CN104521131A - 同步电动机驱动系统 - Google Patents

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Abstract

提供一种在低速区域能够实现高性能的控制特性的PM电动机的驱动系统。其包括：依次切换多个开关元件而产生交流电压并将其供给到同步电动机的电力转换器；检测或推定上述同步电动机的负载转矩的转矩检测部；在将上述电力转换器的通电的2个相的脉冲输出供给到上述同步电动机的三相绕组中的2个相时，检测未被供给的相的开路电压的检测器；和根据检测出的开路电压而按照规定的通电模式依次切换上述通电的2个相的控制器，其中，该控制器根据上述同步电动机的检测或推定出的负载转矩而使切换上述2个相的时刻延迟。

Description

同步电动机驱动系统
技术领域
本发明涉及同步电动机驱动系统，尤其涉及能够在低速区域实现高性能的控制特性的同步电动机驱动控制系统。
背景技术
用于家电、工业设备、汽车等的电动机驱动系统中，广泛采用了小型、高效率的永磁动机(同步电动机)。不过，为了驱动永磁动机(以下简称PM电动机)，需要使用PM电动机的转子位置的信息，需要用于获得该信息的位置传感器。近年来，去除了该位置传感器进行PM电动机的转速和转矩控制的“无传感器控制”得到广泛普及。
通过无传感器控制的实用化，能够削减位置传感器所需的费用(传感器自身的成本、传感器的配线所需的成本等)。此外，由于不需要传感器，能够相应地实现系统的小型化以及在恶劣环境中使用的可能性。
当前，PM电动机的无传感器控制，采用直接检测因转子旋转而产生的感应电压(速度电动势)，将其作为转子的位置信息来进行PM电动机的驱动的方式，或根据对象电动机的数学模型来推定运算转子位置的位置推定技术等。
这些无传感器控制方式中较为严重的问题在于包括停止状态(零速)在内的低速运转时的位置检测精度。当前已实用化的大部分无传感器控制是基于PM电动机产生的速度电动势而实现的，所以在感应电压较小的停止或低速区域中灵敏度降低，位置信息被噪声淹没。
作为解决该问题的现有方式可举专利文献1为例。专利文献1是以对PM电动机进行120度通电控制为前提的停止或低速区域的无位置传感器控制方式，基于开路相中产生的电动势的变化来切换通电相。该电动势的变化是随PM电动机内部的磁路变化而发生的电动势的变化，与现有的利用由旋转速度引起的速度电动势的方式基于不同的原理。因此，在停止或低速区域也能够实现无传感器控制。
此外，作为切换通电相时对相位进行修正的现有例，可举专利文献2。专利文献2采用了现有的利用由旋转速度引起的速度电动势的120度通电驱动方式的逆变器，在基于开路相中产生的速度电动势而切换通电相时，为了抑制相位的滞后，计算因通电切换而产生的回流电流的时间，进行设定以使得该回流电流时间成为与规定转速(高速区域)对应的值而实现控制的稳定化。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2009-189176号公报
专利文献2：日本特开2005-204383号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
不过，例如专利文献1的发明能够在PM电动机的停止或低速区域中获得良好的控制性能。但是在负载转矩大的用途或者使用电感大的电动机的情况下，转矩电流对磁通(q轴磁通)的影响变大，所以开路相电动势的阈值发生误差，电压相位超前，功率因数降低。其结果，不能够高转矩、高性能地控制PM电动机。
此外，专利文献2的发明中，通过在切换通电相时考虑回流电流的通电时间，虽然能够抑制与运转速度相应的相位滞后，但仅能够在30度的范围中控制。并且，在感应电压小的低速区域中灵敏度降低，位置信息被噪声淹没，所以转矩特性劣化。
本发明鉴于这些问题，提供一种在低速区域也能够实现高性能的控制特性的PM电动机的驱动系统。
解决问题的技术手段
本发明为了解决上述技术问题，采用了下述技术方案。
本发明的同步电动机驱动系统包括：依次切换多个开关元件而产生交流电压并将其供给到同步电动机的电力转换器；检测或推定上述同步电动机的负载转矩的转矩检测部；在将上述电力转换器的通电的2个相的脉冲输出供给到上述同步电动机的三相绕组中的2个相时，检测未被供给的相的开路电压的检测器；和根据检测出的开路电压而按照规定的通电模式依次切换上述通电的2个相的控制器，其中，该控制器根据上述同步电动机的检测或推定出的负载转矩而使切换上述2个相的时刻延迟。
发明效果
本发明由于具有上述结构，所以可提供一种在低速区域也能够实现高性能的控制特性的PM电动机的驱动系统。
附图说明
图1是说明第一实施方式的同步电动机的驱动系统的图。
图2是说明通电模式的图。
图3是表示在使转子位置变化的情况下非通电相中出现的电动势的图。
图4是说明与转子相位角θd相应地切换通电的2个相的图。
图5是表示通电模式与非通电相以及非通电相的电动势的关系的图。
图6是说明用于生成与同步电动机的非通电相电动势进行比较的基准电压(阈值)的基准电平切换器9的图。
图7是现有技术的同步电动机的矢量图。
图8是说明同步电动机的驱动系统的相位补偿的图。
图9是表示同步电动机中流动的电流波形的测定结果的图。
图10是说明第二实施方式的图。
图11是说明第三实施方式的图。
图12是说明第四实施方式的图。
具体实施方式
以下参考附图说明本发明的实施方式。
图1是说明实施方式1的同步电动机的驱动系统的图。
如图1所示，本实施方式的同步电动机的驱动系统包括作为控制对象的PM电动机4，生成对PM电动机4施加的施加电压指令V*的V*发生器1，与PM电动机4连接且由多个开关元件构成的电力转换器(逆变器)3，和对该逆变器3输出电压指令来控制PM电动机4的控制器2。控制器2在PM电动机4的三相绕组中选择两相施加正或负脉冲电压。此外，还包括基于施加正或负脉冲时的开路相电动势推定相位(转子的磁极位置)和速度的单元(模式切换触发信号发生器8)。
此外，逆变器3包括对逆变器供给电力的直流电源31，具有6个开关元件Sup～Swn的逆变器主电路部32，和直接驱动逆变器主电路3的输出前置驱动器(output pre-driver，输出预驱动器)33。
V*发生器1用于生成对PM电动机4施加的施加电压指令V*。控制器2通过脉冲宽度调制(PWM)来对PM电动机4施加与指令V*相应的电压。
即，控制器2基于V*发生器1的输出，在PWM发生器5中生成脉冲宽度调制后的120度通电波形。在通电模式决定器6中，依次输出表示逆变器主电路部进行的6种开关模式中的1种的模式指令。
栅极(控制极)信号切换器7基于模式指令决定逆变器主电路部的各开关元件按怎样的动作进行开关，最终对逆变器3依次输出6个栅极脉冲信号。
此外，通电模式决定器6根据模式切换触发信号发生器8生成的信号逐个切换通电模式。
模式切换触发信号发生器8包括基准电平切换器9用于生成作为PM电动机4的非通电相中的电动势的比较基准的阈值，基于模式指令从PM电动机4的三相端子电压中选择非通电相的非通电相电位选择器10，和对非通电相电位选择器10的输出与上述阈值进行比较来生成模式切换触发信号的比较器11。
这样，在120度通电方式的逆变器3中，从PM电动机的三相绕组中选择2个相施加电压，使其发生转矩。此时，2个相的组合存在6种，将它们分别定义为通电模式1～6。
图2是说明通电模式的图，图2(a)表示了从V相向W相通电的模式3，图2(b)表示了相反地从W相向V相通电的状态。
图3是表示使转子位置的角度变化一个周期的电角度的情况下，非通电相中出现的电动势的图。参考这些图，可知U相的电动势随转子位置而变化。
此处，上述电动势不是速度电动势，而是V相和W相的与电枢绕组交链的磁通的变化率的差异在U相中被观测到的结果。因此，即使在停止或低速区域，也能够观测到与转子位置相应的电动势。此外，图2(a)、(b)所示的电压脉冲，是在120度通电方式的逆变器中在通常动作时施加的。图4表示U～W相的电动势Eou～Eow、逆变器2的栅极信号Gup～Gwn、PM电动机的转子相位角θd和通电模式。如图所示，与转子相位角θd相应地，每60度切换通电的2个相。
此外，图4中的模式3和模式6分别等价于图2(a)、(b)的状态。若对照着图3一并记载此时的U相的电动势，则成为如Eou上的粗箭头所示。即，观测到模式3中向负方向减小，模式6中向正方向增大的电动势。
图5是表示通电模式与非通电相以及非通电相的电动势的关系的图。可知每次通电模式切换时，电动势的正、负切换，分别反复上升、减小。于是，在正侧、负侧分别设定基准电压(Vhp、Vhn)，能够根据上述基准电压与上述电动势的大小关系，生成模式切换的触发信号。
图6是表示用于生成与同步电动机的非通电相电动势进行比较的基准电压(阈值)的基准电平切换器9的结构的图。
基准电平切换器9包括正侧基准电压设定器111、负侧基准电压设定器112和切换开关113。在模式指令为1、3、5的情况下，将切换开关设为1侧来将阈值设定为Vhp，在模式指令是2、4、6的情况下将切换开关设为2侧来将阈值设定为Vhn。
比较器11中，对该阈值与非通电相的电动势的大小进行比较，生成模式切换的触发信号。
通过本实施方式，可以按照转子的旋转位置相应地得到合适的电动机驱动转矩。此处，非通电相的感应电压不是如专利文献2所示的速度电动势引起的，而是变压器电动势，所以在极低速状态下也能够高灵敏度地进行检测。
图7是现有技术的同步电动机的矢量图。
图7中，(a)是低转矩时，(b)是高转矩时的矢量图。
在图7(a)所示的低转矩时，PM电动机的主磁通Φ1与永磁体的磁通Φm的相位没有较大偏差，所以用现有技术的方式也能够稳定地驱动PM电动机。
但是，在图7(b)所示的高转矩时，PM电动机的主磁通Φ1相对于Φm相位有较大偏差。因此若基于主磁通Φ1切换模式，则电流成为超前相位，功率因数恶化，PM电动机的转矩降低，控制系统不稳定。
因此，为了改善电动机的功率因数而实现高转矩化，需要根据转矩而相应地使切换通电的2个相的时刻(时机)延迟的处理。由此，在低速区域能够高转矩、高性能地控制PM电动机。
此处，本实施方式的要点在于，在低速区域中，在通过120度通电方式驱动同步电动机时，即在基于施加脉冲时产生的开路相的电动势来切换通电的2个相时，根据PM电动机产生的转矩或者相当于所产生的转矩的状态量而相应地使上述切换时刻变化，驱动同步电动机。
图8是说明同步电动机的驱动系统的相位补偿的图。
根据转矩而相应地使切换通电的2个相的时刻延迟的处理中，在使用相位补偿器20(图1)的情况下，转矩推定部21基于电动机的电流或者逆变器的直流母线电流推定电动机的转矩，基于推定的转矩由相位变换部22运算相位补偿量。并且，相位变换部基于运算出的值决定切换通电的2个相的时刻(相位补偿期间)。即，使模式切换延迟相当于图8(a)所示的相位补偿期间T1。即，相位变换部设置模式判定标志，基于该标志的值设定切换禁止期间。
通过像这样设定切换禁止期间，电压、电流的关系成为如图8(b)所示的电压V1'与I1'的关系，主磁通Φ1与永磁体的磁通Φm的相位偏差得到改善。即，在高负载或者电动机的电感大的条件下，在120度通电方式的逆变器运转于低速区域时能够改善功率因数。并且，此时能够抑制转矩的降低，能够高转矩、高性能地控制PM电动机。
图9表示同步电动机中流动的电流波形的测定结果。图中，图9(a)是现有技术中的同步电动机的相电流波形。如图所示，发生了相位超前，各通电模式的期间变得不均匀，功率因数也降低。图9(b)是本实施方式的同步电动机中的相电流波形。如图所示，通过使相位延迟，各通电模式的期间变得均匀，功率因数也提高。其中，图9的图中表示的是将测试本实施方式的同步电动机的情况下的电流的有效值作为1.0p.u.进行了归一化的情况。根据该图可知，通过本实施方式，各通电模式的期间被均匀化，能够改善同步电动机的电流波形的相位超前、畸变率，能够改善120度通电中的功率因数。
如以上说明，根据本实施方式的同步电动机驱动系统，在低速区域以及在高负载或者电动机的电感大的情况下，能够改善功率因数而实现控制特性的稳定化，能够实现高转矩、高性能的控制特性。
(实施方式2)
图10是说明本发明的第二实施方式的图。在采用120度通电方式驱动的情况下，在通电模式切换后会发生通电相的重叠期间。因此，存在上述重叠期间中的相位推定结果含有误差的可能。
因此，以在模式切换后的通电模式的重叠期间中禁止相位推定的方式设置模式切换禁止标志，禁止相位推定和模式切换。另外，通电相的重叠期间能够基于上述同步电动机的速度或者电气时间常数推定。这样构成的同步电动机的驱动系统也能够改善同步电动机的电流波形的相位超前和畸变率，能够改善120度通电中的功率因数。
(实施方式3)
图11是说明第三实施方式的图。其中，在图中对于与图1所示的部分相同的部分标注相同标记并省略其说明。本实施方式中，将来自转矩指令器101的转矩指令值τ*直接输入到相位补偿器20A的相位变换部22，改善控制的响应性能。
此外，在这样构成的同步电动机的驱动系统中，也能够改善同步电动机的电流波形的相位超前和畸变率，改善120度通电中的功率因数。因此，本实施方式也能够得到与图1相同的效果。
(实施方式4)
图12是说明第四实施方式的图。本实施方式中，在同步电动机的驱动系统中，采用根据旋转速度区域而相应地使用开关15切换正弦波驱动控制器200和本发明实施方式的控制器2(起动时为控制器2侧，加速之后为正弦波驱动控制器200侧)的结构。
即，以上说明的各实施方式，是基于120度通电方式的无位置传感器同步电动机驱动系统的，但当前PM电动机的驱动方式的主流正在转向使用正弦波电流的180度通电方式。但是，180度通电方式中极低速的位置推定是很困难的。因而，优选在起动时使用120度通电方式的无位置传感器的驱动系统，在已加速至一定程度的时刻切换为180度通电方式的正弦波驱动。即，根据本实施方式，能够进一步提高PM电动机的驱动系统的完成度。此外，在这样构成的驱动系统中，也能够改善同步电动机的电流波形的相位超前和畸变率，能够改善120度通电中的功率因数。
如以上说明，根据本发明的实施方式，包括同步电动机、与该同步电动机连接的由多个开关元件构成的电力转换器(逆变器)、对该逆变器输出电压指令而控制同步电动机的控制器、检测同步电动机的电流的单元和检测同步电动机的负载转矩的单元，该控制器在同步电动机的三相绕组中选择通电的2个相施加脉冲电压，并检测施加脉冲时的开路相电动势，基于检测出的开路相电动势切换通电的2个相。此外，在切换通电的2个相时，根据同步电动机产生的转矩或者与产生的转矩对应的状态量而相应地使切换时刻变化。
此外，切换通电的2个相的时刻，基于作为与产生的转矩对应的状态量的同步电动机中流动的电流、或电力转换器的直流母线电流、或者与这些的指令相当的值而变更。并且，在使对通电的2个相进行切换的时刻变化时，产生的转矩或者与产生的转矩对应的(即相当的)状态量越大，就使切换的时刻延迟越长。由此，在低速区域以及在高负载或电动机的电感大的情况下，能够改善功率因数而实现控制特性的稳定化，能够高转矩、高性能地控制同步电动机。此外，作为控制对象的同步电动机以PM电动机为例进行了说明，但在其他同步电动机(例如在转子中使用了励磁绕组的电动机，或者由磁阻转矩驱动的电动机等)中也能够得到同样的效果。
此外，本发明不限定于上述实施方式，包括各种变形例。例如，上述实施方式是为了使本发明易于理解而进行的详细说明，并不限定于必须具备所说明的所有结构。
此外，能够将某个实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，或者在某个实施方式的结构上添加其他实施方式的结构。另外，对于各实施方式的结构的一部分，能够追加、删除、置换其他结构。而且，上述各结构、功能、处理部、处理单元等的一部分或全部，例如可以通过集成电路设计等而用硬件实现。并且上述各结构、功能等，也可以通过由处理器解释、执行实现各功能的程序而用软件实现。实现各功能的程序、文件等信息，能够保存在存储器、硬盘、SSD(SolidState Drive)等记录装置，或者IC卡、SD卡、DVD等记录介质中。此外，控制线和信息线表示了认为说明上必要的，并不一定表示了产品上所有的控制线和信息线。实际上也可以认为几乎所有结构都相互连接。
附图标记说明
1……V*发生器，2……控制器(逆变器)，3……电力转换器(逆变器)，
4……同步电动机(PM电动机)，5……PWM发生器，6……通电模式决定器，
7……栅极信号切换器，8……模式切换触发信号发生器，9……基准电平切换器，
10……非通电相电位选择器，11……比较器，
15，113……切换开关，
20，20A……相位补偿器，21……转矩推定部，22……相位变换部，
31……直流电源，32……逆变器主电路部，33……输出前置驱动器，
35……分流电阻，
101……转矩指令器，
111，112……基准电平设定器，
200……正弦波驱动控制器(180度通电方式)1……V*发生器，2……控制器(逆变器)，3……电力转换器(逆变器)，
4……同步电动机(PM电动机)，5……PWM发生器，6……通电模式决定器，
7……栅极信号切换器，8……模式切换触发信号发生器，9……基准电平切换器，
10……非通电相电位选择器，11……比较器，
15，113……切换开关，
20，20A……相位补偿器，21……转矩推定部，22……相位变换部，
31……直流电源，32……逆变器主电路部，33……输出前置驱动器，
35……分流电阻，
101……转矩指令器，
111，112……基准电平设定器，
200……正弦波驱动控制器(180度通电方式)

Claims (6)

1.一种同步电动机驱动系统，其特征在于，包括：
依次切换多个开关元件而产生交流电压并将其供给到同步电动机的电力转换器；
检测或推定所述同步电动机的负载转矩的转矩检测部；
在将所述电力转换器的通电的2个相的脉冲输出供给到所述同步电动机的三相绕组中的2个相时，检测未被供给的相的开路电压的检测器；和
根据检测出的开路电压而按照规定的通电模式依次切换所述通电的2个相的控制器，其中，
该控制器根据所述同步电动机的检测或推定出的负载转矩而使切换所述2个相的时刻延迟。
2.如权利要求1所述的同步电动机驱动系统，其特征在于：
所述负载转矩是基于同步电动机中流动的电流、电力转换器的直流母线中流动的电流或者转矩指令值而推定的。
3.如权利要求1所述的同步电动机驱动系统，其特征在于：
控制器根据所述同步电动机的检测或推定出的负载转矩而使切换所述2个相的时刻延迟。
4.如权利要求1所述的同步电动机驱动系统，其特征在于：
基于所述同步电动机的速度或者电气时间常数设定电力转换器的通电模式切换后的通电相的重叠期间，在该期间内禁止切换通电的2个相。
5.如权利要求1所述的同步电动机驱动系统，其特征在于：
电力转换器在起动时以120度通电方式起动，之后切换为180度通电方式，其中，
120度通电方式使由构成转换器的开关元件形成的臂的通电期间120度通电，180度通电方式使由构成转换器的开关元件形成的臂的通电期间180度通电。
6.如权利要求1所述的同步电动机驱动系统，其特征在于：
切换所述2个相的时刻的延迟量在负载转矩越大时被设定得越大。
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