CN103378776A - 同步电动机的驱动系统 - Google Patents

Abstract

本发明的同步电动机驱动系统以良好精度判定PM电动机停止状态下的转子初始位置，包括：同步电动机；电力转换器，与同步电动机连接且由多个开关元件构成；控制器，对电力转换器输出电压指令来控制同步电动机；电压检测部，检测在对同步电动机的三相绕组中的每两相之间施加正和负的脉冲电压时的开路相的感应电压；感应电压差计算部，计算感应电压差；感应电压和计算部，计算感应电压和，感应电压差、和是在两相之间施加正的脉冲电压时开路相的电压与施加负的脉冲电压时开路相的感应电压之差、之和；和转子位置判定部，根据感应电压差和感应电压和判定转子的位置。

Description

同步电动机的驱动系统

技术领域

本发明涉及同步电动机的驱动系统。

背景技术

在汽车、工业、家电等的电动机驱动系统中，广泛使用小型、高效率的永磁铁电动机（同步电动机），例如用于转矩辅助设备、定位控制，以及风扇、泵、压缩机等中。

为了驱动永磁铁电动机（下面简称为PM电动机），需要PM电动机的转子的位置信息，需要用于该目的的位置传感器。近年来，取消该位置传感器、进行PM电动机的转速和转矩控制的“无传感器控制”广泛地普及。

通过无传感器控制的实用化，能够削减位置传感器所需的费用（传感器本身的成本和传感器布线所需的成本），并且，由于不需要传感器，系统的小型化和在恶劣环境中的使用变得可能，有较大的益处。当前，PM电动机的无传感器控制采用直接检测转子旋转产生的感应电压（速度电动势）并作为转子的位置信息进行PM电动机的驱动的方式或者根据作为对象的电动机的数学模型推算转子位置的位置推算技术等。

这些无传感器控制方式的大问题为包括停止状态（零速度）在内的低速运行时的位置检测方法。当前，大多数实用化的无传感器控制由于基于PM电动机产生的速度电动势，在感应电压小的停止、低速范围中灵敏度降低，位置信息被淹没在噪声中。

作为解决该问题的现在方式，在专利文献1中，对于PM电动机以120度通电控制为基准的停止、低速范围中的无位置传感器控制方式，公开了根据开路相所产生的感应电压切换通电相的控制方式。该感应电压为PM电动机内部的磁路变化而产生的感应电压，基于与现有利用源于旋转速度的速度电动势的方式不同的原理。因此，即使在停止、低速范围也能够实现无传感器控制。

此外，专利文献2公开了使用与专利文献1中记载的方法相同的PM电动机以120度通电控制为基准的停止时的无位置传感器控制方式的转子位置推算技术。在该专利文献2中，PM电动机在停止状态下，在三相绕组的相间施加6种电压脉冲（对三相的相间分别施加正、负的脉冲），根据此时在开路相中产生的6个感应电压值，推算转子的初始位置。通过该方法，由于能够在短时间内推算转子的初始位置，实现不使电动机逆向旋转的短时间内的无传感器驱动。

专利文献1：日本特开2009-189176号公报

专利文献2：日本特开2001-275387号公报

发明内容

然而，在上述现有技术中，例如在专利文献1的发明中，没有关于PM电动机在停止状态下的初始位置推算的记载。如果在初始位置不明的状态下启动，则有转子逆向旋转的问题。

另一方面，在专利文献2的发明中，在原理上推算转子的初始位置，但存在其推算精度产生问题的情况。由于用于初始位置推算的开路相感应电压依赖于电动机的磁路特性，根据电动机的不同，存在表现出灵敏度极低的特性的情况。具体地，将向三相绕组的线间施加正脉冲以及负脉冲时产生的各开路相感应电压合成（相加），比较这三相的值的大小关系，推算转子的初始位置。由于电动机的特性，存在将该开路相感应电压合成（相加）后的值小、无法得到足够的转子位置推算精度（解析度）、初始位置推算失败的情况。结果，产生由于条件不同而无法启动电动机或者向逆向旋转方向旋转等问题。

（1）用于解决上述问题的本发明第一方面记载的同步电动机的驱动系统，包括：同步电动机；电力转换器，其与上同步电动机连接且由多个开关元件构成；控制器，其对电力转换器输出电压指令来控制同步电动机；电压检测部，其检测在分别对同步电动机的三相绕组中的每两相之间施加正和负的脉冲电压时的开路相的感应电压；感应电压差计算部，其计算感应电压差，该感应电压差是在两相之间施加正的脉冲电压时由电压检测部检测到的开路相的电压与施加负的脉冲电压时由电压检测部检测到的开路相的感应电压之差；感应电压和计算部，其计算感应电压和，该感应电压和是在两相之间施加正的脉冲电压时由电压检测部检测到的开路相的电压与施加负的脉冲电压时由电压检测部检测到的开路相的感应电压之和；和转子位置判定部，其根据该感应电压差和感应电压和判定转子的位置。

（2）用于解决上述问题的在本发明又一方面记载的同步电动机的驱动系统，包括：同步电动机；电力转换器，与该同步电动机连接且由多个开关元件构成；控制器，其对电力转换器输出电压指令来控制同步电动机；电压检测部，其检测在分别对同步电动机的三相绕组中的每两相之间施加正和负的脉冲电压时的开路相的感应电压；感应电压差计算部，其计算感应电压差，该感应电压差是在两相之间施加正的脉冲电压时由电压检测部检测到的开路相的电压与施加负的脉冲电压时由电压检测部检测到的开路相的感应电压之差；电流检测部，其检测供给到电力转换器的直流电力的电流值；和转子位置判定部，其根据感应电压差和直流电力的电流值判定转子的位置。

如上所述，根据本发明，能够提供短时间、高精度地进行停止时的初始位置推算的、在不逆向旋转的情况下短时间地启动的PM电动机的驱动系统。

附图说明

图1是表示本发明的同步电动机驱动系统的第一实施方式的结构的框图。

图2是对图1的同步电动机4的转子的两相线圈（V-W相）施加正或负的脉冲电压时的示意图。（a）表示施加正脉冲的情况，（b）表示施加负脉冲的情况。

图3是表示图2（a）、（b）中对两相线圈（V-W相）施加正或负的脉冲时的非通电相线圈（U相）中感应产生的电压的例子的图。横轴中θd表示转子的电角度。1是施加正脉冲的情况。

图4是图1所示的本发明第一实施方式中进行120度通电控制时，对两相线圈施加正或负的脉冲（PWM控制）时非通电相线圈中产生的感应电压的例子。分别地，（a）表示对V-W相线圈施加了正或负的脉冲时U相的感应电压，（b）表示对W-U相线圈施加了正或负的脉冲时V相的感应电压，（c）表示对V-U相线圈施加了正或负的脉冲时W相的感应电压。（d）表示将（a）～（c）所示的通电动作以电角度分为6个区域（通电模式）、各模式中各相线圈的通电状态。+side的U+、V+、W+分别表示开关元件Sup、Svp、Swp为导通状态，-side的V-、W-、U-分别表示开关元件Svn、Swn、Sun为导通状态。

图5是图4所示的通电模式3中的电压矢量记号的示意图。

图6是用于推算本发明的实施方式1的同步电动机的转子位置的各种电压波形的示意图。（a）是与图4（a）等同的感应电压波形。（b）表示图4（a）、（b）、（c）分别所示的施加正脉冲时的感应电压和施加负脉冲时的感应电压之和。（c）表示图4（a）、（b）、（c）分别所示的施加正脉冲时的感应电压和施加负脉冲时的感应电压之差。

图7是本发明的实施方式1中转子位置推算所用的判别图表。

图8是用于说明本发明的实施方式1的转子的初始位置推算的方法的图。（a）是与图6（c）等同的电压波形图。（b）是与图6（b）等同的电压波形图。（c）是将（a）的一部分（A-4部分）放大后的图。

图9是表示本发明的同步电动机驱动系统的第二实施方式中对转子各相线圈施加的脉冲电压波形的例子的图。（a）是在通电模式1-3中对两相线圈施加的脉冲波形。（b）放大表示（a）的V相的脉冲电压波形Vvw。

图10是示意性地表示本发明的同步电动机驱动系统的第三实施方式中推算转子位置的方法中逆变器动作以及供给到逆变器的DC电压/电流波形的图。（a）表示通电模式1中逆变器的开关元件的状态。（b）表示在（a）的状态下向U-V相线圈施加正脉冲时供给到逆变器的DC电流的电压波形。（c）对应（b），表示流过U-V相线圈的线圈电流波形。（d）对应（b），表示供给到逆变器的DC电流的电流波形。（e）表示转子的永磁铁的磁场与线圈电流产生的磁场的方向一致时在定子一侧产生磁饱和。

图11是用于说明本发明的同步电动机驱动系统的第三实施方式的动作的图。（a）表示同步电动机的启动流程，（b）表示（a）的步骤S2和S3中所用的电压波形或电流波形的例子。

图12是表示本发明的同步电动机驱动系统的第三实施方式的变形例的启动流程的图。

图13是表示本发明的同步电动机驱动系统的第四实施方式的结构的图。

图14是表示作为本发明的同步电动机驱动系统的第五实施方式的、配备了第一至第四实施方式的其中之一的同步电动机驱动系统的电动油压泵系统的结构例。

图15是图14所示的电动油压泵系统动作的时间经过的示意图。

符号说明：

1……V*发生器

2……控制器

3……电力转换器（逆变器）

4……同步电动机（PM电动机）

5……PWM发生器

6……通电模式决定器

7……门信号切换器

8……模式切换触发发生器

9……基准电平切换器

10……非通电相电位选择器

11……比较器

20……转子位置推算部

21……感应电压检测部（启动时）

22……感应电压合成部（差）

23……感应电压合成部（和）

24……通电模式推算部（启动时）

31……直流电源

32……逆变器主电路部

33……输出前置驱动器

35……分流电阻

40……壳体

50……切换开关

100……同步电动机驱动系统

101……泵

102……电动泵

200……油压回路

201……发动机

202……机械泵

203……油箱

204……止回阀

205……安全阀

具体实施方式

下面参考图1～15说明用于实施本发明的方式。各图中共通的记号表示同一部件或结构要素。

其中，在此令作为控制对象的同步电动机为PM电动机进行说明，对于其它同步电动机（例如转子中使用励磁绕组的、或者通过磁阻扭矩驱动的电动机等）也能够获得大致相同的效果。

（第一实施方式）

首先，说明低速范围的控制装置的结构以及控制方式。作为基于无位置传感器控制的转子位置推算的技术，如专利文献1所公开的，基于以120度通电控制为基准的控制方式。

图1是表示本发明的同步电动机驱动系统的第一实施方式的结构的框图。

如图1所示，本实施方式的同步电动机驱动系统100具有作为控制对象的PM电动机4、产生该PM电动机4的施加电压指令V*的V*发生器1、与PM电动机4相连接、由多个开关元件构成的电力转换器（逆变器）3、对该逆变器3输出电压指令来控制PM电动机4的控制器2。该控制器2从PM电动机4的三相绕组中选择要通电的两相，分别施加正和负脉冲电压，根据施加正和负脉冲时的开路相（非通电相）的各感应电压，推算相位（转子的磁极位置）以及旋转速度。

控制器2配备了从电压指令V*生成PWM信号的PWM信号生成器5、决定通电模式的通电模式决定器6、切换门信号以使得按照决定的通电模式对各相施加电压的门信号切换器7、模式切换触发发生器8、转子位置推算部20、和切换开关50，其中上述通电模式定义对三相线圈施加电压的模式。

模式切换触发发生器8在旋转电动机的通常动作时通过比较三相绕组的各相电压与基准电平，推算转子的相位（磁极位置）和旋转速度，在合适的时刻产生切换通电模式的触发信号。

转子位置推算部20在PM电动机4启动时动作，进行PM电动机4的停止状态（初始状态）下的转子位置推算。如后面所述，由该转子位置推算部20推算转子的旋转位置的初始状态，通电模式决定器6基于此决定PM电动机4启动时从逆变器3向定子的三相绕组（Lu、Lv、Lw）供给驱动电流时的通电模式。切换开关50是用于在PM电动机4启动时将三相绕组的感应电压输入到转子位置推算部20的开关。

逆变器3配备了直流电源31、由6个开关元件Sup～Swn构成的逆变器主电路部32、直接驱动逆变器主电路3的输出前置驱动器33。

（PM电动机通常动作时的控制）

下面简单地说明与现有技术共通的部分的PM电动机4中120度通电控制中无传感器控制的动作。

V*发生器1产生施加到PM电动机4的施加电压指令V*。以对与该指令V*相当的电压进行脉冲宽度调制（PWM）并施加到PM电动机4的方式动作。控制器2中，基于V*发生器1的输出，由PWM发生器5生成脉冲宽度调制后的120度通电波形。通电模式决定器6中，依次输出决定逆变器主电路部32的6种开关模式的模式指令。

门信号切换器7中，根据模式指令决定逆变器主电路部32的各开关元件以怎样的动作进行开关，将最终的6个门脉冲信号输出到逆变器3。通电模式决定器6根据模式切换触发发生器8产生的信号切换通电模式。

模式切换触发发生器8配备了产生作为PM电动机4的非通电相中感应电压的基准的阈值的基准电平切换器9、根据模式指令从PM电动机4的三相端子电压中选择非通电相的非通电相电位选择器10、比较非通电相选择器10的输出，产生模式切换触发的比较器11。

此外，在120度通电方式中，控制器2从PM电动机4的三相绕组中选择2个相并施加电压，使其产生扭矩。这2个相的组合有6种，各自定义为通电模式1～6。

图2（a）表示从V相向W相通电的模式3，反之该图（b）表示从W相向V相通电的模式6。对此，在使转子位置的角度变化一个周期的电角度的情况下，非通电相中出现的感应电压为图3所示。由此，可知U相的感应电压根据转子位置而变化。

在此，该感应电压并非速度电动势，而是与V相和W相的电枢绕组交链的磁通的变化率的差异在U相中观测所得的结果。因此，即使在停止、低速范围中，也能够观测到与转子位置相应的感应电压。此外，图2（a）、（b）所示的电压脉冲在120度通电的通常动作中施加。

图4是U、V、W相的感应电压Eou、Eov、Eow、逆变器3的门信号Gup、Gun、Gup、Gvn、Gvn、Gvp、Gwn以及PM电动机4的转子相位角θd、通电模式1～6下的U、V、W相的通电状态。根据转子相位角θd，每60度切换通电的两相。

在图4中，模式3和模式6分别与图2（a）、（b）的状态等价。此时的U相的感应电压与图3合并后，表示为Eou上的粗箭头。即，观测到在模式3中负方向上减小、模式6中正方向增加的感应电压。

通过如上述的控制装置和控制方式，与旋转的转子位置相应地获得合适的电动机驱动扭矩。由于非通电相的感应电压并非来自速度电动势，而是作为变压器的感应电压，因此即使在极低速状态下也能够以良好的灵敏度检测出来。

以上是与现有技术共通的部分的控制装置的结构和控制方式。

以下说明作为本发明特征的“能够防止启动失败并在短时间内实现启动的初始位置推算方式”。

（本发明中PM电动机启动时的控制）

本发明的特征为，以120度通电方式启动同步电动机时，根据施加正脉冲以及负脉冲时产生的各开路相的感应电压值的和以及差，推算同步电动机的磁极位置，启动同步电动机。

图5表示通电模式的电压矢量标记。在图5中，各通电模式中的施加电压经过三相-二相转换（αβ变换）后表示在矢量空间上。以U相为α轴、其正交方向为β轴，将各通电模式1～6以电压矢量VM1～6标记。

此外，在图5中作为例子针对在V相和W相的线间施加正脉冲的通电模式3的情况进行说明。

如图5所示，由于通电模式3向V相通电的正脉冲作为负脉冲向W相通电，此时定子侧的磁动势矢量为V相轴的矢量与-W相的矢量合成后的方向（图5的VM3方向）。另一方面，对应通电模式3的转子位置为从VM1（θd＝﹣30°）到VM2（θd＝＋30°）的范围。即，定子侧的VM3的矢量与转子侧的磁铁磁通Φpm的矢量为90度±30度的范围，产生正向旋转扭矩。即，在图5所示的阴影部分中存在Φpm的情况下，如果选择通电模式3则产生正向旋转扭矩。

这样，通过根据转子位置选择合适的通电模式，能够使转子不逆向旋转，并通过最大扭矩启动PM电动机。但是，如果错误地设定初始的通电模式，则有启动失败或逆向旋转的可能，因此初始位置推算是重要的技术。

图6（a）是施加正和负脉冲时分别产生的U相的感应电压的检测值。U相为开路的条件是模式3和模式6，分别相当于正脉冲和负脉冲。U相的感应电压根据转子位置的电角度而变化，表现出主要包含一周期电角度的成分和其两倍频率成分的特性。虽然省略图示，在V相和W相中获得对该U相波形偏移±120度的波形。

由于在初始位置推算中，依次施加所有6个通电模式，测量各自的感应电压，因此能够获得共6个感应电压。从检测出的这6个感应电压反推转子的初始位置。并且，此时切换开关50（参照图1），将三相绕组的感应电压输入到感应电压检测部21，进行下述处理。

图6（b）是对各模式的感应电压的检测值求和后所得，该图（c）是对各模式的感应电压的检测值求差后所得。认为转子固定在某初始位置，在其状态下以6个模式通电，分别获得感应电压。之后，如图6所示，执行感应电压值求和（Usum、Vsum、Wsum）和求差（Udif、Vdif、Wdif）的处理。感应电压的和的运算由如图1所示的感应电压合成部（和）23进行，感应电压的差的运算由感应电压合成部（差）22进行。

图6（b）中表示各相中产生的感应电压值的和，可知其相对于一个周期电角度一个周期的变化。即，从图6（b）的特性逆向算出转子位置在原理上是可能的。基于该原理的现有例有专利文献1。

然而，该图6（b）这样的特性不一定能够获得高灵敏度。作为灵敏度低的主要原因与电动机本身的磁路特性相关。即，存在因PM电动机不同而无法获得足够的推算精度（解析度）的情况。

（本发明中通电模式的推算方法）

为了解决该问题，如图6（c）所示，本发明中还利用各相感应电压值的“差”的特性进行初始位置推算。如图所示，如果获取感应电压值的差，检测灵敏度相比获取感应电压值的和的情况更高，因此能够抑制噪声带来的影响。但由于电角度一个周期的成分被抵消，仅放大了1/2周期的成分，因此转子位置的推算范围成为±90°。因此，作为第一阶段首先基于“差”的信息进行位置推算，作为第二阶段基于“和”的信息实施极性的判别（N极或者S极的选择）。

接着，用图7、8对各步骤中的具体处理方法进行说明。

图7是基于各通电模式下检测出的6个感应电压值的各相的差（Udif、Vid、Wdif）以及和（Usum、Vsum、Wsum）的值，根据它们的大小比较求得初始位置并判别应通电的模式的表。

图8（a）表示根据各模式中所检测到的感应电压的差实施大小比较时的感应电压波形的示意图（相当于图8的STEP1），该图（b）表示根据各模式中所检测到的感应电压的和实施大小比较时的感应电压波形的示意图（相当于图8的STEP2），该图（c）表示进行边界判定时作为基准的感应电压波形的示意图（相当于图8的STEP3）。

如图7所示，在“STEP1”中，根据“差”的大小关系（最大（MAX）、中间（MID）、最小（MIN））将转子相位精确到±90度的范围中。进一步地，在“STEP2”中，根据“和”的值实施极性判别。从图8（b）、（c）的比较可知，利用“和”的值即图8（b）进行极性判别的情况下，由于“和”的波形振幅较小，位置推算的结果在通电模式的边界附近的情况下，存在无法以良好精度进行判定的可能性。

这种情况下，如图8（c）所示，通过利用“差”的值（“STEP3”），在位置推算的结果在通电模式的边界的情况下，能够容易地进行更接近哪个通电模式的判定。

例如，在图8（a）的STEP1中，在Udif为MAX、Wdif为MIN、Vdif为MID的情况下，作为转子的磁极位置，A-2区域（﹣60°）或A-1区域（120°）列入候补。接着，作为如图8（b）所示的STEP2，实施Usum和Vsum的大小比较，进行极性判别。在此，在Usum比Vsum的值更大情况下，推算转子的磁极位置为120°，通过图8（c）所示的边界判定选择通电模式5，另一方面，在Usum比Vsum的值小的情况下，推算转子的磁极位置为﹣60°，通过图8（c）所示的边界判定选择通电模式2。

然而，在图8（a）的STEP1中，在Udif为MAX，Vdif为MIN、Wdif为MID的情况下，作为图8（b）所示的STEP2，将A-3至A-4的区域列入候补。假如为A-4区域的情况下，若根据Wdif值，通电模式为2或3，由于在边界上，极性判别困难，根据条件不同而存在扭矩不足的可能性。因此，通过图8（c）所示的边界判定，在Wdif比零大的情况下，选择通电模式3，在Wdif比零小的情况下，选择通电模式2，来进行启动。

此外，上述作为STEP3说明的、A-4区域中的通电模式为2或3中哪一个的边界判定利用“和”的值进行的情况下，利用区域A-4中的Wsum的值（参考图8（b））进行。此外，在区域A-3中利用Wsum进行同样的判定的情况下，由于Wsum的波形变化与上述说明相反，若令图7所示的表的右端（STEP3）中的判定条件为“Wsum＞0”，则分类（模式5、6）的顺序与利用“差”的情况相反。省略利用“和”的情况下的类似图7的表以及参考其的说明。

然而，从图8（b）可知，在使用“和”的值的情况下，在该值的振幅较小的情况下，虽然能够进行区域是A-3还是A-4的判定，但存在无法以良好精度进行这些区域内的边界判定的可能性。这样的情况下，进行基于“差”的值的判定或验证。

如上所述，通过使用本发明，能够利用“和”或“差”的值进行极性判别。此外通过同时进行利用“和”或“差”的值的极性判别，能够更可靠地进行极性判别的验证。此外，上述通电模式的推算在图1所示的通电模式推算部（启动时）24中进行。

上述极性判别的各STEP利用获得的6个感应电压值在后处理中实施，各自的处理时间能够在数μs～数10μs中实现。但在获取6个感应电压值时考虑到瞬态现象，需要10ms左右。然而，即使这样也能够在极短的时间内启动。

由上，如果将本发明的驱动系统适用于各种同步电动机，能够高精度地推算停止时的转子初始位置，能够防止启动失败或逆向旋转，短时间地启动电动机。

（第二实施方式）

参考图9说明本发明的同步电动机驱动系统的第二实施方式。

在第一实施方式中，为了推算初始位置，需要6个模式1～6中的开路相的感应电压值，为了测量这些电压值，需要依次对PM电动机以各模式施加脉冲。然而，为了获得6个感应电压值，如果包括瞬态现象也要一起考虑，需要较多的时间，并非高效。通过本实施方式中的初始位置推算方法，能够在更短时间内推算转子的初始位置。

图9是交替地输出正脉冲电压、负脉冲电压的模式11～13的波形。通过PWM时的脉冲生成方法，能够施加这样的波形。此时，由于能够大致同时地获得正脉冲引起的感应电压和负脉冲引起的感应电压，能够通过实质上3种通电模式获得上述6种感应电压值。因此，能够将检测感应电压所需的时间减半。

此外，在图9中，例如图9（b）所示，正脉冲（V-W脉冲）和负脉冲（W-V脉冲）为不均等的宽度，在初始位置推算时，为了使平均值为零，交替地施加等宽的正负脉冲为佳。如果脉冲偏向正侧或者负侧，根据条件不同而存在产生扭矩使转子位置移动的可能性。如果考虑瞬变（ringing），至少确保2μs到20μs的长度即可。因此，通过大致同时交替地施加正负脉冲，可获得更加正确的感应电压值。

以上，通过本发明的同步电动机驱动系统的第二实施方式，能够提供可在更短时间内以良好精度推算停止时的转子初始位置的同步电动机驱动系统。

（第三实施方式）

利用图10、图11说明本发明的同步电动机驱动系统的第三实施方式。

图10是示意性的表示通电的两相的线间电压波形、此时的相电流波形和流过逆变器的保护电阻（分流电阻）35的电流的图。该图（a）表示Vuv（P侧Sup、N侧Svn导通状态）时的逆变器电流，该图（b）表示Vuv的线间电压波形，该图（c）表示Iu的相电流波形，该图（d）表示I_DC的直流电流，该图（e）表示d轴交链磁通相对于d轴电流的变化。此外，I_DC从输入到通电模式推算部（启动时）24中的在分流电阻35上产生的电压计算出（参照图1）。

在第一实施方式中，在PM电动机的感应电压的检测灵敏度非常小的情况下，由于感应电压被淹没在噪声中，极性判别时通电模式的选择变得困难，启动时失败的可能性虽然极小但仍存在。

因此，在本实施方式中，如图11所示，根据第一实施方式所述的感应电压值的和与差来实施位置推算，之后在推算所得的通电模式中进一步地通过电流进行极性判别（N极或S极），可进一步地减少启动的失败。

如图10所示，尽管线间电压Vuv固定，相电流Iu以及直流电流I_DC的大小仍然改变，其原因是磁饱和。如果对转子磁极位置即d轴施加负的电流，则减弱永磁铁的磁通（去磁），不产生磁饱和或者影响变小，如果施加正的电流，则增加永磁铁的磁通（增磁），因此产生磁饱和或者磁饱和的影响变大。即有如下原理：如果磁饱和的影响变大，电感降低，相对于振幅相等的线间电压，流过的电流增大。

基于该原理，如图11（a）的流程图所示，根据第一实施方式的感应电压值的和以及差至少其中之一实施位置推算（步骤S12），之后，在推算所得的通电模式中，实施基于电流的极性判别（步骤S13），可进一步减少启动的失败。

图11（b）是基于图6或图8中说明的通电模式推算和图10所示的原理，实际地进行初始位置推算的例子，表示直流电流I_DC与通电模式的关系。图的大致左半部分对应图6或图8中说明的通电模式推算，右半部分为基于图10的极性判别。为了说明，图中上侧的波形中左半部分表示电压波形，右半部分表示电流波形。

在图11（b）中，基于步骤S12的感应电压的位置推算的情况下，如第二实施方式所述，交替地叠加正和负的脉冲（第二实施方式），在通电模式11～13中获得对应通电模式1～6的6个感应电压。接着，基于获得的感应电压值的和与差中的至少一个，推算转子的磁极位置，在根据推算所得的磁极位置所决定的通电模式下对三相线圈进行通电。如图11（b）所示，在此由于判断为在通电模式1中，以通电模式1以及其逆极性的通电模式4通电。接着，在进行基于步骤S13的电流的极性判别的情况下，实施上面的通电模式1和通电模式4的直流电流I_DC的大小比较。其结果是，由于判定以通电模式1通电时的电流值大，转子的磁极位置在通电模式1，即判断为θd＝﹣30°～＋30°附近。因此，为了启动PM电动机，以通电模式3对三相线圈通电使产生最大扭矩即可，从实验结果可知以通电模式3启动。

以上，利用本发明的第三实施方式，能够提供可在更短时间内以良好精度推算停止时的转子初始位置的同步电动机驱动系统。

此外，在第三实施方式中，参考图10、11进行说明，图11中假定为图9所示的第二实施方式中的电压脉冲施加方法。本第三实施方式能够增加图4所示的第一实施方式中的电压脉冲施加方法并应用。即，在第一实施方式中，因PM电动机的感应电压的检测灵敏度非常小，在基于图8（b）所示的STEP2中的Usum与Vsum的大小比较的极性判别的精度不足的情况下，也能够以良好精度推算转子磁极位置。

或者，根据第一实施方式中说明的感应电压的差和第三实施方式的直流电流测量结果，不使用感应电压的和，能够推算转子磁极位置。

（第三实施方式的变形例）

接着，利用图12说明本发明的同步电动机驱动系统的第三实施方式的变形例。

在第三实施方式中，在与第一实施方式同样地实施基于感应电压的位置推定后，在推定的通电模式中，还进行基于直流电流I_DC的极性判别（选择N极或S极）。

在本变形例中，如图12所示，在检测施加正负脉冲时（第一至第二实施方式）产生的各开路相的感应电压的同时，检测直流电流I_DC。

在步骤S21中开始处理。在步骤S22中，例如与图11（b）相同，以第二实施方式所述的交替地施加正负脉冲的通电模式11～13，对三相线圈通电。分别检测各通电模式中开路相的6个感应电压、6个感应电流并存储。在步骤S23中，根据存储的6个感应电压的和与差的至少其中之一推算磁极位置，根据推算所得的磁极位置决定以通电模式1～6中哪个对三相线圈通电。然后，通过在所决定的通电模式中检测出并存储的直流电流与该模式的逆特性的通电模式中检测出并存储的直流电流的大小比较，进行极性判别。通过上述步骤，能够短时间内进行旋转电动机的正确启动。

由此，例如在图11的例子中，图11（b）的步骤S13所示的电流检测已经以基于步骤S12的感应电压的旋转位置推算的动作，与电压检测同时地进行，因此能够缩短测量时间，能够短时间内进行旋转位置推算。

在检测出感应电压和直流电流后，根据各开路相的感应电压值，推算同步电动机的磁极位置，进一步地，基于电流检测值进行极性判别，实施启动使得同步电动机正向旋转。

从上述第一至第三实施方式以及变形例可知，基于本发明的同步电动机驱动系统的特征为，在三相绕组的两相间分别施加正脉冲和负脉冲，根据施加正脉冲或负脉冲时各开路相的感应电压的差，进行转子磁极位置（电角度）的候选的推算，进而，通过至少使用感应电压的和来进行转子位置的极性判别，由此进行转子位置的精度良好的检测。通过该同步电动机驱动系统，能够正确地决定从用于进行120度通电旋转驱动的每60°电角度的6个通电模式中，以哪个通电模式启动同步电动机。

转子位置的极性判别使用上述现有技术。可根据对三相绕组的两相间施加正脉冲和负脉冲时开路相的感应电压的和来判定（第一实施方式），也可以利用感应电压的差进一步地以良好精度判定（第一实施方式）。或者也可通过施加正脉冲或负脉冲时流过的直流电流的大小来判定（第三实施方式以及变形例）。

对三相绕组的两相之间施加电脉冲时的条件为两相的选择和正、负得到的6种（上述模式1～6）。基于本发明的同步电动机驱动系统对上述三相绕组的两相之间的正脉冲和负脉冲的施加能够通过交替地施加正脉冲和负脉冲使对三相绕组通电的模式的数量减半（例如模式1～3），能够进一步地缩短开路相的感应电压的测量以及第三实施方式和变形例中的直流电流的电流测量。

以上，通过本发明的同步电动机驱动系统的第三实施方式，能够提供可在更短时间内以良好精度推算停止时的转子初始位置的同步电动机驱动系统。

下面，利用图13说明本发明的同步电动机驱动系统的第四实施方式。

（第四实施方式）

图13是本发明的同步电动机驱动系统的第四实施方式的结构的概要图。在本实施方式中，安装于上述实施方式的同步电动机驱动系统PM电动机的壳体内部，成为所谓机电一体构造。图13中的壳体40的内部收纳有上述所有部件，仅将直流电源31和接收发送对PM电动机的指令、动作状态的通信线向外部引出。

这样，通过将PM电动机的驱动系统一体化，能够实现小型化，并且不需要线路的布线。此外，由于基于本发明的PM电动机驱动系统不需要转子的位置传感器、速度传感器，因此能够使整体更紧凑。

通过采用上述第四实施方式的机电一体构造，能够提供可在更短时间内以良好精度推算停止时的转子初始位置的、使系统整体更紧凑的同步电动机驱动系统。

（第五实施方式）

参考图14和图15说明作为本发明第五实施方式的配备有上述同步电动机驱动系统的电动油压泵系统。

图14是汽车怠速熄火中被驱动的电动油压泵系统的框图。该电动油压泵系统不仅用于怠速熄火时，也用于在混合动力车等引擎完全停止的汽车中确保变速器、离合器、制动器等的油压。参考编号100为基于上述实施方式的PM电动机驱动系统，电动泵102由电动机4和泵101构成。在发动机停止时，通过电动泵102控制油压回路200的油压。油压回路200配备有以发动机201作为动力驱动的机械泵202、储藏油的油箱203、防止机械泵202到电动泵102的逆流的止回阀204。

现有的电动油压泵系统中，安装有使油压保持在设定值之下的安全阀205，但在本发明的系统中可取消它。其理由以及以下的本电动油压泵系统的动作的说明，将参考图15进行说明。

在发动机201旋转、机械泵202产生足够的油压的期间，电动泵102停止，油压由机械泵202产生。请求怠速熄火等时，在发动机201的驱动停止时，转速同时降低，机械泵202的排出压力开始降低。另一方面，电动泵101启动，开始产生油压。机械泵202和电动泵102的排出压力逆转时，止回阀204开启，电动泵102确保油压。

此时，在发动机201停止时，在来自机械泵202的油压降低到电动泵102的油压之下的时刻，为了使来自电动泵102的油压达到足够的值，优选在机械泵202的停止、即发动机201的停止之前，启动电动泵102，具体地，可设定在发动机201的停止指示时或其前后。

在发动机201的重启动时，转速随着发动机201的旋转而上升的机械泵202中，其油压随着发动机201的转速而上升，因此可驱动电动泵102直到机械泵202的油压超过发动机201停止中电动泵102的供给油压。例如，可根据发动机201的不同，驱动电动泵102直到达到使机械泵202的油压达到规定值的转速，或者根据发动机201的重启动开始后的时间等设定电动泵102的驱动时间。

以上为电动油压系统的动作概要，在此，针对安全阀205的动作进行说明。作为止回阀204开启的条件，电动泵102的排出油的压力需要达到机械泵202的排出油的压力之上。该压力根据油压回路200的负载条件和温度条件等而变化，根据情况的不同，存在对电动泵102侧施加过大负载的情况。此时，需要安全阀205开启，通过释放油压来减轻电动泵102的负载。

在没有安全阀205的情况下，电动机4在低速范围中逆向旋转、失步，无法确保电动泵102产生的油压。如果该电动泵102产生的排出压力消失或者不足，则在机械泵202产生的油压上升之前，怠速熄火结束时变速器或离合器的压力不足，车辆启动延迟，或者产生启动震动。

如上所述，在现有技术中，电动机失步停止的原因为未能正确地进行低速范围中转子位置的推算，发生电动机4的逆转或者启动时的扭矩不足。当然如果安装转子位置传感器则解决该问题，在这种情况下，存在传感器的可靠性的问题和布线、安装调整作业等问题。

基于本发明的同步电动机驱动系统中，从停止到高速旋转范围都能够进行稳定的驱动，能够推算转子位置，因此不产生任何问题。通过本发明，如图14所示，能够取消安全阀205。结果是，可提供电动泵102的无用动作消失、高效率、静音的电动油压泵系统。

以上的说明为本发明的实施方式以及变形实施例，本发明并非被这些实施方式或变形实施例所限定。本领域技术人员可在不损害本发明的特征下进行各种变形实施。

Claims (9)

1.一种同步电动机的驱动系统，其特征在于，包括：

同步电动机；

电力转换器，其与所述同步电动机连接且由多个开关元件构成；

控制器，其对所述电力转换器输出电压指令来控制所述同步电动机；

电压检测部，其检测在分别对所述同步电动机的三相绕组中的每两相之间施加正和负的脉冲电压时的开路相的感应电压；

感应电压差计算部，其计算感应电压差，所述感应电压差是在所述两相之间施加正的脉冲电压时由所述电压检测部检测到的开路相的电压与施加负的脉冲电压时由所述电压检测部检测到的开路相的感应电压之差；

感应电压和计算部，其计算感应电压和，所述感应电压和是在所述两相之间施加正的脉冲电压时由所述电压检测部检测到的开路相的电压与施加负的脉冲电压时由所述电压检测部检测到的开路相的感应电压之和；和

转子位置判定部，其根据所述感应电压差和所述感应电压和判定转子的位置。

2.如权利要求1所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于：

所述转子位置判定部根据所述感应电压和判定转子的极性。

3.如权利要求2所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于：

所述转子位置判定部根据所述感应电压和和所述感应电压差判定转子的极性。

4.一种同步电动机的驱动系统，其特征在于，包括：

同步电动机；

电力转换器，与所述同步电动机连接且由多个开关元件构成；

控制器，其对所述电力转换器输出电压指令来控制所述同步电动机；

电压检测部，其检测在分别对所述同步电动机的三相绕组中的每两相之间施加正和负的脉冲电压时的开路相的感应电压；

感应电压差计算部，其计算感应电压差，所述感应电压差是在所述两相之间施加正的脉冲电压时由所述电压检测部检测到的开路相的电压与施加负的脉冲电压时由所述电压检测部检测到的开路相的感应电压之差；

电流检测部，其检测供给到所述电力转换器的直流电力的电流值；和

转子位置判定部，其根据所述感应电压差和所述直流电力的电流值判定转子的位置。

5.如权利要求4所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于：

对分别施加所述正和负的脉冲电压时产生的开路相的感应电压分别进行检测的同时，检测供给到所述电力转换器的直流电力的电流值。

6.如权利要求1至5中任一项所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于：

在分别施加所述正和负的脉冲电压并检测开路相的感应电压时，在所述同步电动机的三相绕组的两相之间施加正脉冲电压和负脉冲电压交替重复的脉冲电压，检测开路相的感应电压。

7.如权利要求1至6中任一项所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于：

所述正或负的脉冲电压的脉冲宽度至少为2μs到20μs的宽度。

8.如权利要求1至7中任一项所述的同步电动机的驱动系统，其特征在于：

所述同步电动机、所述电力转换器和所述控制器被一体化，且所述电力转换器与所述控制器的电源线和连接到控制器的信号线被引出到外部。

9.一种使用同步电动机的泵驱动系统，其特征在于：

包括权利要求1至8中任一项所述的同步电动机的驱动系统，驱动水泵或液压泵作为所述同步电动机的负载。

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