JP2002354873A - モータ駆動装置 - Google Patents
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
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- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
Abstract
(57)【要約】
【課題】 機械系の騒音と振動を低減する簡単な構成の
モータ制御装置を提供する。 【解決手段】 ３相ｎｐ（ｎｐは４以上の偶数）極ブラ
シレスＤＣモータを回転数制御するモータ駆動装置にお
いて、直流電圧を所望の疑似交流電圧に変換する直流交
流変換手段と、ブラシレスＤＣモータの３相の電機子巻
線の誘起電圧から得られる回転位相を検出する位置検出
手段と、直流交流変換手段をパルス幅変調（ＰＷＭ）制
御するデューティ制御手段とを備え、又、デューティ制
御手段は、周波数指令値に基づいて基準デューティ値を
決定する基準デューティ決定手段と、ブラシレスＤＣモ
ータの１回転角度をｎｐ分割して得られる角度範囲毎の
回転速度に基づいて基準デューティ値を出力デューティ
値に補正する補正手段と、出力デューティ値を出力する
出力手段とにより構成される。
モータ制御装置を提供する。 【解決手段】 ３相ｎｐ（ｎｐは４以上の偶数）極ブラ
シレスＤＣモータを回転数制御するモータ駆動装置にお
いて、直流電圧を所望の疑似交流電圧に変換する直流交
流変換手段と、ブラシレスＤＣモータの３相の電機子巻
線の誘起電圧から得られる回転位相を検出する位置検出
手段と、直流交流変換手段をパルス幅変調（ＰＷＭ）制
御するデューティ制御手段とを備え、又、デューティ制
御手段は、周波数指令値に基づいて基準デューティ値を
決定する基準デューティ決定手段と、ブラシレスＤＣモ
ータの１回転角度をｎｐ分割して得られる角度範囲毎の
回転速度に基づいて基準デューティ値を出力デューティ
値に補正する補正手段と、出力デューティ値を出力する
出力手段とにより構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレスＤＣモ
ータを周波数制御するモータ駆動装置に関する。
ータを周波数制御するモータ駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】３相ｎｐ（ｎｐは４以上の偶数）極ブラ
シレスＤＣモータ（以下、「モータ」と略す）１を回転
数制御する１２０°通電制御（矩形波通電制御）型モー
タ駆動装置として、従来より図７に示すものがある。図
７に示すように、モータ駆動装置は、直流電圧を疑似交
流電圧に変換して、疑似交流電圧をモータ１に出力する
直流交流変換部２と、モータ１の回転子位置を検出する
磁極位置検出部３とを備えている。パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）デューティ制御部５’は、モータ１を回転数制御す
るための印加電圧、周波数と位相を制御するためのデュ
ーティ信号を直流交流変換部２に出力する。直流交流変
換部２は、高速に開閉する６個のスイッチング素子から
構成される。
シレスＤＣモータ（以下、「モータ」と略す）１を回転
数制御する１２０°通電制御（矩形波通電制御）型モー
タ駆動装置として、従来より図７に示すものがある。図
７に示すように、モータ駆動装置は、直流電圧を疑似交
流電圧に変換して、疑似交流電圧をモータ１に出力する
直流交流変換部２と、モータ１の回転子位置を検出する
磁極位置検出部３とを備えている。パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）デューティ制御部５’は、モータ１を回転数制御す
るための印加電圧、周波数と位相を制御するためのデュ
ーティ信号を直流交流変換部２に出力する。直流交流変
換部２は、高速に開閉する６個のスイッチング素子から
構成される。
【０００３】このように構成されたモータ駆動装置で
は、直流電圧は、直流交流変換部２によって周波数と位
相が可変の疑似交流電圧に変換されてモータ１に出力さ
れる。モータ１の回転数は、直流交流変換部２から出力
される疑似交流電圧の周波数と位相（以下、「インバー
タ周波数」と呼ぶ）を変化させることにより制御され
る。このインバータ周波数は、ＰＷＭデューティ制御部
５’により制御される。ＰＷＭデューティ制御部５’に
は周波数指令値ωｓが入力され、この値に基づいて、Ｐ
ＷＭデューティ制御部５’は、直流交流変換部２のスイ
ッチング素子を開閉する６通りのベースパターンを直流
交流変換部２に出力する。これらのベースパターンでス
イッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換
部２から出力されるインバータ周波数が制御される。こ
こで、ベースパターンの１周期の逆数がインバータ周波
数である。
は、直流電圧は、直流交流変換部２によって周波数と位
相が可変の疑似交流電圧に変換されてモータ１に出力さ
れる。モータ１の回転数は、直流交流変換部２から出力
される疑似交流電圧の周波数と位相（以下、「インバー
タ周波数」と呼ぶ）を変化させることにより制御され
る。このインバータ周波数は、ＰＷＭデューティ制御部
５’により制御される。ＰＷＭデューティ制御部５’に
は周波数指令値ωｓが入力され、この値に基づいて、Ｐ
ＷＭデューティ制御部５’は、直流交流変換部２のスイ
ッチング素子を開閉する６通りのベースパターンを直流
交流変換部２に出力する。これらのベースパターンでス
イッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換
部２から出力されるインバータ周波数が制御される。こ
こで、ベースパターンの１周期の逆数がインバータ周波
数である。
【０００４】モータ１の回転数を変更する時、ＰＷＭデ
ューティ制御部５’は、周波数指令値ωｓの変化に伴
い、磁極位置検出部３の回転位相情報に基づいて直流交
流変換部２のインバータ周波数を変化させながら、モー
タ１を回転数制御する。ここで、磁極位置検出部３の位
相検知特性は、直流交流検出部２の出力するインバータ
周波数（位相）や電圧振幅に依存せず、モータ１より発
生する誘起電圧を直接検知し、モータ１の磁極位置を推
定演算する。
ューティ制御部５’は、周波数指令値ωｓの変化に伴
い、磁極位置検出部３の回転位相情報に基づいて直流交
流変換部２のインバータ周波数を変化させながら、モー
タ１を回転数制御する。ここで、磁極位置検出部３の位
相検知特性は、直流交流検出部２の出力するインバータ
周波数（位相）や電圧振幅に依存せず、モータ１より発
生する誘起電圧を直接検知し、モータ１の磁極位置を推
定演算する。
【０００５】ＰＷＭデューティ制御部５’は、磁極位置
検出部３の回転位相情報に基づいて６通りのベースパタ
ーンを出力する。直流交流変換部２は、Ｕ相、Ｖ相とＷ
相に対して、夫々、上アームにスイッチング素子１個、
下アームにスイッチング素子１個の合計６個のスイッチ
ング素子を具備している。
検出部３の回転位相情報に基づいて６通りのベースパタ
ーンを出力する。直流交流変換部２は、Ｕ相、Ｖ相とＷ
相に対して、夫々、上アームにスイッチング素子１個、
下アームにスイッチング素子１個の合計６個のスイッチ
ング素子を具備している。
【０００６】従来のモータ駆動装置によるモータ駆動に
おいては、モータ１に印加される負荷トルクが一定の時
は、モータ１の回転速度は常に一定となる。従って、各
ベースパターンＰＴＮｍ（ｍ＝１〜６）の出力時間もほ
ぼ一定となる。これは、ＰＷＭデューティ制御部５’の
出力するＰＷＭデューティ幅は回転角によらず一定とな
るので、モータ１の発生する出力トルクも一定となるた
め、出力トルクと負荷トルクの不整合によって生ずる残
差トルクが常時ゼロとなるからである。この結果、負荷
トルクが一定の場合には、モータ１はほぼ等速回転運転
を行い、良好な速度制御性能を得ることができる。
おいては、モータ１に印加される負荷トルクが一定の時
は、モータ１の回転速度は常に一定となる。従って、各
ベースパターンＰＴＮｍ（ｍ＝１〜６）の出力時間もほ
ぼ一定となる。これは、ＰＷＭデューティ制御部５’の
出力するＰＷＭデューティ幅は回転角によらず一定とな
るので、モータ１の発生する出力トルクも一定となるた
め、出力トルクと負荷トルクの不整合によって生ずる残
差トルクが常時ゼロとなるからである。この結果、負荷
トルクが一定の場合には、モータ１はほぼ等速回転運転
を行い、良好な速度制御性能を得ることができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、モータ
１の回転角に対して一定でない負荷トルクが印加された
場合、出力トルクと負荷トルクとの差によって生ずる残
差トルクによって、モータ１の回転速度は一回転する間
に刻々変化するから、速度制御が不安定になる。この結
果、モータ１と機械系から騒音と振動が発生するので、
騒音と振動に対応するため機械系を堅固に構成しなけれ
ばならないから、製造コストが大幅に上昇すると共に、
騒音と振動への対応が不十分な場合はモータ１や機械系
の破壊の危険を有するという課題があった。
１の回転角に対して一定でない負荷トルクが印加された
場合、出力トルクと負荷トルクとの差によって生ずる残
差トルクによって、モータ１の回転速度は一回転する間
に刻々変化するから、速度制御が不安定になる。この結
果、モータ１と機械系から騒音と振動が発生するので、
騒音と振動に対応するため機械系を堅固に構成しなけれ
ばならないから、製造コストが大幅に上昇すると共に、
騒音と振動への対応が不十分な場合はモータ１や機械系
の破壊の危険を有するという課題があった。
【０００８】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたもので、出力トルクと負荷トルクの差によって生ず
る残差トルクを小さく抑えることにより、機械系の騒音
と振動を低減して機械系の防音及び振動対策を簡略化で
きると共に、回路の製造コストも殆ど上昇しないモータ
駆動装置を提供することを目的とする。
れたもので、出力トルクと負荷トルクの差によって生ず
る残差トルクを小さく抑えることにより、機械系の騒音
と振動を低減して機械系の防音及び振動対策を簡略化で
きると共に、回路の製造コストも殆ど上昇しないモータ
駆動装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のモータ駆動装置は、３相ｎｐ（ｎｐは４以
上の偶数）極ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモ
ータ駆動装置において、スイッチング素子を含み、該ス
イッチング素子を制御信号に応じて開閉することにより
直流電圧を所望の疑似交流電圧に変換して、該疑似交流
電圧を前記ブラシレスＤＣモータに出力する直流交流変
換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの３相の電機子巻
線の誘起電圧から得られる回転位相を検出し回転位相情
報を出力する位置検出手段と、前記直流交流変換手段の
スイッチング素子の開閉動作をパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御するための前記制御信号を出力するデューティ制御
手段とを備え、又、該デューティ制御手段は、前記制御
信号に対して、周波数指令値に基づいて基準デューティ
値を決定する基準デューティ決定手段と、前記ブラシレ
スＤＣモータの１回転角度をｎｐ分割して得られる角度
範囲毎の回転速度を求め、該回転速度に基づいて前記基
準デューティ値を出力デューティ値に補正する補正手段
と、該出力デューティ値を有する前記制御信号を出力す
る出力手段とにより構成されるものである。
め、本発明のモータ駆動装置は、３相ｎｐ（ｎｐは４以
上の偶数）極ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモ
ータ駆動装置において、スイッチング素子を含み、該ス
イッチング素子を制御信号に応じて開閉することにより
直流電圧を所望の疑似交流電圧に変換して、該疑似交流
電圧を前記ブラシレスＤＣモータに出力する直流交流変
換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの３相の電機子巻
線の誘起電圧から得られる回転位相を検出し回転位相情
報を出力する位置検出手段と、前記直流交流変換手段の
スイッチング素子の開閉動作をパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御するための前記制御信号を出力するデューティ制御
手段とを備え、又、該デューティ制御手段は、前記制御
信号に対して、周波数指令値に基づいて基準デューティ
値を決定する基準デューティ決定手段と、前記ブラシレ
スＤＣモータの１回転角度をｎｐ分割して得られる角度
範囲毎の回転速度を求め、該回転速度に基づいて前記基
準デューティ値を出力デューティ値に補正する補正手段
と、該出力デューティ値を有する前記制御信号を出力す
る出力手段とにより構成されるものである。
【００１０】又、前記デューティ制御手段の前記補正手
段は、前記回転速度を、電機子巻線の誘起電圧の１個の
ゼロクロスの発生タイミングと、電機子巻線の誘起電圧
において、該ゼロクロスと同相であると共に該ゼロクロ
スから電気角１８０°経過後の後続ゼロクロスの発生タ
イミングとから求めるものである。
段は、前記回転速度を、電機子巻線の誘起電圧の１個の
ゼロクロスの発生タイミングと、電機子巻線の誘起電圧
において、該ゼロクロスと同相であると共に該ゼロクロ
スから電気角１８０°経過後の後続ゼロクロスの発生タ
イミングとから求めるものである。
【００１１】又、前記デューティ制御手段の前記補正手
段は、電機子巻線の各相における誘起電圧のゼロクロス
の発生毎に前記回転速度を求めるものである。
段は、電機子巻線の各相における誘起電圧のゼロクロス
の発生毎に前記回転速度を求めるものである。
【００１２】又、１個の回転速度と、該回転速度を求め
てから電気角３６０°経過後の後続回転速度との差分を
検出する速度差分検出手段を更に備え、又、前記デュー
ティ手段制御手段の前記補正手段は、前記差分に応じて
前記基準デューティ値を補正するものである。
てから電気角３６０°経過後の後続回転速度との差分を
検出する速度差分検出手段を更に備え、又、前記デュー
ティ手段制御手段の前記補正手段は、前記差分に応じて
前記基準デューティ値を補正するものである。
【００１３】又、前記速度差分検出手段は、前記差分を
検出後、更に、該差分を非線形演算処理により補正する
ものである。
検出後、更に、該差分を非線形演算処理により補正する
ものである。
【００１４】又、前記デューティ制御手段は、前記ブラ
シレスＤＣモータが電気角で６０°回転する毎に、前記
出力デューティ値を更新するものである。
シレスＤＣモータが電気角で６０°回転する毎に、前記
出力デューティ値を更新するものである。
【００１５】又、前記デューティ制御手段の前記出力手
段は、前記回転速度に基づく前記出力デューティ値を、
該回転速度を求めた時点から電気角で１８０°×（ｎｐ
−２）経過した時の出力デューティ値として出力するも
のである。
段は、前記回転速度に基づく前記出力デューティ値を、
該回転速度を求めた時点から電気角で１８０°×（ｎｐ
−２）経過した時の出力デューティ値として出力するも
のである。
【００１６】又、前記デューティ制御手段の前記補正手
段は、前記差分に応じて補正用デューティ値を決定し
て、該補正用デューティ値を前記基準デューティ値に加
算することにより前記出力デューティ値を求めるもので
ある。
段は、前記差分に応じて補正用デューティ値を決定し
て、該補正用デューティ値を前記基準デューティ値に加
算することにより前記出力デューティ値を求めるもので
ある。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の一実施形態を図
面を参照して説明する。 （モータ駆動装置の構成）図１は、本実施形態のモータ
駆動装置の構成を示す。図１のモータ駆動装置は、３相
ｎｐ（ｎｐは４以上の偶数）極ブラシレスＤＣモータ
（以下、「モータ」と略す）１を１２０°通電制御（矩
形波通電制御）で回転数制御するものである。
面を参照して説明する。 （モータ駆動装置の構成）図１は、本実施形態のモータ
駆動装置の構成を示す。図１のモータ駆動装置は、３相
ｎｐ（ｎｐは４以上の偶数）極ブラシレスＤＣモータ
（以下、「モータ」と略す）１を１２０°通電制御（矩
形波通電制御）で回転数制御するものである。
【００１８】図１に示すように、モータ駆動装置は、直
流電圧を疑似交流電圧に変換し、疑似交流電圧をモータ
１に出力する直流交流変換部２と、モータ１の回転子の
位置を検出する磁極位置検出部３と、磁極位置検出部３
により検出されたモータ１の回転子位置からモータ１の
回転速度を算出する速度差分検出部４と、モータ１を回
転数制御するための印加電圧、周波数と位相を制御する
パルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ信号を直流交流変換
部２に出力するＰＷＭデューティ制御部５とを備える。
直流交流変換部２は、高速に開閉する６個のスイッチン
グ素子２ｕ、２ｖ、２ｗ、２ｘ、２ｙと２ｚを有する。
流電圧を疑似交流電圧に変換し、疑似交流電圧をモータ
１に出力する直流交流変換部２と、モータ１の回転子の
位置を検出する磁極位置検出部３と、磁極位置検出部３
により検出されたモータ１の回転子位置からモータ１の
回転速度を算出する速度差分検出部４と、モータ１を回
転数制御するための印加電圧、周波数と位相を制御する
パルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ信号を直流交流変換
部２に出力するＰＷＭデューティ制御部５とを備える。
直流交流変換部２は、高速に開閉する６個のスイッチン
グ素子２ｕ、２ｖ、２ｗ、２ｘ、２ｙと２ｚを有する。
【００１９】このように構成されたモータ駆動装置で
は、直流電源から供給される直流電圧が直流交流変換部
２によって周波数と位相が可変の疑似交流電圧に変換さ
れてモータ１に出力される。モータ１の回転数は、直流
交流変換部２から出力される疑似交流電圧の周波数と位
相（以下、「インバータ周波数」と呼ぶ）を変化させる
ことにより制御される。このインバータ周波数は、ＰＷ
Ｍデューティ制御部５によって制御される。ＰＷＭデュ
ーティ制御部５には周波数指令値ωｓが入力される。Ｐ
ＷＭデューティ制御部５は、この周波数指令値ωｓに基
づいて、直流交流変換部２のスイッチング素子を開閉す
る６通りのベースバターン信号を直流交流変換部２に出
力する。これらのベースパターン信号でスイッチング素
子が開閉されることにより、直流交流変換部２から出力
されるインバータ周波数が制御される。
は、直流電源から供給される直流電圧が直流交流変換部
２によって周波数と位相が可変の疑似交流電圧に変換さ
れてモータ１に出力される。モータ１の回転数は、直流
交流変換部２から出力される疑似交流電圧の周波数と位
相（以下、「インバータ周波数」と呼ぶ）を変化させる
ことにより制御される。このインバータ周波数は、ＰＷ
Ｍデューティ制御部５によって制御される。ＰＷＭデュ
ーティ制御部５には周波数指令値ωｓが入力される。Ｐ
ＷＭデューティ制御部５は、この周波数指令値ωｓに基
づいて、直流交流変換部２のスイッチング素子を開閉す
る６通りのベースバターン信号を直流交流変換部２に出
力する。これらのベースパターン信号でスイッチング素
子が開閉されることにより、直流交流変換部２から出力
されるインバータ周波数が制御される。
【００２０】各ベースパターン信号の転流切換は、磁極
位置検出部３の出力信号に基づいてい行われる。磁極位
置検出部３は、モータ１の３相誘起電圧のゼロクロス信
号を検知して、その検知信号を速度差分検出部４に出力
する。ゼロクロス信号は電気角１周期の間に３相分で６
回発生する。又、モータ１が１回転する間では、ゼロク
ロス信号は３×ｎｐ回発生する。磁極位置検出部３のゼ
ロクロス信号が速度差分検出部４を介してＰＷＭデュー
ティ制御部５に入力されると、ＰＷＭデューティ制御部
５は、ベースパターン信号をゼロクロス信号に基づい
て、パターンＰＴＮ１→パターンＰＴＮ２→…→パター
ンＰＴＮ６→パターンＰＴＮ１…に順次切換える。又、
このゼロクロス信号から回転速度を判定することができ
る。なお、モータ１の回転角に対する位相の変化時定数
とトルク値の変化時定数は、モータ１が１回転する時間
の２倍以上大きい値とする。
位置検出部３の出力信号に基づいてい行われる。磁極位
置検出部３は、モータ１の３相誘起電圧のゼロクロス信
号を検知して、その検知信号を速度差分検出部４に出力
する。ゼロクロス信号は電気角１周期の間に３相分で６
回発生する。又、モータ１が１回転する間では、ゼロク
ロス信号は３×ｎｐ回発生する。磁極位置検出部３のゼ
ロクロス信号が速度差分検出部４を介してＰＷＭデュー
ティ制御部５に入力されると、ＰＷＭデューティ制御部
５は、ベースパターン信号をゼロクロス信号に基づい
て、パターンＰＴＮ１→パターンＰＴＮ２→…→パター
ンＰＴＮ６→パターンＰＴＮ１…に順次切換える。又、
このゼロクロス信号から回転速度を判定することができ
る。なお、モータ１の回転角に対する位相の変化時定数
とトルク値の変化時定数は、モータ１が１回転する時間
の２倍以上大きい値とする。
【００２１】（ベースパターン）ＰＷＭデューティ制御
部５から出力されるベースパターンについて説明する。
ベースパターンは、直流交流変換部２のスイッチング素
子２ｕ〜２ｗと２ｘ〜２ｚを駆動するためのパルス信号
である。ベースパターンは、直流交流変換部２の出力電
圧の電気角の１周期において６個の基本的なパターンを
有する。ベースパターン１周期の逆数がインバータ周波
数となる。
部５から出力されるベースパターンについて説明する。
ベースパターンは、直流交流変換部２のスイッチング素
子２ｕ〜２ｗと２ｘ〜２ｚを駆動するためのパルス信号
である。ベースパターンは、直流交流変換部２の出力電
圧の電気角の１周期において６個の基本的なパターンを
有する。ベースパターン１周期の逆数がインバータ周波
数となる。
【００２２】図２は、ベースパターンの一例を示す。図
２に示すように、第１のパターンＰＴＮ１は、Ｕ相上ア
ームスイッチング素子２ｕと、Ｖ相下アームスイッチン
グ素子２ｙを導通させる。第２のパターンＰＴＮ２は、
Ｕ相上アームスイッチング素子２ｕと、Ｗ相下アームス
イッチング素子２ｚを導通させる。第３のパターンＰＴ
Ｎ３は、Ｖ相上アームスイッチング素子２ｖと、Ｗ相下
アームスイッチング素子２ｚを導通させる。第４のパタ
ーンＰＴＮ４は、Ｖ相上アームスイッチング素子２ｖ
と、Ｕ相下アームスイッチング素子２ｘを導通させる。
第５のパターンＰＴＮ５は、Ｗ相上アームスイッチング
素子２ｗと、Ｕ相下アームスイッチング素子２ｘを導通
させる。第６のパターンＰＴＮ６は、Ｗ相上アームスイ
ッチング素子２ｗと、Ｖ相下アームスイッチング素子２
ｙを導通させる。
２に示すように、第１のパターンＰＴＮ１は、Ｕ相上ア
ームスイッチング素子２ｕと、Ｖ相下アームスイッチン
グ素子２ｙを導通させる。第２のパターンＰＴＮ２は、
Ｕ相上アームスイッチング素子２ｕと、Ｗ相下アームス
イッチング素子２ｚを導通させる。第３のパターンＰＴ
Ｎ３は、Ｖ相上アームスイッチング素子２ｖと、Ｗ相下
アームスイッチング素子２ｚを導通させる。第４のパタ
ーンＰＴＮ４は、Ｖ相上アームスイッチング素子２ｖ
と、Ｕ相下アームスイッチング素子２ｘを導通させる。
第５のパターンＰＴＮ５は、Ｗ相上アームスイッチング
素子２ｗと、Ｕ相下アームスイッチング素子２ｘを導通
させる。第６のパターンＰＴＮ６は、Ｗ相上アームスイ
ッチング素子２ｗと、Ｖ相下アームスイッチング素子２
ｙを導通させる。
【００２３】（モータ駆動装置の動作）モータ１に印加
される負荷トルクが常に一定である時、モータ１の回転
速度は常に一定となる。従って、この時、パターンＰＴ
Ｎｍ’（ｍ’＝１〜６）は、回転子が電気角で６０°回
転する毎に出力され、又、出力時間も一定となる。これ
は、ＰＷＭデューティ制御部５の出力するＰＷＭデュー
ティの値は回転角によらず一定となるため、モータ１が
発生する出力トルク（発生トルク）もほぼ一定となり、
出力トルクと負荷トルクの差分である残差トルクが常時
ほぼ０となるからである。
される負荷トルクが常に一定である時、モータ１の回転
速度は常に一定となる。従って、この時、パターンＰＴ
Ｎｍ’（ｍ’＝１〜６）は、回転子が電気角で６０°回
転する毎に出力され、又、出力時間も一定となる。これ
は、ＰＷＭデューティ制御部５の出力するＰＷＭデュー
ティの値は回転角によらず一定となるため、モータ１が
発生する出力トルク（発生トルク）もほぼ一定となり、
出力トルクと負荷トルクの差分である残差トルクが常時
ほぼ０となるからである。
【００２４】この時、モータ１の回転速度をω、モータ
１と負荷機械系の合成慣性モーメントをＪｍとすれば、 ｄω／ｄｔ＝（出力トルク−負荷トルク）／Ｊｍ≒０ （１） の物理法則が成立する。しかし、出力トルクがほぼ一定
である一方、負荷トルクが刻々と変化する場合は、 ｄω／ｄｔ＝（出力トルク−負荷トルク）／Ｊｍ≠０ （２） となり、回転速度ωが時間に対して変動し、これによ
り、モータ１は一定速度で回転しなくなる。
１と負荷機械系の合成慣性モーメントをＪｍとすれば、 ｄω／ｄｔ＝（出力トルク−負荷トルク）／Ｊｍ≒０ （１） の物理法則が成立する。しかし、出力トルクがほぼ一定
である一方、負荷トルクが刻々と変化する場合は、 ｄω／ｄｔ＝（出力トルク−負荷トルク）／Ｊｍ≠０ （２） となり、回転速度ωが時間に対して変動し、これによ
り、モータ１は一定速度で回転しなくなる。
【００２５】負荷トルクが刻々と変化しても回転速度ω
が一定となるためには、式（１）を満たす必要がある。
出力トルクと負荷トルクの差が小さく、ほぼゼロになる
ように出力トルクを制御すれば、モータ１の回転速度ω
の変動は低減される。このため、本モータ駆動装置で
は、速度差分検出部４においてこの速度変動を検出し、
出力トルクと負荷トルクが等しくなるようにデューティ
値を制御する。
が一定となるためには、式（１）を満たす必要がある。
出力トルクと負荷トルクの差が小さく、ほぼゼロになる
ように出力トルクを制御すれば、モータ１の回転速度ω
の変動は低減される。このため、本モータ駆動装置で
は、速度差分検出部４においてこの速度変動を検出し、
出力トルクと負荷トルクが等しくなるようにデューティ
値を制御する。
【００２６】又、モータ１の回転速度は、ＰＷＭデュー
ティ制御部５からのベースパターンのデューティ値を制
御することにより変更される。つまり、ベースパターン
のＰＷＭデューティ値の増加に伴いモータ１の回転速度
は上昇し、ＰＷＭデューティ値の減少に伴いモータ１の
回転速度は低下する。モータ１の回転速度が一定である
場合、ＰＷＭデューティ値を増加させれば、モータ１の
出力トルクは増加する。このように、ＰＷＭデューティ
値はモータ１の回転速度及び出力トルクと密接な関係を
有する。
ティ制御部５からのベースパターンのデューティ値を制
御することにより変更される。つまり、ベースパターン
のＰＷＭデューティ値の増加に伴いモータ１の回転速度
は上昇し、ＰＷＭデューティ値の減少に伴いモータ１の
回転速度は低下する。モータ１の回転速度が一定である
場合、ＰＷＭデューティ値を増加させれば、モータ１の
出力トルクは増加する。このように、ＰＷＭデューティ
値はモータ１の回転速度及び出力トルクと密接な関係を
有する。
【００２７】そこで、本実施形態のモータ駆動装置で
は、周波数指令値ωｓに応じて決定され、速度を制御す
るためのＰＷＭデューティ（以下、「基準デューティ」
と呼ぶ）に対して、回転変動を抑制するためのＰＷＭデ
ューティ（以下、「補正デューティ」と呼ぶ）を加えて
補正し出力するためのデューティ（以下、「出力デュー
ティ」と呼ぶ）を得る。これにより、モータ１の出力ト
ルクが負荷トルクと等しくなるようにし、円滑なモータ
駆動を実現する。なお、基準デューティＤ０は次式によ
って定まる。 Ｄ０＝Ｄｓ＋ＫＤ（ωｓ−ω０） （３） ここで、ωｓは周波数指令値、Ｄｓは周波数指令値ωｓ
により決定される所定のデューティ値、ＫＤは定数、ω
０はモータ１の平均回転速度である。
は、周波数指令値ωｓに応じて決定され、速度を制御す
るためのＰＷＭデューティ（以下、「基準デューティ」
と呼ぶ）に対して、回転変動を抑制するためのＰＷＭデ
ューティ（以下、「補正デューティ」と呼ぶ）を加えて
補正し出力するためのデューティ（以下、「出力デュー
ティ」と呼ぶ）を得る。これにより、モータ１の出力ト
ルクが負荷トルクと等しくなるようにし、円滑なモータ
駆動を実現する。なお、基準デューティＤ０は次式によ
って定まる。 Ｄ０＝Ｄｓ＋ＫＤ（ωｓ−ω０） （３） ここで、ωｓは周波数指令値、Ｄｓは周波数指令値ωｓ
により決定される所定のデューティ値、ＫＤは定数、ω
０はモータ１の平均回転速度である。
【００２８】以下に、上記の補正デューティの算出及び
補正デューティを用いた基準デューティの補正について
詳細に説明する。
補正デューティを用いた基準デューティの補正について
詳細に説明する。
【００２９】（モータの回転速度及び速度変動の検出）
３相モータ１の特性を考慮すると、Ｕ相、Ｖ相とＷ相の
内の１個の相についてのゼロクロス信号に基づいて速度
変動を得ることにより、精度を向上でき、好ましい。つ
まり、２種類以上の相のゼロクロス信号を同時に用いて
速度変動を求めた場合には、極性位置検出部３の構成素
子のＵ相、Ｖ相とＷ相の相間公差や、モータ１の電気的
特性の相間公差（着磁バランス、ロータ組立公差等に起
因するもの）の影響を大きく受けるため、精度のよい速
度変動値を得ることができないからである。これらの影
響を極力排除するため、本実施形態では、回転速度及び
回転速度の変動を求める際に、同じ種類の相に発生する
ゼロクロス信号に基づいて求めるようにする。
３相モータ１の特性を考慮すると、Ｕ相、Ｖ相とＷ相の
内の１個の相についてのゼロクロス信号に基づいて速度
変動を得ることにより、精度を向上でき、好ましい。つ
まり、２種類以上の相のゼロクロス信号を同時に用いて
速度変動を求めた場合には、極性位置検出部３の構成素
子のＵ相、Ｖ相とＷ相の相間公差や、モータ１の電気的
特性の相間公差（着磁バランス、ロータ組立公差等に起
因するもの）の影響を大きく受けるため、精度のよい速
度変動値を得ることができないからである。これらの影
響を極力排除するため、本実施形態では、回転速度及び
回転速度の変動を求める際に、同じ種類の相に発生する
ゼロクロス信号に基づいて求めるようにする。
【００３０】即ち、モータ１は３相モータであるため、
回転子が１回転する間、１個の相においてｎｐ回ゼロク
ロス信号が発生する。このため、本実施形態では、回転
角（３６０°÷ｎｐ）毎に発生する１個の相のゼロクロ
ス信号に基づいて、回転角（３６０°÷ｎｐ）範囲にお
けるモータ１の回転速度ωθを求める。更に、ある時点
で求めた回転速度ωθと、その時点から電気角１周期３
６０°経過後の回転速度ωθ＋３６０をから速度差分Δ
ωを次式で求める。 Δω＝ωθ＋３６０−ωθ （４）
回転子が１回転する間、１個の相においてｎｐ回ゼロク
ロス信号が発生する。このため、本実施形態では、回転
角（３６０°÷ｎｐ）毎に発生する１個の相のゼロクロ
ス信号に基づいて、回転角（３６０°÷ｎｐ）範囲にお
けるモータ１の回転速度ωθを求める。更に、ある時点
で求めた回転速度ωθと、その時点から電気角１周期３
６０°経過後の回転速度ωθ＋３６０をから速度差分Δ
ωを次式で求める。 Δω＝ωθ＋３６０−ωθ （４）
【００３１】回転速度ωθと電気角１周期後の回転速度
ωθ＋３６０とは、いずれも同相のゼロクロス信号を用
いて求められる。つまり、速度差分（速度変動）を、１
相分だけの誘起電圧情報によるゼロクロス信号に基づい
て検出することが可能となる。
ωθ＋３６０とは、いずれも同相のゼロクロス信号を用
いて求められる。つまり、速度差分（速度変動）を、１
相分だけの誘起電圧情報によるゼロクロス信号に基づい
て検出することが可能となる。
【００３２】以下、図３を参照して速度算出について具
体的に説明する。図３に示すように、ベースパターンＰ
ＴＮ１、ＰＴＮ２…ＰＴＮ６が順次出力されているとす
る。ここで、説明の便宜上、回転速度をωｎ，ｍで表
す。その添え字ｎは、モータ１の１回転の回転角度領域
をｎｐ分割した時に、その回転速度が各領域のどの領域
を基点として求めた回転速度であるかを示す一方、その
添え字ｍは、回転速度を求める際のｎｐ分割された各領
域における基点位置（角度）を示す。即ち、ｍが０であ
る時は各領域の最初の位置を、ｍが１である時は各領域
の最初の位置から電気角６０°シフトした位置を、ｍが
２である時は各領域の最初の位置から電気角１２０°シ
フトした位置を基点として回転速度を算出していること
を示す。
体的に説明する。図３に示すように、ベースパターンＰ
ＴＮ１、ＰＴＮ２…ＰＴＮ６が順次出力されているとす
る。ここで、説明の便宜上、回転速度をωｎ，ｍで表
す。その添え字ｎは、モータ１の１回転の回転角度領域
をｎｐ分割した時に、その回転速度が各領域のどの領域
を基点として求めた回転速度であるかを示す一方、その
添え字ｍは、回転速度を求める際のｎｐ分割された各領
域における基点位置（角度）を示す。即ち、ｍが０であ
る時は各領域の最初の位置を、ｍが１である時は各領域
の最初の位置から電気角６０°シフトした位置を、ｍが
２である時は各領域の最初の位置から電気角１２０°シ
フトした位置を基点として回転速度を算出していること
を示す。
【００３３】例えば、図３に示す回転速度ωｎ，０は、
ベースパターンＰＴＮ１が出力開始されてからベースパ
ターンＰＴＮ４が出力開始されるまでの間の電気角１８
０°の範囲で、角度０°を基点として求めた回転速度を
示している。回転速度ωｎ， ０は、ベースパターンＰＴ
Ｎ１の出力タイミングとベースパターンＰＴＮ４の出力
タイミングとから求められ、それらのタイミングは共に
Ｕ相のゼロクロス信号により与えられる。
ベースパターンＰＴＮ１が出力開始されてからベースパ
ターンＰＴＮ４が出力開始されるまでの間の電気角１８
０°の範囲で、角度０°を基点として求めた回転速度を
示している。回転速度ωｎ， ０は、ベースパターンＰＴ
Ｎ１の出力タイミングとベースパターンＰＴＮ４の出力
タイミングとから求められ、それらのタイミングは共に
Ｕ相のゼロクロス信号により与えられる。
【００３４】以下に、図３を参照して、回転速度ω
ｎ，ｍの夫々の意味を説明する。ωｎ，０は、パターン
ＰＴＮ１出力時点からＰＴＮ４出力時点までの間の回転
速度であり、Ｕ相のゼロクロス信号により求められる。
ωｎ，１は、パターンＰＴＮ２出力時点からＰＴＮ５出
力時点までの間の回転速度であり、Ｗ相のゼロクロス信
号により求められる。ωｎ，２は、パターンＰＴＮ３出
力時点からＰＴＮ６出力時点までの間の回転速度であ
り、Ｖ相のゼロクロス信号により求められる。ω
ｎ＋１，０は、パターンＰＴＮ４出力時点からＰＴＮ１
出力時点までの間の回転速度であり、Ｕ相のゼロクロス
信号により求められる。ωｎ＋１，１は、パターンＰＴ
Ｎ５出力時点からＰＴＮ２出力時点までの間の回転速度
であり、Ｗ相のゼロクロス信号により求められる。ω
ｎ＋１，２は、パターンＰＴＮ６出力時点からＰＴＮ３
出力時点までの間の回転速度であり、Ｖ相のゼロクロス
信号により求められる。
ｎ，ｍの夫々の意味を説明する。ωｎ，０は、パターン
ＰＴＮ１出力時点からＰＴＮ４出力時点までの間の回転
速度であり、Ｕ相のゼロクロス信号により求められる。
ωｎ，１は、パターンＰＴＮ２出力時点からＰＴＮ５出
力時点までの間の回転速度であり、Ｗ相のゼロクロス信
号により求められる。ωｎ，２は、パターンＰＴＮ３出
力時点からＰＴＮ６出力時点までの間の回転速度であ
り、Ｖ相のゼロクロス信号により求められる。ω
ｎ＋１，０は、パターンＰＴＮ４出力時点からＰＴＮ１
出力時点までの間の回転速度であり、Ｕ相のゼロクロス
信号により求められる。ωｎ＋１，１は、パターンＰＴ
Ｎ５出力時点からＰＴＮ２出力時点までの間の回転速度
であり、Ｗ相のゼロクロス信号により求められる。ω
ｎ＋１，２は、パターンＰＴＮ６出力時点からＰＴＮ３
出力時点までの間の回転速度であり、Ｖ相のゼロクロス
信号により求められる。
【００３５】ωｎ＋２，０は、パターンＰＴＮ１出力時
点からＰＴＮ４出力時点までの間の回転速度であり、Ｕ
相のゼロクロス信号により求められる。ω
ｎ＋２，１は、パターンＰＴＮ２出力時点からＰＴＮ５
出力時点までの間の回転速度であり、Ｗ相のゼロクロス
信号により求められる。ωｎ＋２，２は、パターンＰＴ
Ｎ３出力時点からＰＴＮ６出力時点までの間の回転速度
であり、Ｖ相のゼロクロス信号により求められる。ω
ｎ＋３，０は、パターンＰＴＮ４出力時点からＰＴＮ１
出力時点までの間の回転速度であり、Ｕ相のゼロクロス
信号により求められる。ωｎ＋３，１は、パターンＰＴ
Ｎ５出力時点からＰＴＮ２出力時点までの間の回転速度
であり、Ｗ相のゼロクロス信号により求められる。ω
ｎ＋３，２は、パターンＰＴＮ６出力時点からＰＴＮ３
出力時点までの間の回転速度であり、Ｖ相のゼロクロス
信号により求められる。
点からＰＴＮ４出力時点までの間の回転速度であり、Ｕ
相のゼロクロス信号により求められる。ω
ｎ＋２，１は、パターンＰＴＮ２出力時点からＰＴＮ５
出力時点までの間の回転速度であり、Ｗ相のゼロクロス
信号により求められる。ωｎ＋２，２は、パターンＰＴ
Ｎ３出力時点からＰＴＮ６出力時点までの間の回転速度
であり、Ｖ相のゼロクロス信号により求められる。ω
ｎ＋３，０は、パターンＰＴＮ４出力時点からＰＴＮ１
出力時点までの間の回転速度であり、Ｕ相のゼロクロス
信号により求められる。ωｎ＋３，１は、パターンＰＴ
Ｎ５出力時点からＰＴＮ２出力時点までの間の回転速度
であり、Ｗ相のゼロクロス信号により求められる。ω
ｎ＋３，２は、パターンＰＴＮ６出力時点からＰＴＮ３
出力時点までの間の回転速度であり、Ｖ相のゼロクロス
信号により求められる。
【００３６】（デューティ値の補正）上記のようにして
各分割区間の回転速度ωｎ，ｍを逐次求め、電気角６０
°毎に速度差分Δωｎ，ｍを求める。その速度差分Δω
ｎ，ｍに補正ゲインＫ（Ｋ＞０）を乗算して補正デュー
ティの値を求める。即ち、 補正デューティ＝−Ｋ・Δωｎ，ｍ （５） 速度差分Δωｎ，ｍ及び求めた補正デューティ値は、Ｐ
ＷＭデューティ制御部５の所定の記憶領域である速度記
憶部と補正デューティ記憶部に夫々格納される。例え
ば、図３では、Ｕ相ゼロクロス信号を用いてパターンＰ
ＴＮ４の出力開始時に求めた回転速度ωｎ＋２，０と、
電気角で３６０°前のパターンＰＴＮ４で既に求めた回
転速度ωｎ，０とから、補正デューティ値を演算し、こ
の値を補正デューティ記憶部に格納する。
各分割区間の回転速度ωｎ，ｍを逐次求め、電気角６０
°毎に速度差分Δωｎ，ｍを求める。その速度差分Δω
ｎ，ｍに補正ゲインＫ（Ｋ＞０）を乗算して補正デュー
ティの値を求める。即ち、 補正デューティ＝−Ｋ・Δωｎ，ｍ （５） 速度差分Δωｎ，ｍ及び求めた補正デューティ値は、Ｐ
ＷＭデューティ制御部５の所定の記憶領域である速度記
憶部と補正デューティ記憶部に夫々格納される。例え
ば、図３では、Ｕ相ゼロクロス信号を用いてパターンＰ
ＴＮ４の出力開始時に求めた回転速度ωｎ＋２，０と、
電気角で３６０°前のパターンＰＴＮ４で既に求めた回
転速度ωｎ，０とから、補正デューティ値を演算し、こ
の値を補正デューティ記憶部に格納する。
【００３７】この時、格納した補正デューティ値は、後
述するように、電気角で１８０°×（ｎｐ−２）経過後
に、その時に使用されるデューティ値を求める際に使用
される。その目的は、回転速度ωｎ，０を求めた３６０
°前のパターンＰＴＮ４の分割領域に対応した機械的回
転角度領域に、モータ回転角度が再度合致した時に、補
正デューティを出力しようとするものである。このよう
に補正デューティを用いて、モータ１の出力トルクを電
気角６０°毎に制御する。
述するように、電気角で１８０°×（ｎｐ−２）経過後
に、その時に使用されるデューティ値を求める際に使用
される。その目的は、回転速度ωｎ，０を求めた３６０
°前のパターンＰＴＮ４の分割領域に対応した機械的回
転角度領域に、モータ回転角度が再度合致した時に、補
正デューティを出力しようとするものである。このよう
に補正デューティを用いて、モータ１の出力トルクを電
気角６０°毎に制御する。
【００３８】（モータ駆動装置の制御フローチャート）
図４は、上述した動作を行うモータ駆動装置の制御を示
すフローチャートである。図４に示すように、ベースパ
ターンＰＴＮｍ’を出力すると（Ｓ１１)、その時点か
ら電気角で１８０°前の時点までの範囲における回転速
度ωｎ，ｍを求める（Ｓ１２)。その回転速度ωｎ，ｍ
と、その時点より電気角で３６０°後に求められる回転
速度ωｎ＋２，ｍとの差を取り、速度差分Δωｎ，ｍを
算出する（Ｓ１３)。この時、速度差分Δωｎ，ｍに
は、演算誤差や磁極位置検出部３の検知誤差が少なから
ず含まれているので、これらの誤差の影響を極力少なく
するために所定の補正を行う（Ｓ１４)。
図４は、上述した動作を行うモータ駆動装置の制御を示
すフローチャートである。図４に示すように、ベースパ
ターンＰＴＮｍ’を出力すると（Ｓ１１)、その時点か
ら電気角で１８０°前の時点までの範囲における回転速
度ωｎ，ｍを求める（Ｓ１２)。その回転速度ωｎ，ｍ
と、その時点より電気角で３６０°後に求められる回転
速度ωｎ＋２，ｍとの差を取り、速度差分Δωｎ，ｍを
算出する（Ｓ１３)。この時、速度差分Δωｎ，ｍに
は、演算誤差や磁極位置検出部３の検知誤差が少なから
ず含まれているので、これらの誤差の影響を極力少なく
するために所定の補正を行う（Ｓ１４)。
【００３９】具体的には、図５に示すような非線形演算
処理による補正を行う。図５に示す処理は次式を満たし
ている。 Δω＞αの時、Δω’＝Δω−α ｜Δω｜≦αの時、Δω’＝０ （６） Δω＜−αの時、Δω’＝Δω＋α ここで、Δω’は補正後の速度差分であり、α（α≧
０）は実験的に求められた定数である。
処理による補正を行う。図５に示す処理は次式を満たし
ている。 Δω＞αの時、Δω’＝Δω−α ｜Δω｜≦αの時、Δω’＝０ （６） Δω＜−αの時、Δω’＝Δω＋α ここで、Δω’は補正後の速度差分であり、α（α≧
０）は実験的に求められた定数である。
【００４０】その後、このように求めた補正速度差分Δ
ω’に補正ゲインＫを乗算して、基準デューティを補正
するために使用される補正デューティΔＤｎ，ｍを求め
る（Ｓ１５)。この補正デューティΔＤｎ，ｍを所定の
デューティ記憶部に格納する（Ｓ１６）。次に、ＰＷＭ
デューティ制御部５において、基準デューティ値Ｄ０を
入力する（Ｓ１７)。電気角１８０°×（ｎｐ−２）前
に算出され格納されていた補正デューティ値ΔＤ
ｎ−（ｎｐ−２），ｍ（図中ではΔＤと表記）をデュー
ティ記憶部から読出す（Ｓ１８)。補正デューティ値Δ
Ｄｎ−（ｎｐ−２），ｍと基準デューティ値Ｄ０とか
ら、次式により出力デューティ値Ｄ’を求める（Ｓ１
９）。 Ｄ’＝Ｄ０＋ΔＤｎ−（ｎｐ−２），ｍ （７） ＰＷＭデューティ制御部５は、求めた出力デューティ値
Ｄ’を直流交流変換部２に出力する（Ｓ２０）。
ω’に補正ゲインＫを乗算して、基準デューティを補正
するために使用される補正デューティΔＤｎ，ｍを求め
る（Ｓ１５)。この補正デューティΔＤｎ，ｍを所定の
デューティ記憶部に格納する（Ｓ１６）。次に、ＰＷＭ
デューティ制御部５において、基準デューティ値Ｄ０を
入力する（Ｓ１７)。電気角１８０°×（ｎｐ−２）前
に算出され格納されていた補正デューティ値ΔＤ
ｎ−（ｎｐ−２），ｍ（図中ではΔＤと表記）をデュー
ティ記憶部から読出す（Ｓ１８)。補正デューティ値Δ
Ｄｎ−（ｎｐ−２），ｍと基準デューティ値Ｄ０とか
ら、次式により出力デューティ値Ｄ’を求める（Ｓ１
９）。 Ｄ’＝Ｄ０＋ΔＤｎ−（ｎｐ−２），ｍ （７） ＰＷＭデューティ制御部５は、求めた出力デューティ値
Ｄ’を直流交流変換部２に出力する（Ｓ２０）。
【００４１】このようにして求められた出力デューティ
値、基準デューティ値と補正デューティ値の関係を図６
（ａ）に示す。図６（ａ）に示すように、本実施形態の
モータ駆動装置では、周波数指令値ωｓにより定まる基
準デューティを補正デューティによって補正した出力デ
ューティを用いて、直流交流変換部２のスイッチング素
子の動作を制御する。これにより、図６（ｂ）に示すよ
うに、負荷トルクに応じたモータ１の出力トルクを発生
することができ、安定した運転を可能とする。即ち、図
６（ｂ）に示すように、出力トルクと負荷トルクがほぼ
等しくなるように変化するため、式（１）の残差トルク
は小さくなるから、モータ１の回転速度ωの時間変動は
少なくなる。
値、基準デューティ値と補正デューティ値の関係を図６
（ａ）に示す。図６（ａ）に示すように、本実施形態の
モータ駆動装置では、周波数指令値ωｓにより定まる基
準デューティを補正デューティによって補正した出力デ
ューティを用いて、直流交流変換部２のスイッチング素
子の動作を制御する。これにより、図６（ｂ）に示すよ
うに、負荷トルクに応じたモータ１の出力トルクを発生
することができ、安定した運転を可能とする。即ち、図
６（ｂ）に示すように、出力トルクと負荷トルクがほぼ
等しくなるように変化するため、式（１）の残差トルク
は小さくなるから、モータ１の回転速度ωの時間変動は
少なくなる。
【００４２】なお、上記説明では、３相ブラシレスＤＣ
モータについて説明したが、本発明は、モータの回転速
度及び速度差分を求める際に同一相における電機子巻線
のゼロクロス情報から求められるように回転速度及び速
度差分の範囲を設定すれば、他の相数のモータにも適用
できる。
モータについて説明したが、本発明は、モータの回転速
度及び速度差分を求める際に同一相における電機子巻線
のゼロクロス情報から求められるように回転速度及び速
度差分の範囲を設定すれば、他の相数のモータにも適用
できる。
【００４３】
【発明の効果】本発明のモータ駆動装置によれば、同一
相のゼロクロス情報に基づいて回転速度を求め、この回
転速度に基づいて基準デューティ値を制御する。これに
より、位置検出手段の構成素子間のバラツキ及びモータ
の巻線の相間公差の影響を排除できるので、高精度で回
転速度を検出することができるから、より高精度で基準
デューティ値を出力デューティ値に補正することができ
る。よって、モータ駆動装置において、高精度で補正さ
れた出力デューティ値を使用することにより、モータの
出力トルクと機械系負荷トルクの差によって生ずる残差
トルクをより小さく抑えることができ、機械系の騒音と
振動を低減して機械系の防音及び振動対策を簡略化でき
る。更に、回路の製造コストも削減できる。
相のゼロクロス情報に基づいて回転速度を求め、この回
転速度に基づいて基準デューティ値を制御する。これに
より、位置検出手段の構成素子間のバラツキ及びモータ
の巻線の相間公差の影響を排除できるので、高精度で回
転速度を検出することができるから、より高精度で基準
デューティ値を出力デューティ値に補正することができ
る。よって、モータ駆動装置において、高精度で補正さ
れた出力デューティ値を使用することにより、モータの
出力トルクと機械系負荷トルクの差によって生ずる残差
トルクをより小さく抑えることができ、機械系の騒音と
振動を低減して機械系の防音及び振動対策を簡略化でき
る。更に、回路の製造コストも削減できる。
【００４４】又、モータ駆動装置において、電機子巻線
の誘起電圧のゼロクロスの発生毎（電気角６０°毎）に
回転速度を求めてもよく、これにより残差トルクの制御
をよりきめ細かく行うことができ、騒音と振動の抑制に
よる高性能化を図ることができる。
の誘起電圧のゼロクロスの発生毎（電気角６０°毎）に
回転速度を求めてもよく、これにより残差トルクの制御
をよりきめ細かく行うことができ、騒音と振動の抑制に
よる高性能化を図ることができる。
【００４５】又、モータ駆動装置において、回転速度間
の速度差分を検出してもよく、これにより、残差トルク
の目安を知ることができ、速度制御性能の安定化をはか
ることができる。この時、得られた速度差分に対して、
更に、非線形演算処理を施してもよい。これにより、制
御安定性が一層向上し、モータの乱調現象や脱調の殆ど
無い動作信頼性の高いモータ駆動装置が得られる。
の速度差分を検出してもよく、これにより、残差トルク
の目安を知ることができ、速度制御性能の安定化をはか
ることができる。この時、得られた速度差分に対して、
更に、非線形演算処理を施してもよい。これにより、制
御安定性が一層向上し、モータの乱調現象や脱調の殆ど
無い動作信頼性の高いモータ駆動装置が得られる。
【００４６】又、モータ駆動装置において、電気角で６
０°毎に出力デューティ値を更新してもよく、これによ
り、出力デューティ値の制御を電気角６０°毎にきめ細
かく行うことができ、騒音と振動の抑制による高性能化
を図ることができる。
０°毎に出力デューティ値を更新してもよく、これによ
り、出力デューティ値の制御を電気角６０°毎にきめ細
かく行うことができ、騒音と振動の抑制による高性能化
を図ることができる。
【００４７】又、モータ駆動装置において、出力デュー
ティ値を求めた時点から電気角１８０°×（ｎｐ−２）
経過後に、該出力デューティ値を出力してもよい。これ
により、モータの出力トルク位相と負荷トルク位相を合
致させることができるので、残差トルクを極力小さくで
きるから、騒音と振動の抑制による高性能化と機械系の
高信頼性化を図ることができる。
ティ値を求めた時点から電気角１８０°×（ｎｐ−２）
経過後に、該出力デューティ値を出力してもよい。これ
により、モータの出力トルク位相と負荷トルク位相を合
致させることができるので、残差トルクを極力小さくで
きるから、騒音と振動の抑制による高性能化と機械系の
高信頼性化を図ることができる。
【００４８】又、モータ駆動装置において、出力デュー
ティ値を、モータの回転速度制御用の基準デューティ値
に速度差分制御用の補正デューティ値を加算することに
より求める。これにより、モータの回転速度制御系は、
速度変動や負荷変動に対して応答性の高い制御システム
を構築できるので、速度サーボ運転に適したモータ駆動
装置が得られる。
ティ値を、モータの回転速度制御用の基準デューティ値
に速度差分制御用の補正デューティ値を加算することに
より求める。これにより、モータの回転速度制御系は、
速度変動や負荷変動に対して応答性の高い制御システム
を構築できるので、速度サーボ運転に適したモータ駆動
装置が得られる。
【図１】 本発明の一実施形態にかかるモータ駆動装置
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のモータ駆動装置に用いられるＰＷＭデ
ューティ制御部から出力される制御信号のベースパター
ンを説明する図である。
ューティ制御部から出力される制御信号のベースパター
ンを説明する図である。
【図３】 図１のモータ駆動装置におけるモータの回転
速度及び速度差分の検出を説明する図である。
速度及び速度差分の検出を説明する図である。
【図４】 図１のモータ駆動装置におけるデューティ値
の補正処理を示すフローチャートである。
の補正処理を示すフローチャートである。
【図５】 非線形演算処理による図３の速度差分の補正
を説明する図である。
を説明する図である。
【図６】 （ａ）は、図２のＰＷＭデューティ制御部に
おける基準デューティ値と出力デューティ値の関係を示
すグラフであり、（ｂ）は、図３のモータの出力トルク
と負荷トルクの関係を示すグラフである。
おける基準デューティ値と出力デューティ値の関係を示
すグラフであり、（ｂ）は、図３のモータの出力トルク
と負荷トルクの関係を示すグラフである。
【図７】 従来のモータ駆動装置の構成を示すブロック
図である。
図である。
１ ブラシレスＤＣモータ ２ 直流交流変換部 ３ 磁極位置検出部 ４ 速度差分検出部 ５ ＰＷＭデューティ制御部
Claims (8)
- 【請求項１】 ３相ｎｐ（ｎｐは４以上の偶数）極ブラ
シレスＤＣモータを回転数制御するモータ駆動装置にお
いて、 スイッチング素子を含み、該スイッチング素子を制御信
号に応じて開閉することにより直流電圧を所望の疑似交
流電圧に変換して、該疑似交流電圧を前記ブラシレスＤ
Ｃモータに出力する直流交流変換手段と、前記ブラシレ
スＤＣモータの３相の電機子巻線の誘起電圧から得られ
る回転位相を検出し回転位相情報を出力する位置検出手
段と、前記直流交流変換手段のスイッチング素子の開閉
動作をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するための前記制御
信号を出力するデューティ制御手段とを備え、又、該デ
ューティ制御手段は、前記制御信号に対して、周波数指
令値に基づいて基準デューティ値を決定する基準デュー
ティ決定手段と、前記ブラシレスＤＣモータの１回転角
度をｎｐ分割して得られる角度範囲毎の回転速度を求
め、該回転速度に基づいて前記基準デューティ値を出力
デューティ値に補正する補正手段と、該出力デューティ
値を有する前記制御信号を出力する出力手段とにより構
成されることを特徴とするモータ駆動装置。 - 【請求項２】 前記デューティ制御手段の前記補正手段
は、前記回転速度を、電機子巻線の誘起電圧の１個のゼ
ロクロスの発生タイミングと、電機子巻線の誘起電圧に
おいて、該ゼロクロスと同相であると共に該ゼロクロス
から電気角１８０°経過後の後続ゼロクロスの発生タイ
ミングとから求めることを特徴とする請求項１に記載の
モータ駆動装置。 - 【請求項３】 前記デューティ制御手段の前記補正手段
は、電機子巻線の各相における誘起電圧のゼロクロスの
発生毎に前記回転速度を求めることを特徴とする請求項
１に記載のモータ駆動装置。 - 【請求項４】 １個の回転速度と、該回転速度を求めて
から電気角３６０°経過後の後続回転速度との差分を検
出する速度差分検出手段を更に備え、又、前記デューテ
ィ手段制御手段の前記補正手段は、前記差分に応じて前
記基準デューティ値を補正することを特徴とする請求項
１に記載のモータ駆動装置。 - 【請求項５】 前記速度差分検出手段は、前記差分を検
出後、更に、該差分を非線形演算処理により補正するこ
と特徴とする請求項４に記載のモータ駆動装置。 - 【請求項６】 前記デューティ制御手段は、前記ブラシ
レスＤＣモータが電気角で６０°回転する毎に、前記出
力デューティ値を更新することを特徴とする請求項１に
記載のモータ駆動装置。 - 【請求項７】 前記デューティ制御手段の前記出力手段
は、前記回転速度に基づく前記出力デューティ値を、該
回転速度を求めた時点から電気角で１８０°×（ｎｐ−
２）経過した時の出力デューティ値として出力すること
を特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。 - 【請求項８】 前記デューティ制御手段の前記補正手段
は、前記差分に応じて補正用デューティ値を決定して、
該補正用デューティ値を前記基準デューティ値に加算す
ることにより前記出力デューティ値を求めることを特徴
とする請求項４に記載のモータ駆動装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001149017A JP2002354873A (ja) | 2001-05-18 | 2001-05-18 | モータ駆動装置 |
| KR1020020026092A KR20020088359A (ko) | 2001-05-18 | 2002-05-13 | 모터 구동 장치 |
| CN02120103A CN1387310A (zh) | 2001-05-18 | 2002-05-17 | 电机驱动装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001149017A JP2002354873A (ja) | 2001-05-18 | 2001-05-18 | モータ駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002354873A true JP2002354873A (ja) | 2002-12-06 |
Family
ID=18994240
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001149017A Pending JP2002354873A (ja) | 2001-05-18 | 2001-05-18 | モータ駆動装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002354873A (ja) |
| KR (1) | KR20020088359A (ja) |
| CN (1) | CN1387310A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006121093A1 (ja) * | 2005-05-10 | 2006-11-16 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | モータ駆動システムの制御装置およびそれを備える電動車両 |
| KR101296637B1 (ko) * | 2006-12-04 | 2013-08-14 | 엘지디스플레이 주식회사 | 액정표시장치 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3829838B2 (ja) * | 2003-11-05 | 2006-10-04 | ソニー株式会社 | センサレスブラシレスモータ |
| JP4286883B2 (ja) * | 2007-06-27 | 2009-07-01 | 三菱電機株式会社 | 三相ブラシレスモータの制御装置 |
| KR101367680B1 (ko) * | 2012-10-29 | 2014-03-12 | 삼성전기주식회사 | 모터 구동 제어신호 생성장치 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3236322B2 (ja) * | 1991-10-02 | 2001-12-10 | 松下冷機株式会社 | 直流電動機の運転制御装置 |
| KR960013404B1 (ko) * | 1993-07-19 | 1996-10-04 | 엘지전자 주식회사 | 유도모터의 속도 제어장치 |
| KR100323931B1 (ko) * | 1997-08-07 | 2002-08-08 | 가부시끼가이샤 도시바 | 전동기제어장치및이제어장치를이용한공기조화기 |
| JP4267146B2 (ja) * | 1999-10-12 | 2009-05-27 | 東芝キヤリア株式会社 | コンプレッサ駆動制御装置及び空気調和機 |
| JP4128703B2 (ja) * | 1999-10-20 | 2008-07-30 | 松下電器産業株式会社 | モータ駆動装置 |
-
2001
- 2001-05-18 JP JP2001149017A patent/JP2002354873A/ja active Pending
-
2002
- 2002-05-13 KR KR1020020026092A patent/KR20020088359A/ko not_active Application Discontinuation
- 2002-05-17 CN CN02120103A patent/CN1387310A/zh active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006121093A1 (ja) * | 2005-05-10 | 2006-11-16 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | モータ駆動システムの制御装置およびそれを備える電動車両 |
| US7723945B2 (en) | 2005-05-10 | 2010-05-25 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control device for motor drive system and electric vehicle including the same |
| KR101296637B1 (ko) * | 2006-12-04 | 2013-08-14 | 엘지디스플레이 주식회사 | 액정표시장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR20020088359A (ko) | 2002-11-27 |
| CN1387310A (zh) | 2002-12-25 |
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