JP4660932B2

JP4660932B2 - モータ駆動装置

Info

Publication number: JP4660932B2
Application number: JP2001018180A
Authority: JP
Inventors: 俊樹坪内
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-01-26
Filing date: 2001-01-26
Publication date: 2011-03-30
Anticipated expiration: 2021-01-26
Also published as: JP2002223581A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ルームエアコンや給湯器等家電機器に用いられるファン駆動用モータに関し、特に商用交流電源電圧を平滑整流した直流高電圧を電力源とし、可変速制御を可能としたインバータを内蔵したブラシレスモータの駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、特に商用交流電源電圧を平滑整流した直流高電圧を電力源としたモータ駆動装置又はモータ駆動装置を内蔵したモータは、特許第２９６０７５４号に開示されたものが知られており、図３５および図３７（特許第２９６０７５４号からの引用）を用いて説明する。
【０００３】
図３５に、従来のモータの駆動装置の一例の構造を示しており、スイッチ素子であるＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６を主な構成要素とするインバータ部と図示しないモータのロータの回転子を検出するホール素子センサ１０１Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃの出力信号および速度指令信号が供給されてＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ信号形成回路１０２を含む周辺回路とが一体化したモノリシックＩＣで構成されて、前記周辺回路の作用により、前記ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６がスイッチ制御されて、商用交流電圧を整流・平滑して得られる高圧直流電圧からモータのステータ１０３のモータ駆動巻線に電力供給して前記ロータの回転数を制御する作用を有する。
【０００４】
図３７は、従来の前記モノリシックＩＣで構成したモータ駆動装置を内蔵したモータの構造を示している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような、従来のモノシリックＩＣを用いたモータの駆動装置においては、インバータ部の主要構成要素すなわちスイッチ素子であるＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６と周辺回路を一体化したモノリシックＩＣで構成したことが特徴で、モータ駆動装置の小型化に貢献できる反面、モノリシックＩＣ自体が発熱源となってしまう。さらに、モノリシックＩＣを製造するための半導体プロセスには特別の工夫が必要になる。すなわち、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６等、ＩＣの高電圧が印加される構成要素には、誘電体分離という図３６（特許第２９６０７５４号からの引用）に示す構成を有するプロセスが必要となる。
【０００６】
図３６は、従来のモータの駆動装置であるＩＣのＩＧＢＴの構成を示すもので、誘電体であるＳｉＯ₂で、ＩＧＢＴ１素子を他の素子から電気的に絶縁している。
【０００７】
このＳｉＯ₂による誘電体分離を行うために、従来のモータ駆動装置であるモノリシックＩＣの製造工数は、一般的なＰＮ接合プロセスに比べ、ＳｉＯ₂形成のための工程が余分に加わることにより、格段に大きくなる。
【０００８】
一般的なＰＮ接合プロセスの半導体の製作に要するリードタイムが、２〜３ヶ月なのに対し、誘電体プロセス半導体（ＩＣ）では、４〜５ヶ月を要し、供給面で大きな障害となっている。また、工程数が多いことから歩留まりも比較的悪く、ＩＣの価格も高価になりがちであった。
【０００９】
本発明は、半導体部品の発熱を抑制した信頼性の高い、かつ高効率なモータ駆動装置およびモータを提供すること、そして、前記事項を、生産リードタイムが長く、かつ高価格の誘電体分離プロセスのモノリシックＩＣを用いることなく、一般的に存するＰＮ接合プロセスで製造される半導体部品を用い、使用部品の供給面で不安がなく、さらに、低価格のモータ駆動装置を実現することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明は、低耐圧ＰＮ接合プロセスの半導体でつくられるプリドライブＩＣと、前記１チップインバータに代わって高耐圧ＰＮ接合プロセス半導体で作られるＰＮＰダーリントントランジスタ３チップからなるトランジスタアレイと、高耐圧ＰＮ接合プロセス半導体で作られるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３チップからなるＭＯＳＦＥＴアレイとの３つの主要部品を設け、前記主要部品の内、前記ＰＮＰダーリントントランジスタは、エミッタが共通に前記高圧直流電源の正側出力に接続され、前記ＮチャンネルＭＯＳＥＦＥＴは、ソースが前記高圧直流電源の負側出力に接続され、前記ＰＮＰダーリントントランジスタのコレクタと、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインとは、貫通電流防止手段を介して接続され、前記プリドライブＩＣの第一、第二、第三の出力端子は、レベルシフト手段を介して前記ＰＮＰトランジスタアレイの通電制御を行い、第四、第五、第六の出力端子は、ダンパ手段を介して、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの各ゲートに接続されて、通電制御を行い、前記ＭＯＳＦＥＴのドレインと貫通電流防止手段との各接続箇所は、出力端子をなしてモータ駆動巻線に電力供給して前記ロータの回転数を制御するように構成したものである。
【００１１】
これにより、モータ駆動装置の発熱を低下させ、入手容易なＰＮ接合プロセスで製造される半導体部品を用い、使用部品の供給面で不安がなく、さらに低価格のモータ駆動装置が得ることができる。
【００１２】
本件出願に係る第１の発明は、モータのロータの回転を検出するセンサと、前記センサの出力信号および外部からの速度指令信号と制御電圧源からの出力電圧が供給されてＰＷＭ信号を形成する回路を含む周辺回路と、シリコンチップ上でスイッチ素子である複数のＩＧＢＴが互いに誘電体で絶縁分離される高耐圧誘電体絶縁分離プロセス半導体で作られて商用交流電圧を整流・平滑して得られる電圧を出力する高圧直流電源の出力電圧から、前記周辺回路の出力信号に応じて、出力端子に接続されるモータ駆動巻線に電力供給して前記ロータの回転数を制御するワンチップインバータで構成されたモータ駆動装置において、前記周辺回路を低耐圧ＰＮ接合プロセスの半導体で作られるプリドライブＩＣとし、前記１チップインバータを高耐圧ＰＮ接合プロセス半導体で作られるＰＮＰダーリントントランジスタ３チップからなるトランジスタアレイと、高耐圧ＰＮ接合プロセス半導体で作られるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３チップからなるＭＯＳＦＥＴアレイとしたものでありって、前記ＰＮＰダーリントントランジスタは、エミッタが共通に前記高圧直流電源の正側出力に接続され、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴは、ソースが前記高圧直流電源の負側出力に接続され、前記ＰＮＰダーリントントランジスタのコレクタと、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインとは、貫通電流防止手段を介して接続され、前記プリドライブＩＣの第一、第二、第三の出力端子は、レベルシフト手段を介して前記ＰＮＰトランジスタアレイの通電制御を行い、第四、第五、第六の出力端子は、ダンパ手段を介して、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの各ゲートに接続されて、通電制御を行い、前記ＭＯＳＦＥＴのドレインと貫通電流防止手段との各接続箇所は、出力端子をなしてモータ駆動巻線に電力供給して前記ロータの回転数を制御する構成を具備するモータ駆動装置であり、複数の一般的なＰＮ接合プロセスで製造される半導体部品を用いて、モータ駆動装置を構成することができるという作用を有する。
【００１３】
本件出願に係る第２の発明は、上記第１の発明において、ＰＮＰダーリントントランジスタ３チップからなるトランジスタアレイと、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３チップからなるＭＯＳＦＥＴアレイと、プリドライブＩＣとを設け、前記トランジスタアレイと、ＭＯＳＦＥＴアレイは貫通電流防止手段を介して接続され、前記プリドライブＩＣは、第一、第二、第三の出力端子が各々前記トランジスタアレイの各ベースに接続され、第四、第五、第六の出力端子が各々前記ＭＯＳＦＥＴアレイの各ゲートに接続されて通電制御されるモータ駆動装置において、前記貫通電流防止手段は、逆回復時間が短い高速の第一、第二、第三、第四、第五、第六のダイオードで構成されて、前記トランジスタアレイと前記ＭＯＳＦＥＴアレイの接続は、前記トランジスタアレイに内蔵されたＰＮＰダーリントントランジスタのコレクタが各々前記第一、第二、第三のダイオードのアノードへ接続され、前記ＭＯＳＦＥＴアレイに内蔵されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインは、前記第一、第二、第三のダイオードのカソードと、前記第四、第五、第六のダイオードのアノードへ接続され、他端が共通に接続された第一、第二、第三のモータ駆動巻線の一端に各々接続されることで、前記トランジスタアレイに内蔵されたＰＮＰダーリントントランジスタの逆回復時間が比較的長い寄生ダイオードを導通させない構成を具備するモータ駆動装置であり、ＰＮＰダーリントントランジスタチップの寄生ダイオードを導通させないことで、モータ駆動巻線への電力供給に寄与しない無効電力の発生を防ぐという作用を有する。
【００１４】
本件出願に係る第３の発明は、上記第２の発明において、第貫通電流防止手段の構成要素である第一、第二、第三のダイオードをＶＦの比較的小さいショットキーバリアーダイオードとした構成を具備するモータ駆動装置であり、前記第一、第二、第三のダイオードで損失する電力を低減する作用を有する。
【００１５】
本件出願に係る第４の発明は、上記第１から第３の発明において、ＰＮＰダーリントントランジスタ３チップからなるトランジスタアレイと、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３チップからなるＭＯＳＦＥＴアレイと、プリドライブＩＣとを設け、トランジスタアレイとＭＯＳＦＥＴアレイは貫通電流防止手段を介して接続され、前記プリドライブＩＣは、レベルシフト手段を介して第一、第二、第三の出力端子が各々前記トランジスタアレイの各ベースに接続され、第四、第五、第六の出力端子が各々前記ＭＯＳＦＥＴアレイの各ゲートに接続されて通電制御されるモータ駆動装置において、前記レベルシフト手段は、第一、第二、第三のトランジスタ、抵抗を設けて、前記第一、第二、第三のトランジスタは、エミッタが各々接地され、ベースが抵抗を介して各々前記プリドライブＩＣの第一、第二、第三の出力端子が接続され、コレクタは各々第一、第二、第三の抵抗を介して前記トランジスタアレイのＰＮＰダーリントントランジスタのベースへ各々接続されるという構成を具備するモータ駆動装置であり、簡単な構成で、低耐圧のプリドライブＩＣの出力信号を高電圧が印加されたトランジスタのベースへ伝達可能とする作用を有する。
【００１６】
本件出願に係る第５の発明は、上記第１から第３の発明において、ダンパ手段を抵抗器で構成し、前記抵抗器の抵抗値を任意に選択することで、ＭＯＳＦＥＴアレイに内蔵されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート容量への充・放電時間を可変して、プリドライブＩＣの第四、第五、第六の出力端子から前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの各ゲートへの信号の立ち上がり、もしくは立ち下がり速度を、前記プリドライブＩＣの定格以下にし、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのＯＦＦからＯＮ、ＯＮからＯＦＦに至る時間を所定の値に設定できて、モータ駆動装置の高圧直流電源入力端子の跳ね上がり電圧が、前記高圧直流電源に接続されて、前記モータ駆動装置の構成要素である半導体部品の耐圧を超えなくする構成を具備するモータ駆動装置であり、前記抵抗値を一定値以上の大きさにすることで、前記プリドライブＩＣ、もしくは高圧直流電源と接続される半導体部品が損傷しない作用を有する。
【００１７】
本件出願に係る第６の発明は、上記第１から第３の発明において、ＰＮＰダーリントントランジスタ３チップからなるトランジスタアレイと、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３チップからなるＭＯＳＦＥＴアレイと、プリドライブＩＣとを設け、前記トランジスタアレイと、ＭＯＳＦＥＴアレイは貫通電流防止手段を介して接続され、前記プリドライブＩＣは、第一、第二、第三の出力端子が各々前記トランジスタアレイの各ベースに接続され、第四、第五、第六の出力端子が各々前記ＭＯＳＦＥＴアレイの各ゲートに接続されて通電制御されるモータ駆動装置において、前記トランジスタアレイのＰＮＰダーリントントランジスタに飽和電圧の小さいチップを用い、前記ＭＯＳＦＥＴアレイのＮチャンネルＭＯＳＦＥＴにＯＮ抵抗の小さいチップを用いる構成を具備するモータ駆動装置であり、モータの駆動装置の損失を、飽和電圧が比較的大きなスイッチ素子である複数のＩＧＢＴを含む１チップインバータに比べ小さくすることで、モータの駆動装置を内蔵したブラシレスモータの効率を向上する作用を有する。
本件出願に係る第７の発明は、上記第１の発明において、プリドライブＩＣのスタート・ストップ切替入力端子に負特性感温抵抗素子を含む温度検出部を接続し、前記温度検出部の感温抵抗素子をモータの発熱部品近傍に設けることで、基板上の、任意の発熱部品の温度が所定の値を超えるとモータ駆動巻線への通電を停止して、前記発熱部品の過熱を防ぐ構成を具備するモータ駆動回路としたもので、発熱部品の加熱による破壊を防ぐ作用を有する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、具体的な実施例を説明する。
【００１９】
【実施例】
次に、本発明の具体例を説明する。
【００２０】
（実施例１）
図１は、第１の発明のモータの駆動装置の一実施例を示し、図１において、モータ駆動装置１は、高圧直流電源４の出力電圧から、モータ７へ電力供給を行って、モータ７の回転速度を所望の速度にする作用を行うもので、プリドライブＩＣ５を含む周辺回路３と、トランジスタアレイ６、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２と前記プリドライブＩＣ５の出力信号は、レベルシフト手段９を介して前記トランジスタアレイ６のベースへ伝達されるとともに、ダンパ手段１０を介して前記ＭＯＳＦＥＴアレイの各ゲートへ伝達される構成を有している。
【００２１】
次に、図１の構成図に示すモータ駆動装置１の動作を、図２の動作図を用い以下説明する。
【００２２】
図１においてモータ７のロータ１１の磁極位置に従って、センサＨ１、Ｈ２、Ｈ３からプリドライブＩＣ５の入力端子ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３へ図２（ａ）に示す信号が入力される。前記プリドライブＩＣ５のＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬにはＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３入力信号のゼロクロスのタイミングで、ＨｉｇｈまたはＬｏｗレベル信号が出力される。前記ＵＬ、ＶＬ、ＷＬの出力信号は、レベルシフト手段９で、電流に変換されてトランジスタアレイ６の構成要素であるＰＮＰダーリントントランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３の各ベースへ入力される。一方、前記ＵＨ、ＶＨ、ＷＨの出力信号はダンパ手段１０を介してＭＯＳＦＥＴアレイ１２の構成要素であるＮ−ｃｈＭＯＳＦＥＴＱ４、Ｑ５、Ｑ６の各ゲートへ伝達される。前記ダンパ手段１０は、ＵＨ、ＶＨ、ＷＨのＬｏｗからＨｉｇｈもしくはＨｉｇｈからＬｏｗへ至る時間を遅くして、モータ駆動装置１から発生するノイズを低減させる目的で設けられる。ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ、ＵＨ、ＶＨ、ＷＨは、Ｈｉｇｈの時、Ｈｉｇｈレベル信号が伝達されるＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６の何れかがオンし、Ｌｏｗが伝達されている時はオフである。これにより、高圧直流電圧源の出力電圧がトランジスタアレイ６および、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２を介して、モータ駆動巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に入力される。モータ駆動巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３のインピーダンスに従って電流が流れ、モータ７のロータ１１にトルクが発生して、前記ロータ１１は回転する。
【００２３】
前記高圧直流電源４は、商用電源ＡＣ１００Ｖを、ブリッジダイオードと突入防止抵抗で接続された電解コンデンサで整流平滑された直流電圧ＤＣ１４１Ｖを発生させる。
【００２４】
８ａの貫通電流防止手段ａと８ｂの貫通電流防止手段ｂは、逆回復時間の遅いＰＮＰトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３の寄生ダイオードｄ１、ｄ２、ｄ３を導通させることなく、ＭＯＳＦＥＴＱ４、Ｑ５、Ｑ６のオンからオフへ切り替わる際に生じる循環電流を正側電力線へバイパスさせる目的で設けられる。
【００２５】
前記ＵＨ、ＶＨ、ＷＨの出力信号は、ＰＷＭ信号であり、プリドライブＩＣ５のＶＣＴＬ入力端子に入力されるアナログ電圧値に従ったＤＵＴＹ比を有する。図２（ｂ）は、ＵＨ信号がＨｉｇｈレベルの時の図２（ａ）中Ａの拡大図である。コントロール電圧源であるＶＳＰがプリドライブＩＣ５のＶＣＴＬ端子に入力される。入力された電圧は、増幅器Ａ１にて、反転減衰されてＴＯＣ信号となって、ＰＷＭ形成部へ伝達される。ＰＷＭ形成部にて、コンデンサＣ１にて発生する三角波と比較されてＤＵＴＹ比が決定される。このＤＵＴＹ比でＭＯＳＦＥＴアレイ１２のＱ４、Ｑ５、Ｑ６のオン期間が定まる。即ちＶＳＰの電圧値に従ってＭＯＳＦＥＴアレイ１２のＱ４、Ｑ５、Ｑ６のオン期間が可変されてモータ７に発生するトルクが制御され、モータ７が所望の回転数に設定される。
【００２６】
図３は、（ａ）がプリドライブＩＣ５の半導体の構成を、（ｂ）がトランジスタアレイ６のＱ１、Ｑ２、Ｑ３のＰＮＰダーリントントランジスタチップの構成を、（ｃ）がＭＯＳＦＥＴアレイのＮ−ｃｈＭＯＳＦＥＴチップの構成を示す。トランジスタアレイ６および、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２には、高圧直流電源４の出力電圧ＤＣ１４１Ｖが直接接続されるため、半導体自体の耐圧は２５０Ｖ以上必要であるが、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６の各素子は別々のチップで構成されるため、従来例の誘電体分離のような特別の複雑な構成は必要でなく、図３（ｂ）、（ｃ）に示すように、一般的なＰＮ接合プロセスで製造される。
【００２７】
プリドライブＩＣ５は、複数の素子が１チップ上に集積されたモノリシックＩＣであるが、印加電圧は、制御電源ＶＣＣ（ＤＣ１５Ｖ）が入力されるのみであるので、半導体自体の耐圧は１８Ｖ以上でよく、従って、従来例の誘電体分離のような特別の構造は不要で、図３（ａ）に示すＰＮ接合分離プロセスで製造可能である。
【００２８】
（実施例２）
図４は、第２の発明のモータの駆動装置の一実施例を示し、図４において、貫通電流防止手段８ａおよび貫通電流防止手段８ｂは、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２のＱ４もしくは、Ｑ５もしくは、Ｑ６のオンからオフに切り替わる際に生じる還流電流を、逆回復時間の遅い、トランジスタアレイ６のＱ１、Ｑ２、Ｑ３の寄生ダイオードｄ１、ｄ２、ｄ３を導通させずに、高圧直流電源４の正側出力につながる正側電源線へ還流させる作用を行うもので、８ａは、第一、第二、第三のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３を構成要素とし、前記Ｄ１のアノードはＱ１のコレクタに接続され、カソードはＱ４のドレインに接続される。前記Ｄ２のアノードはＱ２のコレクタに接続され、カソードはＱ５のドレインに接続される。前記Ｄ３のアノードはＱ３のコレクタに接続され、カソードはＱ６のドレインに接続される。一方８ｂは、第四、第五、第六のダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６を構成要素とし、前記Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６のカソードは共通に、正側電源線に接続され、各アノードは、それぞれ前記Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３のカソードに接続されるとともに、モータ駆動装置１の出力端子をなして、モータ駆動巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に接続される構成を有する。
【００２９】
次に、図４に示すモータ駆動装置１のＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を構成要素とする貫通電流防止手段８ａ、８ｂの作用動作について、図５および図６の動作図を用い説明する。
【００３０】
図５は、ＭＯＳＦＥＴアレイのＱ６が、図示しないプリドライブＩＣのＰＷＭ信号によりＯＮ、ＯＦＦを繰り返している際の、電流の流れを点線の矢印で示した。
【００３１】
図５（ａ）は、Ｑ６がＯＦＦからＯＮへ切り替わった際の電流の流れを示し、高圧直流電源の正側出力から供給される電流ＩＤＣは、正側電源線を流れて、トランジスタアレイ６のＯＮ状態のＱ１を通って、第一のダイオードＤ１を介し、モータ駆動巻線Ｌ１、Ｌ２を通って、ＭＯＳＦＥＴアレイＱ６を通じ、負側電源線から前記高圧直流電源４の負側出力端子へと流れる。
【００３２】
次にＱ６がＯＮからＯＦＦへ切り替わった際の電流の流れを示したのが図５（ｂ）であり、Ｑ６のＯＦＦにより、モータ駆動巻線Ｌ３の端子電圧はＬ×（−ｄｉ／ｄｔ）の効果でＶＤＣ電圧より増大してＤ６がＯＮし、図中点線の矢印の如く、正側電力線→Ｑ１のコレクタ−エミッタ→Ｄ１のアノード−カソード→モータ駆動巻線Ｌ１→モータ駆動巻線Ｌ３→Ｄ６アノード−カソード→正側電線というループで、還流電流を生じる。
【００３３】
次に、Ｑ６がＯＦＦからＯＮに転ずると、再び図５（ａ）に示す動作になるが、Ｑ６がＯＦＦからＯＮになる図６（ａ）の点線部Ｂでは、Ｑ６のドレイン電圧が急激に降下して、ダイオードＤ６がＯＮからＯＦＦに転じようとする、このＯＮからＯＦＦに切り替わる時間をＤ６の逆回復時間といい、この逆回復時間の間、ダイオードＤ６のカソードからアノードにＩＤ３なる電流が生じる。このＩＤ３は、電源電流ＩＤＣに重畳する。図６（ｂ）が、逆回復時間がΔｔ１である時の上述の動作を示す波形で、ＩＤ３が重畳したためにＩＤＣにＩＤＣＰＥＡＫ１なるピーク電流が生じている。逆回復時間内に生じる電流ＩＤ３は、（ＶＤＣ＝１４１Ｖ）／（電源の出力インピーダンス＋ダイオードの内部インピーダンス）となるので、ダイオードが逆回復時間の遅いものであると、当然ＩＤ３も増大する。図６（ｃ）は、逆回復時間Δｔ２が、Δｔ１より大である場合のＩＤＣ波形例を示したものである。ピーク電流ＩＤＣＰＥＡＫ２は、先のＩＤＣＰＥＡＫ２に比べ極めて大きくなる。ＩＤＣのピーク電流が大きいと、ダイオードの損失が大きくなり、過熱により素子の故障に至る場合もある。従って、ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６に求められる逆回復時間は通常３０ｎｓｅｃ〜１００ｎｓｅｃのものが性能上からも価格的にも好適である。もし、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６で構成された貫通電流防止手段８ａ、８ｂが無ければ、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６の代わりに、トランジスタアレイ６の寄生ダイオードｄ１、ｄ２、ｄ３を介して前述の還流電流が流れる。ｄ１、ｄ２、ｄ３は、逆回復時間が保証困難な素子であり、通常数十μｓｅｃ以上で、ＭＯＳＦＥＴアレイのＯＮ／ＯＦＦ周期（キャリア周波数ともいう）が５０μｓｅｃ（２０ｋＨｚ）であるモータ駆動装置では、寄生ダイオードｄ１もしくはｄ２もしくはｄ３がＯＦＦしないうちに、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２のＱ４もしくはＱ５もしくはＱ６がＯＮし、寄生ダイオードとＭＯＳＦＥＴが電源短絡状態となって故障に至る。
【００３４】
（実施例３）
図４の貫通電流防止手段８ａの構成要素であるダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３を、高速ダイオードからショットキーダイオードへ変更した構成が、第３の発明のモータの駆動装置の一実施例であり、モータ駆動装置の電力損失を低減する作用を有する。
【００３５】
次に、図４に示すモータの駆動装置の動作を図５をもとに説明する。
【００３６】
図５の矢印のような電流ＩＤＣが、モータ駆動装置からモータ７に供給される時、モータ駆動装置のトランジスタアレイ６のＰＮＰダーリントントランジスタＱ１のＣ−Ｅ間飽和電圧をＶＣＥ（ＳＡＴ）１、貫通電流防止手段８ａのダイオードＤ１のアノード−カソード間電圧をＶＦ１、コレクタ電流をＩＣ１、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２のＮ−ｃｈＭＯＳＦＥＴＱ４のドレイン−ソース間ＯＮ電圧をＶＤＳ（ＯＮ）とすると、モータ駆動装置で発生する損失Ｐｄは、
Ｐｄ＝ＩＣ１×（ＶＣＥ（ＳＡＴ）１＋ＶＦ１）＋ＩＤＣ×ＶＤＳ（ＯＮ）
となる。
【００３７】
ダイオードＤ１が、例えば定格が４００Ｖ、１Ａ、ｔｒｒ＝３０ｎｓｅｃ程度の高速ダイオードである場合、そのＶＦは、ＶＦ１＝１．２５Ｖ（ａｔ１Ａ）であるが、Ｄ１を３０Ｖ、１Ａ程度のショットキーバリアーダイオードへ変更すれば、そのＶＦは、ＶＦ１＝０．３９Ｖ（ａｔ１Ａ）となる。ＶＦが小さくなることで、発生損失Ｐｄも、
ΔＰｄ＝ＩＣ１×（１．２５−０．３９）＝ＩＣ１×０．８６Ｗ
軽減される。
【００３８】
モータが、定格負荷点で、軸出力３０Ｗ、効率７５％程度で、ＶＤＣ＝１４１Ｖであれば、ＩＣ１の平均値は
ＩＣ１＝３０／（１４１×０．７５）＝０．２８Ａ
従って、
ΔＰｄ＝０．２８×０．８６＝０．２４Ｗ
損失軽減されるので、モータ効率ηは、
η＝３０／（１４１×０．２８−０．２４）×１００＝７６．４５％
となりモータの効率が、１．４５％向上する。
【００３９】
（実施例４）
図７は、第４の発明のモータの駆動装置の一実施例を示し、図７において、レベルシフト手段９は、プリドライブＩＣ５の出力端子ＵＬ、ＶＬ、ＷＬのＨｉｇｈレベルが１２Ｖ程度の低電圧である出力信号を、トランジスタアレイ６のＰＮＰダーリントントランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３の、商用交流電源を整流平滑した例えばＤＣ１４１Ｖ程度の高電圧である各ベースへ伝達する作用を行うもので、前記レベルシフト手段９は、ＮＰＮトランジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１０と抵抗Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０を構成要素とし、前記構成要素は、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０の各エミッタは接地され、各ベースはそれぞれプリドライブＩＣ５のＵＬ．ＶＬ．ＷＬ端子と接続され、各コレクタは、抵抗Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０を介して、トランジスタアレイ６のＰＮＰダーリントントランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３の各ベースと接続される構成を有する。
【００４０】
次に、図７に示すモータ駆動装置１のＱ８、Ｑ９、Ｑ１０およびＲ８、Ｒ９、Ｒ１０を構成要素とするレベルシフト手段９の作用動作について、図８の詳細図を用い説明する。
【００４１】
図８において、プリドライブＩＣ５のＵＬ端子の出力信号がＬｏｗからＨｉｇｈへ切り替わって、トランジスタアレイ６のＱ１がＯＮして、モータ駆動巻線へ通電される動作を以下説明する。
【００４２】
プリドライブＩＣ５のＵＬ端子内部素子であるＱ１０、Ｑ１１は、図示しないセンサからの信号に基づきＱ１１がＯＮからＯＦＦ、Ｑ１０がＯＦＦからＯＮに切り替わる。ＵＬ端子電圧ＶＵＬは、０Ｖから１２Ｖ増大し抵抗Ｒ１１を介することでＱ７のベースにベース電流が供給されて、Ｑ７がＯＮする。Ｑ７のコレクタ電圧は０Ｖになり、抵抗Ｒ８には、トランジスタアレイ６のＱ１のベースからベース電流ＩＢが流れ、Ｑ１はＯＮする。Ｑ１のＯＮにより、図中点線の矢印のごとく、高圧直流電源４の正側出力から、Ｑ１、Ｄ１を介してモータ７のモータ駆動巻線Ｌ１、Ｌ３に通電し、ＭＯＳＦＥＴＱ６、電流検出抵抗Ｒ１を介して、前記高圧直流電源４の負側出力へ電流が流れ、前記モータ７に、電力が供給される。
【００４３】
上記動作は、プリドライブＩＣ５のＶＬ、ＷＬ各端子の信号がトランジスタＱ８、Ｑ９、抵抗Ｒ９、Ｒ１０を介してトランジスタアレイ６のＱ２、Ｑ３のベースへ伝達される動作と同じであるので、構成および動作の説明は省く。
【００４４】
以上のように、レベルシフト手段９は、プリドライブＩＣ５の出力端子ＵＬ、ＶＬ、ＷＬの出力信号が、前記出力端子に高電圧が作用されること無くＰＮＰダーリントントランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３の各ベースへそれぞれ伝達し、前記Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のＯＮ、ＯＦＦ制御を行うことができる。
【００４５】
（実施例５）
図９は、第５の発明のモータの駆動装置の一実施例を示し、図９において、ダンパ手段１０は、プリドライブＩＣ５の出力端子ＵＨ、ＶＨ、ＷＨから出力される信号がＬｏｗからＨｉｇｈへ立ち上がる際には、ＭＯＳＦＥＴアレイのＱ４、Ｑ５、Ｑ６の各ゲートの立ち上がりスピードを抑制し、ＨｉｇｈからＬｏｗへ立ち下がる際には、立ち上がりスピードを抑制する作用を行うもので、前記プリドライブＩＣ５の出力端子ＵＨ、ＶＨ、ＷＨは、前記ダンパ手段１０の構成要素である抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３を介してＭＯＳＦＥＴアレイのＱ４、Ｑ５、Ｑ６の各ゲートに接続される構成を有する。
【００４６】
次に、図９に示すモータ駆動装置１のＲ１１、Ｒ１２、Ｒ１３を構成要素とするダンパ手段１０の作用動作について、図１０の詳細図および図１１の動作図を用い説明する。
【００４７】
図９において、プリドライブＩＣ５のＷＨ端子の出力信号がＬｏｗからＨｉｇｈへ切り替わって、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２のＱ６がＯＮして、モータ駆動巻線へ通電される動作を以下説明する。
【００４８】
図１１（ａ）のセンサ信号ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３に基づいてＷＨ信号がＨｉｇｈであるＰＷＭ動作区間の図中点線部Ｃの拡大図（ｂ）において、時刻ｔ＝ｔ１の時、プリドライブＩＣ５のＷＨ端子内部素子であるＱ１２、Ｑ１３は、Ｑ１３がＯＮからＯＦＦ、Ｑ１２がＯＦＦからＯＮになり、ＷＨ端子電圧は、ＬｏｗからＨｉｇｈへ切り替わる。図１０のプリドライブＩＣ５の構成では、Ｑ１２のコレクタが、内部１２Ｖレギュレータへ接続されているため、Ｈｉｇｈレベルの電圧値は１２Ｖである。ＷＨ端子は、ダンパ手段１０の抵抗Ｒ１９を介してＭＯＳＦＥＴアレイ１２のＱ６のゲートに接続されており、Ｑ６のゲート−ソース間の接合容量Ｃｇ６へ、ＷＨからｉｇ６なる充電電流が流れる。ｉｇ６の充電スピードは、Ｒ１９、Ｃｇｓ６の時定数で定まり、ＷＨ端子出力信号と、Ｑ６ゲート電圧ＶＧＳ６とが同一になると充電は停止する。ｔ１から充電終了に至る時間、即ち充電時間Δｔ１は、ＣｇｓがＭＯＳＦＥＴＱ６の固有値であり変更はできないが、Ｒ１９の抵抗値を変えることで、変更可能であり、図１１（ｃ）は、（ｂ）に比べ、Ｒ１９の抵抗値を小さくした場合の動作例である。充電時間Δｔ１での最大充電電流ｉｇ６１は、１２Ｖ／Ｒ１９で求められる。ゲート電圧がある所定の値に達した時、Ｑ６はＯＦＦからＯＮに至る。
【００４９】
次に、時刻ｔ２の時は、プリドライブＩＣ５のＷＨ端子内部素子であるＱ１２、Ｑ１３は、Ｑ１３がＯＦＦからＯＮ、Ｑ１２がＯＮからＯＦＦになり、ＷＨ端子電圧は、ＨｉｇｈからＬｏｗへ切り替わる。ＭＯＳＦＥＴアレイ１２のＱ６のゲート−ソース間の接合容量Ｃｇ６の電荷が、Ｒ１９を介してＷＨへｉｇ６なる放電電流が流れる。ｉｇ６の放電スピードは、充電時と同じくＲ１９、Ｃｇｓ６の時定数で定まるので、ｔ２から放電終了に至る時間、即ち放電時間Δｔ２は、Ｒ１９の抵抗値を変えることで、変更可能であることは言うまでもない。図１１（ｃ）は、（ｂ）に比べ、Ｒ１９の抵抗値を小さくした場合の動作例で、放電時間Δｔ２での最大充電電流ｉｇ６２は、１２Ｖ／Ｒ１９で求められ、ゲート電圧がある所定の値以下に低下した時、Ｑ６はＯＮからＯＦＦに至る。
【００５０】
Ｒ１９の抵抗値は、プリドライブＩＣ５の出力、ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ端子の出力信号の立ち上がり、もしくは立ち下がり速度を、前記プリドライブＩＣ５の定格以下になる値に定めて、前記プリドライブＩＣ５の出力端子の損傷を防ぐ。
【００５１】
そして、Ｑ６のＣｇｓ６への充放電時間が、Ｒ１９の抵抗値で変更可能なことは、即ちＱ６のＯＦＦからＯＮ、もしくはＯＮからＯＦＦに至る時間が変更可能であることは、言うまでもなく、前記Ｑ６のＯＦＦからＯＮ、ＯＮからＯＦＦに至る時間は、高圧直流電源からモータ駆動装置へ流れるパルス状電流ＩＤＣの時間変化を意味する。前記ＩＤＣの時間変化ｄｉ／ｄｔと、高圧直流電源とモータ駆動装置に至る正側電源線に在る等価インダクタンスＬによる−Ｌ×（ｄｉ／ｄｔ）の効果により、モータ駆動装置の、例えば、トランジスタアレイ６のＰＮＰダーリントントランジスタＱ１〜Ｑ３のエミッタには、跳ね上がり電圧が印加される。Ｒ１９の抵抗値は、前記跳ね上がり電圧が、Ｑ１もしくはＱ２もしくはＱ３の耐圧を超えない抵抗値にすることもできる。
【００５２】
また、Ｒ１９の抵抗値は、ｉｇ６１、ｉｇ６２が、プリドライブＩＣ５のＱ１２、Ｑ１３の最大定格未満になるよう定められるが、モータ駆動装置が発生するノイズを、各国で定められたＥＭＣ規制以下にする等の目的で、更に抵抗値を大きくしてＱ６のＯＦＦからＯＮ、ＯＮからＯＦＦに至る時間を長くして、ノイズを低減することも、よく行われる。
【００５３】
（実施例６）
図１、または図４、または図７、または図９に示すモータ駆動装置の構成要素であるトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３およびＭＯＳＦＥＴＱ４、Ｑ５、Ｑ６を、図３５に示す従来例のＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６よりＯＮ時の飽和電圧がより小さいものとした構成が、第６の発明のモータの駆動装置の一実施例であり、飽和電圧特性を図１２に示す。
【００５４】
図１２（ａ）は、図３５に示す従来例のモノリシックＩＣで構成されたモータ駆動装置の上アーム側ＩＧＢＴ、下アーム側ＩＧＢＴ、上＋下のＯＮ電圧ＶＯＮ上、ＶＯＮ下、ＶＯＮ上＋下の特性を示したものである。同じモノリシックＩＣのＩＧＢＴが、上下でＯＮ電圧に若干の差があるのは、上側ＩＧＢＴのゲート電圧が、下側ＩＧＢＴのゲート電圧より−２Ｖ程小さいためで、これは、モノリシックＩＣの上側ＩＧＢＴのゲート電圧発生源の構成によるもので、通常図示しない制御電源ＶＣＣから、ダイオード２個を介してゲート電圧源を発生させるチャージポンプ回路の作用によるものである。
【００５５】
モータに電流Ｉが供給される際にＩＧＢＴに生じる電力損失Ｐｄ２は、ＩＧＢＴのＯＮ電圧と電流Ｉとの積
Ｐｄ２＝ＶＯＮ上＋下×Ｉ
で求められる。
【００５６】
図１２（ｂ）は、図１、または図４、または図７、または図９に示すモータ駆動装置の構成要素であるトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３およびＭＯＳＦＥＴＱ４、Ｑ５、Ｑ６の飽和電圧ＶＣＥ、ＶＤＳ特性とダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３のＶＦ特性を示したもので、モータに電流Ｉが供給される際に、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ダイオードに生じる電力損失Ｐｄ１は、
Ｐｄ１＝（ＶＣＥ＋ＶＦ＋ＶＤＳ）×Ｉ
で求められる。
【００５７】
図１、または図４、または図７、または図９に示すモータ駆動装置の構成要素であるトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３およびＭＯＳＦＥＴＱ４、Ｑ５、Ｑ６の飽和電圧ＶＣＥ、ＶＤＳとダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３のＶＦの和は、図３５に示す従来例のＩＧＢＴのＯＮ電圧ＶＯＮ上＋下に比べ、
ＶＣＥ＋ＶＦ＋ＶＤＳ＜ＶＯＮ上＋下
であるので、電力損失も、図１２（ｃ）に示すように、
Ｐｄ１＜Ｐｄ２
の大小関係になり、図１、または図４、または図７、または図９に示すモータ駆動装置の電力損失は、従来例に比べ小さくなる。
【００５８】
例えば、モータが、定格負荷点で、軸出力３０Ｗ、効率７５％程度で、ＶＤＣ＝１４１Ｖであれば、モータに供給される電流Ｉの平均値は
Ｉ＝３０／（１４１×０．７５）＝０．２８Ａ
になるので、図１２から電力損失Ｐｄ１、Ｐｄ２を求めると
Ｐｄ１＝０．６８Ｗ
Ｐｄ２＝０．８９Ｗ
となり、図１、または図４、または図７、または図９に示すモータ駆動装置の電力損失は、従来例に比べ
ΔＰｄ２−１＝０．２１Ｗ
損失軽減されるので、モータ効率ηは、
η＝３０／（１４１×０．２８−０．２１）×１００＝７６．３９％
となりモータの効率が、１．３９％向上する。
【００５９】
（参考例１）
図１３は、モータの駆動装置の参考例１を示し、図１３において、突入電流防止手段１３は、モータ非運転時において、モータ駆動装置の周辺回路への制御電源供給を断って待機電力削減を目的に設けた開閉器１５が、モータの運転開始時に、閉じられる際に、制御電圧源２の正側出力からモータ駆動装置に設けたコンデンサＣ３への充電電流ＩＣＣの時間的変化を小さくすることで、モータ駆動手段の制御電源入力端子に発生する電圧跳ね上がりを抑制する作用を行うもので、前記突入電流防止手段１３は、抵抗Ｒ２０を構成要素とし、前記開閉器１５と、コンデンサＣ３の制御電源線接続点間に直列接続される構成を有する。
【００６０】
次に、図１３に示す突入電流防止手段１３の動作について、図１４の動作図を用い、以下説明する。
【００６１】
図１４（ａ）は、制御電圧源２の電圧ＶＣＣ＝１５Ｖ、Ｃ３がセラミックコンデンサ１．０μＦ、プリドライブＩＣ５のＶＣＣ端子の絶対最大定格ＶＣＣｍａｘ＝２０Ｖである場合に、時刻ｔ＝ｔ１で開閉器１５が閉じた時の、Ｃ３への充電電流ＩＣＣとプリドライブＩＣ５のＶＣＣ端子電圧の時間変化を示した特性例である。
【００６２】
時刻ｔ１で、開閉器１５が閉じると、制御電圧源２の正側出力から、突入電流防止手段１３のＲ２０を介してＣ３へ充電される。この時のＩＣＣの時間的変化は、Ｃ３の容量値とＲ１９の抵抗値で定まる時定数による。Ｃ３への充電で生じるＩＣＣの時間的変化により、−Ｌｄｉ／ｄｔの効果（Ｌは、モータ駆動装置と制御電源間の等価インダクタンスである）によりＣ３の制御電源線接続点即ちプリドライブＩＣ５のＶＣＣ端子電圧が、跳ね上がる。このＶＣＣの電圧上昇が、プリドライブＩＣ５の絶対最大定格ＶＣＣｍａｘを超えないように、Ｒ２０の抵抗値を定める必要があり、上記周辺条件では、抵抗値５．１Ωの１／２Ｗ電力型抵抗が好適で、ＩＣＣのピーク値３Ａ、ＶＣＣ跳ね上がり１６Ｖに抑えられる。
【００６３】
図１４（ｂ）は、突入電流防止手段１３が無く、開閉器１５とＣ３の制御電源線とが直結された場合の特性例で、ＩＣＣピーク値１４Ａ、ＶＣＣ跳ね上がり２９Ｖに達し、プリドライブＩＣ５の絶対最大定格２０Ｖを超えてしまっている。
【００６４】
（参考例２）
図１５は、モータの駆動装置の参考例２を示し、図１５において、保護抵抗１４（Ｒ２１）は、モータ駆動装置内で電源短絡故障が生じた場合に、高圧直流電源４の突入防止抵抗１６（Ｒ２２）より先に溶断することで、高圧直流電源４の突入防止抵抗１６（Ｒ２２）の溶断を防ぎ、故障をモータ駆動装置に限定して、高圧直流電源４が損傷することを防ぐ作用を行うもので、前記保護抵抗１４は、高圧直流電源４の正側出力と、コンデンサＣ２の高圧直流電源線接続点間に直列接続される構成を有する。
【００６５】
次に、図１５のモータ駆動装置の保護抵抗１４の動作について、図１６の保護抵抗１４および突入防止抵抗１６の限界電流特性図を用いて説明する。
【００６６】
通常、抵抗には、メーカより、抵抗の品種毎に瞬時限界電力特性が公開されており、図１６のＡ、およびＢは、突入防止抵抗１６が定格電力５Ｗ、抵抗値２．２Ωと３．３Ωのセメントの溶断しうる限界電流を、抵抗値と先の瞬時限界電力から求めた特性図である。
【００６７】
モータ駆動装置が短絡故障した場合に、前記保護抵抗１４（Ｒ２１）が、前記突入防止抵抗１６（Ｒ２２）より先に溶断するには、溶断しうる限界電流が、Ｒ２１がＲ２２より小である必要がある。図１６のＣは、Ｒ２１が、定格電力１／２Ｗ、抵抗値２．２Ωの電力金属皮膜抵抗である場合の、限界電流特性である。図１６から、故障電流の発生時間幅Δｔが１０ｍｓｅｃの場合、突入防止抵抗Ｒ２２の限界電流に比べ、保護抵抗Ｒ２１の限界電流の方が２２Ａ小さく、従って、故障時には、Ｒ２２よりＲ２１の方が先に溶断し、Ｒ２２は溶断せず、故障がモータ駆動装置に限定され、高圧直流電源４は損傷しない。
【００６８】
一方、運転時には、モータが、定格負荷点で、軸出力３０Ｗ、効率７５％程度で、ＶＤＣ＝１４１Ｖであれば、モータに供給される電流Ｉの平均値は
Ｉ＝３０／（１４１×０．７５）＝０．２８Ａ
であるので、Ｒ２１の損失Ｐｄは
Ｐｄ＝２．２×０．２８×０．２８＝０．１７Ｗ
になる。これは、Ｒ２１の定格電力比３４％に相当する。通常、抵抗の実使用電力は、定格比５０％以下であるので、Ｒ２１の抵抗値２．２Ωは、通常運転には何ら支障にならない。
【００６９】
（参考例３）
図１７は、モータの駆動装置の参考例３を示し、図１７において、ダイナミックレンジ変換手段１７は、ＰＷＭＤＵＴＹ比を指令する指令電圧ＶＳＰの値を、プリドライブＩＣ５に予め定められた値と異なる任意の値にできる作用を行うもので、前記ダイナミックレンジ変換手段１７は、その出力が、プリドライブＩＣ５の、増幅器Ａ１を介すること無く、ＰＷＭ形成部に直接入力する構成を有する。
【００７０】
次に、図１７に示すダイナミックレンジ変換手段１７の動作について、図１８の詳細図および、図１９の動作図を用い説明する。
【００７１】
図１８、図１９は、ＰＷＭＤＵＴＹ指令信号ＶＳＰの可変範囲（ダイナミックレンジ）を、プリドライブＩＣ５の１．４〜３．５Ｖとは異なる２．１〜５．４Ｖにした構成例で、前記ダイナミックレンジ変換手段１７は、増幅器Ａ２、コンデンサＣ４、Ｃ５、抵抗Ｒ２３、Ｒ２４、Ｒ２５、Ｒ２６、Ｒ２７、Ｒ２８を構成要素とする反転増幅回路である。
【００７２】
ＶＳＰ入力レンジが２．１〜５．４Ｖ（電圧差３．３Ｖ）で、出力レンジＴＯＣは、プリドライブＩＣ５のＰＷＭ形成部の三角波のピークｔｏピークであるので３．０〜１．２Ｖ（電圧差１．８Ｖ）にならなければならないので、ダイナミックレンジ変換手段１７の増幅率Ｇは、
Ｇ＝−１．８／３．３＝−０．５５Ｖ
にする必要がある。
【００７３】
一方、増幅器の非反転入力端子に入力すべき基準電圧Ｖｔｈは、ＶＳＰ＝２．１Ｖで、出力ＴＯＣ＝３．０Ｖにならなければならないので、反転増幅器の入出力関係を求める次式
（ＶＳＰ−Ｖｔｈ）×Ｇ＋Ｖｔｈ＝ＴＯＣ
より
（２．１−Ｖｔｈ）×（−０．５５）＋Ｖｔｈ＝３．０
即ち
Ｖｔｈ＝２．６８Ｖにする必要がある。
【００７４】
図１８に示したダイナミックレンジ変換手段１７の抵抗Ｒ２３、Ｒ２４、Ｒ２５、Ｒ２６、Ｒ２７、Ｒ２８の抵抗値から、
Ｇ＝−Ｒ２５／（Ｒ２３＋Ｒ２４）
＝−１６２ｋΩ／（５．６ｋΩ＋２８７ｋΩ）
＝−０．５５
一方、Ｖｔｈは、
Ｖｔｈ＝ＶＲＥＧ×Ｒ２７／（Ｒ２７＋Ｒ２８）
＝５×８．４５ｋΩ／（８．４５ｋΩ＋９．７６ｋΩ）
＝２．６８Ｖ
で、図中の抵抗値で得られるＧ、Ｖｔｈは、先に必要なＧ、Ｖｔｈ値とよく一致している。
【００７５】
図１９は、ＵＨがＨｉｇｈのときのＰＷＭＤＵＴＹ比が、ＶＳＰ指令値を５．４Ｖ〜２．１Ｖまで可変すると、ダイナミックレンジ変換手段１７の作用によりＴＯＣ端子電圧が１．２〜３．０Ｖ変化することで、ＰＷＭＤＵＴＹ比が、１００〜０％制御される特性を示した。
【００７６】
ダイナミックレンジ変換手段１７の抵抗値を変更することで、ＶＳＰ入力範囲を任意に変更できることは言うまでもない。
【００７７】
（参考例４）
図２０は、参考例４のモータの駆動装置でのプリドライブＩＣ５のセンサ入力端子の一例を示し、図２０において、ホールＩＣであるセンサＨ３からの出力信号は、プリドライブＩＣ５に供給されるとともに、バッファ１８を介してモータの回転速度を意味するＦＧ信号としてモータの駆動装置の外部に供給する作用を有し、ホール素子であるセンサＨ１、Ｈ２は、その出力信号が、プリドライブＩＣ５のセンサ入力端子ＩＮ１＋、ＩＮ１−、ＩＮ２＋、ＩＮ２−へ入力されるとともに、ホールＩＣであるＨ３は、その出力信号が、プリドライブＩＣ５のセンサ入力端子ＩＮ３＋に入力されるとともに、バッファ１８に入力され、バッファ１８の出力は、ＦＧ出力端子をなして、ＩＮ３−には、ＩＮ３＋入力信号のＨｉｇｈレベルの中間電圧値である直流電圧が入力される構成を有する。
【００７８】
次に、プリドライブＩＣ５のセンサ入力部のみを記した図２０に示すセンサＨ３から、バッファ１８を介してＦＧ信号を発生する動作について、図２１の動作図を用い説明を行う。
【００７９】
図２０、図２１において、ホール素子であるＨ１、Ｈ２は、図示しないロータの磁極位置変化に従い、図中破線に示す１２Ｖレギュレータの１／２電圧すなわち６Ｖを基準に対照的な電圧波形がＩＮ１＋、ＩＮ１−もしくはＩＮ２＋、ＩＮ２−に発生する。実線ＩＮ１、ＩＮ２は、それぞれ−入力から見た＋入力信号の差動波形である。
【００８０】
ホールＩＣであるＨ３の出力は、ＩＮ３＋端子に入力されるとともに、バッファ１８の構成要素デジタルトランジスタＱ１４のベースに入力される。Ｈ３の出力信号は、Ｌｏｗレベルが、ほぼ０Ｖ、Ｈｉｇｈレベルが、Ｈ３の図示しない出力インピーダンス１０ｋΩとＱ１４の内部抵抗から１０．４３Ｖになる。
【００８１】
ＩＮ３−には、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２によって発生するＤＣ電圧５．４５Ｖが入力される。５．４５Ｖは、ＩＮ３＋入力信号のＨｉｇｈレベルの約１／２の電圧値に設定した。
【００８２】
前記Ｑ１４のコレクタは、抵抗Ｒ３３でＶＣＣ＝１５ＶにプルＵＰされるとともに、抵抗Ｒ３４を介してＦＧ出力端子に接続されるので、ＩＮ３＋信号のＨｉｇｈ、Ｌｏｗの位相関係が反転した、ＨｉｇｈレベルがＶＣＣ＝１５Ｖの矩形波のＦＧ信号が出力される。前記ＦＧ信号は、図示しないロータのＮ、Ｓ磁極配置が等角度である場合には、Ｈｉｇｈ、ＬｏｗのＤｕｔｙ比が５０％になることは言うまでもない。
【００８３】
（参考例５）
電圧差が５０Ｖ超、１５０Ｖ以下である異電圧間の充電部距離が１．５ｍｍ以上であることを要求仕様とし、１．５ｍｍ未満の箇所は、絶縁材を塗布して充電部を露出させないモータ駆動回路基板において、図２２に示す電圧差が５０Ｖ超、１５０Ｖ以下となるリードのリードピッチが２．５４ｍｍであるトランジスタアレイ６、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２を９０度Ｌ曲げして、両面銅箔パターンを有する銅メッキスルーホールプリント基板２１に設けたリード挿入穴にリードを挿入、はんだ付け固定したモータ駆動回路基板２０のリード挿入穴近傍、図２３の点線Ａ部の詳細図・図２４において、図（ａ）、（ｂ）に示す通り、リード挿入穴は、直径φ１．０ｍｍ以下として、部品面側には、はんだランドは設けず、はんだ面側には、はんだ付けのための銅箔ランドを設け、リード挿入穴には銅メッキ処理は行わない。このリード挿入穴にＬ曲げ加工した、トランジスタアレイ６または、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２をプリント基板２１に挿入はんだ付け固定した場合、異電圧間の充電部距離は、部品面側では、図（ａ）に示す通り、１．５４ｍｍで、要求仕様１．５ｍｍ超である。一方、はんだ面側では、異電圧間の充電部距離は０．５４ｍｍで、要求仕様１．５ｍｍ未満であるため、ランド部が露出しないよう図（ｃ）に示すようにはんだ面のみの絶縁材を最小限度塗布している。前記絶縁材は、入手性、作業性が良好なことからシリコンやポリウレタン、エポキシが好適である。
【００８４】
（参考例６）
電圧差が５０Ｖ超、１５０Ｖ以下である異電圧間の充電部距離が１．５ｍｍ以上であることを要求仕様とし、１．５ｍｍ未満の箇所は、絶縁材を塗布して充電部を露出させないモータ駆動回路基板において、図２２に示す電圧差が５０Ｖ超、１５０Ｖ以下となるリードのリードピッチが２．５４ｍｍであるトランジスタアレイ６、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２を９０度Ｌ曲げして、両面銅箔パターンを有する銅メッキスルーホールプリント基板２１に設けたリード挿入穴にリードを挿入、はんだ付け固定したモータ駆動回路基板２０のリード挿入穴近傍、図２３の点線Ａ部の詳細図・図２５において、図（ａ）、（ｂ）に示す通り、リード挿入穴は、直径φ０．９ｍｍ以下として、部品面側には、直径１．０ｍｍ以下のはんだランドを設け、はんだ面側には、はんだ付けのための銅箔ランドを設け、リード挿入穴は、銅メッキ処理される。このリード挿入穴にＬ曲げ加工した、トランジスタアレイ６または、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２をプリント基板２１に挿入はんだ付け固定した場合、異電圧間の充電部距離は、部品面側では、図（ａ）に示す通り、１．５４ｍｍで、要求仕様１．５ｍｍ超である。一方、はんだ面側では、異電圧間の充電部距離は０．５４ｍｍで、要求仕様１．５ｍｍ未満であるため、ランド部が露出しないよう図（ｃ）に示すようはんだ面のみの絶縁材を最小限度塗布している。リード挿入穴には銅メッキ処理されているため、リードが挿入されたリード挿入穴の空隙部は、はんだで充填されるため、前記はんだ付け部の強度が高く、温度変化、例えば−４０℃、８０℃各３０分繰り返し試験で、繰り返し回数４００サイクルでもはんだには、クラックを生じない。前記絶縁材は、入手性、作業性が良好なことからシリコンやポリウレタン、エポキシが好適である。
【００８５】
（参考例７）
図２６の温度検出部１９は、発熱素子であるトランジスタアレイ６、またはＭＯＳＦＥＴアレイ１２または貫通電流防止手段８ａ、８ｂの過熱を防ぐ作用を有し、温度検出部１９は、少なくとも図２７の詳細構成図のサーミスタ（ＮＴＣ）が、前記発熱素子近傍に配されて、前記ＮＴＣは、一方が第一の抵抗（Ｒ３７）で基準電圧に接続され、他方は、第二の抵抗（Ｒ３８）で接地されるとともに、プリドライブＩＣ５のスタート・ストップ切替（Ｓ／Ｓ）端子に接続される構成を有する。
【００８６】
次に、図２６に示す温度検出部１９の動作について図２７の詳細図および図２８の動作図を用い、以下説明を行う。
【００８７】
図２７において、ＮＴＣはサーミスタであり、温度変化に反比例して抵抗値が低下する特性を有するもので、前記ＮＴＣの一方はＲ３７を介して、ＶＲＥＧ＝５Ｖに接続され、他方は、抵抗Ｒ３８を介して接地されるとともに、プリドライブＩＣ５のスタート・ストップ切替（Ｓ／Ｓ）端子に接続される。プリドライブＩＣ５の構成要素であるヒステリシスコンパレータ４１は、入力電圧であるＶＳ／Ｓが
ＶｔｈＨ＞１．７２Ｖ
で、図示しないトランジスタアレイ６およびＭＯＳＦＥＴ１２を非導通状態にしてモータ巻線への通電を停止するよう働き、
ＶｔｈＬ＜１．４３Ｖ
で、図示しないトランジスタアレイ６およびＭＯＳＦＥＴ１２を導通状態にしてモータ巻線へ通電するよう働く。
【００８８】
図２８の動作図は、ＮＴＣサーミスタの抵抗値ＲＮＴＣが（ａ）に示す特性であって、Ｒ３７＝１０ｋΩ、Ｒ３８＝６．８ｋΩである場合のＶＳ／Ｓ値の温度に対する変化は（ｂ）に示す特性になる。
【００８９】
図２８（ｃ）は、モータが過負荷等の異常時にモータ駆動装置の温度が通常運転時より著しく増大する場合のＮＴＣサーミスタの温度変化とモータへの通電状態を示す図で、時刻ｔ＝ｔ０で、通電開始され過熱して温度が１１５℃に達し、ＮＴＣの抵抗値が低下してＶＳ／Ｓ値が１．７２Ｖになった時刻ｔ１の時、モータへの通電がＯＦＦされる。ｔ１以降は温度が低下し、ＶＳ／Ｓ値が１．４３Ｖになった時には、再びモータへの通電がＯＮして、温度が再び過熱する。以後、同様の動作でＯＮ、ＯＦＦを繰り返す。
【００９０】
上記は、発熱体であるトランジスタアレイ６や、ＭＯＳＦＥＴ１２、ダイオードＤ１〜Ｄ６の動作接合温度の上限値１５０℃を超えないようにするため、温度１１５℃以上でＯＦＦ、温度９０℃以下で復帰するよう設定したが、ＮＴＣの温度特性を異なるものに変更したり、Ｒ３７、Ｒ３８の抵抗値を変えることでＯＮからＯＦＦもしくはＯＦＦからＯＮへ切り替わる動作温度は変更可能である。
【００９１】
（参考例８）
図２９の外形図および図３０の断面図に示すモータ７は、トランジスタアレイ６、ＭＯＳＦＥＴ１２、プリドライブＩＣ５を主要構成要素とするモータの駆動装置をプリント基板上に構成したモータ駆動回路基板２０をモータ内に内蔵して、モータを駆動制御可能とする作用を有するもので、２９、３０のインシュレータＡ、Ｂで絶縁されたステータコア３２に巻線２８を施したものを不飽和ポリエステル樹脂でケース状に成形したステータモールド組立２３に、シャフト２２に、２５の軸受、ヨーク２６、マグネット２７を設けたロータ１１と、モータ駆動回路基板２０を収め、その上面に絶縁板を配して、ブラケット２４で蓋をし、前記モータ駆動回路基板２０のトランジスタアレイ６とＭＯＳＥＦＥＴアレイ１２は、前記絶縁板３６の窓部分のブラケット２４との空隙を、放熱シリコン３５で充填し、前記モータ駆動回路基板２０には、リード線３９がはんだ付け固定され、前記リード線３９は、前記ステータモールド組立２３の側面の引出し口に固定されたリードブッシュ３７、３８を介して、モータ７外へ引き出された構成を有する。
【００９２】
次に、図２９に示すモータ７の構成とその動作について、以下図３０の断面図を用い説明を行う。
【００９３】
図３０において、トランジスタアレイ６、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２、プリドライブＩＣ５を主要構成要素とする。モータ駆動回路基板２０が、樹脂ピン３４でステータモールド組立２３に固定されて、巻線と電気的に接続された端子ｐｉｎ３１とはんだ付け接続されている。前記モータ駆動回路基板２０には、図示しない高圧直流電圧ＶＤＣ＝１４１Ｖと、制御電源ＶＣＣ＝１５Ｖが入力され、指令電圧であるＶＳＰが入力されることで、ロータ１１のマグネット２７の磁極配置をセンサ３３で検出し、前記センサの出力信号に基づきプリドライブＩＣ５がトランジスタアレイ６、ＭＯＳＦＥＴアレイ１２を通電制御することは、図２等の動作図に示す通りであるので、動作の詳細説明は省く。
【００９４】
（参考例９）
図３１の３７、３８のリードブッシュＡ、Ｂは、モータ駆動回路基板２０のプリント基板２１にはんだ付けされたリード線３９が、外力により引っ張られても、その外力が、プリント基板２１のはんだ付け部に働かない作用を有し、凸部構造を有するリードブッシュＢと凹部構造を有するリードブッシュＡとで作られるクランク型空隙部にリード線３９を挟み込んで、前記３７、３８のリードブッシュＡ、Ｂは、ブラケット２４とステータモールド組立２３とで挟み込まれて固定される構成を有する。
【００９５】
次に、図３１に示す３７、３８のリードブッシュＡ、Ｂの動作について以下説明を行う。
【００９６】
図３１において、（ａ）は、ステータモールド組立２３にモータ駆動回路基板２０をはめ込み、ＶＤＣ、ＧＮＤ、ＶＣＣ、ＶＳＰ、ＦＧの各端子に芯線がはんだ付けされたリード線３９が、前記ステータモールド組立２３の側面の引出口に設けた３７、３８のリードブッシュＡ、Ｂを介して外部に引き出されている。
【００９７】
図３１（ｂ）は、前記ステータモールド組立２３の側面の引出口付近の断面図で、前記リード線３９は、前記３７のリードブッシュＡの凹部と前記３８のリードブッシュＢの凸部間のクランク状の空隙部に、挟み込まれた構造で、前記リードブッシュＡ、Ｂは、ブラケット２４と前記ステータモールド組立２３に挟み込まれて固定される構造であって、リード線３９が、図中矢印方向に外力で引っ張られても外力がリードブッシュＡ、Ｂの挟み込み部分に作用し、リードブッシュＡ、Ｂは、ステータモールド組立２３に固定されているので、プリント基板２１のリード線挿入穴にはんだ付けされた芯線４０には加わらない。
【００９８】
（参考例１０）
図３２（ａ）に示すルームエアコン室内機４２、室外機４３は、参考例８のモータを送風用に搭載したルームエアコンであり、所望の風量の冷風、温風を効率良く発生させる作用を有し、前記室内機４２には、モータ７のシャフトに、クロスフローファン４６が設けられ、前記室外機４３には、プロペラファン４７をシャフトに設けたモータを、それぞれの内部に固定した構造を有する。
【００９９】
次に、図３２（ａ）に示すルームエアコン室内機４２、室外機４３の動作について、以下説明を行う。
【０１００】
図３２（ａ）において、図示しないリモコンの指令により４８の制御器Ａは、モータ７の運転を開始させる。前記モータ７のシャフトに設けたクロスフローファンが回転して、送風を開始する。同時に４９の制御器Ｂを介して室外機用ヒンジ付きモータ５５の運転を開始させる。室外機用ヒンジ付きモータ５５のシャフトに設けたプロペラファン４７が回転を始める。次にコンプレッサ５０が運転を始め、冷媒管５３によって結ばれた熱交換器Ａ、Ｂの間で、冷媒が循環する。冷媒の循環により、室内機４２についてはクロスフローファン４６による風が４４の熱交換器Ａを通って、冷房時には冷風が、暖房時には、温風が供される。
【０１０１】
一方の室外機４３においては、プロペラファン４７による風が、４５の熱交換器Ｂを通って、冷房時には、熱が、暖房時には、冷気が、大気へ放出される。
【０１０２】
図３２（ｂ）に示す室外機用ヒンジ付きモータ５５は、室外機４３の送風用として好適な外形形状を有するもので、リード線３９がシャフト２２とは逆の、モータ底部の側面に設けたリードブッシュ３７、３８から外部へ引き出されている。そして、点線部Ａのヒンジがステータモールド組立２３に設けてあり、これは、モータを室外機に固定するために供される。
【０１０３】
前記室外機用ヒンジ付きモータ５５は、その内部構成が、シャフト２２の軸出しが逆になっていること以外は、実施例１４のモータ７の構成と同じであるので構成動作の詳細説明は省く。
【０１０４】
（参考例１１）
図３３（ａ）に示す給湯機５６は、燃焼に供する空気を送風する参考例８のモータを搭載したもので、所望の風量を効率良く発生させる作用を有し、前記給湯機５６には、モータのシャフトにケーシング６７で囲われたシロッコファン６８が設けられ、前記ケーシング６７の吹き出し口７６が、気化器６３に取り付けられる構造を有している。
【０１０５】
次に、図３３（ａ）に示す給湯機５６の動作について、以下説明を行う。
【０１０６】
図３３（ａ）において、図示しないリモコンの指令と、５９の水道管に水圧が生じると、制御器６１は、給湯用ファンモータ６６の運転を開始する。給湯用ファンモータ６６のシャフト２２に設けた、ケーシング６７で囲われたシロッコファン６８が回転を始め、大気から空気が気化器６３へ送り込まれて、また気化器６３には、燃料ポンプ６２により、燃料タンク６５から燃料管６４を通じて灯油が抽送されており、前記気化器６３にて霧状となった灯油がバーナー部６０へ送られて、前記バーナー部６０では図示しないイグナイタにより火花放電が行われており、灯油は直ちに燃焼を行う。燃焼に伴う熱により、燃焼釜５７の水路を通る水道水が温水となって温水管５８から供給される。
【０１０７】
図３３（ｂ）は、（ｃ）に示すファンケーシング６７に囲まれたシロッコファン６８をシャフト２２に設けるために、好適な外形を有するモータであり、シロッコファン６８をネジ止めするためにシャフト２２にはネジ切りがなされており、ブラケット２４はフラットな形状であって、ステータモールド組立２３に設けた点線部Ａのヒンジは、ケーシング６７にモータを取り付けるために供される。
【０１０８】
給湯用ファンモータ６６の内部構成は、実施例１４のモータ７と同じであるので説明は省く。
【０１０９】
（参考例１２）
図３４（ａ）、（ｂ）に示す空気清浄機７０は、前記空気清浄機７０の設置空間内の空気中の粉塵もしくは臭い成分の微粒子を効率よく空気から除去する作用を有し、前記空気清浄機７０には、シロッコファン６８をシャフトに設けた参考例１のモータを内部に取り付ける構造を有している。
【０１１０】
次に、図３４に示す空気清浄機７０の動作について、以下説明を行う。
【０１１１】
図３４（ａ）、（ｂ）において、操作板７５の指令により、制御板７１は、モータ７の運転を開始させる。モータ７のシャフト２２に設けたシロッコファン６８が回転を始める。前記シロッコファン６８の回転により空気清浄機７０の設置空間中の空気が、吸気口７４からエアフィルタ７２を通って、排気口７３から放出される。放出された空気は、前記エアフィルタ７２にて、粉塵や臭い成分である微粒子が除去された清浄な空気である。
【０１１２】
モータ７の構成は、参考例８に示すモータと同じであるので説明は省く。
【０１１３】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、発熱源である半導体部品を複数用いた回路構成としたことにより発熱源を分散させることが可能となり、発熱を抑制した信頼性の高いモータ駆動装置およびモータを提供することが可能であるという特有の効果を得ることができる。
【０１１４】
また、本発明によれば、第一、第二、第三のダイオードで損失する電力を低減することにより高効率なモータ駆動装置およびモータを提供することが可能であるという特有の効果を得ることができる。
【０１１５】
また、本発明によれば、ブラシレスモータの効率を高めることが可能であるという特有の効果を得ることができる。
【０１１６】
また、本発明によれば、発熱部品の加熱による破壊を防ぐことが可能であり、信頼性の高いモータ駆動装置を提供することが可能であるという特有の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１によるモータの駆動装置を示す構成図
【図２】（ａ）（ｂ）は、本発明の実施例１によるモータの駆動装置の動作を示す動作図
【図３】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、本発明の実施例１によるモータの駆動装置の主要構成要素であるプリドライブＩＣ、トランジスタアレイのＰＮＰダーリントントランジスタチップＱ１、Ｑ２、Ｑ３の構造を示す構造図
【図４】本発明の実施例２によるモータの駆動装置を示す構成図
【図５】（ａ）（ｂ）は、本発明の実施例２によるモータの駆動装置の動作を示す動作図
【図６】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、本発明の実施例２によるモータの駆動装置の動作を示すタイミングチャート
【図７】本発明の実施例４によるモータの駆動装置を示す構成図
【図８】本発明の実施例４によるモータの駆動装置の動作を示す動作図
【図９】本発明の実施例５によるモータの駆動装置を示す構成図
【図１０】本発明の実施例５によるモータの駆動装置の動作を示す動作図
【図１１】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、本発明の実施例５によるモータの駆動装置の動作を示すタイミングチャート
【図１２】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、本発明の実施例６によるモータの駆動装置の損失を示す特性図
【図１３】参考例１によるモータの駆動装置の構成を示す構成図
【図１４】（ａ）（ｂ）は、参考例１によるモータの駆動装置の動作を示す特性図
【図１５】参考例２によるモータの駆動装置の構成を示す構成図
【図１６】参考例２によるモータの駆動装置の保護抵抗の限界電流を示す特性図
【図１７】参考例３によるモータの駆動装置の構成を示す構成図
【図１８】参考例３によるモータの駆動装置のダイナミックレンジ変換手段の構成を示す構成図
【図１９】（ａ）（ｂ）は、参考例３によるモータの駆動装置の動作を示す特性図
【図２０】参考例４によるモータの駆動装置の構成を示す構成図
【図２１】参考例４によるモータの駆動装置の動作を示す特性図
【図２２】（ａ）（ｂ）は、参考例５によるモータ駆動回路基板のトランジスタアレイとＭＯＳＦＥＴアレイの形状を示す外形図
【図２３】（ａ）（ｂ）は、参考例５によるモータの駆動回路基板の構成を示す平面図
【図２４】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、参考例５によるモータの駆動回路基板のトランジスタアレイまたはＭＯＳＦＥＴアレイのプリント基板はんだ付け部の構成を示す構成図
【図２５】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、参考例６によるモータの駆動回路基板のトランジスタアレイまたはＭＯＳＦＥＴアレイのプリント基板はんだ付け部の構成を示す構成図
【図２６】参考例７によるモータの駆動装置の構成を示す構成図
【図２７】参考例７によるモータの駆動装置の温度検出部の構成を示す構成図
【図２８】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、参考例７によるモータの駆動装置の温度検出部の動作を示す特性図
【図２９】参考例８によるモータの外形図
【図３０】参考例８によるモータの構造を示す断面図
【図３１】（ａ）（ｂ）は、参考例によるモータの構造を示す構成図
【図３２】（ａ）（ｂ）は、参考例１０によるルームエアコン室内機、室外機の構造を示す構成図
【図３３】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、参考例１１による給湯機の構造を示す構成図
【図３４】（ａ）（ｂ）は、参考例１２による空気清浄機の構造を示す構成図
【図３５】従来のモータの駆動装置の構成を示す構成図
【図３６】従来のモータの駆動装置の１チップＩＣの構造を示す構成図
【図３７】従来のモータの構成を示す構成図
【符号の説明】
１モータ駆動装置
２制御電圧源
３周辺回路
４高圧直流電源
５プリドライブＩＣ
６トランジスタアレイ
７モータ
８ａ、８ｂ貫通電流防止手段
９レベルシフト手段
１０ダンパ手段
１１ロータ
１２ＭＯＳＦＥＴアレイ
１３突入電流防止手段
１４保護抵抗Ｒ２１
１５開閉器
１６突入防止抵抗Ｒ２２
１７ダイナミックレンジ変換手段
１８バッファ
１９温度検出部
２０モータ駆動回路基板
２１プリント基板
２２シャフト
２３ステータモールド組立
２４ブラケット
２５軸受
２６ヨーク
２７マグネット
２８巻線
２９インシュレータＡ
３０インシュレータＢ
３１端子ｐｉｎ
３２ステータコア
３３センサ
３４樹脂ピン
３５放熱シリコン
３６絶縁板
３７リードブッシュＡ
３８リードブッシュＢ
３９リード線
４０芯線
４１ヒステリシスコンパレータ
４２ルームエアコン室内機
４３ルームエアコン室外機
４４熱交換器Ａ
４５熱交換器Ｂ
４６クロスフローファン
４７プロペラファン
４８制御器Ａ
４９制御器Ｂ
５０コンプレッサ
５１電源線
５２信号線
５３冷媒管
５４ＡＣ電源入力線
５５室外機用ヒンジ付きモータ
５６給湯機
５７燃焼釜
５８温水管
５９水道管
６０バーナー部
６１制御器
６２燃料ポンプ
６３気化器
６４燃料管
６５燃料タンク
６６給湯用ファンモータ
６７ケーシング
６８シロッコファン
６９排気口
７０空気清浄機
７１制御板
７２エアフィルタ
７３排気口
７４吸気口
７５操作板
７６吹き出し口

Claims

モータのロータの回転を検出するセンサと、前記センサの出力信号および外部からの速度指令信号と制御電圧源からの出力電圧が供給されてＰＷＭ信号を形成する回路を含む周辺回路と、シリコンチップ上でスイッチ素子である複数のＩＧＢＴが互いに誘電体で絶縁分離される高耐圧誘電体絶縁分離プロセス半導体で作られて商用交流電圧を整流・平滑して得られる電圧を出力する高圧直流電源の出力電圧から、前記周辺回路の出力信号に応じて、出力端子に接続されるモータ駆動巻線に電力供給して前記ロータの回転数を制御するワンチップインバータで構成されたモータ駆動装置において、
前記周辺回路を低耐圧ＰＮ接合プロセスの半導体で作られるプリドライブＩＣとし、前記１チップインバータを高耐圧ＰＮ接合プロセス半導体で作られるＰＮＰダーリントントランジスタ３チップからなるトランジスタアレイと、高耐圧ＰＮ接合プロセス半導体で作られるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３チップからなるＭＯＳＦＥＴアレイとしたものであり、
前記ＰＮＰダーリントントランジスタは、エミッタが共通に前記高圧直流電源の正側出力に接続され、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴは、ソースが前記高圧直流電源の負側出力に接続され、前記ＰＮＰダーリントントランジスタのコレクタと、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインとは、貫通電流防止手段を介して接続され、前記プリドライブＩＣの第一、第二、第三の出力端子は、レベルシフト手段を介して前記ＰＮＰトランジスタアレイの通電制御を行い、第四、第五、第六の出力端子は、ダンパ手段を介して、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの各ゲートに接続されて、通電制御を行い、前記ＭＯＳＦＥＴのドレインと貫通電流防止手段との各接続箇所は、出力端子をなしてモータ駆動巻線に電力供給して前記ロータの回転数を制御する構成を具備するモータ駆動装置。
ＰＮＰダーリントントランジスタ３チップからなるトランジスタアレイと、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３チップからなるＭＯＳＦＥＴアレイと、プリドライブＩＣとを設け、前記トランジスタアレイと、ＭＯＳＦＥＴアレイは貫通電流防止手段を介して接続され、前記プリドライブＩＣは、第一、第二、第三の出力端子が各々前記トランジスタアレイの各ベースに接続され、第四、第五、第六の出力端子が各々前記ＭＯＳＦＥＴアレイの各ゲートに接続されて通電制御されるモータ駆動装置において、
前記貫通電流防止手段は、逆回復時間が短い高速の第一、第二、第三、第四、第五、第六のダイオードで構成されて、前記トランジスタアレイと前記ＭＯＳＦＥＴアレイの接続は、前記トランジスタアレイに内蔵されたＰＮＰダーリントントランジスタのコレクタが各々前記第一、第二、第三のダイオードのアノードへ接続され、前記ＭＯＳＦＥＴアレイに内蔵されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインは、前記第一、第二、第三のダイオードのカソードと、前記第四、第五、第六のダイオードのアノードへ接続され、他端が共通に接続された第一、第二、第三のモータ駆動巻線の一端に各々接続されることで、前記トランジスタアレイに内蔵されたＰＮＰダーリントントランジスタの逆回復時間が比較的長い寄生ダイオードを導通させない構成を具備する請求項１記載のモータ駆動装置。
貫通電流防止手段の構成要素である第一、第二、第三のダイオードをＶＦの比較的小さいショットキーバリアーダイオードとした構成を具備する請求項２記載のモータ駆動装置。
ＰＮＰダーリントントランジスタ３チップからなるトランジスタアレイと、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３チップからなるＭＯＳＦＥＴアレイと、プリドライブＩＣとを設け、トランジスタアレイとＭＯＳＦＥＴアレイは貫通電流防止手段を介して接続され、前記プリドライブＩＣは、レベルシフト手段を介して第一、第二、第三の出力端子が各々前記トランジスタアレイの各ベースに接続され、第四、第五、第六の出力端子が各々前記ＭＯＳＦＥＴアレイの各ゲートに接続されて通電制御されるモータ駆動装置において、
前記レベルシフト手段は、第一、第二、第三のトランジスタ、抵抗を設けて、前記第一、第二、第三のトランジスタは、エミッタが各々接地され、ベースが抵抗を介して各々前記プリドライブＩＣの第一、第二、第三の出力端子が接続され、コレクタは各々第一、第二、第三の抵抗を介して前記トランジスタアレイのＰＮＰダーリントントランジスタのベースへ各々接続されるという構成を具備する請求項１から請求項３のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
ダンパ手段を抵抗器で構成し、前記抵抗器の抵抗値を任意に選択することで、ＭＯＳＦＥＴアレイに内蔵されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート容量への充・放電時間を可変して、プリドライブＩＣの第四、第五、第六の出力端子から前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの各ゲートへの信号の立ち上がり、もしくは立ち下がり速度を、前記プリドライブＩＣの定格以下にし、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのＯＦＦからＯＮ、ＯＮからＯＦＦに至る時間を所定の値に設定できて、モータ駆動装置の高圧直流電源入力端子の跳ね上がり電圧が、前記高圧直流電源に接続されて、前記モータ駆動装置の構成要素である半導体部品の耐圧を超えなくする構成を具備する請求項１から請求項３のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
ＰＮＰダーリントントランジスタ３チップからなるトランジスタアレイと、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３チップからなるＭＯＳＦＥＴアレイと、プリドライブＩＣとを設け、前記トランジスタアレイと、ＭＯＳＦＥＴアレイは貫通電流防止手段を介して接続され、前記プリドライブＩＣは、第一、第二、第三の出力端子が各々前記トランジスタアレイの各ベースに接続され、第四、第五、第六の出力端子が各々前記ＭＯＳＦＥＴアレイの各ゲートに接続されて通電制御されるモータ駆動装置において、
前記トランジスタアレイのＰＮＰダーリントントランジスタに飽和電圧の小さいチップを用い、前記ＭＯＳＦＥＴアレイのＮチャンネルＭＯＳＦＥＴにＯＮ抵抗の小さいチップを用いる構成を具備する請求項１から請求項３のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
プリドライブＩＣのスタート・ストップ切替入力端子に負特性感温抵抗素子を含む温度検出部を接続し、前記温度検出部の感温抵抗素子をモータの発熱部品近傍に設けることで、基板上の、発熱部品の温度が所定の値を超えたことを検出するとモータ駆動巻線への通電を停止して、前記発熱部品の過熱を防ぐ構成を具備する請求項１記載のモータ駆動装置。