JP2001061291A - ディジタル位相同期ループを用いたブラシレスｄｃモータのセンサレス駆動装置及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な構成で安価な、位置センサを用いない
ブラシレスDCモータのセンサレス駆動装置及び方法を提
供する。 【解決手段】 電圧制御発振器２４、ループフィルタ２
２、逆起電力位相検出器２０、分周器２６で構成される
ディジタル位相同期ループは、ブラシレスDCモータ１０
から与えられる逆起電力に基づき該モータのローター位
置をセンサレス検出するとともに、電圧制御発振器２４
は逆起電力の位相情報に従って周波数が変わるパルスを
整流制御ロジック３２に出力する。PWM速度制御部３０
は、PWM発信器２８からの出力に基づき速度指令に対応
してデューティが変わる変調パルスを整流制御ロジック
３２に出力する。整流制御ロジック３２はこれらの入力
信号をシンセサイズして変調パルスを含んだ所定の通電
角度のゲート駆動信号を発生しゲート駆動部３４を介し
てインバータ１２に出力しモータ１０のPWM電流制御を
行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル位相同
期ループを用いたブラシレスDCモータのセンサレス駆動
装置及び方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、ブラシレスDCモータの駆動装置及
び方法に関する文献としては以下のようなものが挙げら
れる。 (1) L. Ben-Brahim: Motor Speed Identification via
Neural Networks, IEEE/IAS, Magazine, Jan/Feb., 28
-32, 1995 (2) B. J. Chaimers, et. al: Variable-Frequency Syn
chronous Motor Drive for Electric Vehicles, IEEE T
rans. Ind. Applicat., Vol. 32, No. 4, 896-903, 199
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wer Density and Low Cost, IEEE Trans. Ind.Applica
t., Vol. 34, No.5, 1072-1080, 1998 (4)丸島国義・谷口敏幸：「磁気変調形差動レゾルバを
内蔵したブラシレスDCモータの速度制御」、電学論D, 1
18，1352−1360，1998 (5) 小笠原悟司・藍原隆司・本田幸夫・森 真人：「永
久磁石シンクロナスモータの制御法」、平成１０年電気
学会産業応用部門全国大会、S.9-3,(1998) (6) R. Mizutani, T. Takeshita and N. Matsui: Curre
nt Model-Based Sensorless Drivers of Salient-pule
PMSM at Low Speed and Standstill, IEEE Trans. Ind.
Applicat. Vol.34, No.4, 841-846, 1998 (7) 竹下隆晴・市川 誠・松井信行・山田英治・水谷良
治：「センサレス突極形ブラシレスDCモータの初期位置
角推定法」、電学D，116，736-742，（1996-7） (8)冨田睦雄・山口英之・道木慎二・大熊 繁：「うず
電流による開放相電圧変化を利用した円筒形ブラシレス
DCモータのセンサレス停止位置推定法」、電学D，117，
1205-1211，（1997-10） (9)陳 志謙・冨田睦雄・千住智信・道木慎二・大熊
繁：「外乱オブサーバと速度適応同定にする円筒型ブラ
シレスDCモータの位置・速度センサレス制御」、電学
D，118，828-835，（1998-7，8） (10)楊 耕・富岡理知子・中野 求・金 東海：「適応
オブサーバによるブラシレスDCモータの位置センサレス
制御」、電学D，113，579-586，（1993-3） (11)冨田睦雄・道木慎二・大熊 繁：「適応スライディ
ングオブサーバによるブラシレスDCモータのための位置
・速度センサレス制御」、電学D，115，765-774，（199
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誘起電圧オブサーバを用いたBLDCMのセンサレス制
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電時のセンサレス永久磁石形同期電動機の制御」、電学
D，118，1443-1449，（1998-12） (15)笠 展幸・渡辺博己：「ニューロ・ファジィによる
センサレス突極形ブラシレスDCモータの推定値誤差の補
正法」、電学D，118，186-192，（1998-2） (16)大田久義・土本僚一・久保田久夫・松瀬貢規：「セ
ンサレスブラシレスDCモータの直流電源電圧変動時のド
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会、59-62，（1998） (17)徐 炳鴻 ・辻 敏夫・浜津恭治・飯島雅彦：「BLD
Cモータの位置センサレス制御の構成法」、平成11年電
気学会全国大会講演論文集、5-30/31，（1999） (18)飯島雅彦：「ブラシレスモータの速度制御装置」、
特許第2679879（特許公報、平9-2679879） (19)遠藤常博：「台形波着磁ブラシレスモータのセンサ
レス制御」、’93モータ技術シンポジウム、B4-2-1/8，
（1993） (20)小沢利行：「PLL周波数シンセサイサ・回路設計
法」、総合電子出版社、（1994） (21)John L. Stensby: Phase-Locked Loops, CRC pres
s, 1997

【０００３】ブラシレスDCモータは、誘導電動機に比較
して小型、高効率、制御が容易という利点がある。最近
ではブラシレスDCモータの低コスト構造や制御システム
などについての研究が進んでいる（文献（１）―（３）
参照）。ブラシレスDCモータを速度制御するにはロータ
の位置に応じて電流制御を行うため、通常、エンコー
タ、レゾルバ、ホールなどの位置センサが必要となる
(文献（４）参照)。しかし、これらの位置センサは高価
であり、さらに、位置センサを用いることにより、セン
サ基板、センサの配線およびモータの組立工程など煩雑
な問題が生じる。最近、この位置センサをセンサレス化
することによってモータの小型、軽量、低価格化を実現
するとともに、環境性の向上、信頼性の改善を行おうと
する。ブラシレスDCモータの位置センサレス制御が様々
な形で提案されている（文献（５）参照）。

【０００４】これらの研究は大きく二つの流れに分けら
れる。一つはブラシレスDCモータの停止位置をセンサレ
スで推定し、起動時モータのトルクなどを制御する方法
で（文献（６）―（９）参照）、もう一つはモータ運転
時のブラシレスDCモータの速度をセンサレス制御すると
いう方法である（文献（１０）―（１５）参照）。文献
（１０）はモデル規範型適応システムの理論に基づいて
適応オブサーバを構成し、運転状態にあるブラシレスDC
モータの位置と速度を推定する位置センサレス制御を提
案した。さらに、文献（１１）は適応スライディングオ
ブサーバを構成し、これによるブラシレスDCモータの位
置・速度センサレス制御を行う方法を示した。また、文
献（１２）は拡張誘起電圧オブサーバを用いたブラシレ
スDCモータのセンサレス制御を提出し、文献（１３）は
拡張カルマンフィルタ推定器によるブラシレスDCモータ
のローター位置を推定するアルゴリズムを提案してい
る。その他にも、電流ベクトルによるモータの再給電時
の位置、速度推定のアルゴリズム(文献（１４）)、ニュ
ーロ・ファジィを用いたセンサレスブラシレスDCモータ
の推定値誤差補正法(文献（１５)）などが提案されてい
る。それらの方法はいずれもオープンループによってブ
ラシレスDCモータを起動してからセンサレス制御を実現
する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の方法を
実現する制御システムは複雑且つ高価であり、制御回路
の調整も煩雑なものとなる。また、オープンループで起
動する時、ブラシレスDCモータが脱調する恐れが存在す
る。一方、モータの逆起電力を利用するブラシレスDCモ
ータのセンサレスドライブの研究は進んでいるが、幾つ
かの未解明な部分が残されている（文献（１６）参
照）。

【０００６】本発明の目的は、上記のような従来技術の
問題点を解消しうるブラシレスDCモータの駆動装置及び
方法を提供することであり、構成が簡単で安価でありか
つ調整の容易な、位置センサを用いないブラシレスDCモ
ータのセンサレス駆動装置及び方法を提供することであ
る。本発明の別の目的は、起動する際にモータが脱調す
る恐れがないブラシレスDCモータの駆動装置及び方法を
提供することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明の一面においては、ディジタル位相同
期ループ（ディジタルPLL）を用いてブラシレスDCモー
タの位置センサレス検出とPWM電流制御を併用したブラ
シレスDCモータのセンサレス駆動システムを提案するも
のである。即ち、このように構成した本発明において
は、ブラシレスDCモータの磁気音低下、効率向上を実現
するとともに、制御回路が低コスト、コンパクト、回路
調整が簡単という特徴を備えている。

【０００８】また、本発明の別の一面においては、起動
シーケンスによってブラシレスDCモータをスムーズに起
動し、脱調しない安定な速度制御を行なうようにするも
のである。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下に、本発明によるディジタル
位相同期ループを用いたブラシレスDCモータのセンサレ
ス駆動装置及び方法の実施例について図面を参照して詳
細に説明する。図１は、本発明による、ディジタル位相
同期ループを用いた位置センサレス検出とPWM電流制御
を併用した駆動システム構成を示す。これは定電流駆動
システムで、ブラシレスDCモータ、ここでは例えば４極
３相ブラシレスDCモータ１０とインバータ１２の間はモ
ータ巻線の接続のみである。センサレス位置検出のため
に各巻線から逆起電力(back electromotive force:
BEMF)を線L2,L3、L4を介して検出し制御回路１４に与え
る。また、PWM電流制御のため、インバータのFET（Ｈ
ｕ,Ｈｖ,Ｈｗ，Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）のソースから駆動電
流を検出し線L1を介して制御回路１４のPWM電流制御部
３８(図２)に与える。図１において、Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄ
ｗ，Ｄｕ’，Ｄｖ’，Ｄｗ’はダイオードである。な
お、本実施例では４極３相ブラシレスDCモータに本発明
を適用した例を説明したが、本発明はこれに限定され
ず、任意の極数及び相数のブラシレスDCモータに適用可
能である。

【００１０】図２に図１の制御回路１４の具体例につい
てのブロック線図を示す。以下、本実施例の制御動作に
ついて説明する。まず、起動シーケンスによる整流制御
ロジックはブラシレスDCモータの動的特性に対応する適
切な速度でブラシレスDCモータをスムーズに起動する。

【００１１】次に、電圧制御発振器VCO (Voltage Cont
rol Oscillator)２４、ループフィルタ（単にフィルタ
ともいう）２２、BEMF（逆起電力）位相検出器２０、分
周器（ディジタル分周器）２６で構成されるディジタル
PLL（phase locked loop）(デジタル位相同期ループ)
は、ブラシレスDCモータ１０から線L2-L4を介して与え
られる逆起電力に基づき該モータのローター位置をセン
サレス検出するとともに、VCO２４は逆起電力の位相情
報に従って周波数が変わるパルスを整流制御ロジック３
２に出力する。PWM速度制御部３０は、PWM発信器２８か
らの出力に基づき速度指令に対応してデューティが変わ
る変調パルスを整流制御ロジック３２に出力する。整流
制御ロジック３２はこれらの入力信号を論理的に総合的
にシンセサイズして変調パルスを含んだ所定の通電角度
（３相モータの場合は120度）のゲート駆動信号を発生
しゲート駆動部３４を介してインバータ１２に出力し、
ブラシレスDCモータ１０の速度制御を実現する。PWM電
流制御部３８はモータ１０からの検出された駆動電流
（PWM電流信号Vpwm）を整流制御ロジック３２に与え、
整流制御ロジック３２は６個のPWM電流信号Vpwm（３相
モータの場合）毎に１周期となるように各ゲート信号Ｖ
lsを制御する（図１０参照）。なお、整流制御ロジック
３２はマイコン等で構成されて良い。

【００１２】次に、本発明におけるディジタル位相同期
ループを用いた位置センサレス検出法について説明す
る。実際には、モータの逆起電力によりローターの位置
を検出する時、巻線端子電圧に抵抗、インダクタンスに
よるインピータンス電圧降下分と回転むらを生じるノイ
ズなどが含まれるので、この相電圧から逆起電力の位相
情報のみを取り出す工夫が必要となる。本発明ではこの
問題に対しディジタル位相同期ループを用いた位置セン
サレス検出法を提案する。ディジタル位相同期ループの
基本構成を図３に示す。多くの場合、ディジタル位相同
期ループの動作解析は自動制御理論により行なわれる。
ディジタル位相同期ループは本来非線形要素を含むが、
本発明では、許容範囲内でラプラス変換による動作解析
を行なう。

【００１３】図３の逆起電力位相検出器２０は、VCO出
力周波数fvを分周数N（Nは整数）で分周した帰還周波数
fvfと逆起電力周波数feとの位相差に対応するパルス幅
を持つ誤差信号を出力する。そして、ループフィルタは
この誤差信号を平滑した直流電圧制御信号をVCOに出力
する。したがって、VCOは直流電圧制御信号に応ずる周
波数fvで発振する。

【００１４】ここで、ループフィルタはモータ駆動周波
数を持つ誘導ノイズを除去し、リプルのない直流電圧制
御信号を得るとともに、ディジタル位相同期ループの一
巡ループの応答特性を左右する重要な役割を果たしてい
る。しかしながら、ディジタル位相同期ループは負帰還
回路なので、ディジタル位相同期ループの一巡ループの
ゲインが１になる角周波数の時、出力信号の位相遅れが
180度になると、ディジタル位相同期ループの一巡ルー
プの動作が不安定になる。これに対して本発明では例え
ば図４に示す構成のループフィルタを使用する。図４に
おいて、C1,C2はそれぞれコンデンサ、Rは抵抗である。

【００１５】次に、ループフィルタの解析を行ない、各
構成要素の設計式を導出する。図４によって、ループフ
ィルタの伝達関数F(s)は次式（１）

【００１６】

【数１】 で与えられる。ここで、C1,C2はそれぞれコンデンサC1,
C2の容量、Rは抵抗Rの値を示す。

【００１７】また、図３において分周器の伝達関数は、
プログラマブル・ロジック・ディバイスであるこの分周
器による時間遅延が十分小さい場合、1/Nというラプラ
ス変数sに関して一定の因子で表される。したがって、
ディジタル位相同期ループの一巡ループの伝達関数HL
(s)は次式（２）

【００１８】

【数２】 と導くことができる。ここで、Kpはモータ１０の逆起電
力定数と回転速度などに関連する逆起電力位相検出器の
ゲイン、KvはVCOのゲインである。式(１)を式(２)に代
入すると、伝達関数HL(s)は次式（３）

【００１９】

【数３】 になる。

【００２０】しかし、(３)式において分母のs²はs複素
平面の原点で二つの極点を有するため、位相遅れが180
度となり、このディジタル位相同期ループの一巡ループ
は不安定になる。安定化のため、伝達関数HL(s)の振幅|
H_L(jω)|が１になる角周波数の時、分子のゼロ点が位相
進み補償を行なうべきである。ブラシレスDCモータの回
転範囲内で、ディジタル位相同期ループの一巡ループの
位相余裕を上げる必要がある。

【００２１】ここで、ループゲインK_LをK_Ｌ=(KpKv/（N
s))とすると（文献（２０）参照）、伝達関数H_L(s)は次
式（４）

【００２２】

【数４】 となる。ただし、ωp,ωzはそれぞれ極点、ゼロ点の角
周波数、

【００２３】

【数５】 である。

【００２４】一方、極点の角周波数ωpをゼロ点よりΛ
倍とすると、

【００２５】

【数６】 になる。最大位相進みを行なう角周波数ωgは極点とゼ
ロ点の角周波数の幾何平均値

【００２６】

【数７】 で求められる。

【００２７】また、単位ステップ入力に対する(4)式の
出力応答の安定時間tsは

【００２８】

【数８】 となる。ただし、ζはダンピング定数、ωnは固有角周
波数、ρはディジタル位相同期ループサイクルに対して
ディジタル位相同期ループの一巡ループの安定度を示す
定数である（文献（２１）参照）。

【００２９】このとき、Nc回のディジタル位相同期ルー
プサイクル内にディジタル位相同期ループの一巡ループ
の応答を安定させるための安定時間tsは

【００３０】

【数９】 となる。ここで、fmはブラシレスDCモータ速度の平均周
波数である。また、(4)式の二次ループにおいて角周波
数ωg

【００３１】

【数１０】 とすると、(9)、(10)式を(11)式に代入し、

【００３２】

【数１１】 となる。(8)、(12)式によって、ゼロ点の角周波数ωzは

【００３３】

【数１２】 で与えられる。

【００３４】角周波数ωgにおいて最大位相進みを行な
ったとき、(3)式の振幅|H_L(jωg)|が１になるとする
と、

【００３５】

【数１３】 が得られる。(8)、(12)、(13)式を(14)式に代入する
と、ループフィルタのコンデンサC1は

【００３６】

【数１４】 となる。(5)、(6)、(7)式により、コンデンサC2は

【００３７】

【数１５】 で求められる。さらに、(6)、(13)、(16)式から、抵抗R
は

【００３８】

【数１６】 で計算される。

【００３９】次に本発明におけるブラシレスDCモータの
起動シーケンスについて説明する。ブラシレスDCモータ
の起動の時、ローター位置と無関係な強制転流の通電信
号を受けると、モータは脱調する可能性が高いので、規
制時間内に正常の回転数に達成できず、或いは、モータ
が回転せずに左右振れを起こす恐れがある。この問題を
解決するため、本発明では、図５に示す様な動作を行
う、脱調を起こさない起動シーケンス制御部３６を提案
する。

【００４０】図５の起動シーケンスは三つのモードで構
成される。まず、ブラシレスDCモータを起動する際、図
１の制御システムの電源オン後、所定位置にローターが
止まるまでの時間trが経過するまでは、整流制御ロジッ
ク３２はローター位置のリセットモードを実行する。つ
ぎに、その後時間taを経過するまでモータを加速、即
ち、一定速度Vaに達するまで加速する、加速モードを実
行する。即ち、起動シーケンス制御部３６は、制御シス
テムの電源オン後、時間trが経過すると加速モード指令
を整流制御ロジック３２に与える。そこで加速モード指
令に応答して整流制御ロジック３２は所定の通電角のゲ
ート駆動信号を出力する。そして、モータの回転速度が
Vaに達した時、ディジタル位相同期ループの一巡ループ
は逆起電力を検出することが可能となり、ループフィル
タ２２の出力直流電圧は速度指令電圧まで上昇し、モー
タの回転モードが実行される。即ち、起動シーケンス制
御部３６は、加速モード実行後、時間 taが経過すると
回転モード指令を整流制御ロジック３２に与える。そこ
で回転モード指令に応答して整流制御ロジック３２はよ
り大きい所定の通電角のゲート駆動信号を出力する。な
お、モータの加速モードから回転モードへの移行は、モ
ータの回転速度をモニターし、それがVaに達した時点で
行うようにしても良い。なお、起動シーケンス制御部３
６は、電源オンに応答して動作するタイマ等で構成して
良い。または、起動シーケンス制御部３６は整流制御ロ
ジック３２と共にマイコンで構成しても良い。

【００４１】整流制御ロジック３２はローター位置のリ
セットモードを実行している間、即ち、電源オン後リセ
ット時間tr経過するまでは、３つのハイサイドのFET
（Ｈｕ,Ｈｖ,Ｈｗ）のうちの二つ（例えばＨｕ,Ｈｗ）
と３つのローサイドのFET（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）のうち
の１つ（例えばＬｖ）をオンにする。励磁電流が巻線に
流れると、発生したステーター磁場はローターを所定位
置にロックする。しかし、時間trを長くすると、モータ
の起動電流は増加し、効率が下がる。逆に、時間trが短
く過ぎると、ローターは所定位置まで戻らずに起動し、
脱調の可能性が高くなる。そのため、本発明において
は、時間trの設定を一例として以下のように行う。

【００４２】DCモータの動的特性より、所定位置にロー
ターを止まらせるリセットトルクτとローターの回転角
θとの関係は次式となる。

【００４３】

【数１７】 Jはローターと負荷の慣性モーメントである。また、ト
ルクτが回転角θに比例すると、

【００４４】

【数１８】 になる。ここで、κはモータ極数、モータトルク定数に
関連するリセットトルク定数である。

【００４５】そして、うず電流、モータ内部摩擦などの
損失を考慮すると、(18)、(19)式より、次式が得られ
る。

【００４６】

【数１９】 ただし、σは上述の損失を表す損失定数とする。(20)式
を解くと、共振周波数frは

【００４７】

【数２０】 になり、リセット時間trは

【００４８】

【数２１】 で求められる。ここで、γは損失、ダンピングを示す定
数である。

【００４９】また、加速時間taは慣性モーメントＪとVC
OのゲインKvに正比例し、モータの逆起電圧定数Ktに反
比例することにより、

【００５０】

【数２２】 となる。ただし、ξは加速度定数である。なお、上記の
起動シーケンスはセンサレス駆動装置のみならず、セン
サ付きの駆動装置にも適用可能である。

【００５１】次に、本発明のセンサレス駆動装置及び方
法の有効性を確認するため、実際の装置で検証実験を行
い、さらに、その実験結果をホールセンサ付ブラシレス
DCモータの速度制御装置（文献（１８）参照）と比較し
た。まず、図６に実験用のブラシレスDCモータのパラメ
ータを示す。これにしたがってディジタル位相同期ルー
プサイクルの回数Nc=20、安定度ρ=3、ダンピング定数
ζ=0.7、モータ速度の平均周波数fm=195Hz、極点とゼロ
点との角周波数の倍率Λ=10、ゲインK_L=0.02 coul²/kg
m²とした。

【００５２】また、PWMの周波数f_PWMが低いとモータの
磁気ひずみ影響による可聴ノイズが生じること、及び、
周波数f_PWMが高い場合インバータのスイッチング損失が
増加することを考慮し、 f_PWM =20KHzとした。本例では
通電角120度なので、ディジタル位相同期ループの分周
器の分周比N（Nは整数）を6とする。起動シーケンスに
おいてはダンピング定数ζなどにより、定数γ=4.28、
加速度定数ξ=83.3、リセットトルク定数κ=0.7 (Nm/
Λ)となり、(22)、(23)式からリセット時間tr=0.622
(s)、加速時間ta=0.108(s)が算出された。次に、(15)、
(16)、(17)式によってループフィルタのコンデンサ、抵
抗の値C1=1.291μF、C2=11.621 μF、R=3.997 KΩが得
られた。図７は設計したループフィルタを用いたディジ
タル位相同期ループの一巡ループのボード線図である。
振幅が0dBの時最大位相進みを行ない、位相余裕が55度
まで上がり、ディジタル位相同期ループの一巡ループは
安定であることがわかる。

【００５３】図8に、相電圧Vph、VCOの出力Vvcoとルー
プフィルタ22の出力Vlfout、相電流Ieを示す。各波形の
位相関係により、ループフィルタは逆起電力位相検出器
からの位相誤差信号を平滑化した制御電圧信号Vlfoutを
VCOに出力し、VCOはVlfout電圧によって発振パルス信号
Vvcoを整流制御ロジック32に出力する。そして、それら
の信号位相にしたがって波形の良い相電流Ieが生じると
いう位置センサレス検出プロセスが図から明かに読み取
れる。

【００５４】図９にブラシレスDCモータが定常運転した
場合の三相ハイサイドFET（Ｈｕ,Ｈｖ,Ｈｗ）の駆動信
号Vu,Vv,Vwを示す。図９の通電角120度の正しい矩形波
及び良好な相電流波形から、モータは定速でスムーズに
運転しており、ディジタル位相同期ループを用いた安定
な位置センサレス制御を実験できていることがわかる。
また、図１０にPWM電流制御の実験波形を示す。ローサ
イドFET(Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）の駆動信号Vlsは六つの駆
動電流信号Vpwm毎に一つの周期を示し、これは相電流Ie
波形と同じ周期であるので、PWM電流制御が正しく行な
われることが分かる。

【００５５】さらに、図11に本発明のセンサレス速度制
御装置とセンサ付速度制御装置（文献（１８）参照）を
比較した実験結果を示す。図１１では、センサ付速度制
御装置の相電流波形(細線)は変動が激しく、振幅が大き
い。また、波形の立上り前の時間t1が下降後の時間t2よ
り約1.9倍長い。このため、励磁時間のタイミングが崩
れ、ブラシレスDCモータの効率が下がるとともに、磁気
音が増加し、回転ムラに悪影響を及ぼしている。この原
因はホールセンサの取り付位置によるものと考えられ
る。これに対して、本発明の装置の結果はセンサ付速度
制御装置より相電流の振幅が20％小さく、励磁時間のタ
イミングがよい。制御されたブラシレスDCモータはスム
ーズに回転し、静音、効率向上になることが明らかにな
った。

【００５６】以上のように、本発明では、ディジタル位
相同期ループを用いた位置センサレス検出とPWM電流制
御を併用したブラシレスDCモータのセンサレス駆動シス
テムを提案した。本発明を用いたブラシレスDCモータは
静音、効率よい運転が実現できることを実験で確認し
た。まず、本発明においてはディジタル位相同期ループ
の一巡ループの安定性を検証し、ディジタル位相同期ル
ープによる相電圧から逆起電力の位相情報を正確に取り
出す方法を示した。そして、モータの動的特性に合わせ
る脱調しない起動シーケンスを提案し、確実且つ安定な
モータ起動を実現した。実用上では、本発明を実現する
回路のコストがホールセンサ付速度制御装置（文献（１
８）参照）より約33％低下し、センサレス化によってブ
ラシレスDCモータ本体のコストが元より約15％削減でき
た。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるセンサレス駆動装置の実施例の概
略構成を示す図である。

【図２】図１の制御回路の詳細な構成例を示すブロック
図である。

【図３】図２のディジタル位相同期ループの構成例を示
すブロック図である。

【図４】図２のループフィルタの構成例を示すブロック
図である。

【図５】本発明によるセンサレス駆動装置によるモータ
の起動シーケンス例を示す図である。

【図６】実験用モータの特性パラメータ例を示す表であ
る。

【図７】ディジタル位相同期ループの一巡ループボード
線図の例を示す図である。

【図８】本発明によるセンサレス駆動装置の実験結果例
を示す図である。

【図９】本発明によるセンサレス駆動装置の定常運転時
の実験結果例を示す図である。

【図１０】本発明によるセンサレス駆動装置のPWM電流
制御の実験結果例を示す図である。

【図１１】本発明によるセンサレス駆動装置と従来のセ
ンサ付き駆動装置による制御の比較実験結果例を示す図
である。

【符号の説明】

１０ モータ １２ インバータ １４ 制御回路 ２０ 位相検出器 ２２ ループフィルタ ２４ VCO ２６ 分周器 ２８ PWM発信器 ３０ PWM速度制御部 ３２ 整流制御ロジック ３４ ゲート駆動部 ３６ 起動シーケンス制御部 ３８ PWM電流制御部

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１２年４月１８日（２０００．４．１
８）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 飯島 雅彦 福島県須賀川市和田道116番地 山本電気 株式会社内 (72)発明者 植田 一彦 福島県須賀川市和田道116番地 山本電気 株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA13 EB01 HA01 HA09 JJ07 UA05 XA02 XA06 XA12

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ブラシレスDCモータの逆起電力の位相を
   検出する逆起電力位相検出器と、該逆起電力位相検出器
   の出力を平滑するループフィルタと、該ループフィルタ
   の出力に基づいた周波数で発振する電圧制御発振器と、
   該電圧制御発振器の出力周波数を分周して前記逆起電力
   位相検出器に出力する分周器とを有し、前記逆起電力位
   相検出器は逆起電力の検出位相と前記分周器からの出力
   周波数位相との差を出力するように構成され、前記ブラ
   シレスDCモータの逆起電力に基づき該モータのローター
   位置をセンサレス検出するディジタル位相同期ループ
   と、 前記電圧制御発振器からの前記ブラシレスDCモータの逆
   起電力位相情報に従って周波数が変わるパルスを入力す
   ると共に、PWM速度制御部からの速度指令に対応してデ
   ューティが変わる変調パルスを入力する整流制御ロジッ
   クとを備え、 前記整流制御ロジックはこれらの入力をシンセサイズし
   て変調パルスを含んだ所定の通電角度のゲート駆動信号
   を発生し、インバータを介して前記モータに与えて速度
   制御を行うことを特徴とするブラシレスDCモータのセン
   サレス駆動装置。
2. 【請求項２】 ブラシレスDCモータを起動する際の起動
   シーケンスを実行するブラシレスDCモータの駆動装置で
   あって、 該ブラシレスDCモータの駆動装置の電源オン後、所定位
   置にローターが止まるまでは、励磁電流を巻線に流して
   ローターを該所定位置にロックするリセットモードを実
   行し、 その後前記モータが一定速度に達するまで前記モータに
   駆動信号を出力して加速する、加速モードを実行し、 前記モータの回転速度が該モータの逆起電力を検出する
   ことが可能な速度に達すると、該モータを速度指令に応
   じた速度にまで上昇させる、回転モードを実行する、こ
   とを特徴とするブラシレスDCモータの駆動装置。
3. 【請求項３】 ディジタル位相同期ループを用いてブラ
   シレスDCモータの位置検出とPWM電流制御を併用するよ
   うにしたブラシレスDCモータのセンサレス駆動装置。