゼロクロス検出器２３と、制御器２におけるＰＷＭ発生器５とに出力する。また、相電圧検出器２２は、三相交流の各相の交流端子電圧値を検出して、制御器２における非通電相端子電圧値出力器１０と、非通電相ゼロクロス検出器２３に出力する。なお、電源電圧検出器２１によって検出される直流電源電圧値に基づいて、ＰＷＭ発生器５は、ＰＷＭの振幅を設定したり、変調率を演算してＰＷＭ制御に用いたりする。

非通電相ゼロクロス検出器２３は、ゲート信号切替器７が出力する駆動制御信号と、電源電圧検出器２１が出力する直流電源３１の直流電源電圧値と、相電圧検出器２２が出力する三相分の交流端子電圧値に基づき、非通電相の交流端子電圧のゼロクロスを検出し、ゼロクロスするタイミングを示すゼロクロスタイミング信号を出力する。後述するように、検出される非通電相の交流端子電圧は誘起電圧（変圧器起電圧）である。変圧器起電圧は、背景技術に関して上述したように、永久磁石同期モータ４の回転子の回転速度によらず、通電相巻線が発生する磁束が変化することによって非通電相巻線に誘起される。また、変圧器起電圧は、回転子の磁極位置によって変化するため、回転子磁極の位置情報を含んでいる。このため、非通電相に発生する変圧器起電圧を用いることにより、零速度領域や低速度域において、センサレス制御が可能になる。また、非通電相に発生する変圧器起電圧のゼロクロスタイミングを検出して、変圧器起電圧の電圧値をサンプリングすることにより、変圧器起電圧に重畳するノイズの影響を低減できる。このため、変圧器起電圧の検出精度が向上するので、高精度なセンサレス制御あるいは安定したセンサレス制御が可能になる。

次に、本実施例の基本動作について説明する。

図２は、本実施例で制御の対象となる永久磁石同期モータ４の通電モードの定義と、各相の交流端子電圧波形の一例を示す。本図では、電気角６０度毎に切り替わる通電モード１〜６と、各相のインバータ出力を示している。たとえば、通電モード３においては、Ｕ相は非通電相となっており、図１のインバータ主回路部３２のパワースイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎはいずれもオフ、Ｖ相はＳｖｐがオンし続け、Ｗ相はＳｗｎがＰＷＭ（パルス幅変調）動作を行う。なお、本実施例においては、１２０度通電方式が用いられるが、１２０度通電期間の前半６０度では、連続して電圧が印加され、後半６０度では、ＰＷＭパルス電圧が印加される。

このような通電モード１〜６が、電気角６０度ごとに順次切り替わることで、回転磁界が発生し、永久磁石同期モータ４は回転力を得て駆動される。このとき、永久磁石が取り付けられている回転子に対して、トルクが発生するように、回転子の磁極位置に応じて、通電モードを切り替えるタイミングが設定される。

一般的な１２０度通電における位置センサレス制御では、非通電相に発生する誘起電圧（速度起電圧）の信号をトリガに通電モードの切り替えを行う。例えば、Ｕ相が非通電相である通電モード３および通電モード６では、永久磁石同期モータ４の速度起電圧Ｅｍｕ（図２中の破線）は、各通電モードの中間時に「０」ボルトレベルをクロスする。よって、このゼロクロスを基準にして、次の通電モードへの移行を行うことができる。しかしながら、速度起電圧は、回転速度が零速度領域や低速度領域では小さくなるため、ノイズの影響が大きくなり、検出が難しくなる。

そこで、本実施例においては、まず、特許文献１について上述したような、非通電相に生じる変圧器起電圧を用いて回転子位置情報を得るセンサレス制御技術が用いられる。本センサレス制御技術では、インバータ装置３によって通電相の巻線にパルス電圧を印加する際に非通電相の巻線に生じる誘起電圧（変圧器起電圧）値が、回転子の位置により変化することを利用して、非通電相の変圧器起電圧を検出して回転子位置情報を得る。変圧器起電圧は、回転子の回転速度によらず、通電相によって生じる磁束の変化によって非通電相に生じるので、零速度領域や低速度領域において、回転子の位置に応じて、センサレス制御に用いるために十分な大きさの誘起電圧が検出できる。

図２においては、非通電相に生じる誘起電圧（速度起電圧と変圧器起電圧の合成）を太い矢印で示す。なお、図２中に一点鎖線で記す曲線は、各相が非通電相とした場合における、回転子位置（電気角で示す）と変圧器起電圧の関係を示す。

図２中の矢印が示すように、非通電相に発生する誘起電圧（速度起電圧と変圧器起電圧の合成）は、通電モード３ではマイナス方向に減少し、通電モード６ではプラス方向に増加する。さらに、矢印が示すように、変圧器起電圧が生じることにより、速度起電圧Ｅｍｕよりも大きな値の誘起電圧が生じるので、誘起電圧（速度起電圧と変圧器起電圧の合成）の値は概ね変圧器起電圧によって決まる。このような誘起電圧を用いて通電モードを切り替えるためのトリガ信号を発生することにより、センサレス制御を安定に実行することができる。

さらに、以下に説明するように、非通電相の交流端子電圧のゼロクロス点を検出したタイミングで非通電相の誘起電圧（変圧器起電圧）の値を検出することにより、回転子の位置情報を含む非通電相の誘起電圧（変圧器起電圧）を精度よく検出することができる。なお、以下において、「誘起電圧（変圧器起電圧）」は単に「変圧器起電圧」と記す。

図３は、三相交流の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）について、図２の通電モード３における交流端子電圧の波形例を示す。なお、回路図中に示す「ｏｎ」および「ｏｆｆ」は、それぞれ、パワースイッチング素子（図ではＩＧＢＴ）のオン状態およびオフ状態を示す。また、永久磁石同期電動機の三相巻線はスター結線されているものとする。さらに、直流電源電圧は「ＤＣ」と示す。また、直流電源は、中性点を有する±ＤＣ／２の電源とし、中性点の電位を各交流端子電圧の基準電位（図３では「０」）とする。この場合、交流端子電圧は、実質、スター結線される三相巻線の中性点電位を基準電位とする相電圧となる。

図３の期間（ｉ）においては、通電相であるＶ相の上アームのパワースイッチング素子と通電相であるＷ相の上アームのダイオードがオン状態であり、非通電相であるＵ相の交流端子電圧はＤＣ／２となる。期間（ｉｉ）では、通電相であるＷ相の下アームのパワースイッチング素子がターンオンしてオン状態となり、非通電相であるＵ相の交流端子電圧は過渡状態を経て回転子の位置情報を含む変圧器起電圧値を示す。期間（ｉｉｉ）では、通電相であるＷ相の下アームのパワースイッチング素子がターンオフして、再度、通電相であるＶ相の上アームのパワースイッチング素子と通電相であるＷ相の上アームのダイオードがオン状態になり、非通電相であるＵ相の交流端子電圧は過渡状態を経てＤＣ／２となる。

上記のように、図３の期間（ｉｉ）において、すなわちパルス電圧（図３ではＷ相）出力期間には、過渡現象が伴うため、非通電相であるＵ相の交流端子電圧はゆるやかに変化する。このため、図３の期間（ｉｉ）すなわちＷ相のパルス電圧出力期間の後半にてＵ相の交流端子電圧値を検出することにより、回転子情報を含む変圧器起電圧を確実に検出することができる。そこで、本実施例においては、非通電相の交流端子電圧のゼロクロスを検出したタイミングで、非通電相の交流端子電圧の値を検出することにより、非通電相の変圧器起電圧を検出する。

図４は、非通電相の交流端子電圧の波形例を示す。なお、図４中には、二相の通電相の内の一方（図３におけるＷ相に対応）のＰＷＭ制御信号（ＰＷＭ発生器（図１の符号５）が発生するＰＷＭ波、あるいはゲート信号切替器（図１の符号７）が出力する駆動制御信号）を示す。このＰＷＭ制御信号がオンである期間が、図３の期間（ｉｉ）に相当する。

図４に示すように、非通電相の交流端子電圧がゼロクロス以降では回転子位置情報を含む誘起電圧（変圧器起電圧）に近い値となる。従って、図３の期間（ｉｉ）においてゼロクロスを検出することにより、回転子位置情報を含む変圧器起電圧を検出可能な期間が明確となり、変圧器起電圧の検出精度が向上する。このため、安定した位置センサレス制御が実現できる。

図５は、ゼロクロスを検出したタイミングで実行される変圧器起電圧値の検出手段例を示す。

図５の（ａ）においては、ゼロクロス検出時から所定時間（ｔｓ）後の非通電相の交流端子電圧値がサンプリングされる。これによりパワースイッチング素子動作によるノイズの少ないタイミングで変圧器起電圧値を検出することができる。図５の（ｂ）においては、図４に示したように二相の通電相の一方のＰＷＭ制御信号がオンである期間で、かつゼロクロス検出時以降において、変圧器起電圧値を、所定の時間間隔あるいは電気角間隔で所定回数だけ数点サンプリングし、サンプリングされた値の算術平均値を演算する。これにより、変圧器起電圧の検出値に対するノイズの影響を低減することができる。図５の（ｃ）では、（ｂ）と同様にゼロクロス検出時以降における変圧器起電圧値を所定の時間間隔あるいは電気角間隔で多数点サンプリングして、算術平均あるいは積分を用いて平均値を演算する。これにより、ノイズの影響を大幅に低減できる。

なお、図５の（ｃ）におけるサンプリング点数は、例えば、サンプリング期間における変圧器起電圧の波形を近似的に示すことができる程度の個数とする。

図６は、図１のブロック図における非通電相ゼロクロス検出器２３の具体的な回路構成例を示す。図６においては、Ｕ相の回路構成例を一点鎖線内に示しているが、Ｖ相，Ｗ相についても同じ回路構成となる。従って、以下、Ｕ相の回路動作について説明するが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。

図６において、Ｕ相が非通電相である場合、Ｕ相のパワースイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ（図１参照）の駆動信号Ｕｐ，Ｕｎは共に「Ｌｏｗ（以下Ｌと記す）」となり、Ｕｐ，Ｕｎが入力される否定論理和（ＮＯＲ）回路の出力は「Ｈｉｇｈ（以下Ｈと記す）」となる。また、Ｕ相が通電相である場合、Ｕｐ，Ｕｎのどちらか一方は「Ｈ」となり、Ｕｐ，Ｕｎが入力されるＮＯＲ回路の出力は「Ｌ」となる。従って、ＮＯＲ回路の出力が「Ｈ」になることにより、Ｕ相が非通電相であると判定される。

Ｕ相が非通電相の場合、図２で示したように、通電モード３および通電モード６という二つの通電モードがある。通電モード３においては、ゼロクロス時に、Ｕ相の交流端子電圧は正から負に変わるのでコンパレータ出力が「Ｈ」から「Ｌ」となり、またＶ相上アームのＰＷＭ制御信号、すなわちパワースイッチング素子Ｓｖｐの駆動制御信号Ｖｐは「Ｈ」に固定される。このため、Ｖｐとコンパレータ出力が入力される排他的論理和（ＸＯＲ）回路の出力は、ゼロクロスを境に「Ｌ」から「Ｈ」に変わる。なお、ここでは、コンパレータにより、交流端子電圧のゼロクロスを検出しているが、基準電圧を直流電源電圧（図３の「ＤＣ」）の１／２としている。これにより、等価的に、図３に示したように、交流端子電圧が電圧値＋ＤＣ／２と−ＤＣ／２の間で変化してゼロクロスすることが検出できる。

通電モード６では、ゼロクロス時に、Ｕ相電圧は負から正に変わるので、コンパレータ出力は「Ｌ」から「Ｈ」となり、またＶｐは「Ｌ」に固定される。従って、ＸＯＲ回路の出力は、ゼロクロスを境に「Ｌ」から「Ｈ」に変わる。

上記のような、ＸＯＲ回路の出力と、Ｕ相が非通電相である場合に「Ｈ」となるＮＯＲ回路出力とが入力される、論理積（ＡＮＤ）回路の出力は、Ｕ相が非通電時におけるＵ相の交流端子電圧のゼロクロス時に「Ｌ」から「Ｈ」に変化する。これにより、非通電時におけるＵ相の交流端子電圧のゼロクロスを検出することができる。

Ｕ相と同様に、Ｖ相およびＷ相についても、非通電時のゼロクロスを検出することができる。さらに、図６の非通電相ゼロクロス検出器２３において、一点鎖線で囲まれる非通電相ゼロクロス検出回路の後段における論理回路は、Ｕ相の非通電相ゼロクロス検出回路の出力と他の二相の非通電相ゼロクロス検出回路の各出力の論理否定（ＮＯＴ）を入力する三入力ＡＮＤ回路を備えると共に、Ｖ相およびＷ相についても同様の三入力ＡＮＤ回路を備える。これら三入力ＡＮＤ回路の各出力を入力するＯＲ回路の出力を、非通電相ゼロクロス検出器２３の出力とする。これにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の非通電相ゼロクロス検出回路の出力の内、いずれか一相のみが「Ｈ」となった場合に、非通電相ゼロクロス検出器２３の出力として「Ｈ」すなわちゼロクロスタイミング検出信号が出力される。

図７は、図１におけるモード切替トリガ発生器（図１中の符号８）の構成例を示すブロック図である。本構成例においては、図５の（ａ）に示した変圧器起電圧検出手段が適用される。

図７のモード切替トリガ発生器８ａにおいて、非通電相端子電圧値出力器１０ａは、通電モード決定器６（図１）の出力するモード指令信号を受けて、相電圧検出器２２によって検出される三相分の交流端子電圧の中から、非通電相の交流端子電圧を非通電相選択器１００にて選択し、選択された交流端子電圧をサンプルホールド回路１０１へ伝達する。サンプルホールド回路１０１としては、サンプラーのスイッチと、サンプルした電位を保持するコンデンサから構成される公知の回路が適用できる（例えば、特許文献１参照）。なお、図示していないが、モード切替トリガ発生器８ａにおいて、交流端子電圧の基準電位が設定される。この基準電位としては、例えば、非通電相ゼロクロス検出器２３（図６）と同様に、直流電源電圧を抵抗分割することにより、直流電源電圧の１／２の値を有する基準電位を作成できる（後述する、図８〜１０においても同様）。

図７に示すサンプルホールド回路１０１においては、選択された非通電相の交流端子電圧が、ＰＷＭ発生器５から入力するＰＷＭ波の内、二相の通電相の内の一方（図３におけるＷ相に対応）のＰＷＭ波がオンである期間において、すなわち図３に示した期間（ｉｉ）に相当する期間において、非通電相のゼロクロスタイミング信号を受信した時点から所定時間ｔｓ経過すると、サンプラーのスイッチがオンされ、サンプルした交流端子電圧値が、コンデンサに充電されることによりサンプリングされる。サンプリングされた非通電相の交流端子電圧の値が変圧器起電圧の検出値として、比較器１１に入力される（入力Ｂ）。比較器１１は、基準レベル切換器９から出力される変圧器起電圧の検出基準値を入力し（入力Ａ）、入力した非通電相の交流端子電圧値と検出基準値を比較する。そして、非通電相の交流端子電圧値の大きさが検出値基準値を越えていると判定したら、モード切替トリガを出力する。

なお、図２に示したように、非通電相の変圧器起電圧は通電モードによって正負の値を取る。このため、図７における基準レベル切換器９は、検出基準値として正負の値を記憶し、通電モード決定器７（図１）の出力するモード指令信号に応じて、これら正負の値を切り替える。

図８は、モード切替トリガ発生器の他の構成例を示すブロック図である。本構成例においては、図５の（ｂ），（ｃ）に示した変圧器起電圧検出手段が適用される。以下、図８の構成例について、主に図７の構成例とは異なる点について説明する。なお、図８における非通電相選択器１００，基準レベル切替器９および比較器１１の各機能は、図７の構成例と同様である。

図８のモード切替トリガ発生器８ｂにおいて、非通電相端子電圧値出力器１０ｂは、通電モード決定器６（図１）の出力するモード指令信号を受けて、相電圧検出器２２によって検出される三相分の交流端子電圧の中から、非通電相の交流端子電圧を非通電相選択器１００にて選択し、選択された交流端子電圧を平均値演算回路１０２へ伝達する。

さらに、図８における非通電相端子電圧値出力器１０ｂは、図７の構成例と異なり、図８では図示されない上述したようなサンプルホールド回路によって非通電相の交流端子電圧値を複数回サンプリングし、サンプリングされた交流端子電圧値の平均値を演算する平均値演算器１０２を備える。

平均値演算器１０２は、図５の（ｂ）の検出手段を用いる場合、二相の通電相の内の一方（図３におけるＷ相に対応）のＰＷＭ波がオンである期間、すなわち図３に示した期間（ｉｉ）に相当する期間おいて、非通電相のゼロクロスタイミング信号を受信すると、非通電相の交流端子電圧値のサンプリング動作を開始して、所定の時間間隔あるいは電気角間隔で所定回数だけ数点サンプリングする。さらに、平均値演算器１０２は、サンプリングして記憶した数点の交流端子電圧値の算術平均値を演算して、演算値を非通電相の変圧器起電圧の検出値として比較器１１へ出力する。

また、平均値演算器１０２は、図５の（ｃ）の検出手段を用いる場合、前述した図５の（ｂ）の検出手段を用いる場合と同様に、ゼロクロスタイミング信号を受信するとサンプリング動作を開始して、二相の通電相の内の一方（図３におけるＷ相に対応）のＰＷＭ波がオンである期間内において、すなわち図３に示した期間（ｉｉ）に相当する期間内において、所定の時間間隔あるいは電気角間隔で、選択された非通電相の交流端子電圧値をサンプリングする。さらに、平均値演算器１０２は、サンプリングして記憶した多数点の交流端子電圧値の平均値を算術平均あるいは積分などを用いて演算し、演算値を非通電相の変圧器起電圧の検出値として比較器１１へ出力する。

図９は、モード切替トリガ発生器の変形例を示すブロック図である。本変形例において、非通電相端子電圧値出力器１０としては、図７示した非通電相端子電圧値出力器１０ａあるいは図８に示した非通電相端子電圧値出力器１０ｂが用いられる。

図９のモード切替トリガ発生器８ｃにおいては、図７および図８の構成例とは異なり、絶対値演算器１２によって、非通電相端子電圧値出力器１０が出力する変圧器起電圧の検出値の絶対値が演算され、演算された絶対値が比較器１１に入力される。ここで、比較器１１がこの絶対値と比較する検出基準値は、基準レベル発生器９ｃが出力する正の値のみである。このように、正負の値を取る変圧器起電圧の絶対値を演算して、正の検出基準値のみと比較することにより、制御器２の構成を簡略化することができる。

図１０は、モード切替トリガ発生器の他の変形例を示すブロック図である。本構成例において、非通電相端子電圧値出力器１０としては、図７示した非通電相端子電圧値出力器１０ａあるいは図８に示した非通電相端子電圧値出力器１０ｂが用いられる。

図１０のモード切替トリガ発生器８ｄにおいては、図７〜９の構成例と異なり、永久磁石同期モータ４の回転数に応じて、変圧器起電圧の検出基準値の大きさが変更される。永久磁石同期モータ４の回転数は、比較器１１が出力するモード切替トリガ信号の発生時間間隔に基づいて、回転数演算器１３によって演算される。基準レベル切替器９ｄは、回転数演算器１３によって演算された回転数に応じて、検出基準値の大きさを増減させる。なお、図７および図８の構成例と同様に、基準レベル切替器９ｄは、通電モード指令信号に応じて、検出基準値の正負を切り替える。

図１０の変形例の基本的な動作を以下に説明する。

上述したように、零速度領域および低速度領域において検出される、非通電相の誘起電圧の値は、実質的に変圧器起電圧の値であるが、永久磁石同期モータ４の回転数が増加するに従い、回転子の回転に伴って発生する速度起電圧が変圧器起電圧に加算されるため、変圧器起電圧の検出値が検出基準値に早めに到達するようになる。その結果、通電モードの切替タイミングが早くなるため、発生トルクの低下や加速時間の増加が懸念される。

そこで、図１０の変形例においては、永久磁石同期モータ４の回転速度に応じて、検出基準値を可変とする。すなわち、回転数演算器１３によって演算される回転数に応じて誘起電圧の検出基準値の大きさを変更できる基準レベル切替器９ｄを備えることにより、回転数の増加に伴い、検出基準値（正負の値を取る）の大きさを大きくする。これにより、零速度領域および低速度領域において、回転数が増加しても、的確なタイミングで通電モードを切り替えることができる。従って、永久磁石同期モータをスムーズに加速することができる。

なお、図９の変形例において、図１０と同様に回転数演算器を設け、基準レベル発生器９ｃが出力する正の値のみの検出基準値の大きさを可変にしても良い。

図１１は本発明の第２の実施例である同期電動機の駆動システムの構成を示すブロック図である。

本実施例においては、上述した第１の実施例による制御器２に加えて、１８０度通電方式にてインバータ装置３を制御する正弦波駆動制御器１４を備える。正弦波駆動制御器１４としては、例えば、速度起電圧を用いる位置センサレス制御方式が適用される公知のＰＷＭ制御器が適用される。制御切替器１５は、永久磁石同期モータ４の回転速度の大きさに応じて、制御器２と正弦波駆動制御器１４のいずれか一方をインバータ装置３に接続する。すなわち、制御切替器１５は、回転速度の大きさに応じて、上記実施例による１２０度通電方式と公知の１８０度通電方式を切り替える。

より具体的に、制御切替器１５は、零速度領域あるいは低速度領域において、制御器２をインバータ装置３に接続し、回転速度が加速されてある所定の回転速度値を超えたら、制御器２とインバータ装置３の接続を解除すると共に、正弦波駆動制御器１４をインバータ装置３に接続する。

本実施例によれば、１２０度通電方式に比べてトルクリップルや高調波の発生が少ないという利点を有しているが、零速度領域あるいは低速度領域におけるセンサレス制御が難しい１８０度通電方式の位置センサレス制御方式を用いながらも、零速度領域あるいは低速度領域においては、第１の実施例（実施例１）による制御器を用いることにより、高精度の位置センサレス制御が可能になる。従って、広い速度領域にわたって、位置センサレス制御により、永久磁石同期モータを安定に駆動することができる。

図１２は本発明の第３の実施例である同期電動機の駆動システムの構成を示すブロック図である。なお、本実施例の回路構成は、上述した第１の実施例と同様である。

図１２の実施例においては、インバータ主回路部３２，電源電圧検出器２１，相電圧検出器２２および非通電相ゼロクロス検出器２３が、半導体装置３４として、一パッケージ化されている。例えば、これらの回路部（３２，２１，２２，２３）が、一つの樹脂ケースに収納されたり、樹脂モールドされる一つあるいは複数の半導体集積回路装置によって構成されたりする。

半導体装置３４は、直流（ＤＣ）電源を接続する端子電極，永久磁石同期モータ４の巻線端子と接続する交流出力端子電極，プリドライバ回路３３からのゲート電圧信号を入力するゲート端子電極，電源電圧検出器２１の検出出力端子電極，相電圧検出器２２の検出出力端子電極，非通電相ゼロクロス検出器２３へ制御器２におけるゲート信号切替器７からの駆動制御信号を入力する信号入力端子電極，非通電相ゼロクロス検出器２３のゼロクロスタイミング信号を出力するゼロクロスタイミング信号出力端子電極を備える。これら端子電極に、永久磁石同期モータ４，制御器２，プリドライバ回路３３を接続することにより、同期電動機の駆動システムが構成される。これにより、同期電動機の駆動システムを小型化することができる。

さらに、プリドライバ回路３３を、半導体集積回路によって構成し、半導体装置３４内に収納しても良い。この場合、ゲート端子電極に替えて、ゲート信号切替器７からの駆動制御信号を入力する信号入力端子電極が設けられる。

なお、本発明は前述した各実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば、永久磁石同期モータのほかに、回転子に界磁巻線を有する同期電動機を用いることもできる。

１ 指令発生器
２ 制御器
３ インバータ装置
４ 永久磁石同期モータ
５ ＰＷＭ発生器
６ 通電モード決定器
７ ゲート信号切替器
８，８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ モード切替トリガ発生器
９，９ｃ，９ｄ 基準レベル切替器
１０，１０ａ，１０ｂ 非通電相端子電圧出力器
１１ 比較器
１２ 絶対値演算器
１３ 回転数演算器
１４ 正弦波駆動制御器
１５ 制御切替器
２１ 電源電圧検出器
２２ 相電圧検出器
２３ 非通電相ゼロクロス検出器
３１ 直流電源
３２ インバータ主回路
３３ プリドライバ回路
３４ 半導体装置
１００ 非通電相選択器
１０１ サンプルホールド回路
１０２ 平均値演算器

Claims (13)

1. 三相同期電動機と、
   直流電力を三相交流電力に変換して、前記三相交流電力を前記三相同期電動機へ出力するインバータ装置と、
   前記同期電動機の三相の内、一相を非通電相とし、他の二相を通電相とする複数の通電モードで前記同期電動機に通電するように、前記インバータ装置を制御する制御器と、
   を備える同期電動機の駆動システムにおいて、
   三相の交流端子電圧を検出する相電圧検出器と、
   前記相電圧検出器によって検出される前記非通電相の交流端子電圧のゼロクロスを検出する非通電相ゼロクロスタイミング検出器と、
   を備え、
   前記制御器は、前記相電圧検出器によって検出される前記非通電相の交流端子電圧と、前記非通電相ゼロクロスタイミング検出器によって検出される前記ゼロクロスに基づいて、前記非通電相に発生する変圧器起電圧を検出し、検出される前記変圧器起電圧に基づいて前記通電モードを順次切り替えることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
2. 請求項１において、前記変圧器起電圧は、前記ゼロクロスの時点以降において検出される前記非通電相の交流端子電圧に基づいて検出されることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
3. 請求項２において、前記制御器は、前記変圧器起電圧の検出値と所定の基準電圧値を比較した結果に基づいて前記通電モードを順次切り替えることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
4. 請求項３において、前記変圧器起電圧の検出値は、前記非通電相の交流端子電圧の検出値であり、前記通電モードに応じて前記基準電圧値として正負いずれかの値が設定されることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
5. 請求項３において、前記変圧器起電圧の検出値は、前記非通電相の交流端子電圧の複数の検出値の平均値であり、前記通電モードに応じて前記基準電圧値として正負いずれかの値が設定されることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
6. 請求項３において、前記変圧器起電圧の検出値は、前記非通電相の交流端子電圧の検出値の絶対値であり、前記基準電圧値として正の値が設定されることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
7. 請求項３において、前記同期電動機の回転数に応じて前記基準電圧の値を変更することを特徴とする同期電動機の駆動システム。
8. 請求項１において、前記複数の通電モードの内の一通電モードにおいて、前記二相の通電相の内の一方は常時通電され、他方はＰＷＭパルスによって通電されることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
9. 請求項８において、前記変圧器起電圧は、前記ＰＷＭパルスのオン期間において検出される前記非通電相の交流端子電圧に基づいて検出されることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
10. 請求項１において、前記非通電相ゼロクロスタイミング検出器は、非通電相のゼロクロスを検出する回路を三相分備えると共に、前記三相分の回路の内のいずれか一相分のみがゼロクロスを検出する時に、ゼロクロス検出信号を出力することを特徴とする同期電動機の駆動システム。
11. 請求項１において、前記複数の通電モードは１２０度通電であることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
12. 請求項１において、さらに、
    前記インバータ装置を１８０度通電するように制御する正弦波駆動制御器と、
    前記同期電動機の回転速度に応じて、前記制御器による制御と、前記正弦波駆動制御器による制御を切り替える制御切替器と、
    を備えることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
13. 請求項１において、前記インバータ装置の主回路と、前記非通電相ゼロクロスタイミング検出器と、前記相電圧検出器とが１パッケージ化されていることを特徴とする同期電動機の駆動システム。

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